JP2013021688A - 高除去率帯域阻止フィルタおよびそのようなフィルタを用いたダイプレクサ - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、高除去率阻止帯域フィルタ、およびそのようなフィルタを用いたダイプレクサに関する。
【解決手段】阻止帯域フィルタは、接地面を有する基板３０上に、入力（ポート１）と出力（ポート２）の間に延びる伝送線路を備え、かつ伝送線路内に埋め込まれた印刷開放回路内の「スタブ」から形成される複数の共振器（３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３１ｄ）を備え、共振器は、共に平行に配置され、同じ方向または頭−尾結合で直列に相互接続される（３２ａ、３２ｂ、３２ｃ）。フィルタは、２つのコンカレントな周波数帯域で動作するモバイル装置において特に有用である。
【選択図】図４

Description

本発明は、高除去率帯域阻止フィルタに関し、より具体的には印刷技術における帯域阻止フィルタに関する。本発明はまた、そのようなフィルタを用いたダイプレクサに関する。

家庭内環境での高ビットレートマルチメディアネットワークの領域において、テレビジョンセット、コンピュータ、ゲームコンソール、タブレット、またはスマートフォンなどの様々な利用可能なマルチメディアデバイス上でデジタルコンテンツを有することができるようにすることへの要求が増大している。したがってこれらのデバイス上に、データおよびマルチメディアアプリケーションを同時に伝送することを可能にする、コンカレントな二重周波数帯域無線アクセスをもつことが必要であることが分かる。

現在、一部の製品が２．４ＧＨｚおよび５ＧＨｚ周波数帯域でのコンカレントな無線アクセス（ＷｉＦｉ）を提供している。この場合は、２．４ＧＨｚ周波数帯域は標準データまたは映像の転送に割り当てられ、５ＧＨｚ周波数帯域は高精細度ストリームまたは高分解能ゲームの転送に割り当てられる。

しかしながら、２．４ＧＨｚＷｉＦｉ帯域だけで３つの隣接チャネルを有し、５ＧＨｚＷｉＦｉ帯域は２４チャネルを有する。２つの隣接した５ＧＨｚ周波数帯域でのコンカレントな機能を確実にするＷｉＦｉアクセスポイントは、将来の家庭内ネットワークにおけるコンテンツの分配が著しく改善されることを可能にし、潜在的な干渉問題を制限する。しかしながら、アンテナの単一のシステムを、同じ周波数帯域すなわち５ＧＨｚ周波数帯域での２つのコンカレントな無線回路で共有するという課題は、２つの能動回路の間の分離能力にあり、この課題は２つの周波数帯域が実際上隣接するのにしたがってますます重要となる。

この場合、正しくコンカレントに機能するために十分な分離を確保にするように、非常に高い除去率の外部フィルタが必要である。しかしながら、現在、４０ｄＢ程度の分離を得ることを可能にする、５ＧＨｚ周波数帯域内で動作するフィルタデバイスは存在しない。アクティブフィルタに対して行われた解析では、主としてそれらの直線性による限界が示されている。混合構造、受動要素とマイクロストリップを有するローパス／ハイパスタイプのトポロジーについてシミュレーションが行われている。シミュレーションは、必要な性能を確保するためには多数の極が必要であり、結果として複雑なフィルタとなることを示している。

極の数を制限するために、ローバンド用の帯域５．１５〜５．３５ＧＨｚまたはハイバンド用の帯域５．４５〜５．７２ＧＨｚの、２つの５ＧＨｚＷｉＦｉ帯域のそれぞれに対する対称応答阻止帯域タイプフィルタを作成する努力がなされ、課題はこれら２つの帯域を隔てる１２０ＭＨｚにおいて４０ｄＢの除去率を確保することであった。

上記の基準に応じた非対称応答阻止帯域フィルタを作成するために、研究は論文（非特許文献１参照）でなされた考察に基づいて行われた。異なるタイプの超広帯域マイクロ波フィルタについて述べているこの論文でＳｈａｍａｎは、伝送線路と「スタブ」から形成される様々な構造の帯域幅に関する性能を比較している。それによりＳｈａｍａｎは、図１に示すように以下の性能を比較している。

（Ａ）開放回路での従来型のスタブであり、すなわち「入力」として参照される入力端子および「出力」として参照される出力端子を有する伝送線路１、長さλ／４のスタブ２であり、λは動作周波数に対応し、伝送線路は幅Ｗｃを有し、スタブはより狭い幅Ｗｓを有する。

（Ｂ）図１に示すような「引き込み線」パターンであり、伝送スタブ３は入力点「入力」と出力点「出力」とを備え、この線路は長さλ／４のスタブ３ａを切り込んだスロット４が組み入れられ、スロットは幅Ｇ、スタブ３ａは幅Ｗｓ、および伝送線路３’は幅Ｗｃを有する。

（Ｃ）「埋め込み型開放回路スタブ」と呼ばれるマイクロストリップ線路内に挿入された開放回路内のスタブであり、このスタブは図１に示すように、入力「入力」と、出力「出力」とを有する伝送線路５により作成され、その中には、λを動作周波数での波長として長さλ／４および幅Ｗｓを有するスタブ６を形成するように伝送線路５をＵ字型にエッチングすることによって得られるスタブ６が実現され、伝送線路は幅Ｗｃを有し、およびＵ字エッチングは幅Ｇのスロットを形成する。

３つの実施形態Ａ、Ｂ、Ｃのシミュレーションは、図１の右に示される反射曲線Ｓ１１および伝送曲線Ｓ２１をもたらした。これらの曲線が示すように実施形態Ｃ、すなわち開放回路内のスタブを用いて大きな除去率が得られることが分かる。

図１のＣで示されるような２つの共振器を用いて阻止帯域フィルタを形成する補完的な研究が行われた。標準のトポロジーに従って２つの共振器が、図２に示されるように同じ方向で直列に、または図３に示されるように頭−尾結合で直列に搭載された。より具体的には、図２に示される同じ方向で直列の２つの共振器から構成される帯域阻止フィルタは次のように実現され、すなわち導電層を有する基板１０上に、同じ方向で直列に搭載された第１の共振器１１ａおよび第２の共振器１１ｂが実装され、２つの共振器１１ａおよび１１ｂは結合線路１２を通じて相互接続される。これらの共振器は要素Ｒ１の記号で表され、結合線路は共振器の間の結合位相を表す要素Ｐｈｉの記号で表される。同様に。図３には、頭−尾結合で直列の２つの共振器から形成された帯域阻止フィルタが示される。それにより、導電層を備える基板２０上には、第１の共振器２１ａであって、共振器２１ａに対して頭−尾結合で搭載された第２の共振器２１ｂに結合線路２２を通じて相互接続された、共振器２１ａが作成された。図２および図３の２つの実施形態は、結合線路１２または２２に対して、共振器間の結合位相を変更することを可能にする、異なる長さを用意することによりシミュレーションされた。図２および図３に示される曲線は、共振器間の位相結合の変化は、伝送の応答を変化せずに反射零点の変位を誘起することを示している。この特定の、結合の非可逆的な挙動は、除去すべき５ＧＨｚ周波数帯域に従って、左の側面または右の側面での阻止帯域フィルタの急峻性を増加させるために用いることができる。

共振器間の結合の長さを調整することは、所望の遮断周波数に近い反射零点の１つをシフトすることと同じであり、直列の共振器が図２のように同じ方向であるか、または図３のように頭−尾結合であるかに応じて反対の挙動が得られることが分かる。したがってこの興味深い特性は、左または右側面での選択度に従って、同じ方向で直列の共振器から形成されたフィルタ、または頭−尾結合で直列のフィルタから形成されたフィルタがそれに用いられる、非対称応答阻止帯域フィルタを設計するために有効に利用される。

Hussein Nasser Hamad Shaman, "Advanced ultra wideband (UWB) microwave filters for modern wireless communication" August 2008, Heriot-Watt University

しかしながら、図２および図３に示されたようないくつかの共振器の実装では、容易に使用される阻止帯域フィルタを得ることができない。得られるフィルタは、各共振器がλ／４に固定されるためにかなりのサイズを有する。

したがって、本発明は、動作周波数帯域にて、すなわち特定の実施形態では５ＧＨｚにて、著しい除去率を有し小型でもある、伝送線路内、具体的にはマイクロストリップ線路内に挿入された開放回路内のスタブから構成された共振器を用いた、新しい阻止帯域フィルタ構造を提案する。

本発明の目的はしたがって、非対称応答阻止帯域フィルタにおいて、接地面を有する基板と、入力端子と出力端子の間に延びるエッチングされた伝送線路と、少なくとも２つの共振器とを備え、各共振器は、印刷伝送線路内に埋め込まれた、開放回路内の印刷線路の区間または「スタブ」によって構成される、非対称応答阻止帯域フィルタであって、少なくとも２つの共振器は、基板上に共に平行に配置され、同じ方向または頭−尾結合で直列に相互接続される、非対称応答阻止帯域フィルタである。共振器を平行に配置することによって小型なフィルタを得ることが可能になる。標準のマイクロストリップタイプのトポロジーとは対照的に、この構造は同一平面伝播モードを有し、結果として様々な共振器の間で結合は現れず、電磁界はスタブと関連するスロットの間に集中したままとなる。

本発明の他の特徴によれば、フィルタを構成する共振器の数は、必要な除去率のレベルに従って計算される。さらに２つの共振器を相互接続する伝送線路の長さは、考えられる周波数にて、同じ方向で直列の接続では２０°未満の結合長さに、頭−尾結合で直列の接続では９０°の結合長さに対応する。

さらに基板は、基板の表面をさらに減少できるように、アーロン（Ａｒｌｏｎ）２５Ｎとして知られている基板などの低損失基板である。用いられる基板はまた、ロジャース（Ｒｏｇｅｒｓ）社のＲＯ４００３と呼ばれる基板など標準の超周波数基板でもよい。

本発明はまた、隣接周波数帯域での動作を可能にするダイプレクサであって、上述のような２つの非対称応答阻止帯域フィルタを備える、ダイプレクサに関し、２つのフィルタはそれらの相互分離を確保する相互接続線路を通じて相互接続され、フィルタの一方は動作周波数の帯域のハイバンドで動作し、他方のフィルタはローバンドで動作する。

好ましくは、ハイバンドで動作するフィルタは、頭−尾結合で直列に相互接続された共振器を備え、ローバンドで動作するフィルタは、同じ方向で直列に相互接続された共振器を備える。

本発明の他の特徴および利点は、添付の図面を参照して述べる異なる実施形態についての説明を読めば明らかとなるであろう。

すでに述べた、共振器の異なる実施形態、および周波数に応じたそれらの伝送および反射曲線を概略的に示す図である。 すでに述べた、直接方向に直列に搭載された２つの開放回路「スタブ」タイプ共振器を備えた阻止帯域フィルタの第１の実施形態、および位相を生じる、異なる長さの結合線路に対する伝送曲線を示す図である。 すでに述べた、頭−尾結合で直列に搭載された２つの開放回路「スタブ」タイプ共振器から形成される阻止帯域フィルタの他の実施形態、および２つの共振器の間の異なる長さの結合線路に対する伝送曲線を示す図である。 本発明による高除去率阻止帯域フィルタの第１の実施形態、および前記フィルタの反射および伝送曲線を示す図である。 本発明による高除去率阻止帯域フィルタの第２の実施形態、および前記フィルタの反射および伝送曲線を示す図である。 図５の実施形態に対して、阻止帯域フィルタを構成する共振器の数に応じた反射および伝送曲線を示す図である。 図４および図５の実施形態による２つの阻止帯域フィルタによって構成されるダイプレクサの実施形態、およびそれらの反射および伝送曲線を示す図である。 阻止帯域フィルタの特定の実施形態の測定した応答を（ａ）に、およびダイプレクサの測定した応答を（ｂ）に示す図である。

図４には、本発明による高除去率阻止帯域フィルタの第１の実施形態が示される。図４の左側はフィルタの構造を概略的に示し、図４の右側は前記フィルタに対してシミュレーションされた伝送および反射曲線を示す。

左側に示されるように導電層を有する基板３０上に、４つの共振器３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、および３１ｄが、縦続接続されて共に平行に（in parallel）搭載されて実現された。各共振器３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、および３１ｄは、図１の実施形態Ｃの場合で述べたように、伝送線路内にエッチングされた長さλ／４のスタブによって形成される。

図４の実施形態では共振器３１ａは、その長さが結合位相を決定する結合スタブ３２ａによって同じ方向で直列に（in series）共振器３１ｂに接続される。同様に共振器３１ｂは、結合線路３２ｂによって同じ方向で直列に共振器３１ｃに接続され、共振器３１ｃは、結合線路３２ｃによって共振器３１ｄに接続される。結合線路３２ａ、３２ｂ、３２ｃの長さはできるだけ小さくなるように選択され、それにより図２を参照して述べたように、２つのＷｉＦｉ帯域の遷移にてフィルタの急峻性が強調されるようにすることができる。フィルタ入力はポート１のレベルに実現され、フィルタの出力はポート２のレベルに実現される。図４のフィルタの電磁シミュレーションは、図４の右側に示される。図４のフィルタは特に、ローバンドすなわち図示の実施形態では５．１５〜５．３５ＧＨｚの間を含む周波数帯域で動作するように適合される。これは、伝送曲線の右側でより急峻なエッジを有する。したがってこのフィルタタイプは、どちらかと言えばローバンドフィルタとして用いられることになる。

次に図５を参照して、本発明による高除去率阻止帯域フィルタの別の実施形態について述べる。この図では図４のように、左側はフィルタ構造を概略的に示し、右側は前記フィルタのシミュレーションされた伝送および反射曲線を示す。

左側に示すように、導電層を有する基板４０上に４つの共振器４１ａ、４１ｂ、４１ｃ、および４１ｄが、縦続接続されて実現された。この実施形態では４つの共振器は、頭−尾結合で直列に搭載される。各共振器４１ａ、４１ｂ、４１ｃ、４１ｄは、図４の実施形態と同様に、伝送線路内にエッチングされた長さλ／４のスタブから形成される。図に示すように２つの共振器４１ａ、４１ｂは、長さが結合位相を決定する結合線路４２ａを通じて、頭−尾結合で相互接続される。同様に、共振器４１ｂは結合線路４２ｂを通じて共振器４１ｃに相互接続され、共振器４１ｃは結合線路４２ｃを通じて共振器４１ｄに相互接続される。フィルタ入力はポート１のレベルに実現され、フィルタ出力はポート２のレベルに実現される。図５のフィルタに対して行われたシミュレーションは、図５の右側に示される反射および伝送曲線を示す。この場合は伝送曲線の左側で、５．４７０と５．７２０ＧＨｚの間の伝送零点に急なエッジが見られる。このフィルタ構造は主に、５ＧＨｚ周波数帯域のハイバンド用の阻止帯域フィルタとして用いられる。

図５の曲線に示されるように、頭−尾結合で直列に搭載された４つの共振器を備えるフィルタの場合は、−２０ｄＢ以内のまたは約−２０ｄＢの除去率のレベルが得られることが分かる。一般にはこの除去率のレベルは、２つの隣接した周波数帯域を分離するためにこのフィルタが用いられる場合は、必要な分離性能レベルを確保するには不十分である。

その結果として図６に示されるように、頭−尾結合で直列の共振器から形成される高除去率阻止帯域フィルタの性能レベルについて、フィルタの伝送応答を調べるために共振器の数を変化させてシミュレーションが行われた。

図６の左側に示されるように頭−尾結合で搭載された６つの共振器を備える阻止帯域フィルタがシミュレーションされ、右側には図５のように頭−尾結合で搭載された４つの共振器を有する阻止帯域フィルタの伝送および反射曲線が示される。得られた曲線は、頭−尾結合で直列に搭載された６つの共振器を備える阻止帯域フィルタを用いて、より大きな除去率レベルが得られることを示す。

上記で得られた結果は、コンカレントな二重無線構成において、同じアンテナシステムを共有することを可能にするダイプレクサを作成するために用いられる。

図７の右側に示されるようにダイプレクサは、導電層を有する基板５０上に、ハイバンドフィルタを得ることを可能にする頭−尾結合で直列の６つの共振器から形成される、第１のフィルタ５１から構成される。この共振器５１は、マイクロストリップ線路５３を通じて、ローバンドフィルタをもたらす直接方向に直列の４つの共振器から形成される帯域阻止フィルタ５２に接続され、共振器５１と５２を相互接続するマイクロストリップ線路は、２つの阻止帯域フィルタの間の相互分離を確保することを可能にする。

図７のダイプレクサはシミュレーションされ、２つのフィルタの伝送応答は図７の上側の曲線によって示され、２つのフィルタの反射応答は図７の下側の曲線によって示される。それにより約５．１５ＧＨｚにてローバンド除去率が得られ、５．５〜５．７ＧＨｚでのハイバンド除去率は−３０ｄＢと−４０ｄＢの間の除去率のレベルが得られることが分かる。ローバンドにおける除去帯域の帯域幅は、ハイバンドにおけるよりも狭いことに留意すべきである。この現象は、共振器の構造上の差異、すなわち同じ方向かまたは頭−尾結合かに関連し、それにより異なる結合を生じる。第２のグラフは除去フィルタの帯域幅内の適合を表し、ローバンドフィルタに対しては１０ｄＢ程度であり、ハイバンドフィルタに対しては１５ｄＢより大きい。

研究を完成するために、基板としてεｒ＝３．３８、ＴｇＤ＝０．００２７のアーロン社の２５Ｎと呼ばれる基板を用いてプリント回路を作成した。導電損失を制限するために、ニッケル−金タイプの表面処理は省略した。図４および図５で述べたような阻止帯域フィルタ、および図７で述べたようなダイプレクサが、この基板上に作成された。それによりこれらの異なる回路を用いて伝送および反射の測定が行われ、測定結果は、フィルタに対して図８の（ａ）の部分、およびダイプレクサに対して（ｂ）の部分に示される。それによりダイプレクサに対しては、−３０ｄＢより大きな除去率レベルを有して、５ＧＨｚと５．２ＧＨｚの間のローバンドに対する除去率、および５．３ＧＨｚと５．８ＧＨｚの間のハイバンドに対する除去率が見られる。図８ａは各帯域阻止フィルタに対して測定および電磁シミュレーションによって得られた比較結果を表し、図８ｂはダイプレクサの２つのチャネルの反射および伝送応答を表す。

上述の実施形態は例として示したものである。当業者にはそれらは、特に共振器の数、基板または伝送線路用に用いられる材料、動作周波数帯域などに関して変更できることが明らかであろう。

Claims (6)

1. 非対称応答阻止帯域フィルタにおいて、接地面を有する基板（３０、４０）上に、入力端子（ポート１）と出力端子（ポート２）の間に延びる伝送線路と、少なくとも２つの共振器（３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３１ｄ；４１ａ、４１ｂ、４１ｃ、４１ｄ）とを備え、各共振器は、前記印刷伝送線路内に埋め込まれた、開放回路内の印刷線路の区間または「スタブ」によって構成される、非対称応答阻止帯域フィルタであって、前記少なくとも２つの共振器は、基板上に共に平行に配置され、同じ方向または頭−尾結合で直列に相互接続される（３２ａ、３２ｂ、３２ｃ；４２ａ、４２ｂ、４２ｃ）、非対称応答阻止帯域フィルタ。
2. 前記フィルタを構成する共振器の数は、必要な除去率のレベルに従って計算される、請求項１に記載の阻止帯域フィルタ。
3. ２つの共振器を相互接続する伝送線路（３２ａ、３２ｂ、３２ｃ；４２ａ、４２ｂ、４２ｃ）の長さは、同じ方向で直列の接続に対しては２０°未満、および頭−尾結合で直列の接続に対しては９０°の結合長さに対応する、請求項１または２に記載の阻止帯域フィルタ。
4. 前記基板は、アーロン２５Ｎとして知られている基板などの低損失基板である、請求項１から３のいずれか一項に記載の阻止帯域フィルタ。
5. 隣接周波数帯域での動作を可能にするダイプレクサであって、請求項１から４の一項に記載の２つの非対称応答阻止帯域フィルタ（５１、５２）を備え、前記２つのフィルタは直列（５３）に搭載され、フィルタの一方はハイバンドで動作し、他方のフィルタはローバンドで動作する、ダイプレクサ。
6. 前記ハイバンドで動作する前記フィルタ（５１）は、頭−尾結合で直列に相互接続された６つの共振器を備え、前記ローバンドで動作する前記フィルタ（５２）は、同じ方向で直列に相互接続された４つの共振器を備える、請求項５に記載のダイプレクサ。