CN104852110B - 低串扰高频传输的差分对微带线 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种低串扰高频传输的差分对微带线，其包括：一第一微带线，其用于传输一第一传输信号，该第一微带线具有周期性排列的多个凹槽；以及一第二微带线，其平行该第一微带线，且用以传输一第二传输信号，该第二传输信号与该第一传输信号是相位差为180°的互补信号，该第二微带线具有周期性排列的多个凹槽；其中，该多个凹槽以亚波长的方式，周期地排列于该第一微带线的外侧、以及该第二微带线的外侧，该亚波长的方式为该多个凹槽的周期排列长度，小于该传输的第一传输信号以及第二传输信号的波长，该多个凹槽提供增强电磁波的亚波长约束。
Description
技术领域
本发明涉及一种传输线，特别是一种低串扰高频传输的差分对微带线。
背景技术
近年来，在数字系统中，随着信号传输率的提升与电子的外型尺寸愈来愈小，电子线路的设置也愈来愈密集，因此，线路间串扰的现象也愈来愈严重。所谓的串扰(crosstalk)起因于信号在传输信道传输时，因电磁耦合而对相邻近的传输线产生影响，且在被干扰的传输在线产生耦合电压与耦合电流。串扰过大将会影响到系统运作的效率，甚致引起电路误触发，进而使系统无法正常工作。此外，于主板或高速电路中，若碰到电子线路需根据实际设计转弯时，常以增加微带线间的间隔或增加数字信号上升与下降时间来抑制串扰，但仍无法有效解决串扰问题。
鉴于传统的方法并无有效解决线路间的串扰问题，因此亟需提出一种新颖的低串扰高频传输的差分对微带线结构，可用于抑制串扰的发生、以及降低差模转共模的转换效应。
发明内容
本发明主要是利用传输信号的微带线，存在信号时，其表面电流主要分布于微带线的边缘，即导带的边缘存在极高的电流密度。如果在微带线的边缘刻蚀亚波长周期波纹，将边缘电流引入凹槽形成近似闭合回路，则有利于提升电路本身的自感，并将磁场约束于自身导线的附近，有效降低对邻近电路由于互感所造成的串扰。随着凹槽内部的结构与深度的不同将对磁场有不同的约束效果。
在现有技术中微带电路存在周期结构的目的是用于带阻滤波，但是由于结构过长往往在实际的电路中不常使用。此外，现有技术中周期结构的另一用途是用于形成合适的R-L架构，用于作为与相邻电路的耦合。因此本发明的概念与上述两种现有技术中的观点是有所区别的。从事这类工作的基于对周期结构的这两种根深蒂固的观念，要使专业工作人员想到利用周期结构来做信号的传输主体是有相当的困难的，此外由于专业人员所使用的电路设计软件并不支持这类的线路，对于用周期线来做信号线是无法想象的。目前最常用于抑制串扰的做法有两种，第一种是利用差分线或单端线的多次转弯来降低串扰，这对于差分对而言，将造成共模信号的增加，不利于导线整体电路的运作。第二种办法是在邻近回路间加入接地线，这会造成两个明显的缺陷。第一个回路的面积就无法有效的缩小,其二是接地线只阻隔电场，对于线间的互感抑制的效果不大。本发明用在导体表面刻画迂回的路径，使边缘电流在这样的迂回路径中形成一个准回路将磁场做有效约束，抑制互感所造成的串扰。这样的约束对于越是高频的信号越是有好的效果。由于周期长度远小于波长，因此，其工作频率是远离带隙，并且主要的功能是传输信号而非反射信号，与滤波器并非相同概念下的应用。适用的领域为高频微波电路与高速电路，特别在密集的线路中，可以有效隔离信号线间的相互干扰。差分对主要传输互补信号，与单端传输线不同的是，它具有较强的抗干扰能力，但是在使用上，回路上使用比单端传输线所需的信号线数量多的信号线，电路面积就相对会大一些。为了降低电路的面积，将导致差分对将与其他传输线间过度靠近，则串扰与差分信号转变为共模信号的情况变的极为严重，有必要脱离使用传统差分微带线，用全新概念的传输线来替代。在信号的传输上，差分对是由两条传输线构成，两条都传信号，但是两条线的信号的相位相差180°，这是与单端传输线的一个重大的区别。
本发明的一目的在于提供一种低串扰高频传输的差分对微带线，其包括：一第一微带线，其用于传输一第一传输信号，该第一微带线具有周期性排列的多个凹槽；以及一第二微带线，其平行于该第一微带线，且用以传输一第二传输信号，该第二传输信号与该第一传输信号是相位差为180°的互补信号，该第二微带线具有周期性排列的多个凹槽；其中，该多个凹槽以亚波长的方式，周期地排列于该第一微带线的外侧以及该第二微带线的外侧，该亚波长的方式为该多个凹槽的排列周期长度，小于传输的该第一传输信号以及该第二传输信号的波长，该多个凹槽提供增强电磁波的亚波长约束。
本发明的另一目的在于其更含有:一第一端口，其为该第一微带线与该第二微带线输入互补信号的端口；以及一第二端口，其为该第一微带线与该第二微带线输出互补信号的端口；其中沿着微带线边缘排列的多个该凹槽，用于当由该第一端口传输互补信号至该第二端口时，降低差模转共模的转换效应。其中，多个该凹槽，其用于当由该第一端口传输互补信号至该第二端口时，降低与相邻近的一单一微带线或一差分对的能量串扰效应。
其中，该多个凹槽，以亚波长的排列方式，更包含有：对称于该第一微带线的外侧的多个该凹槽，而且周期地排列于该第一微带线的内侧；以及对称于该第二微带线的外侧的多个该凹槽，而且周期地排列于该第二微带线的内侧。
本发明所达到的功效在于提供一种低串扰高频传输的差分对微带线结构，用以解决高速电路中的串扰与共模转换效应的问题,并提升信号传输质量与缩小电路板尺寸。
本发明所达到的另一功效在于提供一种低串扰高频传输的差分对微带线结构，具有亚波长尺寸的周期性凹槽，且凹槽的形状与大小可根据实际设计作相对应的调整，进而以人工表面电浆极化子的模式对凹槽微带在线的电磁能形成高度束缚。
附图说明
图1为亚波长周期结构外侧开口凹槽式差分对的示意图；
图2为亚波长周期结构外侧开口凹槽式差分对与传统差分对的耦合电路的示意图；
图3为外侧开口凹槽式差分对中信号的传输能力Sdd21及差分对与相邻传统差分对的串扰Sdd41示意图；
图4为外侧开口凹槽式差分对中差分模信号与共模信号的转换效果Scd21示意图；
图5为亚波长周期结构外侧发夹式差分对整体的示意图；
图6为亚波长周期结构外侧发夹式差分对细节的示意图；
图7为亚波长周期结构外侧发夹式差分对与传统差分对的耦合电路的示意图；
图8为外侧发夹式差分对中信号的传输能力Sdd21及差分对与相邻传统差分对的串扰Sdd41示意图；
图9为外侧发夹式差分对中差分模信号与共模信号的转换效果Scd21示意图；
图10为亚波长周期结构外侧凹槽式差分对的示意图；
图11为亚波长周期结构外侧凹槽式差分对与传统差分对的耦合电路的示意图；
图12为外侧凹槽式差分对中信号的传输能力Sdd21及差分对与相邻传统差分对的串扰Sdd41示意图；
图13为外侧凹槽式差分对中差分模信号与共模信号的转换效果Scd21示意图；
图14为亚波长周期结构双侧开口凹槽式差分对的示意图；
图15为亚波长周期结构双侧开口凹槽式差分对与传统差分对的耦合电路的示意图；
图16为双侧开口凹槽式差分对中信号的传输能力Sdd21及差分对与相邻传统差分对的串扰Sdd41示意图；
图17为双侧开口凹槽式差分对中差分模信号与共模信号的转换效果Scd21示意图；
图18为亚波长周期结构双侧凹槽式差分对的示意图；
图19为亚波长周期结构双侧凹槽式差分对与单端微带线耦合电路的示意图；
图20为亚波长周期双侧凹槽式差分对中信号的传输能力Sdd21及差分对与相邻单端微带线的串扰Ssd41示意图。
图21为亚波长周期双侧凹槽式差分对中差分模信号与共模信号的转换效果Scd21示意图；
图22为亚波长周期结构双侧发夹式差分对整体的示意图；
图23为亚波长周期结构双侧发夹式差分对细节的示意图；
图24为亚波长周期结构双侧发夹式差分对与单端微带线耦合电路的示意图；
图25为周期双侧发夹式差分对信号的传输能力Sdd21及差分对与相邻单端微带线的串扰Ssd41示意图；
图26为周期双侧发夹式差分对中差分模信号与共模信号的转换效果Scd21示意图。
附图标记说明：11-第一微带线；12-第二微带线；13-第一端口；14-第二端口；15-矩形凹体；16-矩形凸体；17-第一延伸部；18-第二延伸部；20-Z型凸体；21-基板；22-第三端口；23-第四端口；a、b、d、h、w、w1-尺寸；εr-介电常数。
具体实施方式
本发明提供第1实施例外侧开口凹槽式差分对，如图1所示，两条亚波长周期微带线构成一个差分对，信号由第一端口13输入，由第二端口14输出，其中一条信号是第一微带线11送入的信号，另一条是第二微带线12送入的与第一微带线11送入的信号相位差为180°的信号(两条为互补的信号)，外侧开口凹槽式差分对的结构中该多个凹槽的结构，为一矩形凹体15，结合一矩形凸体16呈连续周期性的结构，并于每一个凹槽的开口处，一该矩形凸体16具有向该凹槽中央平行延伸的二个第一延伸部17。
微带线的宽度是w，两条微带线的间隔是w1，两条微带线的金属的厚度是t，基板21的厚度为h，周期微带线的周期长度是d，周期微带线的槽深是b，基板21介质的介电常数是εr，当这传统光滑无凹槽的差分对的旁边出现单端微带线或另一组差分对时,存在两个明显的效应，第一个效应是由第一端口13到第二端口14将出现明显的差模转共模的效应。第二个效应是由第一端口13输入的互补信号将会在邻近另一条微带线或差分对产生串扰，为了证明这种亚波长周期差分对能够抑制与相邻微带线间的串扰,并能有效降低差模与共模间的转换效应，可以考虑以图2的耦合电路结构进行数值分析。
如图2所示，是由一组亚波长周期开口凹槽、第一微带线11以及第二微带线12组成的差分对与另一传统差分对(各自微带线的宽度为w4)所组成的耦合电路。差分信号由第一端口13输入，分析第二端口14的输出,即可以了解差分对的传输能力。由第一端口13输入，分析第四端口23的输出，可以了解差分对与邻近传统差分对间的串扰。第一组差分对与第二组差分对微带线的间隔是w2，差分对信号由第一端口13进入，由第二端口14输出的传输能力由S参数（S参数即耦合电路的散射参数，用于评估被测设备反射信号和传送信号的性能。）表示是Sdd21，差分对信号由第一端口13进入，由传统差分对的第四端口23输出的串扰效果由S参数表示是Sdd41，差分对信号由第一端口13进入。由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示为Scd21，其中传统(conventional)全部光滑的两组差分对的传输与串扰的效果用实线表示，而本实施例一组为亚波长周期结构差分对，另一组为传统差分对的传输与串扰的效果用虚线表示。如图3以及图4所示，模拟的参数:w＝w1＝w2＝w3＝w4=1.2mm，微带线的总长度为10cm，基板21用中频PCB板材RO4003材料，金属膜厚度t=0.0175mm，板厚h＝0.508mm，槽深b＝0.6w，周期长度d=1.0mm，分析的频率范围由200MHz到12GHz。图2中，第一端口13处两条微带线输入互补的差分信号；第二端口14为差分对的接收端、第三端口22表示传统差分对的近端、第四端口23表示传统差分对的远端，其中图3的Sdd21表示差分对的信号传输能力，Sdd41表示差分对与相邻另一差分对的串扰，其中图4的Scd21表示差分模信号与共模信号的转换效果。
第1实施例两组均为传统差分对的结果如图3、图4的实线所示。如图3所示，传统差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的传输能力由S参数表示:Sdd21.在200MHz的频率下Sdd21=-0.08821dB，在频率12GHz下Sdd21=-2.32492dB。如图3所示，传统差分对信号由第一端口13进入由传统差分对第四端口23输出的串扰效果由S参数表示:Sdd41,在200MHz频率下Sdd41=-48.55245dB，12GHz频率下Sdd41=-9.38157dB。如图4所示，差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示：Scd21，在12GHzScd21=-12.37439dB。
第1实施例一组为亚波长周期外侧开口凹槽式差分对而另一组为传统差分对的结果，如图3、图4的虚线所示。如图3所示，差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的传输能力由S参数表示:Sdd21，在200MHz的频率下Sdd21=-0.07573dB，在频率12GHz下Sdd21=-1.21404dB。如图3所示，差分对信号由第一端口13进入由传统差分对第四端口23输出的串扰效果由S参数表示:Sdd41，在200MHz频率下Sdd41=-60.6408dB，在12GHz频率下Sdd41=-29.62501dB，而频率1GHz到10GHz区间的串扰最大值为5.1GHz下Sdd41=-34.538dB。如图4所示，差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示:Scd21，在12GHz频率下Scd21=-27.66008dB。
第1实施例外侧开口凹槽式差分对与传统差分对两者的综合比较结果如图3、图4所示。如图3所示，在12GHz频率下传统的差分对Sdd21=-2.32492dB，亚波长周期差分对Sdd21=-1.21404dB，传输能力在高频信号的情况下有显著的提升。如图3所示，在12GHz频率下两段传统的差分对之间的串扰Sdd41=-9.38157dB，亚波长周期差分对Sdd41=-29.62501dB，串扰明显地获得抑制。如图4所示，在12GHz频率传统的差分对差模转共模的效应12GHz频率时Scd21=-12.37439dB，亚波长周期差分对Scd21=-27.66008dB，差模转共模效应获得抑制。辅助说明:图3是图2耦合电路的S参数计算结果。考虑图三的数值结果，传统差分对的Sdd21用实线表示，在200MHz频率下是-0.08821dB，在12GHz频率下是-2.32492dB。亚波长周期外侧开口凹槽式差分对的Sdd21用虚线表示，在200MHz频率下是-0.07573dB，在12GHz频率下是-1.21404dB，显然亚波长周期结构的传输能力更好，对于电磁场有较好的约束。由于这种对电磁场强烈的约束，亚波长周期外侧开口凹槽式差分对对于邻近微带线显然将会有较低的干扰。随着频率的增加串扰越来越明显，在12GHz频率时传统差分结构对于另一传统差分对的串扰Sdd41为-9.38157dB,而亚波长周期外侧开口凹槽式差分对与传统差分对的串扰Sdd41只为-29.62501dB,亚波长周期外侧开口凹槽式差分对具有明显的抗串扰效果。图4是耦合电路中差模转共模随频率的变化结果。随着频率的升高，差模转共模的效应是越加明显。然而差分对如果刻有亚波长周期外侧开口凹槽式波纹则能够有效地抑制转换的效果。传统差分对的差模转共模信号的效应在12GHz频率下是Scd21=-12.37439dB，而亚波长周期外侧开口凹槽式差分对的差模转共模信号的效应则只有Scd21=-27.66008dB，显然存在亚波长周期结构可以有效抑制差模对共模的转换效率。
本发明提供第2实施例：亚波长周期外侧发夹差分对，如图5所示，两条亚波长周期微带线构成一个差分对，信号由第一端口13输入，由第二端口14输出，其中一条信号是第一微带线11送入的信号，另一条是同一差分对的第二微带线12送入与第一微带线11送入的信号相位差为180°的信号(两条为互补的信号)，外侧发夹差分对结构为多个Z型凸体20呈连续周期性的结构，该多个Z型凸体20，具有一第一延伸部17，其于每一个该凹槽的开口处，向该凹槽中央平行延伸；以及一第二延伸部18，其于每一该Z型凸体20中段处，向该凹槽中央平行延伸；其中，该第一延伸部17与该第二延伸部18的延伸方向相反。
微带线的宽度:w，两条微带线的间隔:w1，金属的厚度:t，基板21的厚度为:h，周期微带线的周期长度:d，周期微带线的槽深:b，基板21介质的介电常数:εr，其他结构参数a1，a2(外开口槽的宽度)，a3(内开口槽的宽度)，b1(金属细条的宽度)，b2(金属细条的间隔)。当这传统(光滑)的差分对的旁边出现单端微带线或另一组差分对时，存在两个明显的效应，第一个效应是由第一端口13到第二端口14将出现明显的差模转共模的效应。第二个效应是由第一端口13输入的互补信号将会在另一条微带线或差分对产生串扰效应。为了证明这种亚波长周期差分对能够抑制与相邻微带线间的串扰，并能有效降低差模与共模间的转换效应，可以考虑对图7的耦合电路结构进行数值分析。图7是一组亚波长周期发夹式差分对与传统差分对所组成的耦合电路。差分信号由第一端口13输入，分析第二端口14的输出，即可以了解差分对的传输能力。由第一端口13输入。分析第四端口23的输出可以了解差分对与传统差分对的间的串扰。两组差分对的边缘间隔:w2，差分对信号由第一端口13进入，由第二端口14输出的传输能力由S参数表示:Sdd21，差分对信号由第一端口13进入由传统差分对第四端口23输出的串扰效果由S参数表示:Sdd41，差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示:Scd21，其中传统(conventional)全部为光滑的差分对间的传输与串扰的效果用实线表示，亚波长周期结构差分对的传输与串扰的效果用虚线表示。模拟的参数:w＝w1＝w2＝w3＝w4=1.2mm，微带线的总长度为10cm，基板21用中频PCB板材RO4003材料，金属膜厚度t=0.0175mm，板厚h＝0.508mm，槽深b＝0.6w，周期长度d=1.0mm，分析的频率范围由200MHz到12GHz。图7中，在第一端口13的两条微带输入互补的差分信号，第二端口14为差分对的接收端，第三端口22是传统差分对的近端，第四端口23表示传统差分对的远端。图8中，模拟的参数:w＝w1＝w2＝w3＝w4=1.2mm，微带线的总长度为10cm，基板21用RO4003的材料，金属膜厚度t=0.0175mm，板厚h＝0.508mm，槽深b＝0.6w,，周期长度d=1.0mm，分析的范围由200MHz到12GHz，Sdd21表示信号的传输能力，Sdd41表示亚波长周期差分对与传统差分对的串扰。图9中，模拟的参数:w＝w1＝w2＝w3＝w4=1.2mm，微带线的总长度为10cm，基板21用中频PCB板材RO4003材料，金属膜厚度t=0.0175mm，板厚h＝0.508mm，槽深b＝0.6w,，周期长度d=1.0mm，分析的频率范围由200MHz到12GHz，Scd21表示差分模信号与共模信号的转换效果。
第2实施例两组传统差分对的耦合电路的结果如图8、图9实线所示。如图8所示，其中差分对信号由第一端口13进入，由第二端口14输出的传输能力由S参数表示:Sdd21。在200MHz的频率下Sdd21=-0.08821dB，在频率12GHz下Sdd21=-2.32492dB。如图8所示，其中差分对信号由第一端口13进入，由传统差分对第四端口23输出的串扰效果由S参数表示:Sdd41,在200MHz频率下Sdd41=-48.55245dB，12GHz频率下Sdd41=-9.38157dB。如图9所示，其中差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示:Scd21，在频率为12GHz时Scd21=-12.37439dB。
第2实施例一组为亚波长周期外侧发夹差分对而另一组为传统差分对的结果，如图8、图9的虚线所示。
如图8的虚线所示，其中差分对信号由第一端口13进入，由第二端口14输出的传输能力由S参数表示:Sdd21。在200MHz的频率下Sdd21=-0.09344dB，在频率12GHz下Sdd21=-1.20989dB。如图8所示，其中差分对信号由第一端口13进入，由传统差分对第四端口23输出的串扰效果由S参数表示:Sdd41，在200MHz频率下Sdd41=-63.57423dB，12GHz频率下Sdd41=-33.33179dB。如图9所示，其中差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示：Scd21，在12GHz频率下Scd21=-35.91338dB。
第2实施例传统差分对与亚波长周期外侧发夹差分对的比较结果，如图8、图9所示。如图8所示，其中，在12GHz频率下两组均为传统差分对的Sdd21=-2.32492dB,亚波长周期差分对Sdd21=-1.20989dB。传输能力在高频信号的情况下有显著的提升。如图8所示，其中，在12GHz频率下传统的差分对与另一传统差分对的串扰Sdd41=-9.38157dB，亚波长周期差分对对传统差分对的串扰Sdd41=-33.33179dB，串扰明显地获得抑制。如图9所示，其中，在频率为12GHz时传统的差分对差模转共模的效应Scd21=-12.37439dB，亚波长周期差分对的Scd21=-35.91338dB，差模转共模效应获得抑制。辅助说明：图8是图7耦合电路的S参数计算结果。考虑图8的数值结果，传统差分对的Sdd21用实线表示，在200MHz频率下是-0.08821dB，在12GHz频率下是-2.32492dB。亚波长周期外侧发夹差分对的Sdd21用虚线表示，在200MHz频率下是-0.09344dB，在12GHz频率下是-1.20989dB。在较低频的情况下传统差分对有略优的传输能力。然而随着频率的升高，亚波长周期结构的传输能力更好，对于电磁磁场有较好的约束。由于这种对电磁场强烈的约束，亚波长周期外侧发夹差分对对于邻近微带线显然将会有较低的干扰。随着频率的增加串扰越来越明显。在12GHz频率时传统差分结构对于另一传统差分对的串扰Sdd41为-9.38157dB。
而亚波长周期外侧发夹差分对与另一传统差分对的串扰Sdd41只为-33.33179dB，具有明显的抗串扰效果。图9是耦合电路中差模转共模随频率的变化结果。随着频率的升高，差模转共模的效应是越加明显，然而差分对如果刻有亚波长周期外侧发夹式波纹则能够有效地抑制转换的效果，传统差分对的差模转共模信号的效应在12GHz频率下是-12.37439dB，而亚波长周期外侧发夹差分对的差模转共模信号的效应则只有-35.91338dB，显然存在亚波长周期结构可以有效抑制差模对共模的转换效率。
本发明提供第3实施例外侧凹槽差分对，如图10所示，两条亚波长周期微带线构成一个差分对，信号由第一端口13输入，由第二端口14输出，其中第一微带线11送入信号，第二微带线12送入与第一微带线11送入的信号相位差为180°的信号(两条为互补的信号)，外侧凹槽差分对结构中，该多个凹槽的结构，为一矩形凹体15结合一矩形凸体16呈连续周期性的结构，相邻该矩形凸体16的间距，为该多个凹槽的周期排列长度。微带线的宽度:w，两条微带线的间隔:w1，金属的厚度:t，基板21的厚度为:h，周期微带线的周期长度:d，周期微带线的槽深:b，基板21介质的介电常数:εr，当这传统(光滑)的差分对的旁边出现单端微带线或另一组差分对时，存在两个明显的效应，第一个效应是由第一端口13到第二端口14将出现明显的差模转共模的效应。第二个效应是由第一端口13输入的互补信号将会在另一条微带线或差分对产生串扰。
为了证明这种亚波长周期差分对具有抑制与相邻微带线或差分对间的串扰，并能有效降低差模与共模间的转换效应,可以考虑对图11的耦合电路结构进行数值分析，图11是一组亚波长周期外侧凹槽差分对与传统差分对所组成的耦合电路，差分信号由第一端口13输入,分析第二端口14的输出，即可以了解差分对的传输能力。由第一端口13输入，分析第四端口23的输出，可以了解差分对与邻近传统差分对间的串扰。如图11所示，亚波长周期微带线与传统差分对的边缘间隔:w2，差分对信号由第一端口13进入，由第二端口14输出的传输能力由S参数表示:Sdd21，差分对信号由第一端口13进入由传统差分对第四端口23输出的串扰效果由S参数表示:Sdd41，差分对信号由第一端口13进入，由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示:Scd21，其中传统(conventional)两对全部光滑的差分对的传输与串扰的效果用实线表示，亚波长周期结构差分对的传输能力和与传统差分对间的串扰效果用虚线表示，模拟的参数:w＝w1＝w2＝w3＝w4=1.2mm，微带线的总长度为10cm，基板21用RO4003的材料，金属膜厚度t=0.0175mm，板厚h＝0.508mm，槽深b＝0.6w，周期长度d=1.0mm，分析的频率范围由200MHz到12GHz，第一端口13是差分对的两条微带线输入互补的差分信号的端口，第二端口14为差分对的接收端，第三端口22表示传统差分对的近端,第四端口23表示传统差分对的远端。图12所示，模拟的参数:w＝w1＝w2＝w3＝w4=1.2mm,微带线的总长度为10cm，基板21用RO4003的材料，金属膜厚度t=0.0175mm，板厚h＝0.508mm，槽深b＝0.6w，周期长度d=1.0mm，分析的频率范围由200MHz到12GHz。Sdd21表示信号的传输能力，Sdd41表示差分对与相邻传统差分对的串扰。图13所示，模拟的参数:w＝w1＝w2＝w3＝w4=1.2mm，微带线的总长度为10cm，基板21用RO4003的材料，金属膜厚度t=0.0175mm，板厚h＝0.508mm，槽深b＝0.6w，周期长度d=1.0mm，分析的频率范围由200MHz到12GHz。Scd21表示差分模信号与共模信号的转换效果。
本发明提供第3实施例两对传统差分对耦合电路的结果如图12、图13实线所示。如图12所示，其中差分对信号由第一端口13进入，由第二端口14输出的传输能力由S参数表示:Sdd21.在200MHz的频率下Sdd21=-0.08821dB,在12GHz频率下Sdd21=-2.32492dB。如图12所示，其中差分对信号由第一端口13进入由传统差分对第四端口23输出的串扰效果由S参数表示:Sdd41,在200MHz频率下Sdd41=-48.55245dB，12GHz下Sdd41=-9.38157dB。如图13所示，其中差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示：Scd21，在12GHz频率下Scd21=-12.37439dB。
本发明提供第3实施例外侧凹槽差分对与传统差分对构成的耦合电路的结果如图12、图13的虚线所示。如图12所示，其中差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的传输能力由S参数表示：Sdd21。在200MHz的频率下Sdd21=-0.07265dB，在频率12GHz下Sdd21=-1.14271dB。如图12所示，其中差分对信号由第一端口13进入由传统差分对第四端口23输出的串扰效果由S参数表示:Sdd41,在200MHz的频率下Sdd41=-61.53771dB,在12GHz的频率下Sdd41=-36.11641dB，而频率1GHz到10GHz区间的串扰最大值为5.36GHz的频率下Sdd41=-32.2849dB。如图13所示，其中差分对信号由第一端口13进入，由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示:Scd21，在12GHz的频率下Scd21=-19.69095dB。
本发明提供第3实施例外侧凹槽差分对与传统差分对的比较结果，如图12、图13所示。如图12所示，其中在12GHz的频率下传统的差分对Sdd21=-2.32492dB，亚波长周期差分对Sdd21=-1.14271dB,传输能力在高频信号的情况下有显著的提升。如图12所示，其中在12GHz的频率下两对传统的差分对间的串扰Sdd41=-9.38157dB,亚波长周期差分对与传统差分对的串扰Sdd41=-36.11641dB,串扰现象明显地获得抑制。如图13所示，其中在12GHz的频率下传统的差分对差模转共模的效应Scd21=-12.37439dB，亚波长周期差分对的差模转共模效应Scd21=-19.69095dB，差模转共模效应获得抑制。辅助说明：图12是图11的耦合电路的S参数计算结果。考虑图12的数值结果，传统差分对的Sdd21用实线表示，在200MHz的频率下是-0.08821dB，在12GHz的频率下是-2.32492dB。亚波长周期外侧凹槽差分对的Sdd21用虚线表示，在200MHz的频率下是-0.07265dB,在12GHz的频率下是-1.14271dB。在较低频的情况下亚波长周期差分对有略优的传输能力，而且随着频率的升高，亚波长周期结构的传输能力更好，对于电磁磁场有较好的约束。由于这种对电磁场强烈的约束，亚波长周期外侧凹槽差分对对于邻近微带线或传统光滑差分对显然将会有较低的干扰。随着频率的增加串扰越来越明显，在频率为12GHz时传统差分结构对于另一传统差分对的串扰Sdd41为-9.38157dB，而亚波长周期外侧凹槽差分对与传统差分对的串扰Sdd41只为-36.11641dB，具有明显的抗串扰效果。图13是耦合电路中差模转共模随频率的变化结果。随着频率的升高，差模转共模的效应是越加明显。然而差分对如果刻有亚波长周期外侧凹槽波纹则能够有效地抑制转换的效果。传统差分对的差模转共模信号的效应在12GHz频率下是Scd21=-12.37439dB，而亚波长周期外侧凹槽差分对的差模转共模信号的效应则只有Scd21=-19.69095dB，显然存在亚波长周期结构可以有效抑制差模对共模的转换效率。
本发明提供第4实施例双侧开口凹槽式差分对，如图14、图15所示。两条亚波长周期微带线构成一个差分对，信号由第一端口13输入,由第二端口14输出，其中一条是第一条微带线11送入信号，另一条是第二条微带线12送入与第一条微带线11送入的信号相位差为180°的信号(两条为互补的信号)，双侧开口凹槽式差分对的结构中，该多个凹槽的结构，为一矩形凹体15，结合一矩形凸体16呈连续周期性的结构，并于每一个凹槽的开口处，一该矩形凸体16具有向该凹槽中央平行延伸的二个第一延伸部17，微带线的宽度是w，两条微带线的间隔是w1，两条微带线的金属的厚度是t，基板21的厚度为h，周期微带线的周期长度是d，周期微带线的槽深是b，基板21介质的介电常数是εr，当这传统光滑无凹槽的差分对的旁边出现单端微带线或另一组差分对时，存在两个明显的效应，第一个效应是由第一端口13到第二端口14将出现明显的差模转共模的效应。第二个效应是由第一端口13输入的互补信号将会在另一条微带线或差分对上产生串扰，为了证明这种亚波长周期差分对能够抑制与相邻微带线间的串扰，并能有效降低差模与共模间的转换效应，可以考虑图15的耦合电路结构进行数值分析。
如图15所示，是一组亚波长周期双侧开口凹槽，第一微带线11以及第二微带线12与传统差分对所组成的耦合电路。差分信号由第一端口13输入，分析第二端口14的输出,即可以了解差分对的传输能力。由第一端口13输入，分析第四端口23的输出可以了解差分对与邻近传统差分对的间的串扰。传统差分对与第二条微带线12边缘的间隔是w2，差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的传输能力由S参数表示是Sdd21，差分对信号由第一端口13进入由传统差分对第四端口23输出的串扰效果由S参数表示是Sdd41，差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示为Scd21，其中传统(conventional)全部光滑的差分对的传输与串扰的效果用实线表示，亚波长周期结构差分对的传输与串扰的效果用虚线表示。如图16以及图17所示，模拟的参数：w＝w1＝w2＝w3＝w4=1.2mm，微带线的总长度为10cm，基板21用RO4003的材料，金属膜厚度t=0.0175mm，板厚h＝0.508mm，两边的槽深各为b＝0.3w，周期长度d=1.0mm，分析的频率范围由200MHz到12GHz。图15中，第一端口13是两条微带线输入互补的差分信号；第二端口14为差分对的接收端、第三端口22表示传统差分对的近端、第四端口23表示传统差分对的远端，其中图16的Sdd21表示信号的传输能力，Sdd41表示差分对与相邻传统差分对的串扰，其中图17的Scd21表示差分模信号与共模信号的转换效果。
第4实施例两组差分对均为传统差分对的结果如图16、图17的实线所示。如图16所示，其中差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的传输能力由S参数表示：Sdd21。在200MHz的频率下Sdd21=-0.08821dB，在频率12GHz下Sdd21=-2.32492dB。如图16所示，其中差分对信号由第一端口13进入由传统差分对第四端口23输出的串扰效果由S参数表示：Sdd41，在200MHz频率下Sdd41=-48.55245dB，12GHz频率下Sdd41=-9.38157dB。如图17所示，其中差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示：Scd21,在频率为12GHz时Scd21=-12.37439dB。
第4实施例亚波长双侧开口凹槽式差分对与传统差分对耦合电路的结果如图16、图17的虚线所示。如图16所示，其中差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的传输能力由S参数表示：Sdd21。在200MHz的频率下Sdd21=-0.07977dB，在频率12GHz下Sdd21=-1.0001dB。如图16所示，其中差分对信号由第一端口13进入由传统差分对第四端口23输出的串扰效果由S参数表示：Sdd41，在200MHz频率下Sdd41=-49.2638dB，在12GHz频率下Sdd41=-30.72547dB，而1GHz到10GHz频率区间的串扰最大值为5.26GHz下Sdd41=-24.5046dB。如图17所示，其中差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出差模转共模的效应由S参数表示：Scd21,在频率为12GHz时Scd21=-28.37445dB。
第4实施例亚波长双侧开口凹槽式差分对与传统差分对的的比较结果如图16、图17所示。如图16所示，其中在频率为12GHz时传统的差分对Sdd21=-2.32492dB，亚波长周期差分对Sdd21=-1.0001dB，传输能力在高频信号的情况下有显著的提升。如图16所示，其中在12GHz频率下传统的差分对与另一传统差分对的间的串扰Sdd41=-9.38157dB，亚波长周期差分对与传统差分对之间的串扰Sdd41=-30.72547dB，串扰现象明显地获得抑制。如图17所示，其中在频率为12GHz传统的差分对差模转共模的效应Scd21=-12.37439dB，亚波长周期差分对Scd21=-28.37445dB，差模转共模效应获得抑制。辅助说明:图16是图15耦合电路的S参数计算结果。考虑图16的数值结果，传统差分对的Sdd21用实线表示，在200MHz频率下是-0.08821dB，在12GHz频率下是-2.32492dB。亚波长周期双侧开口凹槽式差分对的Sdd21用虚线表示，在频率为200MHz是-0.07977dB，在频率为12GHz是-1.0001dB。显然亚波长周期结构的传输能力更好，对于电磁场有较好的约束。由于这种对电磁场强烈的约束，亚波长周期双侧开口凹槽式差分对对于邻近微带线显然将会有较低的干扰。随着频率的增加串扰越来越明显，在频率为12GHz时传统差分结构对于另一传统差分结构的串扰Sdd41为-9.38157dB，而亚波长周期双侧开口凹槽式差分对与传统差分结构的串扰Sdd41只为-30.72547dB，亚波长周期双侧开口凹槽式差分对具有明显的抗串扰效果。图17是耦合电路中差模转共模随频率的变化结果。随着频率的升高，差模转共模的效应是越加明显。然而差分对如果刻有亚波长周期双侧开口凹槽式波纹则能够有效地抑制转换的效果。传统差分对的差模转共模信号的效应在频率为12GHz时是Scd21=-12.37439dB，而亚波长周期双侧开口凹槽式差分对的差模转共模信号的效应则只有Scd21=-28.37445dB，显然存在亚波长周期结构可以有效抑制差模对共模的转换效率。
第5实施例亚波长周期双侧凹槽式差分对，如图18所示，两条亚波长周期微带线构成一个差分对，信号由第一端口13输入，由第二端口14输出，其中一条是第一微带线11送入信号，另一条是第二条微带线12送入相位差为180°信号(两条为互补的信号)，双侧凹槽差分对结构中，该多个凹槽的结构，为一矩形凹体15结合一矩形凸体16呈连续周期性的结构，相邻的该矩形凸体16的间距，为这些凹槽的周期排列长度。微带线的宽度:w，两条微带线的间隔:w1，金属的厚度:t，基板21的厚度为:h，周期微带线的周期长度:d，周期微带线的槽深:b，基板21介质的介电常数:εr，槽宽:a。当这传统(光滑)的差分对的旁边出现单端微带线或另一组差分对时，存在两个明显的效应，第一个效应是由第一端口13到第二端口14将出现明显的差模转共模的效应，第二个效应是由第一端口13输入的互补信号将会在另一条微带线或差分对产生串扰效应。为了证明这种亚波长周期差分对能够抑制与相邻微带线间的串扰，并能有效降低差模与共模间的转换效应,可以考虑图19的耦合电路结构进行数值分析，图19是一组亚波长周期双侧凹槽式差分对与单端微带线所组成的耦合电路，差分信号由第一端口13输入，分析第二端口14的输出，即可以了解差分对的传输能力。由第一端口13输入，分析第四端口23的输出，可以了解差分对与邻近单端微带线间的串扰。如图19所示，单端微带线与差分对的间隔:w2，差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的传输能力由S参数表示:Sdd21，差分对信号由第一端口13进入由单端微带线第四端口23输出的串扰效果由S参数表示:Ssd41，差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示:Scd21，其中传统(conventional)全部光滑的差分对的传输与串扰的效果用实线表示，亚波长周期结构差分对的传输与串扰的效果用虚线表示，模拟的参数:w＝w1＝w2＝w3=1.2mm，微带线的总长度为10cm，基板21用RO4003材料，金属膜厚度t=0.0175mm，板厚h＝0.508mm，槽深b＝0.3w，周期长度d=1.0mm，分析的频率范围由200MHz到12GHz，第一端口13由两条微带线输入互补的差分信号，第二端口14为差分对的接收端，第三端口22表示单端微带线的近端,第四端口23表示单端微带线的远端。图20所示，模拟的参数:w＝w1＝w2＝w3=1.2mm，微带线的总长度为10cm，基板21用RO4003材料，金属膜厚度t=0.0175mm，板厚h＝0.508mm，槽深b＝0.3w，周期长度d=1.0mm，分析的频率范围由200MHz到12GHz。Sdd21表示信号的传输能力，Ssd41表示差分对与相邻单端微带线的串扰。图21所示，模拟的参数:w＝w1＝w2＝w3=1.2mm，微带线的总长度为10cm，基板21用RO4003的材料，金属膜厚度t=0.0175mm，板厚h＝0.508mm，槽深b＝0.3w，周期长度d=1.0mm，d=2a，分析的范围由200MHz到12GHz。S cd21表示差分模信号与共模信号的转换效果。
本发明提供第5实施例传统差分对与单端微带线耦合电路的结果如图20、图21的实线所示。如图20所示，其中差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的传输能力由S参数表示:Sdd21.在200MHz的频率下Sdd21=-0.0679dB，在频率12GHz下Sdd21=-2.36253dB。如图20所示，其中差分对信号由第一端口13进入由单端微带线第四端口23输出的串扰效果由S参数表示:Ssd41，在200MHz频率下Ssd41=-42.63854dB，12GHz频率下Ssd41=-6.55742dB。如图21所示，其中差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示:Scd21，在12GHz时Scd21=-12.96263dB。
本发明提供第5实施例双侧凹槽式差分对与单端微带线耦合电路的结果如图20、图21虚线所示。如图20所示，其中差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的传输能力由S参数表示：Sdd21。在200MHz的频率下Sdd21=-0.10201dB，在频率12GHz下Sdd21=-1.18541dB。如图20所示，其中差分对信号由第一端口13进入由单端微带线第四端口23输出的串扰效果由S参数表示：Ssd41，在200MHz下Ssd41=-42.82679dB，12GHz频率下Ssd41=-13.93195dB。如图21所示，其中差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示：Scd21，在频率为12GHz时Scd21=-23.28997dB。
本发明提供第5实施例双侧凹槽式差分对与单端微带线的比较结果，如图20、图21所示。如图20所示，其中在频率为12GHz时传统的差分对Sdd21=-2.36253dB，亚波长周期差分对Sdd21=-1.18541dB，传输能力在高频信号的情况下有显著的提升。如图20所示，其中在频率为12GHz时传统的差分对与单端微带线的串扰Ssd41=-6.55742dB，亚波长周期差分对Ssd41=-13.93195dB，串扰明显地获得抑制。如图21所示，其中在频率为12GHz时传统的差分对差模转共模的效应Scd21=-12.96263dB，亚波长周期差分对的Scd21=-23.28997dB，差模转共模效应获得抑制。辅助说明:图20是图19耦合电路的S参数计算结果。考虑图20的数值结果，传统差分对的Sdd21用实线表示，在200MHz频率下是-0.0679dB，在12GHz频率下是-2.36253dB。亚波长周期双侧凹槽式差分对的Sdd21用虚线表示，在频率为200MHz时是-0.10201dB，在频率为12GHz时是-1.18541dB。在较低频的情况下传统差分对有略优的传输能力，然而随着频率的升高，亚波长周期结构的传输能力更好，对于电磁场有较好的约束。由于这种对电磁场强烈的约束，亚波长周期双侧凹槽式差分对对于邻近微带线显然将会有较低的干扰。随着频率的增加串扰越来越明显，在频率为12GHz时传统差分结构对于单端微带线的串扰Ssd41为-6.55742dB，而亚波长周期双侧凹槽式差分对与单端微带线的串扰Ssd41只为-13.93195dB，具有明显的抗串扰效果。图21是耦合电路中差模转共模随频率的变化结果。随着频率的升高，差模转共模的效应是越加明显。然而差分对如果刻有亚波长周期双侧凹槽式波纹则能够有效地抑制转换的效果。传统差分对的差模转共模信号的效应在12GHz频率下是Scd21=-12.96263dB，而亚波长周期双侧凹槽式差分对的差模转共模信号的效应则只有Scd21=-23.28997dB。显然，亚波长周期结构可以有效抑制差模对共模的转换效率。
本发明提供第6实施例亚波长周期双侧发夹式差分对，如图22所示，两条亚波长周期微带线构成一个差分对，信号由第一端口13输入，由第二端口14输出，其中一条是第一条微带线11送入的信号，另一条是第二条微带线12送入的与第一条微带线11送入的信号相位差为180°的信号(两条为互补的信号)，双侧发夹差分对结构是多个Z型凸体20呈连续周期性的结构，该多个Z型凸体20，具有一第一延伸部17，其于每一个该凹槽的开口处，向该凹槽中央平行延伸；以及一第二延伸部18，其于每一该Z型凸体20中段处，向该凹槽中央平行延伸；其中，该第一延伸部17及该第二延伸部18的延伸方向相反。微带线的宽度:w，两条微带线的间隔:w1，金属的厚度:t，基板21的厚度为:h，周期微带线的周期长度:d，周期微带线的槽深：b，基板21介质的介电常数：εr，其他结构参数a1，a2(外开口槽的宽度)，a3(内开口槽的宽度)，b1(金属细条的宽度)，b2(金属细条的间隔)。当这传统(光滑)的差分对的旁边出现单端微带线或另一组差分对时，存在两个明显的效应，第一个效应是由第一端口13到第二端口14将出现明显的差模转共模的效应。第二个效应是由第一端口13输入的互补信号将会在另一条微带线或差分对产生串扰。为了证明这种亚波长周期差分对具有抑制与相邻微带线间的串扰，并能有效降低差模与共模间的转换效应，可以考虑对图24的耦合电路结构进行数值分析。图24是一组亚波长周期发夹式差分对与单端微带线所组成的耦合电路。差分信号由第一端口13输入，分析第二端口14的输出，即可以了解差分对的传输能力。由第一端口13输入。分析第四端口23的输出可以了解差分对与单端微带线间的串扰。单端微带线与差分对的间隔:w2，差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的传输能力由S参数表示:Sdd21，差分对信号由第一端口13进入由单端微带线第四端口23输出的串扰效果由S参数表示:Ssd41，差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示:Scd21，其中传统(conventional)全部光滑的差分对的传输与串扰的效果用实线表示，亚波长周期结构差分对的传输与串扰的效果用虚线表示。模拟的参数:w＝w1＝w2＝w3=1.2mm，微带线的总长度为10cm，基板21用RO4003材料，金属膜厚度t=0.0175mm，板厚h＝0.508mm，槽深b＝0.3w，周期长度d=1.0mm，分析的范围由200MHz到12GHz。图24中，第一端口13两条微带线输入互补的差分信号，第二端口14为差分对的接收端，第三端口22是单端微带线的近端，第四端口23表示单端微带线的远端。图25中，模拟的参数:w＝w1＝w2＝w3=1.2mm，微带线的总长度为10cm，基板21用RO4003的材料，金属膜厚度t=0.0175mm，板厚h＝0.508mm，槽深b＝0.3w,，周期长度d=1.0mm，分析的频率范围由200MHz到12GHz，Sdd21表示信号的传输能力，Ssd41表示亚波长周期差分对与单端微带线的间的串扰，其他参数a1＝0.1d，a2＝0.2d，a3＝0.7d，b1＝b2＝0.25b。图26中，模拟的参数：w＝w1＝w2＝w3=1.2mm，微带线的总长度为10cm，基板21用RO4003的材料，金属膜厚度t=0.0175mm，板厚h＝0.508mm，槽深b＝0.3w，周期长度d=1.0mm，分析的频率范围由200MHz到12GHz，Scd21表示差分模信号与共模信号的转换效果。
第6实施例传统差分对与单端微带线耦合电路的结果如图25、图26实线所示。如图25所示，其中差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的传输能力由S参数表示:Sdd21。在200MHz的频率下Sdd21=-0.0679dB，在频率12GHz下Sdd21=-2.36253dB。如图25所示，其中差分对信号由第一端口13进入由单端微带线第四端口23输出的串扰效果由S参数表示:Ssd41,在频率为200MHz下Ssd41=-42.63854dB，频率为12GHz下Ssd41=-6.55742dB。如图26所示，其中差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示:Scd21，在频率为12GHz时Scd21=-12.96263dB。
第6实施例亚波长周期双侧发夹式差分对与单端微带线耦合电路的结果，如图25、图26虚线所示。如图25所示，其中，差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的传输能力由S参数表示:Sdd21。在200MHz的频率下Sdd21=-0.11412dB，在频率12GHz下Sdd21=-1.1716dB。如图25所示，其中差分对信号由第一端口13进入由单端微带线第四端口23输出的串扰效果由S参数表示：Ssd41，在200MHz频率下Ssd41=-43.8893dB，12GHz频率下Ssd41=-23.45903dB。如图26所示，其中差分对信号由第一端口13进入由第二端口14输出的差模转共模的效应由S参数表示：Scd21，在频率为12GHz时Scd21=-36.05781dB。
第6实施例传统差分对与亚波长周期双侧发夹式差分对的比较结果，如图25、图26所示。如图25所示，其中在频率为12GHz时传统的差分对的Sdd21=-2.36253dB，而亚波长周期差分对的Sdd21仅下降到-1.1716dB，传输能力在高频信号的情况下有显著的提升。如图25所示，其中在12GHz频率下传统的差分对与单端微带线的串扰Ssd41=-6.55742dB，亚波长周期差分对与单端微带线的串扰则是Ssd41=-23.45903dB，串扰明显地获得抑制。如图26所示，其中在12GHz频率下传统的差分对差模转共模的效应Scd21=-12.96263dB，亚波长周期差分对的Scd21=-36.05781dB，差模转共模效应获得抑制。辅助说明：图25是图24耦合电路的S参数计算结果。考虑图25的数值结果，传统差分对的Sdd21用实线表示，在200MHz频率下是-0.0679dB，在12GHz频率下是-2.36253dB。亚波长周期双侧发夹式差分对的Sdd21用虚线表示，在200MHz频率下是-0.11412dB，在12GHz频率下是-1.1716dB。在较低频的情况下传统差分对有略优的传输能力，然而随着频率的升高，亚波长周期结构的传输能力更好，对于电磁磁场有较好的约束。由于这种对电磁场强烈的约束，亚波长周期双侧发夹式差分对对于邻近微带线显然将会有较低的干扰。随着频率的增加串扰越来越明显，在频率为12GHz时传统差分结构对于单端微带线的串扰Ssd41为-6.55742dB,而亚波长周期双侧发夹式差分对与单端微带线的串扰Ssd41只为-23.45903dB，具有明显的抗串扰效果。图26是耦合电路中差模转共模随频率的变化结果。随着频率的升高，差模转共模的效应是越加明显。然而差分对如果刻有亚波长周期双侧发夹式波纹则能够有效地抑制转换的效果。传统差分对的差模转共模信号的效应在12GHz频率下是Scd21=-12.96263dB，而亚波长周期双侧发夹式差分对的差模转共模信号的效应则只有Scd21=-36.05781dB，显然存在亚波长周期结构可以有效抑制差模对共模的转换效率。
本发明提供一种低串扰高频传输的差分对微带线，如第4实施例、第5实施例、以及第6实施例，该多个凹槽，以亚波长的排列方式，如图14、图18、以及图22所示，更包含有:对称于该第一微带线11的外侧的该多个凹槽，而且周期地排列于该第一微带线11的内侧；以及对称于该第二微带线12的外侧的该多个凹槽，而且周期地排列于该第二微带线12的内侧。其中该第一微带线11的内侧与该第二微带线12的内侧之间的距离，如图14、图18、以及图22所示为w1。因此第4实施例、第5实施例、以及第6实施例中，第一微带线11的两侧、以及该第二微带线12的两侧，沿着微带线边缘排列的该多个凹槽，具有且周期地亚波长的排列方式。
本发明提供一种凹槽式差分对结构，如图10、图18所示，其中该复数个凹槽的结构，如第3实施例、第5实施例，为一矩形凹体15结合一矩形凸体16呈连续周期性的结构，相邻该矩形凸体16的间距，为该多个凹槽的周期排列长度。
本发明提供一种开口凹槽式差分对结构，如图1、图14所示，其中该复数个凹槽的结构，如第1实施例、第4实施例，为一矩形凹体15结合一矩形凸体16呈连续周期性的结构，并于每一个凹槽的开口处，一该矩形凸体16具有向该凹槽中央平行延伸的二个第一延伸部17。
本发明提供一种发夹式差分对结构，如图5、图22所示，其中该多个凹槽的结构，如第2实施例、第6实施例，为多个Z型凸体20呈连续周期性的结构，于每一个凹槽的开口处，一该Z型凸体20具有向该凹槽中央平行延伸的一第一延伸部17，且于每一Z型凸体20中段处，具有向该凹槽中央平行延伸的一第二延伸部18，该第一延伸部17及该第二延伸部18的延伸方向相反。
以上所述，仅记载本发明为呈现解决问题所采用的技术手段的较佳实施方式或实施例，并非用来限定本发明专利实施的范围。凡与本发明专利申请范围文义相符，或依本发明专利范围所做的均等变化与修饰，皆为本发明专利范围所涵盖。
Claims (8)
1.一种低串扰高频传输的差分对微带线，其特征在于，包括:
一第一微带线，其用于传输一第一传输信号，该第一微带线具有周期性排列的多个凹槽；以及
一第二微带线，其平行于该第一微带线，且用以传输一第二传输信号，该第二传输信号与该第一传输信号是相位差为180°的互补信号，该第二微带线具有周期性排列的多个凹槽；
其中，该多个凹槽以亚波长的方式，周期地排列于该第一微带线的外侧以及该第二微带线的外侧，该亚波长的方式为该多个凹槽的周期排列长度，小于传输的该第一传输信号以及该第二传输信号的波长，该多个凹槽提供增强电磁波的亚波长约束。
2.如权利要求1所述的低串扰高频传输的差分对微带线，其特征在于，更含有:
一第一端口，其为该第一微带线与该第二微带线输入互补信号的端口；以及
一第二端口，其为该第一微带线与该第二微带线输出互补信号的端口；
其中沿着微带线边缘排列的多个该凹槽，用于当由该第一端口传输互补信号至该第二端口时，降低差模转共模的转换效应。
3.如权利要求2所述的低串扰高频传输的差分对微带线，其特征在于，该多个凹槽，其用于当由该第一端口传输互补信号至该第二端口时，降低与相邻近的一单一微带线或一差分对的能量串扰效应。
4.如权利要求3所述的低串扰高频传输的差分对微带线，其特征在于，该多个凹槽，以亚波长的排列方式，更包含有:
对称于该第一微带线的外侧的该多个凹槽，而且周期地排列于该第一微带线的内侧；以及
对称于该第二微带线的外侧的该多个凹槽，而且周期地排列于该第二微带线的内侧。
5.如权利要求4所述的低串扰高频传输的差分对微带线，其特征在于，更包括:
一基板，该第一微带线以及该第二微带线，连接于该基板上。
6.如权利要求5所述的低串扰高频传输的差分对微带线，其特征在于，该多个凹槽的结构，是一矩形凹体结合一矩形凸体呈连续周期性的结构，相邻的该矩形凸体的间距，为该多个凹槽的排列周期长度。
7.如权利要求5所述的低串扰高频传输的差分对微带线，其特征在于，该多个凹槽的结构，是一矩形凹体结合一矩形凸体呈连续周期性的结构，并于每一个凹槽的开口处，一该矩形凸体具有向该凹槽中央平行延伸的二个第一延伸部。
8.如权利要求5所述的低串扰高频传输的差分对微带线，其特征在于，该多个凹槽的结构，为多个Z型凸体呈连续周期性的结构，该多个Z型凸体，包括:
一第一延伸部，其用以于每一个该凹槽的开口处，向该凹槽中央平行延伸；以及
一第二延伸部，其用以于每一该Z型凸体中段处，向每一个该凹槽中央平行延伸；
其中，该第一延伸部及该第二延伸部的延伸方向相反。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| EXSB | Decision made by sipo to initiate substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| TA01 | Transfer of patent application right | ||
| TA01 | Transfer of patent application right |
Effective date of registration: 20171116 Address after: Tainan City, Taiwan, China Applicant after: Wu Jiahe Address before: Hsinchu City, Taiwan, China Applicant before: Chung Hua University |
|
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |