TWI527350B - 阻尼器電路以及用於阻尼器電路的緩衝方法 - Google Patents

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Description

阻尼器電路以及用於阻尼器電路的緩衝方法
本發明係關於阻尼器電路，尤指一種在高速切換下仍具有恢復時間長之特性的阻尼器電路及其相關的用於阻尼器電路的緩衝方法。
第1圖繪示了傳統的切換式電源供應器(switching power supply)的直流轉直流轉換器(返馳式轉換器)100，其中變壓器TX1的漏感在切斷開關Q1(亦即，一開關電晶體)時，會引起開關Q1兩端的電壓突波(spike)。直流轉直流轉換器100利用由複數個電阻RX與R1、電容C1、二極體D1所組成的RCD阻尼器(RCD snubber)102來減少瞬間切換的一次側環流Id，其中電阻R1係為一選擇性元件。RCD阻尼器102會透過二極體D1將一次側環流Id充電至電容C1中。由於二極體D1的恢復時間/逆向電流時間(recovery time)過短，使得電容C1無法藉由二極體D1完全放電，因此，需要在電容C1兩端並聯一洩放電阻(bleeder resistor)(亦即，電阻RX)來消耗一次側環流Id，使開關Q1兩端的電壓恢復正常。然而，此種洩放電阻會增加能量的損耗，降低電源供應器的轉換效率。
因此，需要一種創新的阻尼器電路，其可應用於高速切換的電路並可減少/避免不必要的功率損耗。
有鑑於此，本發明的目的之一在於提供一種在高速切換下仍具有 恢復時間長之特性的阻尼器電路及其相關的用於阻尼器電路的緩衝方法，來解決上述問題。
依據本發明之一實施例，其揭示一種阻尼器電路。該阻尼器電路包含一電容以及一緩衝元件。該緩衝元件具有一第一端點以及一第二端點，該第一端點係電連接於該電容。當該緩衝元件操作於一第一導通模式時，一充電電流係自該第二端點經由該緩衝元件而流向該第一端點。當該緩衝元件從該第一導通模式切換至一第二導通模式時，該緩衝元件係產生自該第一端點經由該緩衝元件朝該第二端點流動超過一特定時間的一放電電流，以使得在該緩衝元件進入該第二導通模式之後，於該第二端點第一次出現的一相對極大電壓準位會小於該第一端點之電壓準位。
依據本發明之另一實施例，其揭示一種用於一阻尼器電路的緩衝方法。該緩衝方法包含下列步驟：當該阻尼器電路中之一緩衝元件操作於一第一導通模式時，導通一充電電流以流經該緩衝元件，其中該緩衝元件之一第一端點電連接至該阻尼器電路中之一電容，且該充電電流係自該緩衝元件之一第二端點經由該緩衝元件而流向該第一端點；以及當該緩衝元件從該第一導通模式切換至一第二導通模式時，產生自該第一端點經由該緩衝元件朝該第二端點流動超過一特定時間之一放電電流，以使得在該緩衝元件進入該第二導通模式之後，於該第二端點第一次出現的一相對極大電壓準位會小於該第一端點之電壓準位。
本發明所提供之阻尼器電路/緩衝元件於高速切換下仍具有反向電流恢復時間長的特性，故可降低/消弭傳統阻尼器電路因為高速切換而產生的功率損耗。
100、1600、1610、1700、1710、1800、1810‧‧‧直流轉直流轉換器
102‧‧‧RCD阻尼器
600、700‧‧‧阻尼器電路
620、720、1420、1520、1521、1620、1621、1711、1820‧‧‧緩衝元件
610、1411、1508、1509、1517~1519、1607、1611、1703、1704、1713、1714、1801、1811、C1、C2、C6‧‧‧電容
724‧‧‧第一轉換電路
728‧‧‧第二轉換電路
730‧‧‧開關電路
740‧‧‧二次側電路
1400、1410‧‧‧待機電源轉換電路
1500、1510‧‧‧同步整流電路
1401、1507、1601、1602‧‧‧齊納二極體
1402、1501、1502、1606、1701、1720、1807、D1~D3、D6、D8、D11、D13~D16、D18、D20、D21‧‧‧二極體
1404、1414、1503、1504、1513、1514、1608、1808、1814、Q1‧‧‧開關
1405、1415、1505、1515、1605、1615、1705、1715、1805、1815、TX1、TX2‧‧‧變壓器
1412、1413、1511、1512、1603、1604、1612~1614、1702、1802~1804、1812、1813、R1、 R8、RX‧‧‧電阻
1506、1516‧‧‧電感
1806‧‧‧取心鑽頭
V1、V4‧‧‧電壓源
V6、V7‧‧‧直流電源
TC、TD、N1、N2‧‧‧端點
H2‧‧‧放大電路
F2、G2‧‧‧比流器
Q2‧‧‧NPN型雙極性接面電晶體
Q3‧‧‧PNP型雙極性接面電晶體
VO、VO’‧‧‧輸出端
Id、Id’‧‧‧一次側環流
Ia‧‧‧充電電流
Ib‧‧‧放電電流
VB‧‧‧輸入電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓
Vj、Vc、Vds‧‧‧電壓訊號
VL、VS、VP、VL’、VS’、VP’、VL”、VS”、VP”‧‧‧電壓準位
T‧‧‧時間常數
T1‧‧‧時間點
RD‧‧‧電阻區
第1圖為用來測試傳統阻尼器電路之電路架構的一實施例的示意圖。
第2圖為第1圖所示之電路架構之一訊號波形圖。
第3圖為第1圖所示之電路架構之另一訊號波形圖。
第4圖為第1圖所示之電路架構之另一訊號波形圖。
第5圖為第1圖所示之電路架構之另一訊號波形圖。
第6圖繪示了本發明阻尼器電路之一實施例的示意圖。
第7圖繪示了第6圖所示之阻尼器電路之一實作範例的示意圖。
第8圖繪示了以第7圖所示之電壓源作為測試電源所涉及的訊號波形圖。
第9圖繪示了第7圖所示之電壓源先輸出高電壓再調降輸出電壓所涉及的訊號波形圖。
第10圖繪示了第7圖所示之阻尼器電路操作於穩態所涉及的訊號波形圖。
第11圖繪示了第6圖所示之阻尼器電路之另一實作範例的示意圖。
第12圖繪示了以第11圖所示之電壓源作為測試電源所涉及的訊號波形圖。
第13圖為本發明緩衝元件之一實作範例的示意圖。
第14圖為本發明改良傳統用於個人電腦/伺服器的電源供應器之一實施例的示意圖。
第15圖為本發明改良傳統用於個人電腦/伺服器的電源供應器之另一實施例的示意圖。
第16圖為本發明改良傳統用於印表機的電源供應器之一實施例的示意圖。
第17圖為本發明改良傳統用於印表機的電源供應器之另一實施例的示意圖。
第18圖為本發明改良傳統用於適配器/充電器/機上盒/照明裝置的電源供應器之一實施例的示意圖。
為了實現可應用於高速切換且具有低能量損耗的阻尼器電路，本發明首先對傳統阻尼器電路進行測試，以分析傳統阻尼器之電路特性，進而根據測試結果來提供一種用於阻尼器電路之緩衝元件。進一步的說明如下。
請再次參閱第1圖，其另繪示了本發明用來對傳統阻尼器電路進行測試之電路架構的一實施例的示意圖。由第1圖可知，RCD阻尼器102係設置於包含變壓器TX1、開關Q1、二極體D2以及電容C2的直流轉直流轉換器100的一次側。由於熟習技藝者應可了解直流轉直流轉換器100依據一控制訊號SP(例如，脈波寬度調變(pulse width modulation，PWM)訊號)來將一輸入電壓VB轉換為一輸出電壓VOUT的操作細節，故進一步的說明在此便不再贅述。第1圖所示之電路架構另包含一電壓源V1以及一二極體D3，其中電壓源V1可作為一測試電源，其可用來對端點TC施加電壓以使RCD阻尼器102進入非收斂模式(non-convergence mode)。於此實施例中，電壓源V1之輸出為400伏特(亦即，電壓訊號Vj=400)、第1圖所示之二極體D1由恢復時間長的二極體(例如，型號為1N4007G之二極體)來實作之，以及電阻RX(亦即，洩放電阻)由具有高電阻值(10百萬歐姆)之電阻來實作之。
請一併參閱第1圖與第2圖。第2圖為第1圖所示之端點TC之電壓訊號Vc、端點TD之電壓訊號Vds以及一次側環流Id之訊號波形圖。由第2圖可知，一次側環流Id順流(由二極體D1流向電阻R1)與逆流(由電阻R1流向二極體D1)的時間都非常短，逆流的時間會小於2微秒(microsecond，μs)，例如：順流的時間為40奈秒(nanosecond，ns)、逆流的時間為為40奈秒，使得端點TD於二極體D1截止(時間點T1)之後第一次出現的相對極大電壓準位VP(反彈點)會大於端點TD於時間點T1之電壓準位VL，甚至大於端點TC之電壓準位VS，亦即RCD阻尼器102若使用 高阻值的洩放電阻RX，由於二極體D1的逆流時間過短，電容C1無法完全放電，其開關Q1兩端的電壓突波(電壓訊號Vds)就無法降低。另外，即使將第1圖所示之電壓源V1之輸出電壓調降為0伏特的情形下(亦即，電壓訊號Vj=0)，直流轉直流轉換器100的一次側仍然會產生上述正回授現象(請參閱第3圖所示之訊號波形圖)。換言之，在短時間內改變電壓訊號Vc以使RCD阻尼器102進入非收斂模式的情形下，二極體D1實際的恢復時間很短，使得直流轉直流轉換器100之一次側會產生正回授。
請一併參閱第1圖、第4圖與第5圖。第4圖為第1圖所示之電路架構之另一訊號波形圖，其中第1圖所示之電壓源V1(電壓訊號Vj)先輸出400伏特再輸出0伏特，以及第1圖所示之電阻RX係由較低電阻值(100千歐姆)之電阻來實作之。由第4圖的電壓訊號Vc之波形可知，電容C1可借助於電阻RX來緩和地放電，其放電時間常數T為120微秒。當第1圖所示之RCD阻尼器102操作於穩態時(請參閱第5圖所示之訊號波形圖)，一次側環流Id逆流(由電阻R1流向二極體D1)的時間會比第2圖/第3圖所示之逆流的時間來得長。
由上可知，傳統的阻尼器採用慢速二極體並無法有效抑制瞬間切換所造成的環流，而洩放電阻雖然可降低環流，卻會增加能量損耗。基於上述觀察，本發明提供了一種可以不具有洩放電阻卻仍可有效抑制環流的阻尼器電路。本發明所提供之阻尼器電路包含一緩衝元件，其於高速切換下仍具有反向電流恢復時間長的特性，進而取代傳統RCD阻尼器電路之中的二極體。在將本發明所提供之緩衝元件應用於阻尼器電路時，即便省略洩放電阻或使用高阻值的洩放電阻，仍可有效抑制一次側環流以及降低開關Q1兩端的電壓突波。
請參閱第6圖，其繪示了本發明阻尼器電路之一實施例的示意圖。阻尼器電路600包含一電容610以及一緩衝元件620，其中緩衝元件620具有一端點N1以及一端點N2，端點N1係電連接於電容610。阻尼器電路600可用來取代傳統的阻尼器，舉例來說(但本發明不限於此)，第1圖所示之RCD阻尼器102可由阻尼器電路600來取代之，其中阻尼器電路600可耦接於第1圖所示之輸入電壓VB與端點TD之間。緩衝元件620可操作於一第一導通模式以及一第二導通模式。於該第一導通模式中，一充電電流Ia可自端點N2經由緩衝元件620而流向端點N1；當緩衝元件620從該第一導通模式切換至該第二導通模式時，緩衝元件620可產生一放電電流Ib，其中放電電流Ib可自端點N1經由緩衝元件620而流向端點N2超過一特定時間，以使得在緩衝元件620進入該第二導通模式之後，於端點N2第一次出現的一相對極大電壓準位會小於端點N1之電壓準位。於一實作範例中，該相對極大電壓準位也可小於端點N2在放電電流Ib自端點N1流向端點N2並到達一最小值時所具有的電壓準位。簡言之，阻尼器電路600可具有負回授的特性。
舉例來說，在將阻尼器電路600應用於第1圖所示之電路架構的情形下(亦即，RCD阻尼器102由阻尼器電路600來取代)，電容610係耦接於第1圖所示之輸入電壓VB與端點TC之間，端點N1係耦接於端點TC，以及端點N2係耦接於端點TD。當緩衝元件620操作於該第一導通模式時(對應於第1圖所示之二極體D1具有順向電流的情形)，流經緩衝元件620之充電電流Ia可對電容610進行充電；以及當緩衝元件620自該第一導通模式切換至該第二導通模式時(對應於第1圖所示之二極體D1具有逆向電流的情形)，流經緩衝元件620之放電電流Ib可使電容610進行放電。於此實施例中，當緩衝元件620自該第一導通模式切換至該第二導通模式時，充電電流Ia的大小可先減少為零，緩衝元件620才會產生放電電流Ib(對應於第1圖所示之二極體D1的電流由正轉負的情形)。由於阻尼器電路600具有負回授 的特性，因此，便可避免電壓訊號Vds之電壓準位高於電壓訊號Vc之電壓準位的情形。
第6圖所示之阻尼器電路600係為基於本發明概念的基本電路架構，因此，任何採用第6圖所示之電路架構的電路均落入本發明的範疇。為了便於理解本發明的技術特徵，以下採用一實作範例來進一步說明本發明阻尼器電路的細節，然而，基於第6圖所示之電路架構的其它電路實作亦是可行的。請參閱第7圖，其繪示了第6圖所示之阻尼器電路600之一實作範例的示意圖。第7圖所示之電路架構係基於第1圖所示之電路架構，其中第1圖所示之RCD阻尼器102、變壓器TX1、開關Q1、電壓源V1以及二極體D3可分別由第7圖所示之阻尼器電路700、變壓器TX2、開關電路730、電壓源V4以及二極體D11來取代之。另外，第7圖所示之二次側電路740可包含一二極體與一電壓源(未繪示於第7圖中)以實作出第1圖所示之變壓器TX1的二次側電路的運作方式。然而，上述二次側電路740的實作方式僅供說明之需，並非用來作為本發明之限制。
阻尼器電路700係基於第6圖所示之阻尼器電路600的架構，並可包含一電容C7以及一緩衝元件720，其中緩衝元件720可用來實作出第6圖所示之緩衝元件620，並耦接於端點N1與端點N2之間。另外，阻尼器電路700另可包含一電阻R8，其為一選擇性元件。於此實施例中，緩衝元件720可包含一電荷儲存元件(於此實施例中，由一電容C6來實作之)、一第一轉換電路724以及一第二轉換電路728。第一轉換電路724耦接於電容C6且電連接於端點N1與端點N2之間(或端點TC與端點TD之間)，用以於緩衝元件720操作於一第一導通模式時(亦即，一充電電流自端點N2流入緩衝元件720；一次側環流Id’大於零)，將該充電電流轉換為電荷，並將所轉換之電荷儲存至電容C6。舉例來說(但本發明不限於此)，第一轉換電路724可包 含複數個二極體D14、D15與D20、一直流電源V7以及一放大電路H2。在該充電電流自端點N2流入二極體D20之後，放大電路H2之輸出電流可對電容C6進行充電。
第二轉換電路728耦接於電容C6且電連接於端點N1與端點N2之間(或端點TC與端點TD之間)，用以於緩衝元件720從該第一導通模式切換至一第二導通模式時(亦即，一放電電流自端點N2流出緩衝元件720；一次側環流Id’小於零)，將儲存於電容C6的電荷進行轉換以產生該放電電流。舉例來說(但本發明不限於此)，第二轉換電路728可包含複數個二極體D6、D8、D13、D14、D16與D21、一直流電源V6、一電阻R7以及複數個比流器(Current Transformer)F2與G2。在緩衝元件720從該第一導通模式切換至該第二導通模式之後，相對應之電流導通路徑依序為比流器F2、比流器G2、二極體D13、二極體D8以及二極體D6。如此一來，儲存於電容C6的電荷便可轉換為該放電電流，且可延長該放電電流自端點N1流向端點N2的時間。另外，於此實施例中，當緩衝元件720從該第一導通模式切換至該第二導通模式時，第一轉換電路724會先將該充電電流進行電荷轉換直到該充電電流的大小等於零，第二轉換電路728才會將儲存於電容C6的電荷進行轉換以產生該放電電流(亦即，一次側環流Id’會由正轉負)。
開關電路730可包含複數個電壓源、複數個二極體、複數個電阻、複數個電容及/或複數個開關(未繪示於第7圖中)，以實作出開關電晶體的運作方式。請注意，上述開關電路730的實作方式僅供說明之需，並非用來作為本發明之限制。
請一併參閱第7~10圖。第8圖繪示了以第7圖所示之電壓源V4作為測試電源所涉及的訊號波形圖，第9圖繪示了第7圖所示之電壓源V4 先輸出高電壓再調降輸出電壓所涉及的訊號波形圖，以及第10圖繪示了第7圖所示之阻尼器電路700操作於穩態所涉及的訊號波形圖。由第8圖可知，由於一次側環流Id’逆流的時間(放電電流的時間；亦即電容C6放電的時間)增加，故可使電壓訊號Vds之相對極大電壓準位VP’小於電壓訊號Vc之電壓準位VS’。另外，於此實施例中，相對極大電壓準位VP’也會小於電壓訊號Vds於一次側環流Id’具有最小值時的電壓準位VL’。值得注意的是，一次側環流Id’逆流的時間增加，相當於緩衝元件720提供了一電阻區RD。因此，電容C7便可借助於電阻區RD來緩和地放電(如第9圖所示之電壓訊號Vc的波形)，而電壓訊號Vds也因電容C7的放電而逐漸收斂，藉此可使開關電路730兩端(端點TD、接地端)的電壓恢復正常。另外，第10圖所示之訊號波形圖與第5圖所示之訊號波形圖相似，其意味著本發明所提供之阻尼器電路可以無需洩放電阻即可有效抑制因瞬間切換而產生的環流，故可降低/消弭高速切換所造成的功率損耗。
請注意，以上所述緩衝元件的架構僅供說明之需，並非用來作為本發明之限制。舉例來說，本發明所提供之緩衝元件可由基極與射極彼此電連接之雙極性接面電晶體來實作之。請參閱第11圖，其繪示了第6圖所示之阻尼器電路600之另一實作範例的示意圖。第11圖所示之電路架構係基於第1圖所示之電路架構，兩者之間主要的差別在於第1圖所示之二極體D1係由第11圖所示之NPN型雙極性接面電晶體Q2來取代之，而NPN型雙極性接面電晶體Q2可用來實作出第6圖所示之緩衝元件620。由第11圖可知，NPN型雙極性接面電晶體Q2之射極係電連接端點TD，NPN型雙極性接面電晶體Q2之集極係電連接端點TC，以及NPN型雙極性接面電晶體Q2之基極與射極係彼此電連接。
請參閱第12圖，其繪示了以第11圖所示之電壓源V1作為測試 電源所涉及的訊號波形圖。由第12圖可知，由於一次側環流Id自NPN型雙極性接面電晶體Q2之集極流出時，NPN型雙極性接面電晶體Q2可視為一電流源，故可延長一次側環流Id逆流的時間，以使電壓訊號Vds之相對極大電壓準位VP”小於電壓訊號Vc之電壓準位VS”。另外，相對極大電壓準位VP”也會小於電壓訊號Vds於一次側環流Id具有最小值時的電壓準位VL”。換言之，包含電容C1、電阻R1、電阻RX及NPN型雙極性接面電晶體Q2的阻尼器電路具有負回授的特性。
值得注意的是，使用基極與射極彼此電連接之PNP型雙極性接面電晶體也是可行的。請參閱第13圖，其為第6圖所示之緩衝元件620之一實作範例的示意圖。在將PNP型雙極性接面電晶體Q3取代第11圖所示之NPN型雙極性接面電晶體Q2的情形下，PNP型雙極性接面電晶體Q3之集極係電連接端點TD，以及PNP型雙極性接面電晶體Q3之射極係電連接端點TC。
請再次參閱第6圖。第6圖所示之阻尼器電路600另可包含一阻抗元件(未繪示於第6圖中)，其中該阻抗元件係並聯耦接於第6圖所示之電容610，用以調節電容610的電壓。舉例來說，於第11圖中，電阻RX係並聯於電容C1，並可用來調節電容C1的電壓降。然而，熟習技藝者經由閱讀第6~10圖的相關說明之後，應可了解本發明所提供之阻尼器電路在不需洩放電阻的情形下仍可有效抑制瞬間切換所產生的環流。
第14圖~第18圖繪示了以本發明所提供之阻尼器電路/緩衝元件來取代傳統電路元件的複數個實施例。為了便於理解本發明的技術特徵，於第14圖~第18圖之中，本發明所提供之緩衝元件的電路符號係以二極體的電路符號來表示之，其中本發明所提供之緩衝元件的第一導通模式可對應於二極體之順向導通模式，而本發明所提供之緩衝元件的第二導通模式可對應 於二極體之反向導通模式。然而，熟習技藝者經由閱讀第1圖~第13圖的相關說明之後，應可了解本發明所提供之緩衝元件並非是傳統的二極體，採用二極體的電路符號來表示只是方便說明而已。
請先參閱第14圖，其為本發明改良傳統用於個人電腦/伺服器的電源供應器之一實施例的示意圖。第14圖的左半部繪示了傳統電源供應器的待機電源轉換電路1400之變壓器一次側的電路圖，其中待機電源轉換電路1400包含了一齊納二極體1401、一二極體1402、一開關1404以及一變壓器1405。第14圖的右半部繪示了本發明所提供之待機電源轉換電路1410之變壓器一次側的電路圖，其中待機電源轉換電路1410包含一電容1411、複數個電阻1412與1413、一開關1414、一變壓器1415以及一緩衝元件1420(其可由第6圖所示之緩衝元件620來實作之)。而由電容1411、複數個電阻1412與1413及緩衝元件1420所實作之阻尼器電路，可吸收待機電源轉換電路1410於變壓器一次側的漏感在切斷開關1414時所引起的開關1414兩端電壓突波(surge)，並將電容1411所吸收的突波能量放電至電源輸入端。也就是說，本實施例之阻尼器電路可將突波能量回收再利用，因此本實施例之待機電源轉換電路1410相較於傳統的待機電源轉換電路1400可提升至少1%的轉換效率。
請參閱第15圖，其為本發明改良傳統用於個人電腦/伺服器的電源供應器之另一實施例的示意圖。第15圖的左半部繪示了傳統電源供應器的直流轉直流轉換電路之變壓器二次側(位於變壓器1505二次側之同步整流電路1500)的電路圖，其中同步整流電路1500包含了複數個二極體1501與1502、複數個開關1503與1504、一電感1506、一齊納二極體1507、複數個電容1508與1509以及一輸出端VO。第15圖的右半部繪示了本發明所提供之電源供應器之變壓器二次側(位於變壓器1515二次側之同步整流電路1510)的電路 圖，其中同步整流電路1510包含了複數個電阻1511與1512、複數個開關1513與1514、一電感1516、複數個電容1517~1519、一輸出端VO’以及複數個緩衝元件1520與1521，其中複數個緩衝元件1520與1521均可由第6圖所示之緩衝元件620來實作之。熟習技藝者經由閱讀第1圖~第13圖的相關說明之後，應可了解由複數個緩衝元件1520與1521、複數個電阻1511與1512以及複數個電容1517與1518所實作之阻尼器電路利用複數個緩衝元件1520與1521具有反向電流恢復時間長的特性可使電容的放電時間拉長，藉此可減少同步整流電路1510的功率損耗。
請參閱第16圖，其為本發明改良傳統用於印表機的電源供應器之一實施例的示意圖。第16圖的左半部繪示了傳統電源供應器的直流轉直流轉換電路1600之變壓器一次側的電路圖，其中直流轉直流轉換電路1600包含了複數個齊納二極體1601與1602、複數個電阻1603與1604、一變壓器1605、一二極體1606、一電容1607以及一開關1608。第16圖的右半部繪示了本發明所提供之電源供應器的直流轉直流轉換電路1610之變壓器一次側的電路圖，其中直流轉直流轉換電路1610包含了一電容1611、複數個電阻1612~1614、一變壓器1615、複數個緩衝元件1620與1621以及一開關1618，其中複數個緩衝元件1620與1621均可由第6圖所示之緩衝元件620來實作之。直流轉直流轉換電路1610之工作原理與上述實施例相同/相似，也就是說，複數個緩衝元件1620與1621及電容1611可用來吸收傳統電源供應器的直流轉直流轉換電路於變壓器一次側的漏感在切斷開關時所引起的開關兩端電壓突波，並將電容1611所吸收的突波能量放電至電源輸入端。本實施例之阻尼器電路可將突波能量回收再利用，因此本實施例之直流轉直流轉換電路1610相較於傳統的直流轉直流轉換電路1600可提升至少0.5%的轉換效率。
請參閱第17圖，其為本發明改良傳統用於印表機的電源供應器之 另一實施例的示意圖。第17圖的左半部繪示了傳統電源供應器的直流轉直流轉換電路1700之變壓器二次側的電路圖，其中直流轉直流轉換電路1700包含了一二極體1701、一電阻1702、複數個電容1703與1704、一變壓器1705以及一輸出端VO。第17圖的右半部繪示了本發明所提供之電源供應器的直流轉直流轉換電路1710之變壓器二次側的電路圖，其中直流轉直流轉換電路1710包含了一緩衝元件1711、一二極體1720、複數個電容1713與1714、一變壓器1715以及一輸出端VO’，其中緩衝元件1711可由第6圖所示之緩衝元件620來實作之。直流轉直流轉換電路1710之工作原理與上述實施例相同/相似。緩衝元件1711可用來提昇直流轉直流轉換電路的轉換效率至少0.5%。
請參閱第18圖，其為本發明改良傳統用於適配器(adaptor)/充電器/機上盒(set-top box)/照明裝置的電源供應器之一實施例的示意圖。第18圖的左半部繪示了傳統電源供應器的直流轉直流轉換電路1800之變壓器一次側的電路圖，其中直流轉直流轉換電路1800包含了一電容1801、複數個電阻1802~1804、一變壓器1805、一取心鑽頭(core bit)1806、一二極體1807以及一開關1808。第18圖的右半部繪示了本發明所提供之電源供應器的直流轉直流轉換電路1810之變壓器一次側的電路圖，其中直流轉直流轉換電路1810包含了一電容1811、複數個電阻1812與1813、一開關1814、一變壓器1815以及一緩衝元件1820，其中緩衝元件1820可由第6圖所示之緩衝元件620來實作之。直流轉直流轉換電路1810之工作原理與上述實施例相同/相似。直流轉直流轉換電路1810之阻尼器電路可吸收切斷開關1814時所引起的開關1814兩端電壓突波能量，並放電至電源輸入端，因此本實施例之直流轉直流轉換電路1810相較於傳統的直流轉直流轉換電路1800可提升至少0.5%的轉換效率，並可降低電磁干擾(electromagnetic interference，EMI)。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
600‧‧‧阻尼器電路
610‧‧‧電容
620‧‧‧緩衝元件
N1、N2‧‧‧端點
Ia‧‧‧充電電流
Ib‧‧‧放電電流

Claims (9)

  1. 一種阻尼器電路，包含：一電容；以及一緩衝元件，具有一第一端點以及一第二端點，該第一端點係電連接於該電容，其中當該緩衝元件操作於一第一導通模式時，一充電電流係自該第二端點經由該緩衝元件而流向該第一端點；當該緩衝元件從該第一導通模式切換至一第二導通模式時，該緩衝元件係產生自該第一端點經由該緩衝元件朝該第二端點流動超過一特定時間的一放電電流，以使得在該緩衝元件進入該第二導通模式之後，於該第二端點第一次出現的一相對極大電壓準位會小於該第一端點之電壓準位；其中該相對極大電壓準位另小於該第二端點在該放電電流自該第一端點流向該第二端點並到達一最小值時所具有的電壓準位。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之阻尼器電路，其中當該緩衝元件操作於該第一導通模式時，流經該緩衝元件之該充電電流係對該電容進行充電；以及當該緩衝元件操作於該第二導通模式時，流經該緩衝元件之該放電電流係使該電容進行放電。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之阻尼器電路，其中當該緩衝元件從該第一導通模式切換至該第二導通模式時，該充電電流的大小會先減少為零，該緩衝元件才會產生該放電電流。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之阻尼器電路，其中該緩衝元件包含：一電荷儲存元件；一第一轉換電路，耦接於該電荷儲存元件以及電連接於該第一端點與該第二端點之間，用以於該緩衝元件操作於該第一導通模式時，將該充電 電流轉換為電荷，並將所轉換之電荷儲存至該電荷儲存元件；以及一第二轉換電路，耦接於該電荷儲存元件以及電連接於該第一端點與該第二端點之間，用以於該緩衝元件從該第一導通模式切換至該第二導通模式時，將儲存於該電荷儲存元件的電荷進行轉換以產生該放電電流。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之阻尼器電路，其中當該緩衝元件從該第一導通模式切換至該第二導通模式時，該第一轉換電路會先將該充電電流進行電荷轉換直到該充電電流的大小等於零，該第二轉換電路才會將儲存於該電荷儲存元件的電荷進行轉換以產生該放電電流。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之阻尼器電路，另包含：一阻抗元件，並聯耦接於該電容，用以調節該電容的電壓降。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之阻尼器電路，其中該緩衝元件包含一NPN型雙極性接面電晶體，該NPN型雙極性接面電晶體之射極係電連接該第二端點，該NPN型雙極性接面電晶體之集極係電連接該第一端點，以及該NPN型雙極性接面電晶體之基極與射極係彼此電連接。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之阻尼器電路，其中該緩衝元件包含一PNP型雙極性接面電晶體，該PNP型雙極性接面電晶體之集極係電連接該第二端點，該PNP型雙極性接面電晶體之射極係電連接該第一端點，以及該PNP型雙極性接面電晶體之基極與射極係彼此電連接。
  9. 一種用於一阻尼器電路的緩衝方法，包含：當該阻尼器電路中之一緩衝元件操作於一第一導通模式時，導通一充電電 流以流經該緩衝元件，其中該緩衝元件之一第一端點電連接至該阻尼器電路中之一電容，且該充電電流係自該緩衝元件之一第二端點經由該緩衝元件而流向該第一端點；以及當該緩衝元件從該第一導通模式切換至一第二導通模式時，產生自該第一端點經由該緩衝元件朝該第二端點流動超過一特定時間之一放電電流，以使得在該緩衝元件進入該第二導通模式之後，於該第二端點第一次出現的一相對極大電壓準位會小於該第一端點之電壓準位；其中該相對極大電壓準位另小於該第二端點在該放電電流自該第一端點流向該第二端點並到達一最小值時所具有的電壓準位。
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