TWI521895B - 自測試收發器及其自測試的方法 - Google Patents

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TWI521895B
TWI521895B TW100134331A TW100134331A TWI521895B TW I521895 B TWI521895 B TW I521895B TW 100134331 A TW100134331 A TW 100134331A TW 100134331 A TW100134331 A TW 100134331A TW I521895 B TWI521895 B TW I521895B
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周志敏
胡曼 達拉比
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Description

自測試收發器及其自測試的方法
本發明涉及電子電路和系統，更具體地說，涉及一種通訊電路及系統。
收發器通常用於通信系統中，例如，蜂窩電話或其他移動通信，它支持以射頻射頻(RF)方式通過普通的天線傳輸和接收通信信號。在預定的射頻接收頻率範圍，作為收發器的一部分的傳統接收器通常利用幾個級來放大和處理接收到信號。例如在接收器“前端”，低雜訊放大器(LNA)提升(boost)該接收信號，隨後將所述接收信號通過混頻級從射頻到基帶下變頻。在傳統的接收器設計中，在接收器的“後端”，基帶信號由具有高額外增益控制的高階低通濾波器(LPF)過濾。此外，在此類傳統的收發器中，發射器通常採用開環設計的幾個處理級實現調節(condition)和前端放大發射信號，並隨後將所述發射信號傳輸到功率放大器(PA)。
由於對體積更小，功能更強，價格更便宜的移動通信設備的消費需求不斷增加，人們不斷尋找使收發器的生產成本更低，效率更高的方法。傳統上，這些方法主要集中於提高電路的集成度和其他減少用於表徵收發器系統中發射器和/或接收器的物理可測度的途徑。然而，除了佈局和體積因素，收發器製造成本的另一個來源是使用常規方法進行系統的檢測和校準。
例如，傳統的收發器出廠核對總和校準，也就是所述收發器中發射器和接收器子系統的出廠核對總和校準，消耗時間，並且 需要專用的外部測試設備。另外，由於實施工廠檢測和校準的資源要求在很大程度與製造收發器要使用的技術節點無關，測試時間和測試儀器的使用效率通常不能夠滿足體積的不斷減小的需求，使得傳統生產核對總和校準日益顯著的限制了生產成本效益。
因此，有必要提供一種適合移動設備收發器的自測試收發結構，以克服現有技術的弊端和缺陷。
本發明公開了一種自測試收發器裝置及相關方法，它們大體結合至少一個圖進行展示和/或描述，並在權利要求中更加完整的闡明。
根據本發明的一個方面，一種自測試收發器，包括：接收器；包括功率放大器(PA)和多個發射器前置功率放大器級(pre-PA stage)的發射器；所述多個發射器前置功率放大器級配置為產生所述收發器頻率的通訊信號，所述接收器配置為處理所述收發器發射頻率的另一通訊信號，從而實現收發器的自測試。
優選地，其中所述接收器為緊湊的、低功率的接收器，具有產生前端增益的前端和產生後端增益的後端，所述前端包括：跨導放大器，產生數位增益控制和輸出放大的接收信號；混頻器，從所述放大的接收信號生成下變頻信號；轉移阻抗放大器(CMB)，為放大所述下變頻信號提供增益控制，以產生前端輸出信號；其中所述前端增益遠大於所述後端增益。
優選地，所述多個發射器前置功率放大器級為閉環結構。
優選地，所述多個發射器前置功率放大器級配置為提供數位前置放大增益控制。
優選地，所述多個發射器前置功率放大器級包括功率放大驅動，配置用於提供至少約80分貝的數位前置放大增益控制。
優選地，所述接收器和所述多個發射器前置功率放大器級為單一的半導體晶片上製成的積體電路。
優選地，所述自測試收發器包括射頻收發器。
優選地，所述自測試收發器是配置為支援多個通信模式的多模式收發器。
優選地，所述自測試收發器為移動通信設備的一部分。
據本發明的另一個方面，一種用於收發器自測試的方法，所述方法包括以下步驟：通過所述收發器的發射器以該收發器的發射頻率產生第一通訊信號；通過所述收發器的接收器處理所述第一通訊信號；通過所述發射器以該收發器的接收頻率產生第二通訊信號；和通過所述接收器處理第二通訊信號；通過所述第一和第二通訊信號的產生和處理進行所述收發器的自測試。
優選地，其中所述接收器為緊湊的、低功率的接收器，具有產生前端增益的前端和產生後端增益的後端，所述前端包括：跨導放大器，產生數位增益控制和輸出放大的接收信號；混頻器，從所述放大的接收信號生成下變頻信號；轉移阻抗放大器，為放大所述下變頻信號提供增益控制，以產生前端輸出信號；其中所述前端增益遠大於所述後端增益。
優選地，所述多個發射器前置功率放大器級為閉環結構。
優選地，所述多個發射器前置功率放大器級配置為提供數位前置放大增益控制。
優選地，所述多個發射器前置功率放大器級包括功率放大驅動，配置用於提供至少約80分貝的數位前置放大增益控制。
優選地，所述接收器和所述多個發射器前置功率放大器級為單一的半導體晶片上製成的積體電路。
優選地，所述自測試收發器包括射頻收發器。
優選地，所述自測試收發器是配置為支援多個通信模式的多模式收發器。
優選地，所述自測試收發器為移動通信設備的一部分。
1000‧‧‧自測試收發器
1002‧‧‧天線
1003a‧‧‧路由開關
1003b‧‧‧路由開關
1004‧‧‧雙工器
1005‧‧‧發射/接收開關
1006‧‧‧PA(功率放大器)
1010‧‧‧IC(積體電路)
1100‧‧‧接收器
1200‧‧‧發射器前置功率放大器級
1028‧‧‧LOGEN(本地振盪發生器)
1029‧‧‧低壓差線性穩壓器
2100‧‧‧接收器
2120‧‧‧接收器前端
2122‧‧‧低雜訊放大器
2123‧‧‧跨導放大器
2123a‧‧‧二階濾波器
2123b‧‧‧二階濾波器
2124a‧‧‧混頻器
2124b‧‧‧混頻器
2125a‧‧‧電流模式緩衝區
2125b‧‧‧電流模式緩衝區
2126a‧‧‧轉移阻抗放大器
2126b‧‧‧轉移阻抗放大器
2130‧‧‧接收器後端
2132‧‧‧二階低通濾波器
2132a‧‧‧二階低通濾波器
2132b‧‧‧二階低通濾波器
2140a‧‧‧類比數位轉換器
2140b‧‧‧類比數位轉換器
2150a‧‧‧數位處理器
2150b‧‧‧數位處理器
3200‧‧‧發射器前置功率放大器級
3212‧‧‧數位模組
3222a‧‧‧數位類比轉換器
3222b‧‧‧數位類比轉換器
3224a‧‧‧低通濾波器
3224b‧‧‧低通濾波器
3226a‧‧‧高頻段混頻器
3226b‧‧‧低頻段混頻器
3227‧‧‧TX PLL(發射器鎖相環)
3228‧‧‧LOGEN(本地振盪發生器)
3230a‧‧‧高頻段可變增益控制功率驅動器
3230b‧‧‧低頻段可變增益控制功率驅動器
3240‧‧‧回饋校正級
3250‧‧‧峰值探測器
3258a‧‧‧輸出
3258b‧‧‧輸出
3290‧‧‧類比數位轉換器
圖1是據本發明一個實施例的自測試收發器的框圖。
圖2是根據本發明一個實施例的適配於實現圖1所示的自測試收發器的、緊湊的、低功耗的接收器結構框圖。
圖3是依據本發明一個實施例的適合實現於圖1所示自測試收發器100中的，能夠高效數位前置放大增益控制的發射器前置功率放大器級3200的框圖。
圖4是根據本發明的一個實施例的配置為自測試的收發器的方法流程圖。
本發明公開了一種自測試收發器裝置及其相關方法。雖然本發明是就特定的一些實施例進行描述，但是，由權利要求所限定的本發明的原理，顯然可以在超出本發明特定實施例的描述外應用。另外，為了突出本發明的創造性方面，在描述本發明時忽略了具體細節。這些被忽略的細節在本領域技術人員的知識範圍之內。
本申請書中的附圖及相關的詳細描述只是本發明的典型實施例。為了保持行文簡潔，採用本發明原理的其他實施例沒有在本申請書中具體描述，也沒有在本發明的附圖中具體闡明。
圖1是根據本發明一個實施例的自測試收發器的框圖，能夠 克服現有技術的缺點和不足。參照圖1所示，自測試收發器1000包括天線1002，收發器的輸入/輸出的路由開關1003a和1003b，雙工器(duplexer)1004，發射/接收(T/R)開關1005，功率放大器(PA)1006和自測試收發器積體電路(IC)1010。如圖1進一步所示，自測試收發器積體電路1010包括接收器1100，發射器前置功率放大器級1200，用於向接收器1100和發射器功率放大器前置級內部提供混頻電路的本地振盪發生器(LOGEN)1028(混頻器沒有在圖1中示出)，和作為本地振盪發生器1028的示範性電源的低壓差線性穩壓器(regulator)(LDO)1029。雖然沒有明確在圖1中示出，發射器前置功率放大器級1200包括多個採用閉環結構實現的，配置用於提供精確、高效數位前置增益控制的發射鏈路處理級。
可以認為收發器100包括接收部分和發射部分，所述接收部分包括接收器1100，所述發射部分包括功率放大器1006和發射器前置功率放大器級1200。自測試收發器1000可以實施於(各種通訊設備)，例如，無線通信設備、移動電話、藍牙設備設備、電腦、衛星機頂盒、射頻收發器、個人數位助理(PDA)或其他任何在現代電子產品中使用收發器的系統、裝置、部件、模組。更具體的例子是自測試收發器1000在蜂窩電話或其他以射頻方式通信的移動設備中的應用。例如在約0.8Ghz到約2.2GHz的頻率範圍通訊的移動設備中的應用。
參考圖2、3和4，將更詳細地解釋自測試收發器的原理，在一個實施例中，本地振盪發生器1028可以配置用於擴大接收器1100和發射器前置功率放大器級1200內部的混頻電路的各自範圍，以使發射器前置功率放大器級1200產生自測試收發器1000接收頻率的通信信號，並且使接收器1100處理自測試收發器1000的發射頻率的通信信號。因此，通過雙工器1004和發送/接收開關1005的隔離而產生的優點，發射器前置功率放大器級1200可以用來測試接收器1100，而接收器1100可以用來測試發射器前置功率 放大器級1200的操作，因此能夠實現收發器的自測試.
現在回到圖2，圖2是根據本發明一個實施例的適配於圖1所示的自測試收發器的緊湊的、低功耗接收器結構框圖。圖2中緊湊低功率的接收器2100相當於圖1中的接收器1100。緊湊低功率的接收器2100包括接收器前端2120和接收器後端2130。正如圖2所示，接收器前端2120包括含有用以產生數位增益控制的可調的跨導放大器2123的低雜訊放大器2122，分別與本地振盪發生器(例如圖1中的LOGEN1028)產生的同相(I)和正交(Q)信號協同工作的混頻器2124a和2124b，以及包括相應電流模式緩衝區2125a和2125b的轉移阻抗放大器2126a和2126b。如圖2所示，接收器後端2130包括二階低通濾波器(2nd_order低通濾波器)2132a和2132b、類比數位轉換器(ADC)2140a和2140b，數位處理器2150a和2150b，以執行各自I和Q信號的後端處理。
正如圖2所顯示的，本發明實施例的緊湊低功耗的接收器以前端增益的形式生成了全部增益中的主要部分。這就是說，接收器前端2120產生了全部接收增益中的50dB，而包括二階LPFs 2132a和2132b的接收器後端LPF級，產生相當小的增益貢獻，例如，約15分貝。因此，緊湊的低功耗接收器2100前端產生的增益大約比其後端大兩倍，甚至更多。
例如，通過利用包括可調節的跨導放大器2123的低雜訊放大器2122提供的數位增益控制，再下變頻接收信號，並通過包括各自的電流模式緩衝區的2125a和2125b的轉移阻抗放大器2126a和2126b提供額外的增益控制，以放大所述下變頻信號。與現有的接收器設計相比，圖2中實施例增強了緊湊低功耗接收器2100的前端增益。緊湊低功率接收器產生的前端增益的增加減少了對本發明實施例後端增益的依賴。反過來，這降低了低通濾波器用於過濾接收器後端2130的雜訊需要。因此，二階低通濾波器2132a和2132b可以用於接收器後端2130。
與實施於圖2中的顯著不同的是，在傳統接收器後端，所述基帶信號通常採用更高階數的低通濾波器過濾，如，四階、五階低通濾波器，在傳統的接收器設計中，這些低通濾波器產生了全部增益控制的絕大部分。在這樣傳統的接收器中，例如，所述接收器提供的全部增益控制首要地由具有高階低通濾波器的接收器後端產生，這些高階LPF貢獻增益的相當大比例。此外，由於對傳統接收器設計中使用的高階LPF施加的嚴格需求，這些特徵通常需要消耗大量的電能和佔用接收器的大部分面積。
隨著通信技術向更小的設備尺寸和更低的能耗限制發展，代表性的像40納米技術節點，使得相對較大、能耗較高的傳統的接收器裝置越來越不可取。通過減少對傳統後端增益的依賴，本發明實施例能夠實現既緊湊(例如需要更小的電路面積即可實現)又比傳統設計更省電。因此，例如圖1所示的一個實施例，緊湊低功率接收器1100，能夠和發射器前置功率放大器級1200、本地振盪發生器1028和低壓差線性穩壓器1029整合在自測試收發器的積體電路1010上，該電路板可以使用40納米處理工藝在單一的半導體鋼模上生產。
參考圖3，依據本發明一個實施例的適合在圖1所示自測試收發器100中的能夠高效數位前置放大增益控制的發射器前置功率放大器級3200的框圖。圖3中，發射器前置功率放大器級3200，與圖1中的發射器前置功率放大器級1200一致，和所述上圖的PA1006一起為自測試收發器發射器的一部分。
從圖3可以看出，發射器前置功率放大器級3200和自測試發射器1000作為一個整體可用以支援多種傳輸模式和/或多種傳輸頻率。例如，發射器前置功率放大器級3200可以用於支援約1.8GHz到約2.2GHz的高頻段傳輸頻率，也可以支援約0.8GHz到約1.1GHz的低頻段傳輸。
如圖3所示，發射器前置功率放大器級3200包括前端，所述 前端包括分別將I和Q相輸出信號傳輸到各自數位類比轉換器(DAC)3222a和3222b的數位模組3212。圖3中進一步描述了發射器前置功率放大器級3200包括可調節的低通濾波器3224a和3224b。例如，為了同時支援高頻段的頻率通道和低頻段的頻率通道，發射器前置功率放大器級3200包括可實施於無源電路的各自的高頻段混頻器3226a和低頻段混頻器3226b。此外，發射器前置功率放大器級3200包括高頻段可變增益控制功率驅動器3230a和低頻段可變增益控制功率驅動器3230b，以提供輸出到功率放大器的前置放大傳輸信號(功率放大器在圖3中沒有明確標出)。另外，圖3還展示了發射器鎖相環(TX PLL)3227和本地振盪發生器(LOGEN)3228，以及回饋校正級3240，所述回饋校正級3240包括峰值探測器3250和提供數位校準回饋到數位模組3212的類比數位轉換器(ADC)3290。雖然在圖3中發射器鎖相環3227和本地振盪發生器3228是成對的，但其目的是為了描述清晰，在實踐中，單一的發射器鎖相環3227和本地振盪發生器3228組合即可耦合到可變增益控制功率放大驅動3230a和3230b，並可以為各自的高頻段和低頻段混頻器3226a和3226b所共用。此外，在一個實施例中，LOGEN 3228可能會進一步被接收器共用，如圖1中的接收器1100，因此，可以將其看做和上述圖中的LOGEN 1028相同。從圖3中可以明顯看出，發射器前置功率放大器級採用由回饋校正級3240到數位模組3212的回饋來表示的閉環結構，實現前置功率放大增益控制。而且，發射器前置功率放大器級3200能夠提供數位增益控制，其中至少有大約80分貝的數位前置放大增益控制由每個可變增益控制的功率驅動器3230a和3230b提供.
如上所述，圖3的實施例，能夠支援多種通信方式。例如，在一個實施例中，包括發射器前置功率放大器級3200的自測試收發器能夠支援W-CDMA模式，GSM模式，以及EDGE模式的通信。因此，作為自測試收發器(例如，圖1中收發器1000)一部分 的發射器前置功率放大器級可以3200可選擇地配置為，支援多種通信模式，以提供語音頻帶和資料頻帶的通信。
因此，發射器前置功率放大器級3200和更普遍的自測試收發器1000，可配置為支援採用正交調製方案的通信模式以及採用極性調製方案的通信模式。例如，在圖3中採用正交調製的傳輸模式可以通過各自的數位類比轉換器、可調LPF、混頻器組合3222ab、3224ab和3226ab連接數位模組3212的輸出I和Q到可變增益控制驅動3230a和3230b的實線信號路徑。類似地，採用極性調製方案的傳輸模式可通過發射器鎖相環3227連接數位模組3212到可變增益控制功率驅動3230a和3230b的虛線信號路徑。
需要指出的是，圖3中的發射器前置功率放大器級信號路徑由簡單的線條表示，許多信號可以包括成對的差分信號。因此，例如輸出到混合器3226a和3226的b數位模組3212的I和Q輸出、混合器3226a和3226b和輸出，以及通過TX PLL 3227輸出到可變增益控制功率放大驅動3230a和3230b的數位模組3212的輸出，通過類比數位轉換器3290回饋到數位模組3212的回饋校正信號，可包含差分信號。還要注意的是，可變增益控制功率驅動3230a和3230b的內部信號路徑，可變增益控制功率驅動3230a和3230b產生的到回饋校正級3240的回饋信號，以及峰值探測器3250的3258a和3258b的輸出都明確地表示為差分信號。
進步如圖3所示，分別由數位類比轉換器3222a和3222b和可調節的低通濾波器3224a和3224b提供的I和Q信號路徑可以在高頻和低頻傳輸模式間共用。而且，數位模組3212，發射器鎖相環3227，包括峰值探測器3250的回饋矯正級3240，類比數位轉換器3290和功率放大器(圖3沒有示出)可以共用於各種傳輸模式和所有傳輸頻帶。因此，包括發射器前置功率放大器級3200的發射器的特點是具有節省空間的緊湊架構，能夠很好的解決不斷增長的向40納米節點(例如，超越)工藝技術轉變帶來的低線度、 低能耗的要求限制。
圖1中自測試收發器的運行過程將在圖4中進一步描述，該圖為根據本發明一個實施例的用於實現收發器自測試的方法。對本領域一般技術人員而言熟知的具體細節和特點在流程圖400中都省略了。例如，省略了本領域熟知的，包括一個或多個子步驟的或包括專用的設備或物質的步驟。儘管流程圖400中步驟410到步驟440能充分描述本發明的一個實施例，但根據本發明的其他實施例可採用不同與流程圖400的步驟，或增加、減少一些步驟。
流程圖400的步驟410包括由所述收發器的發射器產生收發器發射頻率的通訊信號。結合圖3，可認為步驟410即是發射器前置功率放大器級3200提供的功能。例如，如上文所述，功率放大器前置級3200可產生頻率範圍約1.9GHz至約2.2GHz的高波段發射頻率通訊信號，或產生頻率範圍約0.8GHz至約1.1GHz的低波段發射頻率通訊信號。
繼續圖4中的步驟420，流程圖400中的步驟420包括所述收發器的接收器處理步驟410中產生的發射頻率的通信信號。結合圖1，步驟420能夠通過接收器1100和本地振盪發生器1028來實現。也就是說，結合圖1和圖2，本地振盪發生器1028傳輸到混頻器2124a和2124b的信號波段，包括發射波段和接收波段，可以擴展，從而能夠使緊湊的、低功率的接收器2100高效地處理資訊，比如高效地接收步驟410中發射器前置功率放大器級產生的通訊信號。
轉到圖4的步驟430，流程圖400中的步驟430包括由收發器發射器產生收發器接收頻率的通訊信號。結合圖3，和410一樣，步驟430也能通過發射器前置功率放大器級3200實現。例如，在正交調製通訊模式的操作，本地振盪發生器3228傳輸到混頻器3226a和3226b的頻率範圍可以擴展，從而能夠使發射器前置功率 放大器級3200產生自測試收發器1000接收頻率的通訊信號。
繼續流程圖400的步驟440，流程圖400的步驟440包括收發器接收器處理步驟430中產生的接收頻率通訊信號。結合圖1，步驟440可以由接收器1100實現，可以理解為處理接收頻率信號是其正常運行的一部分。自測試收發器1000通過執行步驟410至步驟440實現使用接收器1100測試包括發射器前置功率放大器級1200在內的發射器部分的運行，同樣使用發射器前置功率放大器級1200來測試接收器1100的運行。換句話說，通過執行步驟410到步驟440來產生和處理通訊信號，可以實現收發器1000接收部分和發射部分的自測試。而且，因為收發器1000配置為自測試，減少了工廠測試和校正所需的時間和外部測試儀器的(對成本的)貢獻。因此，與現有技術相比，降低了生產成本，提高了生產效率。
因此，實施配置用於處理收發器發射頻率的通訊信號的接收器，本發明的實施例能夠使這類收發器實現其發射器部分的自測試。進一步說，通過配置發射器產生收發器接收頻率的通訊信號，本發明的實施例能夠實現收發器自測試其接收部分的運行。因此，本發明提供的自測試收發器降低了工廠測試和校正的所需時間和外部儀器的成本貢獻。因此可以所述系統的生產更高效、成本效益更好。
通過上面對本發明的描述，很明顯在本發明的範圍內可以採用各種技術實現本發明的原理。而且，儘管本發明對特定的實施例進行了具體的描述，但本領域的技術人員應理解在不脫離本發明精神和範圍的情況下，可以對形式和細節進行改變。上文描述的實施例在任何方面都應理解為例證性的，而非限制性的。還應理解本發明不應局限於在此描述的特定實施例，在不脫離本發明的範圍時，能夠進行很多調整、修改和替代。
1000‧‧‧自測試收發器
1002‧‧‧天線
1003a‧‧‧路由開關
1003b‧‧‧路由開關
1004‧‧‧雙工器
1005‧‧‧發射/接收開關
1006‧‧‧PA(功率放大器)
1010‧‧‧IC(積體電路)
1100‧‧‧接收器
1200‧‧‧發射器前置功率放大器級
1028‧‧‧LOGEN(本地振盪發生器)
1029‧‧‧低壓差線性穩壓器

Claims (10)

  1. 一種自測試收發器，包括：接收器，包含前端以及後端，所述前端包含：第一放大器，產生數位增益控制以及輸出放大的接收信號；混頻器，從所述放大的接收信號生成下變頻信號；以及第二放大器，為放大所述下變頻信號提供增益控制，以產生前端輸出信號；所述後端包含高階低通濾波器(LPF)，其中所述前端增益大於所述後端增益；以及發射器，包含功率放大器(PA)和多個發射器前置功率放大器級(pre-PA stage)的發射器；所述多個發射器前置功率放大器級配置為產生所述自測試收發器頻率的通訊信號，所述接收器配置為處理所述自測試收發器發射頻率的另一通訊信號，從而實現收發器的自測試。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的自測試收發器，其中所述前端的所述第一放大器是一個低雜訊放大器(LNA)，其包含跨導放大器；所述前端的所述第二放大器為轉移阻抗放大器。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的自測試收發器，其中，所述多個發射器前置功率放大器級為閉環結構。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的自測試收發器，其中，所述多個發射器前置功率放大器級配置為提供數位前置放大增益控制。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的自測試收發器，其中，所述多個發射器前置功率放大器級包括功率放大驅動，配置用於提供至少約80分貝的數位前置放大增益控制。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的自測試收發器，其中，所述接收器和所述多個發射器前置功率放大器級為單一的半導體晶片上製成的積體電路。
  7. 如申請專利範圍第1項所述的自測試收發器，其中，所述自測 試收發器包括射頻收發器。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的自測試收發器，其中，所述自測試收發器是配置為支援多個通信模式的多模式收發器。
  9. 如申請專利範圍第1項所述的自測試收發器，其中，所述自測試收發器為移動通信設備的一部分。
  10. 一種自測試收發器之自測試的方法，所述方法包括以下步驟：通過如申請專利範圍第1項所述的自測試收發器的發射器以該自測試收發器的發射頻率產生第一通訊信號；通過所述自測試收發器的接收器處理所述第一通訊信號；通過所述發射器以該自測試收發器的接收頻率產生第二通訊信號；通過所述接收器處理第二通訊信號；以及通過所述第一通訊信號和所述第二通訊信號的產生和處理進行所述自測試收發器的自測試。
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