TWI510136B - Ｌｅｄ光引擎的電子控制裝置及其應用 - Google Patents

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    • H05B45/40—Details of LED load circuits
    • H05B45/44—Details of LED load circuits with an active control inside an LED matrix
    • H05B45/48—Details of LED load circuits with an active control inside an LED matrix having LEDs organised in strings and incorporating parallel shunting devices

Description

LED光引擎的電子控制裝置及其應用
本發明係有關LED光引擎的電子控制裝置(electronic control gears for LED light engine)，特別是其利用常閉電子開關(normally closed electronic switches)，依據交流輸入電壓的大小，依序遞增或遞減(gear up or down)發光二極體陣列(LED array)中受激發發光二極體(excited LED)的數量與電流，以改善功率因數(power factor)，同時可進一步搭配填谷電路(valley filler)改善閃爍現象(flicker phenomenon)以及假負載電路(dummy load)，降低總諧波失真(total harmonic distortion)。
相對於傳統燈具，發光二極體具有較高的發光效率(luminous efficacy)，傳統燈泡每瓦提供約15流明(15 lumens per watt)，而發光二極體則每瓦高達100流明(100 lumens per watt)以上，同時發光二極體具有相對壽命較長、較不受外界干擾及不易損壞的優點，是照明設備的首選。
然而，發光二極體需要直流電驅動，而市電為交流電，當交流電轉成直流電時，在每週期之低電壓區段，尚無法克服發光二極體之順向電壓降(forward voltage drop)以驅動發光二極體，導致導通角(conduction angle)狹小以及功率因數(power factor)低落。導通角是指後級負載導通時，所對應市用交流電的正弦波之弧角，而空載時間是指負載未導通，輸入電流(線電流)為零的時間。空載時間越長，導通角就越狹小，功率因數就越低落。
第一個問題是傳統的LED驅動器(LED driver)須採用濾波器、整流器、以及功率因數修正器(power factor corrector,PFC)等較為複雜的 驅動器電路(driver circuit)，造成驅動器的成本高昂。同時，發光二極體的壽命雖長，但功率因數修正器所採用之電解電容器(electrolytic capacitor)卻易於損壞，整體壽命相對縮短，無法發揮發光二極體的優點。
第二問題是在空載時間，沒有電流通過發光二極體，造成照明設備的閃爍現象(flicker phenomenon)。一般市用交流電的頻率是60Hz，整流後形成直流電壓脈衝，頻率為兩倍(120Hz)，空載時間所帶來的閃爍現象雖不易被人類眼睛察覺，但的確存在。
第三個問題是功率因數低落，功率因數的計算方式為將輸入功率除以輸入電壓(線電壓)與輸入電流(線電流)之乘積(PF=P/(V×I)，其中PF為功率因數、P表示輸入功率、V及I分別為線電壓及線電流的有效值)，用以度量電力(electricity)的使用效率，當線電壓與線電流的相似度越高，表示電力使用效率越好。通常交流電的輸入電壓波形為正弦波，後級負載的電流如能接近正弦波，其諧波數量少，諧波失真就少，則功率因數越高。輸入電流與輸入電壓的相偏移來自於後級負載電路的總諧波失真，當後級負載電路與正弦波偏離或存在相差時，二級以上(second order above)的諧波越多，所產生的的諧波失真也越多，總諧波失真就越嚴重，降低二級以上的諧波數量即可降低總諧波失真。 當空載時間越大，導通角越狹小，線電壓與線電流的相差越大，功率因數越差，能源效率越差。
簡化電路、降低成本、改善發光二極體照明設備的閃爍現象以及提高功率因數，仍是目前發光二極體光源之研發的主要課題。本發明人所提供的解決方案，具有可直接用於交流電路、成本低廉、性能優異、不易損壞且電路簡單、無閃爍現象以及提高功率因數等優點，詳如後述。
本發明提供一種LED光引擎的電子控制裝置(electronic control gears for LED light engine)，依據輸入交流電壓，在電壓升高時，逐級驅 動發光二極體陣列，同時逐級提高線電流；在電壓降低時，逐級熄滅LED陣列，同時逐級降低線電流，簡化電路、提高發光效率、提高功率因數及降低成本等優點。
本發明提供LED光引擎的電子控制裝置，在整流器(rectifier)的兩輸出端間，設置一填谷電路(valley filler)，在空載時間內，提供LED陣列一預定的定電流(preset constant current)，改善LED陣列的閃爍現象。
本發明提供一種LED光引擎的電子控制裝置，在整流器的兩輸出端間，設置假負載電路(dummy load)，於空載時間內，假負載電路導通而抽取線電流(line current)，隨輸入電壓循序上升(ascend)或下降(descend)，使線電流跟隨線電壓波形，減少總諧波失真(total harmonic distortion)的情況。
本發明之LED光引擎的電子控制裝置包含一開關調節器鍊，與LED陣列鍊並聯設置。LED陣列鍊是複數個LED陣列串聯而成，開關調節器鍊是由複數個開關調節器串聯而成，除最後一級LED陣列外，一開關調節器(switch regulator)與一LED陣列並聯。
任一開關調節器主要包含兩個單元，一是旁通開關(bypass switch)，一是偵測器(detector)。旁通開關是一種常閉開關(normally closed switch)，即在常態(閘源極未受電壓或受壓為零的情況，VGS =0)下，常閉開關為短路(導通)；在受負電壓時(VGS <0)，常閉開關為開路(截止)。 通常採用N通道空乏型金屬氧化物半導體場效應電晶體(n-channel depletion-mode MOSFET)或N通道空乏型接面場效應電晶體(n-channel depletion-mode JFET)實作旁通開關，其在閘源極未受電壓或正電壓(VGS ≧0)時，通道導通(ON state)，在受足夠的負電壓時(VGS <Vth <0，Vth 表示電晶體的截止電壓)，通道截止。
偵測器可使用電流偵測器、電壓偵測器、光學偵測器或磁學偵測器，而較常使用的是電流偵測器及電壓偵測器。
輸入電壓的上半週期，當輸入電壓尚未克服下級LED陣列的順向電壓降，旁通開關為導通態(ON state)；隨著輸入電壓升高，克服 下級LED陣列的順向電壓降，但尚未克服當級的LED陣列的順向電壓降，偵測器將旁通開關轉為調節態(Regulating state)；電壓繼續升高至克服當級LED陣列順向電壓降，偵測器將當級的旁通開關轉為截止態(OFF state)，同時偵測點往上級移動，如此由下而上的方式逐級點亮LED陣列。
輸入電壓的下半週期，輸入電壓逐步下降，於輸入電仍足以克服當級LED陣列順向電壓降時，當級旁通開關維持在截止態(OFF state)；輸入電壓逐步下降至無法克服當級LED陣列的順向電壓時，但仍克服下級LED陣列的順向電壓降，偵測器將旁通開關由截止態(OFF state)轉為調節態；輸入電壓繼續下降至無法克服下級LED陣列的順向電壓降，偵測器將旁通開關由調節態轉為導通態，如此由上而下逐級熄滅LED陣列。
本發明之填谷電路包含一可規劃定電流源以及至少一儲能電容的串聯電路，可規劃定電流源電路用以控制儲能電容的電壓值以及充電的電流值。
當輸入電壓高於儲能電容的電壓時，以第一定電流對儲能電容充電；當輸入電壓低於儲能電容的電壓時，儲能電容以第二定電流放電，提供LED陣列所需之電流。由上可知，令儲能電容的電壓仍能克服最後一級LED陣列的順向電壓降，但未能克服最後二級LED陣列的順向電壓降，即在空載時間內，點亮最後一級LED陣列，改善閃爍的現象。
本發明之假負載包含電阻負載以及受控開關，電阻負載使得電流跟隨輸入電壓，而受控開關控制在空載時間內，讓電流通過電阻負載。
當輸入電壓落在空載時間內，受控開關導通，使電流通過電阻負載；當輸入電壓落在空載時間外，受控開關截止，電流無法通過電阻負載而通過LED陣列。因此，在空載時間內，線電流通過電阻負載，隨輸入電壓上升或下降而上升或下降，有效降低諧波失真。
AC‧‧‧交流電源
100‧‧‧整流器
R‧‧‧電流調節器
G1、G2、Gi、Gi+1、Gn-1、Gn、Gn+1‧‧‧發光二極體陣列
S1、Si、Sn-1、Sn‧‧‧旁通開關
T1、Ti、Tn-1、Tn‧‧‧偵測器
t0 、t1 、t2 、tn-1 、tn 、tn+1 、tn+2 、t2n-1 、t2n ‧‧‧時間
VG0 、VG1 、VG2 、VGi 、VGi+1 、VGn 、VGn+1 ‧‧‧電壓
200‧‧‧填谷電路
300‧‧‧假負載電路
ri0 、ri1 、R200 、Rd ‧‧‧電阻
C1 、C2 ‧‧‧電容
D1 、D2 、D200 ‧‧‧二極體
M200 、B200 、M300 ‧‧‧電晶體
P300 ‧‧‧分壓電路
SR300 ‧‧‧並聯調節器
圖1所示為本發明LED光引擎的電子控制裝置的實施例，用以說明主要的電路架構。LED光引擎的電子控制裝置係為由複數個開關調節器串接的開關調節器鍊，與LED陣列鍊並聯設置，除最後一級LED陣列外，每一開關調節器與一LED陣列並聯，開關調節器包含一旁通開關與一偵測器，旁通開關受偵測器控制而轉態。
圖2A說明本發明發光二極體陣列的點燈策略，其在一週期之前半週期，輸入電壓逐步升高，以由下而上的方式，逐級點亮LED陣列；在一週期之後半週期，隨輸入電壓下降，以由上而下的方式，逐級熄滅LED陣列。
圖2B對應於圖2A的線電流波形，其在一週期之前半週期，隨輸入電壓升高，由下而上的方式逐級導通LED陣列，輸入電流以階波方式逐步上升；在一週期之後半週期，隨輸入電壓下降，由上而下的方式逐級截止LED陣列，輸入電流以階波(step wave)方式逐級下降，用以改善功率因數。
圖3所示為利用本發明LED光引擎的電子控制裝置的LED照明設備的實施例，其以N通道空乏型金屬氧化物半導體場效應電晶體(depletion n-MOSFET)作為旁通開關，以分壓電路作為電壓偵測器。分壓電路偵測下級LED陣列的導通情況，控制N通道空乏型金屬氧化物半導體場效應電晶體之轉態。
圖4所示為利用本發明LED光引擎的電子控制裝置的LED照明設備的實施例，其以N通道空乏型金屬氧化物半導體場效應電晶體作為旁通開關，主要以並聯調節器作為電流偵測器控制N通道空乏型金屬氧化物半導體場效應電晶體之轉態。
圖5所示為利用本發明LED光引擎的電子控制裝置的LED照明設備的實施例，其以N通道空乏型金屬氧化物半導體場效應電晶體作為旁通開關，主要以npn雙極接合電晶體作為電流偵測器控制N通道空乏型金屬氧化物半導體場效應電晶體之轉態。
圖6A所示為本發明填谷電路的實施例，填谷電路連接在整流 器與電流調節器之間，而與LED陣列並聯。填谷電路包含儲能電容以及可規劃定電流源，可規劃定電流源包含金屬氧化物半導體場效應電晶體、二極體以及雙極接合電晶體。當輸入電壓高於儲能電容之電壓時，以一定電流對儲能電容充電，而在輸入電壓低於儲能電容之電壓時，儲能電容以另一定電流放電以供應LED陣列電流，避免空載時間內，LED陣列的閃爍現象。本實施例之特徵在於當輸入電壓高於儲能電容之電壓時，二儲能電容以串聯方式充電；在輸入電壓低於儲能電容之電壓時，二儲能電容以並聯方式放電，提供LED陣列電流。
圖6B所示為本發明填谷電路的實施例，與圖6A所示實施例比較，將串聯於儲能電容以及可規劃定電流源電路的二極體移除，使得二儲能電容於輸入電壓高於儲能電容之電壓時以串聯方式充電，於輸入電壓低於儲能電容之電壓時以串聯方式放電。
圖6C、6D所示為本發明之填谷電路的實施例，與圖6B所示實施例比較，僅移除底端儲能電容及高端儲能電容，電路架構及運作方式並無改變。
圖7A及圖7B繪示填谷電路對通過LED陣列之電流及線電流的功效。圖7A繪示於連接填谷電路前，通過LED陣列之電流以及線電流一致，即在空載時間內，線電流以及通過LED陣列之電流皆為0。圖7B繪示連接填谷電路後，於空載時間內，填谷電路之儲能電容電壓放電，電流通過最後一級LED陣列，但線電流仍為0，空載時間變長。
圖8繪示假負載(dummy load)電路，架設在整流器的二輸出端(正端與負端)之間，而與LED陣列並聯。假負載電路包含電阻負載以及受控開關。於輸入電壓落在空載時間內，假負載電路的受控開關導通，線電流通過電阻負載；於輸入電壓落在空載時間外，假負載電路的受控開關截止，電流通過LED照明設備。且在空載時間內，電流通過電阻負載，使得線電流波形跟隨線電壓波形，有效降低諧波失真的情況，提高功率因數。
圖9A及圖9B繪示假負載電路的功效。圖9A繪示使用假負載電路前，在空載時間內，線電流為零，導致諧波失真，功率因數低。 圖9B繪示使用假負載電路後，在空載時間內，線電流通過電阻負載，線電流波形跟隨線電壓波形，降低諧波失真。
一般而言，交流電源之輸出電壓為正弦波形，經整流器整流後，以正弦波的前半週為週期的脈衝直流波形(pulsating DC waveform)之脈衝電壓，再應用於LED照明裝置。
每週期前半段之初與後半段之末的低電壓區段，輸入電壓無法克服LED的順向電壓降，無電流通過，形成空載時間。另，LED照明設備通常是由LED陣列構成。當LED數量較多時，順向電壓降提高，使得空載時間(dead time)變大，導通角變得更狹小，降低功率因數。
針對導通角狹小之問題，傳統的解決方式是利用功率因數修正器將整流後交流電壓推升至高於所有LED陣列順向電壓降的總和的一直流電壓值。但，功率因數修正器所採用的電解電容器容易毀損，使得發光二極體無法發揮預期的效用。
本發明的點燈策略是將LED陣列(array)(本文亦稱為LED陣列鍊)，切割為數個LED子陣列(subarray)(本文中LED子陣列與LED陣列等名稱交互使用)，藉由開關調節器串所構成的LED光引擎的電子控制裝置，在一週期之前半週期，隨著輸入電壓升高，由下而上逐級點亮LED子陣列，且線電流逐步升高；在一週期之後半週期，隨著輸入電壓下降，由上而下逐級熄滅LED子陣列，線電流逐步降低，與傳統的LED陣列之照明設備比較，可明顯提升功率因數。
請參考圖1所示本發明之LED光引擎的電子控制裝置的電路架構。首先利用整流器100將交流正弦波轉為直流脈衝電壓源，電流調節器R(current regulator)提供後級負載電流以及限制最大輸出電流，避免損害後級電路。
LED光引擎的電子控制裝置包含一開關調節器鍊，與LED陣列鍊並聯設置。LED陣列鍊是複數個LED陣列(圖中標示為G1、…、Gi、…、Gn+1)串接而成。開關調節器鍊由複數個開關調節器串接而成， 除最後一級LED陣列外，一開關調節器(switch regulator)與一LED陣列並聯。任一開關調節器主要包含兩個單元，一是旁通開關(bypass switch)，圖中標示為S1、…、Si、…、Sn；一是偵測器(detector)，圖中標示為T1、…、Ti、…、Tn。
電流調節器主要包含金屬氧化物半導體場效應電晶體(作為開關)，其與並聯調節器或npn雙極接合電晶體(開關之控制電路)串聯，並聯調節器或npn雙極接合電晶體的串聯電路用以控制該金屬氧化物半導體場效應電晶體之導通與截止。
旁通開關(S1、…、Si、…、Sn)是一種常閉開關(normally closed switch)，亦即在常態下，旁通開關為短路(導通)，這裡所稱常態是指旁通開關未受到控制電壓或控制電壓為零的情況；而施以負電壓時，常閉開關為開路(截止)。本發明的旁通開關(S1、…、Si、…、Sn)是由N通道空乏型金屬氧化物半導體場效應電晶體(n-channel depletion-mode metal oxide semiconductor field effect transistor,NDMOSFET)或N通道空乏型接面場效應電晶體(n-channel depletion-mode junction field effect transistor,NDJFET)，其特徵是其閘源極的電壓不小於零時(VGS ≧0)，N通道空乏型金屬氧化物半導體場效應電晶體或N通道空乏型接面場效應電晶體為導通(閉路)，閘源極受足夠負電壓時(VGS <Vth <0，Vth 為電晶體的截止電壓)，N通道空乏型金屬氧化物半導體場效應電晶體或N通道空乏型接面場效應電晶體截止(開路)。
偵測器(T1、…、Ti、…、Tn)為電流偵測器、電壓偵測器、光學偵測器或磁學偵測器，而較常使用的是電流偵測器及電壓偵測器。
偵測器(Ti)偵測到下級LED陣列(Gi+1)導通時，產生電壓控制信號於旁通開關(Si)，旁通開關(Si)截止，形成開路。
旁通開關(Si)受偵測器(Ti)之控制而具有三態，分別為導通態(ON state)、調節態(Regulating state)以及截止態(OFF state)。隨著輸入電壓升高或下降，偵測器(Ti)偵測下級LED陣列(Gi+1)的導通情況，使旁通開關(Si)轉態。
於輸入電壓的上半週期，輸入電壓由零逐漸升高。當輸入電 壓尚未克服下級LED陣列的順向電壓降(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 )，無電流通過下級LED陣列(Gi+1)，偵測器(Ti)未能產生電壓控制信號，旁通開關(Si)維持導通態(ON state)。隨著輸入電壓升高至克服下級LED陣列(Gi+1)的順向電壓降(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 )，但尚未克服當級的LED陣列(Gi)的順向電壓降(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 +VGi )，旁通開關(Si)原為導通態(ON)，電流經旁通開關(Si)至下級LED陣列(Gi+1)，隨即偵測器(Ti)偵測到下級LED陣列(Gi+1)導通，產生電壓控制信號而截止旁通開關(Si)，使得此階段內，旁通開關(Si)快速切換導通與截止狀態，稱為調節態(Regulating state)。電壓繼續升高至克服當級LED陣列(Gi)順向電壓降(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 +VGi )，電流經當級LED陣列(Gi)通過下級LED陣列(Gi+1)，偵測器(Ti)產生電壓控制信號，使旁通開關(Si)保持截止，此階段稱為截止態(OFF state)，同時偵測點往上級移動，偵測器(Ti-1)使上級旁通開關(Si-1)開始轉態，如此由下而上的方式逐級點亮LED陣列。
於輸入電壓的下半週期，輸入電壓逐漸下降。當輸入電壓仍能克服當級LED陣列(Gi)順向電壓降(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 +VGi )，旁通開關(Si)維持在截止態(OFF state)，電流通過當級LED陣列(Gi)至下級LED陣列(Gi+1)；輸入電壓繼續下降至無法克服當級LED陣列(Gi)的順向電壓(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 +VGi )，但仍能克服下級LED陣列(Gi+1)的順向電壓(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 )時，偵測器(Ti)將當級旁通開關(Si)由截止切換為導通，隨即又由導通切換為截止，在此階段內，當級旁通開關(Si)不斷切換截止與導通狀態，進入調節態(Regulating state)；當輸入電壓繼續下降至無法克服下級LED陣列(Gi+1)的順向電壓降(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 )，偵測器(Ti)將當級旁通開關(Si)由調節態轉為導通態(ON state)，同時偵測點繼續往下級移動，由上而下逐級熄滅LED陣列至週期結束，然後重新一個週期，如此循環。
圖2A繪示LED陣列的驅動模式，說明輸入電壓的一週期內，點亮LED陣列(G1、…、Gi、…、Gn+1)的策略。圖2B繪示出對應於圖2A的線電流波形圖，說明輸入電壓一週期內，輸入電流(線電流(line current))的波形。
如圖2A所示，週期初始於低電壓時(0~t0 )，輸入電壓尚無法克服最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降(Vi <VGn+1 ，Vi 為輸入電壓)，旁通開關(Sn)為導通態(ON state)，但無電流通過LED陣列(G1、G2、…、Gn+1)，形成空載時間(dead time)，如圖2B所示空載時間(0~t0 )之電流。
輸入電壓升高至克服最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降，但尚無法克服當級LED陣列(Gn)的順向電壓降(VGn+1 ≦Vi <VGn+1 +VGn )的期間(t0 ~t1 )，電流經旁路開關(S1、…、Si、…、Sn)至最後一級LED陣列(Gn+1)，此時偵測器(Tn)將旁通開關(Sn)轉為調節態(Regulating state)，隨著旁通開關(Sn)快速切換，旁通開關(Sn)切換至導通態時，電流急速上升。如電流高於定電流I0 ，旁通開關(Sn)切換至截止態，電流急速下降，如電流低於定電流I0 ，旁通開關(Sn)切換至導通態，如此使得電流維持恆定在電流I0 ，即此階段內，以定電流方式點亮最後一級LED陣列(Gn+1)，圖2B將此階段電流標示為I0 。
輸入電壓繼續升高至克服當級LED陣列(Gn)的順向電壓降(VGn+1 +VGn ≦Vi )時(t1 ~t2 )，偵測器(Tn)將旁通開關(Sn)轉為截止態(OFF state)，電流經當級LED陣列(Gn)至下級LED陣列(Gn+1)，如圖2A所示。在時點t1 ，輸入電壓升高至剛剛克服LED陣列(Gn+1、Gn)的順向電壓降之和時，電流通過旁通開關(S1、S2、…、Sn-1)以及LED陣列(Gn+1、Gn)，電路的阻值不大，輸入電流急速上升至電流(I1 )，同時旁通開關(Sn-1)進入調節態，而將輸入電流固定在I1 ,，且I1 >I0 ，旁通開關(Sn)進入截止態。同時偵測點移到上級LED陣列(Gn-1)，偵測器(Tn-1)開始偵測當級LED陣列(Gn)以控制上級旁通開關(Sn-1)之轉態。
依此方式，一週期的前半週期，旁通開關由下往上的方式，由導通態轉換至調節態，再轉換至截止態，由下往上逐級步點亮LED陣列(Gn+1、Gn、…、Gi、…、G2、G1)如圖2A所示，而電流呈現上升的階波波形(I0 <I1 <…<In )，如圖2B所示。而在後半週期，旁通開關由上往下的方式，由截止態轉換至調節態，再轉換至導通態，由上往下逐級步熄滅LED陣列(G1、G2、…、Gi、…、Gn、Gn+1)如圖2A所示，而電流呈現下降的階波波形(In >In-1 >…>I0 )，如圖2B所示。
特別說明，在輸入電壓的峰值附近之期間(tn ~tn+1 )，所有的LED陣列(Gn+1、Gn、…、Gi、…、G2、G1)皆被點亮，電流受電流調節器R調節，電流維持定值，圖2B中標示為In 。
圖3-5繪示之實施例，用以舉例說明本發明的具體電路結構，需特別說明，這些實施例是用以說明本發明之實施方式，而非限制本發明之範圍。其中，圖3所示係採用電壓偵測之技術手段，圖4、5所示係採用電流偵測之技術手段。
請參考圖3，旁通開關(Si)是N通道空乏型金屬氧化物半導體場效應電晶體，閘源極在常態下(閘源極電壓VGS =0)，電晶體為導通(閉路)，閘源極受足夠的負壓(VGS <Vth <0)，電晶體截止(開路)。
偵測器(Ti)為分壓電路(串聯電阻(ri0 ,ri1 ))，跨接在下級LED陣列(Gi+1)上，如下級LED陣列(Gi+1)導通，分壓電路的分壓(串聯電阻(ri0 ,ri1 )連接節點之電壓)作用於旁通開關(Si)上，旁通開關(Si)的閘源極受負壓VGS =-VF ×ri1 /(ri0 +ri1 )，其中VF 表示所跨接LED的順向電壓降。圖3係為示意圖，實際LED可為較多或較少的LED串列或包含部分並聯的LED陣列，分壓電路可跨接一個以上的LED。
以N通道空乏型金屬氧化物半導體場效應電晶體實作旁通開關(Si)，因此在常態下為導通態(ON state)。於一週期之初(即圖2B的0-t0 時間內)，輸入電壓經旁通開關陣列(S1、S2、…、Sn)作用於最後一級LED陣列(Gn+1)，但尚未能克服最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降(Vi <VGn+1 )，無電流通過，形成空載時間(dead time)。
隨著輸入電壓升高，在時間(t0 -t1 )時，克服最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降，尚未克服當級LED陣列(Gn)的順向電壓降(VGn+1 ≦Vi <VGn +VGn+1 )，旁通開關(Sn)導通(閉路)，電流經旁通開關陣列(S1、S2、…、Sn)至最後一級LED陣列(Gn+1)，隨即偵測器(Tn)產生電壓控制信號，使得旁通開關(Sn)進入調節態，電流保持恆定(電流I0 ，參考圖2B)。
輸入電壓繼續升高，在時間(t1 -t2 )時，克服當級LED陣列(Gn)的順向電壓降(VGn +VGn+1 ≦Vi )，電流經當級LED陣列(Gn)至最後一級LED 陣列(Gn+1)，偵測器(Tn)產生電壓控制信號，旁通開關(Sn)保持截止(開路)，進入截止態(OFF state)，偵測點往上，上級偵測器(Tn-1)使得上級旁通開關(Sn-1)進入調節態，電流保持恆定(I1 )。依此方式，由下而上逐級點亮LED陣列(Gn 、Gn -1、…、G1)。
請參考圖4與圖5所示實施例在偵測器(Ti)採用電流偵測技術之實施例。圖4之實施例主要是以並聯調節器(shunt regulator)實作偵測器，其具體電路是在LED陣列(Gn+1、Gn、…、G1)末連接一偵測電阻Rd ，將並聯調節器的參考極(Reference terminal,R)與陽極(Anode,A)跨接在偵測電阻Rd 上，並聯調節器的陰極(cathode,K)透過分壓電路(串聯電阻(ri0 ,ri1 ))連接在N通道空乏型金屬氧化物半導體場效應電晶體(旁通開關(Si))的閘源極。
並聯調節器的特徵是當參考端與陽極間的電壓等於參考電壓時(VRA =Vref )，其陽極與陰極的通道導通(AK導通)，小於參考電壓時(VRA <Vref )時，陽極與陰極的通道截止。利用並聯調節器導通與截止，經分壓電路產生負電壓於(電壓控制訊號)旁通開關的閘源極(VGS )上。
於一週期之初，即空載時間(即圖2B的0-t0 時間內)，輸入電壓尚未能克服最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降(Vi <VGn+1 )，無電流通過偵測電阻Rd ，並聯調節器的參考端與陽極之電壓為零(VRA =0)，旁通開關為導通態(ON state)。
輸入電壓升高至克服最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降，尚不足以克服當級LED陣列(Gn)的順向電壓降(VGn+1 ≦Vi <VGn+1 +VGn )，即圖2B的t0 -t1 時間內，偵測器(Ti)使得並聯調節器快速切換其導通與截止，旁通開關(Sn)隨之快速切換其截止態與導通態，進入調節態(Regulating state)，電流維持在I0 。
輸入電壓繼續逐漸升高(t1 -t2 時間)至克服當級LED陣列(Gn)以及最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降(VGn+1 +VGn ≦Vi )，電流經當級LED陣列(Gn)至最後一級LED陣列(Gn+1)，當級並聯調節器恆導通，當級旁通開關(Sn)恆截止而進入截止態，偵測點往上移動，上級旁通開關(Sn-1)進入調節態，電流維持在I1 。
依此方式，在一週期的前半週期，逐級點亮發光二極體陣列(Gn+1、Gn、…、G1)，後半週期逐級熄滅發光二極體陣列(G1、G2、…、Gn+1)。
請參考圖5亦為電流偵測之實施例，與圖4所示實施例的不同在於偵測器Ti是以NPN雙極接合電晶體(NPN-BJT)取代並聯調節器以實作偵測器，當然亦可為其他的電晶體，如pnp雙極接合電晶體等。將圖4實施例是將NPN雙極接合電晶體的基-射極跨接在偵測電阻Rd 之兩端，利用輸入電壓(Vi )與NPN雙極接合電晶體的基-射極的導通電壓(VBE )比較，以控制旁通開關(Si)的轉態，原理與並聯調節器相同，本文不再贅述。由上可知，本發明之主要技術手段是利用並聯調節器或NPN雙極接合電晶體，於下級LED陣列導通時，透過偵測電阻Rd 之跨電壓與一參考電壓比較，進而控制旁通開關之轉態，因此亦可利用比較器或比較器電路實作偵測器。
依據上述實施例，在空載時間(dead time)時，LED陣列(G1、G2、…、Gn+1)熄滅會有閃爍現象(flickering phenomena)，其頻率約為輸入之交流電的兩倍，人類眼睛雖無法感知，但的確存在，且容易導致眼睛疲勞。發明人為解決此種閃爍現象，特別設計填谷電路(valley filler)，其能在空載時間提供電流予LED陣列(Gn+1)而避免閃爍現象。
圖6A、6B、6C、6D例示不同填谷電路的實施例，其原理雷同。填谷電路主要是包含一儲能電容以及一可規劃定電流源，可規劃定電流源控制儲能電容之電壓以及充電電流。在輸入電壓高於儲能電容電壓時，以第一定電流對儲能電容充電，輸入電壓低於儲能電容電壓時，儲能電容放電，供應LED陣列電流。
首先，以圖6A所示實施例來說明填谷電路的的原理。填谷電路200連接在電流調節器R與整流器100之間，與LED照明設備之電路並聯。填谷電路200包含第一儲能迴路、第二儲能迴路以及可規劃定電流源電路。第一儲能迴路包含第一儲能電容C1 與二極體D1 ，第二儲能迴路包含二極體D2 與第二儲能電容C2 ，第一儲能迴路與第二儲能迴路並聯設置。可規劃定電流源電路包含電晶體M200 、二極體D200 的串聯 電路以及npn雙極電晶體B200 與電阻R200 的電路，npn雙極電晶體B200 用以控制電晶體M200 的導通與截止。可規劃定電流源電路連接於第一儲能電容C1 與第二儲能電容C2 間。
當輸入電壓大於填谷電路200的儲能電容的電壓(V200 )時，儲能迴路的二極體D1 、D2 逆偏而截止，可規劃定電流源電路的二極體D200 順偏，電流通過第一儲能電容C1 、可規劃定電流源電路以及第二儲能電容C2 而充電，亦即儲能電容C1 、C2 串聯充電。充電電流為npn雙極電晶體B200 的基-射極電壓與電阻R200 的比值(充電電流I=VBE /R200 )。
當輸入電壓小於填谷電路200的儲能電容的電壓(V200 )時，二極體D1 、D2 順偏而導通，可規劃定電流源電路的二極體D200 逆偏。填谷電路200之儲能電容C1 、C2 放電(discharging)，所釋放的電流經第一儲能電容C1 、LED光引擎的電子控制裝置、LED陣列(Gn+1)及二極體D1 形成第一釋電迴路；另外第二儲能電容C2 、二極體D2 、LED光引擎的電子控制裝置及LED陣列(Gn+1)及形成第二釋電迴路，第一個迴路與第二個迴路並聯，亦即儲能電容C1 、C2 並聯放電。放電電流由偵測器(Tn)的npn雙極接合電晶體的基-射極電壓與偵測電阻Rd 比(I=VBE /Rd )決定。
由上可知，選擇適當的電阻R200 ，可設定適當的儲能電容電壓以及充電電流。特別說明，填谷電路200的目的在於提供空載時間內，提供最後一級LED陣列(Gn+1)所需的電流，因此將儲能電容之電壓設定在介於最後一級LED陣列(Gn+1)以及後二級LED陣列(Gn+1+Gn)的順向電壓降間(即VGn+1 <V200 <(VGn+1 +VGn )之間)。另外，當輸入電壓小於儲能電容的電壓時，由儲能電容放電供應LED陣列電流，使得空載時間變長，因此所設定的儲能電容之電壓略高於最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降，但越接近越好。
圖6B所示填谷電路200的實施例與圖6A類似，但移除二極體D1 、D2 以及二極體D200 ，使得二儲能電容為串聯電路，即此實施例的儲能電容串聯充電、串聯放電。圖6C及圖6D為圖6B電路的簡化，圖6C僅保留第一儲能電容C1 ，而圖6D僅保留第二儲能電容C2 。
圖7A與圖7B說明使用填谷電路對空載時間所產生的效果。圖7A繪示使用填谷電路前，流過LED陣列的電流及線電流一致，圖中實線表示通過LED陣列的電流，虛線表示線電流。通過LED陣列的電流是經整流器，呈現正弦波的正半週期脈衝波形，而線電流為交流電，呈現正弦波形。圖7B繪示填谷電路之效果，其空載時間變長(線電流=0)，但在空載時間填谷電路之儲能電容供應LED陣列，虛線標示出線電流，可看出空載時間延長，實線標示通過LED陣列電流波形，空載時間內，由填谷電路之儲能電容提供最後一級LED陣列所需的電流，有效改善閃爍現象。
為降低空載時間所導致諧波失真的問題，發明人設計假負載電路(dummy load)，其主要包含一電阻負載以及一受控開關，電阻負載使得線電流跟隨線電壓波形，受控開關用以控制電阻負載，於空載時間內，線電流通過電阻負載，在空載時間之外，線電流通過LED陣列。
圖8所示實施例的假負載電路係架設在整流器二端間，與LED陣列之電路並聯。電阻負載R300 與受控開關M300 串聯，受控開關M300 導通時，電流通過電阻負載R300 ，受控開關M300 截止時，電流通過LED陣列。分壓電路P300 架設在整流器的兩端間，提供一比較電壓給並聯調節器SR300 ，並聯調節器SR300 提供受控開關M300 之控制信號。分壓電路P300 分壓輸入並聯調節器SR300 的參考極，比較分壓電路P300 的分壓與其參考電壓，控制並聯調節器SR300 的導通與截止。分壓電路P300 的分壓等於並聯調節器SR300 的參考電壓時，並聯調節器SR300 導通，拉掉受控開關M300 的閘極電壓，受控開關M300 截止；分壓電路P300 的分壓小於並聯調節器SR300 的參考電壓時，並聯調節器SR300 截止，受控開關M300 導通，利用分壓電路P300 的分壓即可有效控制電晶體M300 的導通與截止。
於空載時間內，分壓電路P300 提供較低的比較電壓，並聯調節器SR300 截止，電晶體M300 導通，線電流通過電阻負載R300 ，直接抽取線電流以修正電流波形。在空載時間外時，分壓電路P300 提供較高的比較電壓，並聯調節器SR300 導通，電晶體M300 截止，電流通過LED照明設備。假負載電路在空載時間內，讓線電流通過電阻負載R300 ，使得線電 流波形跟隨線電壓波形，有效提升功率因數。
由上可知，假負載電路是利用分壓電路所產生的比較電壓與參考電壓的比較，切換電晶體M300 ，因此亦可使用比較器或比較電路亦可。
圖9A是未使用假負載電路300的線電流波形圖，在空載時間內，線電流與通過LED陣列的電流一致，皆為零，導致諧波失真。圖9B是使用假負載電路300的線電流波形圖，在空載時間內，線電流通過電阻負載R300 ，線電流波形跟隨電壓波形，降低諧波失真的情形，有效的改善功率因數。
此處特別說明，本發明的LED光引擎的電子控制裝置整合於積體電路上，或以模組區分而設計於不同的積體電路，再整合於一電路板上。
例如，將整流器、電流調節器、旁通開關串列、填谷電路以及假負載整合於一積體電路。
又如，將整流器、電流調節器與旁通開關串整合於一積體電路，填谷電路以及假負載分別形成另一積體電路，再整合於一電路板上。
將一外部的LED陣列連接於LED光引擎的電子控制裝置、填谷電路以及假負載電路上，而完成LED照明設備。
依上述內容已描述了本發明的原理、較佳實施例以及操作模式。然而，本發明不應被理解成受限於討論過的特定實施例。相反地，以上所描述的實施例應該被視為例示而非限制，並且應該要體認為在不脫離以下申請專利範圍所定義的本發明範圍的情況之下，所屬技術領域中具有通常知識者可對這些實施例做出變化。
AC‧‧‧交流電源
100‧‧‧整流器
R‧‧‧電流調節器
G1、G2、Gi、Gi+1、Gn-1、Gn、Gn+1‧‧‧發光二極體陣列
S1、Si、Sn-1、Sn‧‧‧旁通開關
T1、Ti、Tn-1、Tn‧‧‧偵測器

Claims (21)

  1. 一種LED光引擎的電子控制裝置，包含：一整流器，用以連接一外部交流電壓源；一電流調節器，連接該整流器；以及一開關調節器鍊，是由複數個開關調節器串聯而成，連接該電流調節器，與一外部發光二極體陣列鍊並聯設置，該外部發光二極體陣列鍊是由複數個發光二極體陣列串聯而成，除最後一級發光二極體陣列外，每一開關調節器與一發光二極體陣列並聯連接，任一開關調節器包含一旁通開關以及一偵測器，任一該偵測器偵測下一級發光二極體陣列以切換當級旁通開關之狀態，且任一該當級旁通開關為常閉開關，即未受電壓或受零電壓時，旁通開關導通；其中，當輸入電壓未能克服下級發光二極體陣列之順向電壓降時，該當級旁通開關導通，稱為導通態；當輸入電壓克服下級發光二極體陣列之順向電壓降，但未能克服當級發光二極體陣列之順向電壓降時，該當級旁通開關快速切換導通與截止，稱為調節態；當輸入電壓能克服當級發光二極體陣列之順向電壓降時，該當級旁通開關截止，稱為截止態。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中任一該旁通開關是一N通道空乏型金屬氧化物半導體場效應電晶體，或一N通道空乏型接面場效應電晶體。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中任一該偵測器是一電流偵測器、一電壓偵測器、一光學偵測器或一磁學偵測器。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該偵測器是一電壓偵測器，該電壓偵測器包含一分壓電路，跨接於下一級發光二極體陣列的或多個發光二極體，該分壓電路之分壓提供該當級旁通開關之控制信號。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該偵測器是一電流偵測器，該電流偵測器包含一分壓電路、一npn雙極接合電晶體以及一偵測電阻，該偵測電阻串接在下級發光二極體陣列後，該npn 雙極接合電晶體的基極與射極跨接在該偵測電阻的兩端，該分壓電路設置在下級發光二極體陣列之前與該npn雙極接合電晶體的集極間，該分壓電路之分壓提供該當級旁通開關之控制信號。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該偵測器是一電流偵測器，該電流偵測器包含一分壓電路、一並聯調節器以及一偵測電阻，該偵測電阻串接在下級發光二極體陣列後，該並聯調節器的陽極與參考極跨接在該偵測電阻的兩端，該分壓電路設置在下級發光二極體陣列之前與該並聯調節器的的陰極間，該分壓電路之分壓提供該當級旁通開關之控制信號。
  7. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該偵測器是一比較器。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該電流調節器包含一金屬氧化物半導體場效應電晶體以及一npn雙極接合電晶體，該npn雙極接合電晶體用以控制該金屬氧化物半導體場效應電晶體之導通與截止。
  9. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該電流調節器包含一金屬氧化物半導體場效應電晶體以及一並聯調節器，該並聯調節器用以控制該金屬氧化物半導體場效應電晶體之導通與截止。
  10. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，更包含一填谷電路，設置於該整流器後，該填谷電路於空載時間內，提供足以克服最後一級發光二極體陣列之順向電壓降之電壓。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該填谷電路包含：一第一儲能迴路，包含一第一儲能電容與一第一二極體之串聯電路；一第二儲能迴路，包含一第二二極體與一第二儲能電容之串聯電路；一可規劃定電流源電路，包含一金屬氧化物半導體場效應電晶體、一第三二極體與一第一電阻之串聯電路，以及一npn雙極電晶體與一第二電阻之串聯電路；其中該可規劃定電流源電路連接於該第一儲能電容與該第二儲能電容之間。
  12. 如申請專利範圍第10項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該填 谷電路包含：一儲能迴路，包含一第一儲能電容與一第二儲能電容之串聯電路；一可規劃定電流源電路，包含一金屬氧化物半導體場效應電晶體與一第一電阻之串聯電路，以及一npn雙極電晶體與一第二電阻之串聯電路；其中該可規劃定電流電路連接於該第一儲能電容與該第二儲能電容之間。
  13. 如申請專利範圍第10項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該填谷電路包含：一儲能迴路，包含一儲能電容；一可規劃定電流源電路，聯接該儲能電容，包含一金屬氧化物半導體場效應電晶體與一第一電阻之串聯電路，以及一npn雙極電晶體與一第二電阻之串聯電路。
  14. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，更包含一假負載電路，設置於該整流器後，該整流器的正端與負端間。
  15. 如申請專利範圍第14項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該假負載電路包含：一電阻負載；一受控開關電路，連接該電阻負載，該受控開關電路包含一電晶體、一並聯調節器以及一分壓電路之串聯電路。
  16. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，實作於一積體電路上，或以模組區分實作於多個積體電路，再整合於一電路板上。
  17. 一種發光二極體陣列之照明設備，包含：如申請專利範圍第1項所述的一LED光引擎的電子控制裝置；以及一發光二極體陣列鍊，其中該發光二極體陣列鍊與該LED光引擎的電子控制裝置並聯設置。
  18. 一種LED光引擎的電子控制裝置之積體電路，其包含：一整流器，用以連接一外部交流電壓源；一電流調節器，連接該整流器；以及一開關調節器鍊，是由複數個開關調節器串聯而成，連接該電流調節器，與一外部發光二極體陣列鍊並聯設置，該外部發光二極體陣列 鍊是由複數個發光二極體陣列串聯而成，除最後一級發光二極體陣列外，每一開關調節器與一發光二極體陣列並聯連接，任一開關調節器包含一旁通開關以及一偵測器，任一該偵測器偵測下一級發光二極體陣列以切換當級旁通開關之狀態，且任一該當級旁通開關為常閉開關，即未受電壓或受零電壓時，旁通開關導通；其中，當輸入電壓未能克服下級發光二極體陣列之順向電壓降時，該當級旁通開關導通，稱為導通態；當輸入電壓克服下級發光二極體陣列之順向電壓降，但未能克服當級發光二極體陣列之順向電壓降時，該當級旁通開關快速切換導通與截止，稱為調節態；當輸入電壓能克服當級發光二極體陣列之順向電壓降時，該當級旁通開關截止，稱為截止態。
  19. 如申請專利範圍第18項所述的LED光引擎的電子控制裝置之積體電路，更包含一填谷電路，設置於該整流器後，該填谷電路於空載時間內，提供足以克服最後一級發光二極體陣列之順向電壓降之電壓，其中該填谷電路包含：一儲能迴路；以及一可規劃定電流源電路，其中該可規劃定電流源電路與該儲能迴路串聯，該可規劃定電流源電路控制該儲能電容之電壓與充電電流。
  20. 如申請專利範圍第18項所述的LED光引擎的電子控制裝置之積體電路，更包含一假負載電路，設置於該整流器後，該整流器的正端與負端間，其中該假負載電路包含：一電阻負載；以及一受控開關，其中該電阻負載與該受控開關串聯，該受控開關控制該電阻負載，於空載時間內，使電流通過該電阻負載，於空載時間外，截止該電阻負載。
  21. 一種發光二極體陣列之照明設備，包含：如申請專利範圍第18項所述的一LED光引擎的電子控制裝置之積體電路；以及一發光二極體陣列鍊，其中該發光二極體陣列鍊與該LED光引擎的電 子控制裝置之積體電路並聯設置。
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