TWI508617B - Ｌｅｄ光引擎的電子控制裝置及其應用 - Google Patents

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LED光引擎的電子控制裝置及其應用
本發明係有關LED光引擎的電子控制裝置(electronic control gears for LED light engine)，特別是利用增強型電晶體(例如係增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體)電子開關(electronic switches)，依據交流輸入電壓的大小，依序遞增或遞減(gear up or down)發光二極體陣列(LED array)中受激發發光二極體(excited LED)的數量與電流，以改善功率因數(power factor)。於一實施例中，可進一步搭配填谷電路(valley filler)改善閃爍現象(flicker phenomenon)以及假負載電路(dummy load)，降低總諧波失真(total harmonic distortion)。
相對於傳統燈具，發光二極體具有較高的發光效率(luminous efficacy)，傳統燈泡每瓦提供約15流明(15 lumens per watt)，而發光二極體則每瓦高達100流明(100 lumens per watt)以上，同時發光二極體具有相對壽命較長、較不受外界干擾及不易損壞的優點，是照明設備的首選。
然而，發光二極體需要直流電驅動，而市電為交流電，當交流電轉成直流電時，在每週期之低電壓區段，尚無法克服發光二極體之順向電壓降(forward voltage drop)以驅動發光二極體，導致導通角(conduction angle)狹小以及功率因數(power factor)低落。導通角是指後級負載導通時，所對應市用交流電的正弦波之弧角，而空載時間是指負載未導通，輸入電流(線電流)為零的時間。空載時間越長，導通角就越狹小，功率因數就越低落。
第一個問題是傳統的LED驅動器(LED driver)須採用濾波 器、整流器、以及功率因數修正器(power factor corrector,PFC)等較為複雜的驅動器電路(driver circuit)，造成驅動器的成本高昂。同時，發光二極體的壽命雖長，但功率因數修正器所採用之電解電容器(electrolytic capacitor)卻易於損壞，整體壽命相對縮短，無法發揮發光二極體的優點。
第二問題是在空載時間，沒有電流通過發光二極體，造 成照明設備的閃爍現象(flicker phenomenon)。一般市用交流電的頻率是60Hz，整流後形成直流電壓脈衝，頻率為兩倍(120Hz)，空載時間所帶來的閃爍現象雖不易被人類眼睛察覺，但的確存在。
第三個問題是功率因數低落，功率因數的計算方式為將 輸入功率除以輸入電壓(線電壓)與輸入電流(線電流)之乘積(PF=P/(V×I)，其中PF為功率因數、P表示輸入功率、V及I分別為線電壓及線電流的有效值)，用以度量電力(electricity)的使用效率，當線電壓與線電流的相似度越高，表示電力使用效率越好。通常交流電的輸入電壓波形為正弦波，後級負載的電流如能接近正弦波，其諧波數量少，諧波失真就少，則功率因數越高。輸入電流與輸入電壓的相偏移來自於後級負載電路的總諧波失真，當後級負載電路與正弦波偏離或存在相差時，二級以上(second order above)的諧波越多，所產生的諧波失真也越多，總諧波失真就越嚴重，降低二級以上的諧波數量即可降低總諧波失真。 當空載時間越大，導通角越狹小，線電壓與線電流的相差越大，功率因數越差，能源效率越差。
因此，簡化電路、降低成本、改善發光二極體照明設備 的閃爍現象以及提高功率因數，仍是目前發光二極體光源之研發的主要課題。本發明人所提供的解決方案，具有可直接用於交流電路、成本低廉、性能優異、不易損壞且電路簡單、無閃爍現象以及提高功率因數等優點，詳如後述。
本發明提供一種LED光引擎的電子控制裝置(electronic control gears for LED light engine)，利用具有增強型電晶體之開關調節器鍊，依據輸入交流電壓，在電壓升高時，逐級驅動發光二極體陣列，同時逐級提高線電流；在電壓降低時，逐級熄滅LED陣列，同時逐級降低線電流，簡化電路、提高發光效率、提高功率因數及降低成本等優點。
本發明一實施例中，提供LED光引擎的電子控制裝置， 在整流器(rectifier)的兩輸出端間，設置一填谷電路(valley filler)，在空載時間內，提供LED陣列一預定的定電流(preset constant current)，改善LED陣列的閃爍現象。
本發明一實施例中，提供一種LED光引擎的電子控制裝 置，在整流器的兩輸出端間，設置假負載電路(dummy load)，於空載時間內，假負載電路導通而抽取線電流(line current)，隨輸入電壓循序上升(ascend)或下降(descend)，使線電流跟隨線電壓波形，減少總諧波失真(total harmonic distortion)的情況。
本發明之LED光引擎的電子控制裝置包含一開關調節器 鍊，與LED陣列鍊並聯設置。LED陣列鍊是複數個LED陣列串聯而成，開關調節器鍊是由複數個開關調節器串聯而成，除最後一級LED陣列外，一開關調節器(switch regulator)與一LED陣列並聯。
任一開關調節器主要包含兩個單元，一是旁通開關 (bypass switch)，一是偵測器(detector)。旁通開關是一種常開開關(normally open switch)，通常，係採用N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體(n-channel enhancement-mode MOSFET)作為旁通開關，在N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體的汲極與閘極間跨接一啟動電阻。
當輸入電壓尚未克服最後一級LED陣列的順向電壓降時， 旁通開關串截止。一旦輸入電壓克服最後一級LED陣列的順向電壓降，經啟動電阻對N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體的閘-源極間的輸入電容Ciss(未繪示)充電至臨界電壓(threshold voltage)以上，旁通開關串導通，使得所有旁通開關進入導通態(ON state)。
所有旁通開關導通後，於輸入電壓的上半週期，隨著輸 入電壓持續升高，當輸入電壓克服最後一級LED陣列的順向電壓降，但尚未克服倒數第二級的LED陣列的順向電壓降，偵測器將最後一級之旁通開關轉為調節態(Regulating state)；當電壓繼續升高至克服倒數第二級LED陣列順向電壓降，偵測器將最後一級的旁通開關轉為截止態(OFF state)，同時偵測點往上級移動，以此類推，如此由下而上的方式逐級點亮LED陣列。
於輸入電壓的下半週期，輸入電壓逐步下降，當輸入電 仍足以克服LED陣列鏈之全部的LED陣列的順向電壓降時，第一級旁通開關維持在截止態(OFF state)；於輸入電壓逐步下降至無法克服全部之LED陣列的順向電壓，但仍克服第二級以下之LED陣列的順向電壓降時，偵測器將第一級旁通開關由截止態(OFF state)轉為調節態；當輸入電壓繼續下降至無法克服第二級以下之LED陣列的順向電壓降，偵測器將第一級旁通開關由調節態轉為導通態，以此類推，如此由上而下逐級熄滅LED陣列。
本發明之填谷電路包含一可規劃定電流源以及至少一儲 能電容的串聯電路，可規劃定電流源電路用以控制儲能電容的電壓值以及充電的電流值。
當輸入電壓高於儲能電容的電壓時，以第一定電流對儲 能電容充電；當輸入電壓低於儲能電容的電壓時，儲能電容以第二定電流放電，提供LED陣列所需之電流。由上可知，令儲能電容的電壓仍能克服最後一級LED陣列的順向電壓降，但未能克服最後二級LED陣列的順向電壓降，即在空載時間內，點亮最後一級LED陣列，改善閃爍的現象。
偵測器可使用電流偵測器、光學偵測器或磁學偵測器，而較常使用的是電流偵測器。
本發明之假負載包含電阻負載以及受控開關，電阻負載使得電流跟隨輸入電壓，而受控開關控制在空載時間內，讓電流通過電阻負載。
當輸入電壓落在空載時間內，受控開關導通，使電流通過電阻負載；當輸入電壓落在空載時間外，受控開關截止，電流無法通過電阻負載而通過LED陣列。因此，在空載時間內，線電流通過電阻負載，隨輸入電壓上升或下降而上升或下降，有效降低諧波失真。
AC‧‧‧交流電源
100‧‧‧整流器
R‧‧‧電流調節器
G1、G2、Gi、Gn、Gn+1‧‧‧發光二極體陣列
S1、S2、Si、Sn-1、Sn‧‧‧旁通開關
T1、T2、Ti、Tn-1、Tn‧‧‧偵測器
t0 、t1 、t2 、tn-1 、tn 、tn+1 、tn+2 、t2n-1 、t2n ‧‧‧時間
VG0 、VG1 、VG2 、VGi 、VGi+1 、VGn 、VGn+1 ‧‧‧電壓
200‧‧‧填谷電路
300‧‧‧假負載電路
Ra、Ra’、R200、Rd、R300‧‧‧電阻
C1、C2‧‧‧電容
D1、D2、D200‧‧‧二極體
M200、B200、M300‧‧‧電晶體
P300‧‧‧分壓電路
SR300‧‧‧並聯調節器
圖1所示為應用本發明LED光引擎的電子控制裝置之LED照明設備的實施例，用以說明主要的電路架構。LED光引擎的電子控制裝置包括由複數個開關調節器串接而成的開關調節器鍊，開關調節器鍊與LED陣列鍊並聯設置，除最後一級LED陣列外，每一開關調節器與一對應之LED陣列並聯，開關調節器包含一旁通開關與一偵測器，旁通開關係為一增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體，例如為一N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體，可受偵測器控制而轉態，切換於導通態、調節態與截止態之間。
圖2A說明本發明發光二極體陣列的點燈策略示意圖，其在一週期之前半週期，輸入電壓逐步升高，以由下而上的方式，逐級點亮LED陣列；在一週期之後半週期，隨輸入電壓下降，以由上而下的方式，逐級熄滅LED陣列。
圖2B對應於圖2A的線電流波形，其在一週期之前半週期，隨輸入電壓升高，由下而上的方式逐級導通LED陣列，輸入電流以步階波方式逐步上升；在一週期之後半週期，隨輸入電壓下降，由上而下的方式逐級截止LED陣列，輸入電流以步階波(step wave)方式逐級下降，用以改善功率因數。
圖3所示為利用本發明LED光引擎的電子控制裝置的LED照明設備的實施例之示意圖，其以N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體作為旁通開關，主要以並聯調節器作為電流偵測器，偵測下一級LED陣列的導通情況(量測下一級LED陣列之陽極串接的電阻是否有電流通過)，藉以控制N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體之轉態。
圖4所示為利用本發明LED光引擎的電子控制裝置的LED照明設備的實施例，其以N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體作為旁通開關，主要以npn雙極接合電晶體(Bipolar junction transistor,BJT)作為電流偵測器，來控制N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體之轉態。
圖5A所示為應用填谷電路於本發明LED光引擎的電子控制裝置的LED照明設備的實施例示意圖，填谷電路連接在整流器與電流調節器之間，而與LED陣列並聯。填谷電路包含儲能電容以及可規劃定電流源，可規劃定電流源包含金屬氧化物半導體場效應電晶體、二極體以及雙極接合電晶體。當輸入電壓高於儲能電容之電壓時，以一定電流對儲能電容充電，而在輸入電壓低於儲能電容之電壓時，儲能電容以另一定電流放電以供應LED陣列電流，避免空載時間內，LED陣列的閃爍現象。本實施例之特徵在於，當輸入電壓高於儲能電容之電壓時，二儲能電容以串聯方式充電；在輸入電壓低於儲能電容之電壓時，二儲能電容以並聯方式放電，提供LED陣列電流。
圖5B所示為應用填谷電路於本發明LED光引擎的電子控制裝置的LED照明設備的另一實施例之示意圖，與圖5A所示實施例比較，將串聯於儲能電容以及可規劃定電流源電路的二極體移除，使得二儲能電容於輸入電壓高於儲能電容之電壓時以串聯方式充電，於輸入電壓低於儲能電容之電壓時以串聯方式放電。
圖5C及圖5D所示為應用填谷電路於本發明LED光引擎的電子控制裝置的LED照明設備的其他實施例之示意圖，與圖5B所示實施例比較，係移除底端儲能電容及高端儲能電容，電路架構及運作方式並無改變。
圖6A及圖6B繪示應用填谷電路於本發明LED光引擎的電子控制裝置的LED照明設備前後，輸入電壓及通過LED陣列之電流及線電流的比較示意圖。圖6A繪示於連接填谷電路前，通過LED陣列之電流以及線電流一致，即在空載時間內，線電流以及 通過LED陣列之電流皆為0。圖6B繪示連接填谷電路後，於空載時間內，填谷電路之儲能電容電壓放電，電流通過最後一級LED陣列，但線電流仍為0，空載時間變長。
圖7繪示應用假負載(dummy load)電路，於本發明LED光引擎的電子控制裝置的LED照明設備之示意圖。假負載架設在整流器的二輸出端(正端與負端)之間，而與LED陣列並聯。假負載電路包含電阻負載以及受控開關。於輸入電壓落在空載時間內，假負載電路的受控開關導通，線電流通過電阻負載；於輸入電壓落在空載時間外，假負載電路的受控開關截止，電流通過LED照明設備。且在空載時間內，電流通過電阻負載，使得線電流波形跟隨線電壓波形，有效降低諧波失真的情況，提高功率因數。
圖8A及圖8B繪示應用假負載電路於本發明LED光引擎的電子控制裝置的LED照明設備前後，輸入電壓及通過LED陣列之線電流的示意圖。圖8A繪示使用假負載電路前，在空載時間內，線電流為零，導致諧波失真，功率因數低。圖8B繪示使用假負載電路後，在空載時間內，線電流通過電阻負載，線電流波形跟隨線電壓波形，降低諧波失真。
一般而言，交流電源之輸出電壓為正弦波形，經整流器整流後，以正弦波的前半週為週期的脈衝直流波形(pulsating DC waveform)之脈衝電壓，再應用於LED照明裝置。
每週期前半段之初與後半段之末的低電壓區段，輸入電壓無法克服LED的順向電壓降，無電流通過，形成空載時間。另，LED照明設備通常是由LED陣列構成。當LED數量較多時，順向電壓降提高，使得空載時間(dead time)變大，導通角變得更狹小，降低功率因數。
針對導通角狹小之問題，傳統的解決方式是利用功率因數修正器將整流後交流電壓推升至高於所有LED陣列順向電壓降的總和的一直流電壓值。但，功率因數修正器所採用的電解電容器容易毀損， 使得發光二極體無法發揮預期的效用。
本發明的點燈策略是將LED陣列(array)，切割為數個LED子陣列(subarray)，或將LED陣列鍊，切割為數個LED陣列。藉由開關調節器串所構成的LED光引擎的電子控制裝置，在一週期之前半週期，隨著輸入電壓升高，由下而上逐級點亮LED子陣列，且線電流逐步升高；在一週期之後半週期，隨著輸入電壓下降，由上而下逐級熄滅LED子陣列，線電流逐步降低，與傳統的LED陣列之照明設備比較，可明顯提升功率因數。
圖1繪示本發明之LED光引擎的電子控制裝置的電路架構示意圖。請參考圖1，利用整流器100將交流電源AC之交流正弦波轉為直流脈衝電壓源，電流調節器(current regulator)R再提供負載電流以及限制最大輸出電流，避免損害負載電路。電流調節器R耦接於外部輸入電壓源與接地端之間，設置於LED陣列鍊之陽極或陰極端。於圖1中，電流調節器R設於LED陣列鍊之陽極與整流器100之間，當然，電流調節器R也可以設於LED陣列鍊之陰極與接地端之間，並不作限制。
LED光引擎的電子控制裝置包含一開關調節器鍊，與LED陣列鍊並聯設置。LED陣列鍊是複數個LED陣列(圖中標示為G1、…、Gi、…、Gn+1)串接而成。開關調節器鍊由複數個開關調節器串接而成，除最後一級LED陣列外，一開關調節器(switch regulator)與一LED陣列並聯。任一開關調節器主要包含兩個單元，一是旁通開關(bypass switch)，圖中標示為S1、S2、…、Si、…、Sn；一是偵測器(detector)，圖中標示為T1、T2、…、Ti、…、Tn。
電流調節器R包含一電晶體開關，例如係金屬氧化物半導體場效應電晶體(作為開關)，電晶體開關與並聯調節器或npn雙極接合電晶體(開關之控制電路)串聯。亦即，電流調節器R可以如圖3之電流調節器R1與圖5之電流調節器R2等實施態樣。並聯調節器或npn雙極接合電晶體的串聯電路用以控制該金屬氧化物半導體場效應電晶體之導通與截止。
本發明之實施例所應用之旁通開關(S1、…、Si、…、Sn)，是一種常開開關(normally open switch)，可以包括一增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體(enhancement-mode metal oxide semiconductor field effect transistor,MOSFET)、一雙極接合電晶體(Bipolar Junction Transistor,BJT)、一絕緣柵雙極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)或一接面場效電晶體(Junction Filed Effect Transistor,FET)。於此是以增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體為例作說明，特別是以N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體(n-channel enhancement-mode metal oxide semiconductor field effect transistor,N-EMOSFET)為例，其特徵是其閘-源極受足夠正的電壓時(VGS ≧Vth ，Vth 為電晶體的閥值電壓)，N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體為導通(閉路)，否則，N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體截止(開路)。亦即在常態下，旁通開關為開路(截止)。
偵測器(T1、T2、…、Ti、…、Tn)可為電流偵測器、電壓偵測器、光學偵測器、磁學偵測器或比較器，而較常使用的是電流偵測器及電壓偵測器。
偵測器(Ti)偵測到下級LED陣列(Gi+1)導通時，產生電壓控制信號於旁通開關(Si)，以使旁通開關(Si)截止，形成開路。
旁通開關(Si)受偵測器(Ti)之控制而具有三態，分別為導通態(ON state)、調節態(Regulating state)以及截止態(OFF state)。隨著輸入電壓升高或下降，偵測器(Ti)偵測下級LED陣列(Gi+1)的導通情況，使旁通開關(Si)轉態。
於中華民國專利請案TW102140348號中，係利用常閉開關(normally closed switch，例如係空乏型金屬氧化物半導體場效應電晶體或空乏型接面場效應電晶體)，依交流電的輸入電壓大小，逐級點亮或熄滅LED陣列，來改善傳統之LED點亮方式的功率因數低落等問題。然而，空乏型金屬氧化物半導體場效應電晶體或空乏型接面場效應電晶體的製造成本較高。因此，於本發明之實施例中，係採用增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體作為旁通開關。如此一來，即可以大幅 降低製造成本。
如前所述，增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體係一種常開開關，在常態下(例如閘-源極未有電位差的情況下)，旁通開關串皆為截止狀態而無法導通。因此，需要建立一個初始狀態，將旁通開關串轉換為導通態。以下先說明旁通開關串初始狀態之建立方式。於輸入電壓的上半週期，輸入電壓由零逐漸升高。於輸入電壓尚未克服最後一級LED陣列的順向電壓降時，旁通開關串保持截止狀態，一旦輸入電壓克服最後一級LED陣列的順向電壓降，旁通開關串之任一旁通開關，經啟動電阻Ra對N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體的閘-源極間的輸入電容Ciss(未繪示)充電至臨界電壓(threshold voltage)以上，旁通開關串導通，使得所有旁通開關進入導通態(ON state)。
接著說明每級旁通開關的狀態切換方式。當旁通開關串導通，輸入電壓經由旁通開關逐級傳遞輸入電壓於下級電路，如輸入電壓尚未克服下級的LED陣列的順向電壓降(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 )，偵測器偵測到下級的LED陣列未導通，無法送出截止的控制信號，當級旁通開關維持導通，電流經當級旁通開關至下級旁通開關，稱為導通態。
電壓持續升高，如足以克服下級的LED陣列的順向電壓降(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 )，但尚未克服當級的LED陣列的順向電壓降(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 +VGi )，偵測器偵測下一級LED陣列導通，送出截止的控制信號，一旦旁通開關截止，偵測器又即刻送出導通的控制信號，使得此階段內，旁通開關迅速切換導通與截止，稱為調節態(Regulating state)。旁通開關處於調節態時，電流經當級旁通開關至下級LED陣列，電流升高，旁通開關截止，電流降低，旁通開關導通，電流將維持在定值。
電壓持續升高，如足以克服當級LED陣列的順向電壓降(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 +VGi )，電流經當級LED陣列至下級LED陣列，偵測器持續送出截止的控制信號，旁通開關維持截止，稱為截止態(OFF state)，同時偵測點往上移，上級旁通開關進入調節態，以此類推，由 下而上的方式逐級點亮LED陣列。
換句話說，當所有旁通開關進入導通態後，若輸入電壓尚未克服下級LED陣列的順向電壓降(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 )，無電流通過下級LED陣列(Gi+1)，偵測器(Ti)未能產生電壓控制信號，旁通開關(Si)維持導通態(ON state)。隨著輸入電壓升高至克服下級LED陣列(Gi+1)的順向電壓降(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 )，但尚未克服當級的LED陣列(Gi)的順向電壓降(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 +VGi )，旁通開關(Si)原為導通態，電流經旁通開關(Si)至下級LED陣列(Gi+1)，隨即偵測器(Ti)偵測到下級LED陣列(Gi+1)導通，產生電壓控制信號而截止旁通開關(Si)，使得此階段內，旁通開關(Si)快速切換導通與截止狀態，稱為調節態(Regulating state)。電壓繼續升高至克服當級LED陣列(Gi)順向電壓降(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 +VGi )，電流經當級LED陣列(Gi)通過下級LED陣列(Gi+1)，偵測器(Ti)產生電壓控制信號，使旁通開關(Si)保持截止，此階段稱為截止態，同時偵測點往上級移動，偵測器(Ti-1)使上級旁通開關(Si-1)開始轉態，如此由下而上的方式逐級點亮LED陣列。
於輸入電壓的下半週期，輸入電壓逐漸下降。當輸入電壓仍能克服當級LED陣列(Gi)順向電壓降(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 +VGi )，旁通開關(Si)維持在截止態(OFF state)，電流通過當級LED陣列(Gi)至下級LED陣列(Gi+1)；輸入電壓繼續下降至無法克服當級LED陣列(Gi)的順向電壓(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 +VGi )，但仍能克服下級LED陣列(Gi+1)的順向電壓(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 )時，偵測器(Ti)將當級旁通開關(Si)由截止切換為導通，隨即又由導通切換為截止，在此階段內，當級旁通開關(Si)不斷切換截止與導通狀態，進入調節態(Regulating state)；當輸入電壓繼續下降至無法克服下級LED陣列(Gi+1)的順向電壓降(VGn+1 +VGn +…+VGi+1 )，偵測器(Ti)將當級旁通開關(Si)由調節態轉為導通態(ON state)，同時偵測點繼續往下級移動，由上而下逐級熄滅LED陣列至週期結束，然後重新一個週期，如此循環。
圖2A繪示於輸入電壓的一週期內，點亮LED陣列(G1、…、Gi、…、Gn+1)的驅動策略示意圖。圖2B繪示出對應於圖2A的線電 流波形圖，用以說明輸入電壓一週期內，對應之輸入電流(線電流(line current))的波形。
如圖2A所示，週期初始於低電壓時(0~t0 )，輸入電壓尚無法克服最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降(Vi <VGn+1 ，Vi 為輸入電壓)，旁通開關(Sn)均為截止態，無電流通過LED陣列(G1、G2、…、Gn+1)，形成空載時間(dead time)，如圖2B所示空載時間(0~t0 )之電流。
請同時參考圖1及圖2A~2B，於期間(t0 ~t1 )，輸入電壓升高至克服最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降，但尚無法克服當級(倒數第二級)LED陣列(Gn)的順向電壓降(VGn+1 ≦Vi <VGn+1 +VGn )，旁路開關(S1、…、Si、…、Sn)導通，電流經旁路開關(S1~Sn)至最後一級LED陣列(Gn+1)，使得偵測器(Tn)將旁通開關(Sn)轉為調節態(Regulating state)，此時旁通開關(Sn)作快速切換。
當旁通開關(Sn)切換至導通態時，電流急速上升，一旦電流高於定電流I0 ，旁通開關(Sn)切換至截止態，電流急速下降，一旦電流低於定電流I0 ，旁通開關(Sn)切換至導通態，如此使得電流維持恆定在電流I0 ，即此階段內，以定電流的方式點亮最後一級LED陣列(Gn+1)，圖2B將此階段的電流標示為I0 。
於期間(t1 ~t2 )，當輸入電壓繼續升高至克服當級(倒數第二級)LED陣列(Gn)的順向電壓降(VGn+1 +VGn ≦Vi ))時，偵測器(Tn)將旁通開關(Sn)轉為截止態，電流經串接之當級LED陣列(Gn)流至下級LED陣列(Gn+1)。在時點t1 ，輸入電壓升高至恰好克服LED陣列(Gn+1、Gn)的順向電壓降之和時，電流通過旁通開關(S1、S2、…、Sn-2)以及LED陣列(Gn+1、Gn)，電路的阻值不大，輸入電流急速上升至電流(I1 )，同時旁通開關(Sn-1)進入調節態，而將輸入電流固定在電流I1 ，，且電流I1 >電流I0 ，偵測器(Tn)將旁通開關(Sn)轉為截止態。同時偵測點移到上級LED陣列(Gn-1)，偵測器(Tn-1)開始偵測當級LED陣列(Gn)以控制上級旁通開關(Sn-1)之轉態。
依此方式，一週期的前半週期，當輸入電壓升高至克服最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降，啟動電阻Ra對旁通開關S1~Sn 之閘-源極間的輸入電容Ciss(未繪示)充電至臨界電壓(threshold voltage)以上，使得旁通開關S1~Sn的通道形成而導通，隨著輸入電壓的持續升高，旁通開關依序由下級往上級，分別由導通態轉換至調節態，再轉換至截止態，以同步地由下往上逐級點亮LED陣列(Gn+1、Gn、…、Gi、…、G2、G1)，如圖2A所示。而電流呈現上升的步階波形(I0 <I1 <…<In )，如圖2B所示。而在後半週期，旁通開關S1~Sn由上往下的方式，由截止態轉換至調節態，再轉換至導通態，由上往下逐級熄滅LED陣列(G1、G2、…、Gi、…、Gn)，如圖2A所示。而電流呈現下降的步階波形(In >In-1 >…>I0 )，如圖2B所示。
特別說明，在輸入電壓之一周期的初期(0~t0 )及末期(t2n+1 ~)，輸入電壓低於最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降時，旁通開關S1~Sn皆為截止態，至少需要等到輸入電壓升高至高於最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降時，旁通開關S1~Sn才會導通，並隨著輸入電壓繼續升高或降低，切換於導通態、調節態與截止態。另外，在輸入電壓的峰值附近之期間(tn ~tn+1 )，所有的LED陣列(Gn+1、Gn、…、Gi、…、G2、G1)皆被點亮，此時之輸入電流係受電流調節器R調節並維持定值，如圖2B中所標示的電流In 。
圖3-4繪示之實施例，用以舉例說明本發明的具體電路結構，需特別說明，這些實施例是用以說明本發明之實施方式，而非限制本發明之範圍。其中，圖3~4所示係採用電流偵測之技術手段，本發明也可以應用其他的偵測技術手段，例如以電壓偵測、光感應偵測、磁感應偵測或其他比較電路的偵測方式，並不作限制。
請參考圖3，電流調節器R1具有一個增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體，並且，旁通開關(S1~Sn)是由複數個N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體串接而成。值得注意的是，N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體之閘-源極在常態下(閘-源極電壓VGS =0)，電晶體為截止(開路)。當輸入電壓大於最後一級LED陣列的順向電壓降時，輸入電壓透過啟動電阻Ra’對電流調節器R1之增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體之閘-源極間的輸入電容Ciss充電 至臨界電壓(threshold voltage)以上，使得電流調節器R1之電晶體之閘-源極受足夠的正壓(VGS ≧Vth )而導通(閉路)。同樣地，輸入電壓透過啟動電阻Ra對旁通開關(S1~Sn)之增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體之閘-源極間的輸入電容Ciss充電至臨界電壓(threshold voltage)以上，使得電晶體之閘-源極受足夠的正壓(VGS ≧Vth )而導通(閉路)，藉以建立初始狀態。
於實施例中，係以增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體實作旁通開關(Si)，因此在常態下為截止態。於圖2B之一週期之初期(0-t0 )，輸入電壓經旁通開關陣列(S1、S2、…、Sn)作用於最後一級LED陣列(Gn+1)，但尚未能克服最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降(Vi <VGn+1 )時，迴路無法形成，所有的旁通開關S1~Sn截止而無電流通過，形成空載時間(dead time)。
於此實施例中，偵測器(T1、Ti、…、Tn-1、Tn)為一電流偵測器，其具體的電路是在每一個LED陣列(Gn+1、Gn、…、G1)的前端(陽極端)連接一偵測電阻Rd，將並聯調節器(Shunt Regulator)的參考極(Reference terminal,R)與陽極(Anode,A)跨接在偵測電阻Rd上，並聯調節器的陰極(cathode,K)連接在N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體的閘極。並且，各啟動電阻Ra係跨接在各並聯調節器的陰極K與對應之旁通開關(S1~Sn)的汲極。當然，也可以將偵測電阻Rd串接在每一個LED陣列(Gn+1、Gn、…、G1)的後端(陰極端)，並不作限制。
並聯調節器的特徵是，當參考極與陽極間的電壓等於參考電壓時(VRA =Vref )，其陽極與陰極的通道導通(AK導通)，小於參考電壓時(VRA <Vref )時，陽極與陰極的通道截止(AK截止)。利用並聯調節器導通與截止，提供電壓控制訊號於旁通開關的閘-源極上，以調整旁通開關的閘-源極(VGS )電位。
當並聯調節器的參考極R與陽極A之間的電壓恰等於參考電壓時(VRA =Vref )，並聯調節器的陽極A與陰極K的通道導通(AK導通)，當並聯調節器的陽極A與陰極K的通道導通時，旁通開關的閘極電位 VG 與偵測電阻Rd的低電位點等電位，且旁通開關的源極電位VS 與偵測電阻Rd的高電位點等電位。如此一來，旁通開關的閘-源極電位差會小於0(VGS <0)，使得旁通開關截止。反之，當並聯調節器的參考極R與陽極A之間的電壓小於參考電壓時(VRA <Vref )時，陽極A與陰極K的通道截止，旁通開關的閘-源極電壓得以維持(VGS >Vth )而保持導通。因此，可以利用並聯調節器的導通與截止，產生電壓控制訊號以調整旁通開關的閘-源極電位差(VGS )，進而使得旁通開關對應地截止或導通。
於一週期之初，即空載時間(即圖2B的0-t0 時間內)，輸入電壓尚未能克服最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降(Vi <VGn+1 )，無電流通過偵測電阻Rd，並聯調節器的參考極與陽極之電壓為零(VRA =0)，並聯調節器截止，而對應之旁通開關為導通態(ON state)。
當輸入電壓升高至克服最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降，尚不足以克服當級LED陣列(Gn)的順向電壓降(VGn+1 ≦Vi <VGn+1 +VGn )，旁通開關(S1~Sn)導通(閉路)，電流經旁通開關陣列(S1、S2、…、Sn)至最後一級LED陣列(Gn+1)，即圖2B的期間t0 -t1 內，偵測器(Tn)偵測通過偵測電阻Rd上的電流，使得並聯調節器快速切換其導通與截止，隨即偵測器(Tn)產生電壓控制信號，使得旁通開關(Sn)隨之快速切換於截止態與導通態，亦即，旁通開關(Sn)進入調節態(Regulating state)，且輸入電流維持在I0 。
輸入電壓繼續升高，在時間(t1 -t2 )時，輸入電壓克服當級LED陣列(Gn)的順向電壓降(VGn +VGn+1 ≦Vi )，電流經當級LED陣列(Gn)至最後一級LED陣列(Gn+1)，當級並聯調節器恆導通，偵測器(Tn)產生電壓控制信號，控制旁通開關(Sn)保持截止(開路)，進入截止態。當級旁通開關(Sn)恆截止而進入截止態。之後，偵測點往上，上級偵測器(Tn-1)使得上級旁通開關(Sn-1)進入調節態，電流保持恆定(I1 )。依此方式，由下而上逐級點亮LED陣列(Gn、Gn-1 、…、G1)。
依此方式，在一週期的前半週期，逐級點亮發光二極體陣列(Gn+1、Gn、…、G1)，後半週期逐級熄滅發光二極體陣列(G1、 G2、…、Gn+1)。
請參考圖4，其繪示應用電流偵測技術之偵測器(Ti)於LED光引擎的電子控制裝置之另一實施例示意圖。圖4與圖3所示實施例的差異在於，圖4之偵測器T1~Ti是以npn雙極接合電晶體(npn-BJT)取代並聯調節器以作為偵測器。當然，亦可為其他的電晶體(如pnp雙極接合電晶體)、比較器或比較器電路等，並不作限制。於此實施例中，是將npn雙極接合電晶體的基-射極跨接在偵測電阻Rd之兩端，利用輸入電壓(Vi )與npn雙極接合電晶體的基-射極的導通電壓(VBE )比較，藉由npn-BJT的導通與否以控制旁通開關(Si)的轉態，原理與圖3之並聯調節器相似，本文不再贅述。由上可知，本發明之主要技術手段是利用並聯調節器或npn雙極接合電晶體，於下級LED陣列導通時，透過偵測電阻Rd之跨壓與一參考電壓比較，進而控制旁通開關(Si)之轉態。
於實施例中，在空載時間(dead time)時，LED陣列(G1、G2、…、Gn+1)熄滅會有閃爍現象(flickering phenomena)，其頻率約為輸入之交流電的兩倍，人類眼睛並無法感知，但閃爍現象容易導致眼睛疲勞。發明人為解決此種閃爍現象，特別設計填谷電路(valley filler)，其能在空載時間提供電流予LED陣列(Gn+1)而避免閃爍現象。
圖5A、5B、5C、5D繪示應用不同填谷電路於LED光引擎的電子控制裝置的實施例示意圖，圖5A、5B、5C、5D的填谷電路之原理雷同。填谷電路主要是包含一儲能電容以及一可規劃定電流源，可規劃定電流源控制儲能電容之電壓以及充電電流。在輸入電壓高於儲能電容電壓時，以第一定電流對儲能電容充電，輸入電壓低於儲能電容電壓時，儲能電容放電，供應LED陣列電流。
首先，以圖5A所示實施例來說明填谷電路200的原理。填谷電路200連接在電流調節器R2與整流器100之間，與LED照明設備之電路並聯。填谷電路200包含第一儲能迴路、第二儲能迴路以及可規劃定電流源電路。第一儲能迴路包含第一儲能電容C1與二極體D1，第二儲能迴路包含二極體D2與第二儲能電容C2，第一儲能迴路 與第二儲能迴路並聯設置。可規劃定電流源電路包含電晶體M200、二極體D200的串聯電路以及npn雙極電晶體B200與電阻R200的串聯電路。
電晶體M200例如但不限於為為一增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體，當其為增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體時，電晶體M200之閘極與汲極間跨接啟動電阻Ra’。並且，電流調節器R2之電晶體例如但不限於為一增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體，其閘極與汲極間亦跨接啟動電阻Ra’。如此一來，電晶體M200及電流調節器R2之電晶體的閘-源極間的輸入電容Ciss透過Ra’充電至臨界電壓(threshold voltage)以上，使得電晶體的初始狀態得以建立而導通。亦即，當輸入電壓大於最後一級LED陣列的順向電壓降時，輸入電壓透過啟動電阻Ra’對電晶體M200以及電流調節器R2之增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體之閘-源極間的輸入電容Ciss充電至臨界電壓以上，使得電晶體M200及電流調節器R2之電晶體之閘-源極受足夠的正壓(VGS ≧Vth )而導通(閉路)。並且，相同於前述，旁通開關串的電晶體之閘-源極間的輸入電容Ciss，透過啟動電阻Ra充電至臨界電壓以上而導通。npn雙極電晶體B200用以控制電晶體M200的導通與截止。可規劃定電流源電路連接於第一儲能電容C1與第二儲能電容C2間。
當輸入電壓大於填谷電路200的儲能電容的電壓(V200 )時，儲能迴路的二極體D1及二極體D2逆偏而截止，可規劃定電流源電路的二極體D200順偏，電流通過第一儲能電容C1、可規劃定電流源電路以及第二儲能電容C2而充電，亦即儲能電容C1、C2串聯充電。充電電流為npn雙極電晶體B200的基-射極電壓與電阻R200的比值(充電電流I=VBE /R200)。
當輸入電壓小於填谷電路200的儲能電容的電壓(V200 )時，二極體D1與二極體D2順偏而導通，可規劃定電流源電路的二極體D200逆偏。填谷電路200之儲能電容C1、C2放電(discharging)，所釋放的電流經第一儲能電容C1、LED光引擎的電子控制裝置、LED陣 列(Gn+1)及二極體D1形成第一釋電迴路；另外，第二儲能電容C2、二極體D2、LED光引擎的電子控制裝置及LED陣列(Gn+1)形成第二釋電迴路，第一釋電迴路與第二釋電迴路並聯設置。亦即，儲能電容C1與儲能電容C2並聯放電。放電電流係由偵測器(Tn)的npn雙極接合電晶體的基-射極電壓與偵測電阻Rd比(I=VBE /Rd)決定。
由上可知，選擇適當的電阻R200，可設定適當的儲能電容之電壓以及充電電流。特別說明，填谷電路200的目的在於提供空載時間內，提供最後一級LED陣列(Gn+1)所需的電流，因此將儲能電容之電壓設定在介於最後一級LED陣列(Gn+1)以及最後二級LED陣列(Gn+1+Gn)的順向電壓降的和之間(亦即，VGn+1 <V200 <(VGn+1 +VGn ))。另外，當輸入電壓小於儲能電容的電壓時，將由儲能電容放電供應LED陣列電流，使得空載時間變長，因此，可設定的儲能電容之電壓略高於最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降即可，且儲能電容之電壓越接近最後一級LED陣列(Gn+1)的順向電壓降越好。
圖5B所示填谷電路200的實施例與圖5A類似，但移除二極體D1、二極體D2以及二極體D200，使得儲能電容C1與儲能電容C2連接為串聯電路，即此實施例的儲能電容C1及儲能電容C2為串聯充電且串聯放電。圖5B填谷電路200可以再簡化為圖5C及圖5D的填谷電路200態樣。相同之處將不再贅述，差異在於，圖5C僅保留第一儲能電容C1，而圖5D僅保留第二儲能電容C2。
圖6A與圖6B繪示於本發明之LED光引擎的電子控制裝置的實施例中，輸入電壓對線電流及通過LED之電流的對應關係示意圖，用以說明使用填谷電路前後，於空載時間內所產生的效果。圖中實線表式通過LED陣列的電流，虛線表示線電流。請先參考圖6A，於使用填谷電路前，流過LED陣列之電流及線電流一致。通過LED陣列的電流是經整流器，呈現正弦波的正半週期脈衝波形，而線電流為交流電，呈現正弦波形。圖6B繪示使用填谷電路之後產生的效果，其空載時間變長(線電流=0)，但在空載時間內填谷電路之儲能電容可供應LED陣列所需電流。也就是說，由虛線所標示之線電流，可看出空 載時間延長，實線標示通過LED陣列電流波形，空載時間內，由填谷電路之儲能電容提供最後一級LED陣列所需的電流，有效改善閃爍現象。
另一方面，為降低空載時間所導致諧波失真的問題，發明人設計假負載電路(dummy load)，其主要包含一電阻負載以及一受控開關。電阻負載使得線電流跟隨線電壓波形，受控開關用以控制電阻負載，於空載時間內，線電流通過電阻負載，在空載時間之外，線電流通過LED陣列，詳細說明如下。
圖7所示實施例的假負載電路300係架設在整流器100之二端間，與LED陣列之電路並聯。電阻負載R300與受控開關M300串聯，受控開關M300導通時，電流通過電阻負載R300，受控開關M300截止時，電流通過LED陣列。分壓電路P300架設在整流器100的兩端間，提供一比較電壓給並聯調節器SR300，並聯調節器SR300提供受控開關M300之閘極的控制信號。受控開關M300例如但不限於為一增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體，當受控開關M300為增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體時，其閘極與汲極間跨接啟動電阻Ra’，使輸入電壓可透過Ra’對受控開關M300(電晶體)之閘-源極間的輸入電容Ciss充電至臨界電壓以上，所以受控開關M300的初始狀態得以建立而導通。填谷電路200之電晶體M200、電流調節器R2及旁通開關串之增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體之初始狀態的建立(由常閉狀態轉換為導通狀態)的方式已說明於圖5A，於此不再贅述。分壓電路P300之分壓輸入並聯調節器SR300的參考極，比較分壓電路P300的分壓與SR300的參考極之參考電壓，用以控制並聯調節器SR300的導通與截止。當分壓電路P300的分壓等於並聯調節器SR300的參考電壓時，並聯調節器SR300導通，可調降受控開關M300的閘極電壓，使得受控開關M300截止；當分壓電路P300的分壓小於並聯調節器SR300的參考電壓時，並聯調節器SR300截止，受控開關M300導通。因此，利用分壓電路P300產生的分壓，可有效控制電晶體M300的導通與截止。
於空載時間內，分壓電路P300提供較低的比較電壓，並聯調節器SR300截止，電晶體M300導通，線電流通過電阻負載R300，直接抽取線電流以修正電流波形。在空載時間外時，分壓電路P300提供較高的比較電壓，並聯調節器SR300導通，電晶體M300截止，電流通過LED照明設備。換句話說，在空載時間內，假負載電路300之應用可讓線電流通過電阻負載R300，使得線電流波形跟隨線電壓波形，有效提升功率因數。
由上可知，利用假負載電路300提升功率因數的方法，是利用分壓電路所產生的比較電壓與參考電壓的比較，藉以切換電晶體M300的導通或截止。因此，於其他實施例中，亦可使用比較器或比較電路產生比較訊號來切換電晶體M300的導通或截止，並不作限制。
圖8A繪示未使用假負載電路300的線電流波形圖，圖8B繪示使用假負載電路300的線電流波形圖。參考圖8A，在空載時間內，線電流與通過LED陣列的電流一致(皆為零)，導致諧波失真。參考圖8B，在空載時間內，線電流通過電阻負載R300，線電流波形跟隨電壓波形，降低諧波失真的情形，有效的改善功率因數。
此處特別說明，本發明的LED光引擎的電子控制裝置可整合於一積體電路上，或以模組區分而設計於不同的積體電路，再整合於一電路板上，並不作限制。
例如，於一實施例中，可將整流器、電流調節器、旁通開關串列、填谷電路以及假負載整合於一積體電路上。
又如，於另一實施例中，可將整流器、電流調節器與旁通開關串整合於一積體電路上，填谷電路以及假負載分別形成另一積體電路上，再整合於一電路板上。
將一外部的LED陣列連接於LED光引擎的電子控制裝置、填谷電路以及假負載電路上，而完成LED照明設備。
依上述內容已描述了本發明的原理、較佳實施例以及操作模式。然而，本發明不應被理解成受限於討論過的特定實施例。相反地，以上所描述的實施例應該被視為例示而非限制，並且應該要體認為在 不脫離以下申請專利範圍所定義的本發明範圍的情況之下，所屬技術領域中具有通常知識者可對這些實施例做出變化。
AC‧‧‧交流電源
100‧‧‧整流器
R‧‧‧電流調節器
Ra‧‧‧啟動電阻
G1、G2、Gi、Gn、Gn+1‧‧‧發光二極體陣列
S1、S2、Si、Sn‧‧‧旁通開關
T1、T2、Ti、Tn‧‧‧偵測器

Claims (20)

  1. 一種LED光引擎的電子控制裝置，包含：一整流器，用以連接一外部交流電壓源；一電流調節器，耦接於該外部交流電壓源與接地端之間；以及一開關調節器鍊，是由複數個開關調節器串聯而成，連接該電流調節器，與一外部發光二極體陣列鍊並聯設置，該外部發光二極體陣列鍊是由複數個發光二極體陣列串聯而成，除最後一級發光二極體陣列外，每一開關調節器與對應之一發光二極體陣列並聯連接，任一開關調節器包含一旁通開關以及一偵測器，各該偵測器具有一第一端、一第二端以及一第三端，該些第一端、該些第二端及該些第三端之任兩端不共點，任一該偵測器偵測下一級發光二極體陣列之導通情況而送出一控制訊號，以切換該級旁通開關之狀態，且任一該級旁通開關為一增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體，當該輸入電壓未能克服最後一級發光二極體陣列之順向電壓降，該開關調節器鍊的所有旁通開關截止，當該輸入電壓克服該最後一級發光二極體陣列之順向電壓降時，各該旁通開關分別受到一啟動電阻充電，使得該開關調節器鍊的所有旁通開關導通，而每級旁通開關受控於該級之偵測器之該控制信號以切換於導通態、調節態與截止態，其中，每該啟動電阻各具有兩端點，該些啟動電阻的該些兩端點中任意兩端點不共點，且每該啟動電阻之跨壓與對應之當級發光二極體陣列的順向電壓降有關，且各該偵測器之跨壓與對應之當級發光二極體陣列的順向電壓降及當級啟動電阻的跨壓有關，當該輸入電壓未克服下一級發光二極體陣列之順向電壓降，該級旁通開關導通，稱為導通態，電流經由當級旁通開關至下一級旁通開關；當該輸入電壓克服下一級發光二極體陣列之順向電壓降，但未能克服當級發光二極體陣列之順向電壓降時，該級旁通開關快速切換導通與截止，稱為調節態，電流經由當級旁通開關至下一級發光二極體陣列；及當該輸入電壓能克服當級發光二極體陣列之順向電壓降時，該級 旁通開關截止，稱為截止態，電流經由當級發光二極體陣列至下一級發光二極體陣列。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中任一該偵測器包括一電壓偵測器、一電流偵測器、一光感應偵測器、一磁感應偵測器或一比較器，且該些旁通開關之任一者包括一增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體、一雙極接合電晶體(Bipolar Junction Transistor,BJT)、一絕緣柵雙極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)或一接面場效電晶體(Junction Filed Effect Transistor,FET)。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該偵測器是一電流偵測器，該電流偵測器包含一雙極接合電晶體以及一偵測電阻，該偵測電阻係串接在下一級發光二極體陣列之陽極或陰極，該雙極接合電晶體的基極與射極跨接在該偵測電阻的兩端，該雙極接合電晶體的集極連接於該旁通開關，該偵測電阻偵測通過之電流，切換該雙極接合電晶體之導通與截止，提供該級旁通開關之該控制信號。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該雙極接合電晶體係npn雙極接合電晶體。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該偵測器是一電流偵測器，該電流偵測器包含一並聯調節器以及一偵測電阻，該偵測電阻係串接在下一級發光二極體陣列之陽極或陰極，該並聯調節器的陽極與參考極跨接在該偵測電阻的兩端，該並聯調節器的陰極係連接該級旁通開關，該偵測電阻偵測通過之電流，切換該並聯調節器之導通與截止，提供該級旁通開關之該控制信號。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該電流調節器包含一金屬氧化物半導體場效應電晶體，以及一雙極接合電晶體或一並聯調節器，該雙極接合電晶體或該並聯調節器用以控制該金屬氧化物半導體場效應電晶體之導通與截止。
  7. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該些旁通開關之任一者為一N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，更包含一填谷電路，設置於該整流器後，該填谷電路於空載時間內，提供足以克服 該最後一級發光二極體陣列之順向電壓降之電壓。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該填谷電路包含：一第一儲能迴路，包含一第一儲能電容與一第一二極體之串聯電路；一第二儲能迴路，包含一第二二極體與一第二儲能電容之串聯電路；及一可規劃定電流源電路，包含一金屬氧化物半導體場效應電晶體、一第三二極體與一第一電阻之串聯電路，以及一雙極電晶體與一第二電阻之串聯電路；其中該可規劃定電流源電路連接於該第一儲能電容與該第二儲能電容之間。
  10. 如申請專利範圍第8項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該填谷電路包含：一儲能迴路，包含一第一儲能電容與一第二儲能電容之串聯電路；一可規劃定電流源電路，包含一金屬氧化物半導體場效應電晶體與一第一電阻之串聯電路，以及一雙極電晶體與一第二電阻之串聯電路，其中該可規劃定電流電路連接於該第一儲能電容與該第二儲能電容之間。
  11. 如申請專利範圍第8項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該填谷電路包含：一儲能迴路，包含一儲能電容；以及一可規劃定電流源電路，連接該儲能電容，包含一金屬氧化物半導體場效應電晶體與一第一電阻之串聯電路，以及一雙極電晶體與一第二電阻之串聯電路。
  12. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，更包含一假負載電路，設置於該整流器後，且電性連接於該整流器的正端與負端間。
  13. 如申請專利範圍第12項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該假負載電路包含：一電阻負載；以及一受控開關電路，連接該電阻負載，該受控開關電路包含一電晶體、一並聯調節器及一分壓電路。
  14. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置，其中該LED光引擎的電子控制裝置係實作於一積體電路上，或以模組區分實作於多個積體電路，再整合於一電路板上。
  15. 一種發光二極體陣列之照明設備，包含：如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎的電子控制裝置；以及一發光二極體陣列鍊，其中該發光二極體陣列鍊與該LED光引擎的電子控制裝置並聯設置。
  16. 一種LED光引擎的電子控制裝置之積體電路，其包含：一整流器，用以連接一外部交流電壓源；一電流調節器，耦接該外部交流電壓源與接地端之間；以及一開關調節器鍊，是由複數個開關調節器串聯而成，連接該電流調節器，與一外部發光二極體陣列鍊並聯設置，該外部發光二極體陣列鍊是由複數個發光二極體陣列串聯而成，除最後一級發光二極體陣列外，每一開關調節器與對應之一發光二極體陣列並聯連接，任一開關調節器包含一旁通開關以及一偵測器，各該偵測器具有一第一端、一第二端以及一第三端，該些第一端、該些第二端及該些第三端之任兩端不共點，任一該偵測器偵測下一級發光二極體陣列之導通情況而送出一控制訊號，以切換該級旁通開關之狀態，且任一該級旁通開關為一增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體，當該輸入電壓未能克服該最後一級發光二極體陣列之順向電壓降，該開關調節器鍊的所有旁通開關截止，當該輸入電壓克服該最後一級發光二極體陣列之順向電壓降時，各該旁通開關分別受到一啟動電阻充電，使得該開關調節器鍊的所有旁通開關導通，而每級旁通開關受控於該級之偵測器之該控制信號以切換於導通態、調節態與截止態，其中，每該啟動電阻各具有兩端點，該些啟動電阻的該些兩端點中任意兩端點不共點，且每該啟動電阻之跨壓與對應之當級發光二極體陣列的順向電壓降有關，且各該偵測器之跨壓與對應之當級發光二極體陣列的順向電壓降及當級啟動電阻的跨壓有關，當該輸入電壓未克服下一級發光二極體陣列之順向電壓降，該級旁通開關導通，稱為導通態，電流經由當級旁通開關至下一級 旁通開關；當該輸入電壓克服下一級發光二極體陣列之順向電壓降，但未能克服當級發光二極體陣列之順向電壓降時，該級旁通開關快速切換導通與截止，稱為調節態，電流經由當級旁通開關至下一級發光二極體陣列；及當該輸入電壓能克服當級發光二極體陣列之順向電壓降時，該級旁通開關截止，稱為截止態，電流經由當級發光二極體陣列至下一級發光二極體陣列。
  17. 如申請專利範圍第16項所述的LED光引擎的電子控制裝置之積體電路，其中任一該偵測器包括一電壓偵測器、一電流偵測器、一光感應偵測器、一磁感應偵測器或一比較器，且該些旁通開關之任一者為一N通道增強型金屬氧化物半導體場效應電晶體。
  18. 如申請專利範圍第16項所述的LED光引擎的電子控制裝置之積體電路，更包含一填谷電路，設置於該整流器後，該填谷電路於空載時間內，提供足以克服最後一級發光二極體陣列之順向電壓降之電壓，其中該填谷電路包含：一儲能迴路，包括一儲能電容；以及一可規劃定電流源電路，其中該可規劃定電流源電路與該儲能迴路串聯，該可規劃定電流源電路控制該儲能電容之電壓與充電電流。
  19. 如申請專利範圍第16項所述的LED光引擎的電子控制裝置之積體電路，更包含一假負載電路，設置於該整流器後，並電性連接於該整流器的正端與負端間，其中該假負載電路包含：一電阻負載；以及一受控開關，其中該電阻負載與該受控開關串聯，該受控開關控制該電阻負載，於空載時間內，使電流通過該電阻負載，於空載時間外，截止該電阻負載。
  20. 一種發光二極體陣列之照明設備，包含：如申請專利範圍第16項所述的LED光引擎的電子控制裝置之積體電路；以及一發光二極體陣列鍊，其中該發光二極體陣列鍊與該LED光引擎的 電子控制裝置之積體電路並聯設置。
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