TWI497071B

TWI497071B - 用於與四端子感測器一起使用之控制電路及包括此一控制電路之量測系統

Info

Publication number: TWI497071B
Application number: TW102134360A
Authority: TW
Inventors: Colin G Lyden; Donal Bourke; Dennis A Dempsey; Dermot G O'keeffe; Patrick C Kirby
Original assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 2012-09-25
Filing date: 2013-09-24
Publication date: 2015-08-21
Also published as: EP2711699A2; US20140132325A1; CN103675025B; TW201418709A; EP2711699A3; CN103675025A; US8659349B1; KR101547021B1; US20170023506A1; US10591429B2; EP2711699B1; KR20140040038A

Description

用於與四端子感測器一起使用之控制電路及包括此一控制電路之量測系統

本發明涉及一種用於與四端子感測器一起使用之控制電路、四端子感測器及控制電路之組合以及一種改良與四端子感測器一起使用時之量測系統之精確度的方法。舉例而言，感測器可為生物感測器，比如葡萄糖感測器。

根據本發明之第一態樣，提供一種用於與四端子感測器一起使用之控制電路，感測器具有第一及第二驅動端子以及第一及第二量測端子，控制電路被配置為利用激發信號驅動第一及第二驅動端子之至少一者以感測第一與第二量測端子之間之電壓差並控制激發信號，使得第一與第二量測端子之間之電壓差在目標電壓範圍內，且其中控制電路含在其增益頻率傳遞特性中之N個極點及在其增益頻率傳遞特性中之N-1個零點，使得當回路增益降至單位增益時，閉合回路周圍之相移基本上不為2π弧度或其倍數，其中N2且為整數。

因此，與僅藉由在低頻下減小開環增益直到控制電路中之閉環增益已降至單位增益，同時將增益隨頻率之變化保持為基本上-20 dB每10倍頻變化而實現穩定性之情況相比，可使用控制電路中更高之增益在複數個頻率下對四端子感測器之阻抗進行阻抗量測。

以上提及之N個極點及N-1個零點是在控制電路具有足夠增益以使振盪發生之頻率下發生之極點及零點。此意味著例如回路內之正向通路中之增益大於單位增益。較佳言之，增益裕度包含在回路內以允許製造變化或溫度變化，且因此發明內容中提及之N個極點及N-1個零點在增益大於由增益裕度修改之單位增益的頻率下發生，如在增益為0.5或更少比如0.3處。

在高於控制器增益或回路增益已降至小於單位增益(較佳由增益裕度予以修改)，使得增益例如小於0.5之頻率之頻率空間內發生之極點不會導致不穩定且可被忽略。

在控制電路內使用更高之增益意味著可將第一與第二量測端子之間之電壓差更嚴密地控制為目標值或目標值範圍，且因此亦將相應地改良對其他參數之量測。

有利的是，控制電路具有用於接受差動參考電壓之第一及第二參考電壓輸入端子。差動參考電壓為第一與第二量測端子之間之電壓差設定目標電壓。

有利的是，四端子感測器包括負載，其阻抗尤其作為化學品、酶或生物材料之濃度的函數而變化。或者，負載之阻抗可作為反應的函數而變化。已知可生產用於對生物參數進行電子檢測之感測器。此種廣泛使用的電可讀生物感測器之實例包含用於治療糖尿病的血糖量測條。

根據本發明的第二態樣，提供一種與四端子感測器一同構成本發明之第一態樣之實施例的控制電路。

根據本發明之第三態樣，提供一種運行包括多端子感測器及激發電路之儀器回路的方法，其中多端子感測器具有與第一感測端子不同之至少一個驅動端子，且其中多端子感測器具有另一個端子，且其中激發電路被配置為量測第一感測端子與另一個端子之間之電壓差，並使用此電壓差來控制施加到至少一個驅動端子之激發信號以將第一感測端子與另一個端子之間之電壓差保持為目標值或保持在目標範圍內，且其中激發電路被配置為在其傳遞特性具有至少一個零點，使得其滿足巴克豪森穩定性準則。

較佳言之，該至少一個零點被定位在低於激發電路之正向增益已降至小於單位增益之頻率，使得包含激發電路的閉合回路無法經歷自持振盪。

2‧‧‧四端子感測器

4‧‧‧控制電路

6‧‧‧控制電路

8‧‧‧電流量測電路

10‧‧‧負載/單元

20‧‧‧第一驅動端子

22‧‧‧第二驅動端子

24‧‧‧電阻器

26‧‧‧第二電阻

30‧‧‧第一量測端子

32‧‧‧第二量測端子

34‧‧‧電阻器

36‧‧‧電阻器

41‧‧‧第一輸入

42‧‧‧第二輸入

43‧‧‧第三輸入

44‧‧‧第四輸入

50‧‧‧輸出節點

52‧‧‧參考電壓

60‧‧‧小信號接地

70‧‧‧感測電阻器

80‧‧‧類比數位轉換器

90‧‧‧運算放大器

100‧‧‧轉折點

110‧‧‧極點

120‧‧‧寄生電容器

122‧‧‧寄生電容器

140‧‧‧極點

150‧‧‧區域

160‧‧‧曲線

170‧‧‧零點

172‧‧‧極點

200‧‧‧第一輸入

202‧‧‧第二輸入

210‧‧‧阻抗

212‧‧‧阻抗

214‧‧‧反相輸入

216‧‧‧第一運算放大器

220‧‧‧電容器

222‧‧‧輸出

224‧‧‧輸出節點

240‧‧‧電路區塊

240a‧‧‧區塊

250‧‧‧運算放大器

252‧‧‧輸入電阻器

254‧‧‧電容器

256‧‧‧電阻器

260‧‧‧輸出節點

270‧‧‧第一參考電壓發生器

302‧‧‧第二控制電路

307‧‧‧第二參考電壓發生器

320‧‧‧運算放大器

322‧‧‧電容器

324‧‧‧電阻器

現將藉由非限制性實例參考附圖描述本發明，其中：圖1係構成本發明之實施例之量測電路的電路圖；圖2係電流量測電路的電路圖；圖3係另一個電流量測電路的電路圖；圖4係表示可應用於對合適之量測單元進行電化學分析之激發信號的圖；圖5係電化學葡萄糖量測單元之電流相對於時間之理想化演變的圖；圖6係血糖測試感測器之阻抗與頻率的圖；圖7係已被其生產商穩定以防止自激振盪之運算放大器的增益頻率傳遞特性；圖8係放大器之相移與頻率關係的圖表，其增益頻率回應已在圖7中展示；圖9展示圖1中之電路之一部分，但是包含寄生組件；圖10係圖1之電路之增益頻率特性的圖表，其回應特性中不存在任何補償零點；圖11係已在圖10中展示增益頻率響應之電路之相位頻率響應的圖表；圖12係本發明之實施例之增益頻率回應的圖表；圖13係其增益頻率回應在圖12中展示之實施例之相位頻率圖表；圖14係電路之電路圖，電路中之前兩個級可用於引入兩個極點及一個零點，或所有三個級可用於引入三個極點及兩個零點；圖15係根據本發明之可被穩定之差動儀器回路的圖；及圖16係用於引入極點零點對之另一個電路的電路圖。

圖1係由四端子感測器(通常指示為2)與控制電路(指示為4)及電流量測電路(指示為8)結合組成之量測電路的電路圖。四端子感測器包括負載10，其阻抗作為被測變數之函數而變化。因此，例如，負載可為用於生物學量測之單元，其阻抗作為分析物濃度之函數變化。分析物可例如是血糖。單元可附接至基板並連接至基板上之端子，使得單元10可被電激發且監控流過單元之電流。作為此量測之一部分，可希望極精確地知道單元10兩端之電壓以及通過其之電流。至單元10以及從單元10之連接可遭受製造變化並可表現出阻抗，且阻抗確實會改變，此將影響電壓量測之精確度。為了克服此種阻抗問題，可將單元作為四端子感測器之一部分提供。四端子感測器包括理論上連接至單元一端之第一驅動端子20及理論上連接至單元之相對端之第二驅動端子22。由電阻器24表示之阻抗可存在於第一驅動端子20與單元10之第一端之間。此第一阻抗24可為有意的，或其可僅為單元10之屬性以及與其進行之連接的函數，且因此可被看做是寄生分量。相似地，第二電阻26可存在於單元10之第二側與第二驅動端子22之間之通路中。藉由具有分別連接至單元10之第一及第二端之第一及第二量測端子30及32，四端子感測器克服此等電阻24與26之問題。此等連接亦可表現出如分別由電阻器34及36表示之有意或寄生阻抗。儘管此處已使用「端子」一詞，但是應理解其可被術語「節點」代替。

若連接至此等第一及第二量測端子30及32之量測電路中沒有電流或基本上沒有電流，則在第一及第二量測端子30及32出現的單元輸出電壓將精確地表示單元10兩端之電壓差。實際上，此種條件可由使用高阻抗前端之運算放大器實現。此種高阻抗前端通常將絕緣柵場效應晶體管用作輸入裝置。結果是，此種電路基本上不從量測端子汲取電流。

控制電路6已被示意性地表示為運算放大器。此基本上是正確的，因為儘管其具有第一至第四輸入41至44，但是其在圖1中展示之閉合回路內之作用是驅動其輸出節點50處之電壓以使輸入41處出現之電壓及輸入42處出現的電壓之間之電壓差與信號輸入44處出現之信號與參考電壓輸入43處出現之信號之間之電壓差之和最小化。可由運算放大器形成此等差值之各者(即，輸入41與42處之信號之間之差值以及輸入43與44處的信號之間之差值)，然後此等差值之各者可用作另一個運算放大器之輸入。

應理解，第一輸入41與第二輸入42之值之間，以及輸入43與輸入44處之電壓之間存在小的電壓差，但是此電壓差之大小取決於控制電路6的增益。廣義上言之，電壓差之大小隨著控制電路6之增益的增大成比例地減小。因此，控制電路6內之高增益導致單元10兩端的電壓差被使得控制以致其與由參考電壓52生成並被供應至控制電路6之參考輸入42與43的電壓差精確匹配。輸入偏移之影響已被忽略，且假設將使用合適的技術，比如自動調零來減少此等誤差來源。

為了控制單元10兩端之電壓，電流必須流經單元，例如從第一驅動端子20流至第二驅動端子22。作為單元所回應之對生物材料進行之量測的一部分，有必要知道通過單元之電流大小。為此，提供電流量測電路8。在圖1所示之實例中，量測電路8已被定位在第二驅動端子22與小信號接地60之間。然而，亦可在控制電路6之輸出節點50與四端子感測器2之第一驅動節點20之間的反饋回路內提供電流量測電路8。此項技術者在一定程度上取決於其認為最方便執行的電流量測技術或電路來進行自由選擇。

參考電壓52可被配置來生成DC電壓脈衝，在此種情況下希望量測電流相對於時間之演變。然而，出於核對及校準之目的，可能亦希望參考電壓52生成變化之信號，例如交替之正弦曲線，且在此種情況下變得希望量測電路8知道正弦信號之相位，使得可量測電流之大小及相變，以例如推斷單元10的複阻抗。可藉由將第一與第二量測端子之間之電壓差的大小及相位與流過感測器之電流的大小及相位進行比較來確定複阻抗。

圖2示意性地繪示第一電流量測電路，其包括串聯安置在第二驅動節點22與小信號接地60之間之感測電阻器70。可由類比數位轉換器80來量測感測電阻器70兩端出現之電壓。取決於電路設計者所需之速度及精確度要求，類比數位轉換器80可在任何合適之轉換器技術，比如sigma-delta、逐次逼近或快閃記憶體技術中執行。

圖3展示圖2之變化，其中電流感測電阻器被放置在運算放大器90之反饋回路中，運算放大器90使其反相輸入連接至第二驅動端子22，且其非反相輸入連接至小信號接地60。此種構造可能是有利的，因為此意味著憑藉形成虛接地之放大器90，第二驅動端子22處之電壓基本保持恒定，且可選擇感測電阻器70之阻抗以在放大器90之輸出處給出更大的輸出電壓範圍。再一次說明，輸出電壓可被類比數位轉換器80數位化。

負載10可例如為電子量測之電化學條，葡萄糖條為其常見實例。圖4繪示用於此種條之安培計量測協議。在安培計量測過程中， DC電壓在時間T₀ 被施加在條之兩端並保持恒定，直到時間T1為止。時間T₁ 與T₀ 之差基本上為1秒，且電壓之大小可為大約500mV。量測協定過程中，經過單元之電流變化基本上如圖5中所示。因此，電流快速上升至初始值I₀ 並衰減至值I₁ 。曲線形狀為Cottrellian曲線(其遵循Cottrell方程)，其形狀基本上隨而變化。參數K之值作為分析物濃度之函數而變化。然而，K之值亦可作為其他參數的函數變化，一個常見參數為溫度，但是存在污染物時其亦可變化。在Cottrell方程之更複雜形式中，K之值作為被量測物質之擴散係數的平方根而變化，且其為擴散係數，擴散係數為溫度之函數。因此，希望在主要測試之前或之後進行一些校正量測以推斷可用於修改K值之因素，使得以致例如葡萄糖測試變得更精確。

此項技術者已觀察到一些此等誤差之來源，比如可藉由量測單元10之複阻抗來推斷溫度及一些干擾性化學品。因此，例如已觀察到，對於葡萄糖量測單元而言，如圖6中所示之阻抗相對於頻率之變化具有通常指示為100的轉折點。如此項技術者已知，轉折點之位置可用於例如為溫度量測導出校正因子。因此，量測作為頻率函數之阻抗使能夠推斷單元10之溫度。期望此種方法可被沿用到回應於各個分析物之許多生物感測器。

例如，若想要量測溫度，則可認為藉由在該單元內裝配溫度感測器，溫度量測將會更好地進行，但是此可能沒有像最初想像般可取。首先，溫度感測器將幾乎肯定傾向於量測基板(其上形成單元)之溫度而非單元之溫度。因此，當將生物樣品(比如，血液)引入至量測單元時，該單元之溫度將不同於基板的溫度，且將需要均衡時間，在此期間樣品中之化學品(分析物)，比如葡萄糖及單元內用於測試該等化學品之試劑之間可發生反應。此外，溫度感測器之形成將需要額外的處理步驟，且溫度感測器本身可能將會遭受製造誤差，且因此可能實際上不會改良溫度量測，以及因此對相關參數(比如，擴散率)的估計。

通常，單元之複阻抗是藉由在某一範圍的頻率下(比如1kHz、2kHz、10kHz及20kHz)在單元兩端誘發例如量級為15mV之低壓正弦波來量測的。此阻抗可以已知的方式用於對溫度應用校正因子。然而，此會造成其自身的量測問題。

如之前所述，控制電路可被看作極像運算放大器般運行。電子工程師通常知道連接在反饋回路中之放大器具有進入自持振盪之能力。此外，大多數工程師知道運算放大器之生產商藉由有意在放大器中插入低頻極點(即，低通濾波器)來防止自激振盪，以修改放大器之增益與頻率回應。廣義上而言，且如圖7中所繪示，在頻率回應特性中插入單個極點110使得增益(以分貝表達)減小-20dB每十倍頻。此在高於極點110位置之頻率下引入作為頻率函數之-90°的相移，如圖8所繪示。大多數電氣工程師帶著此樣之工作「經驗法則」離開大學，即，回路中之增益超過單位增益時，只要回路之增益僅減小-20dB每十倍頻，那麼放大器或反饋回路將保持穩定。

其結果是，只要低於運算放大器之單位增益頻率下僅存在一個極點，則可確保穩定性。然而，言之，很難確保僅存在一個極點。

圖9詳細繪示圖1中之四端子感測器，但是此次包含寄生組件，尤其是寄生電容器120及122的效應。可看到，寄生電容器120與電阻器34一起作用以形成低通濾波器，其中斷點將由電阻器34之電阻及寄生電容器120之電容決定。此低通濾波器將另一個極點置於控制電路中之前向信號通路的頻率響應中。類似地，電阻器36及寄生電容器122亦形成低通濾波器。為了簡單起見，假設此等兩個極點在相同頻率下，因此可被看作為單個低通濾波器。若並非是極點可被看作形成單個低通濾波器之情況，則通常一個極點將比另一個極點更麻煩，因此作為偏好，本文描述之恢復回路穩定性之措施將應用於極點中更為麻煩的一個。

圖10示意性地繪示圖1中所示電路之頻率響應特性，其中由於主極點110通過設計而被包含以提供回路穩定性，所以主極點110存在於控制電路頻率響應中，且由於在電阻器34及寄生電容器120以及電阻器36及寄生電容器122之間不注意地形成濾波器，所以存在另一個極點140。若寄生極點140發生在控制電路6之開環增益未降至0 dB以下(低於單位增益)之頻率下，則頻率回應具有在已達到單位增益之某一區域(通常以150指示)內下降-40 dB每十倍頻之能力。類似地，第二極點將在頻率回應中另外增加90°之相移，如圖11所示，使得在單位增益頻率下，控制電路中之相移基本上為180°。由於負反饋回路，此結合180°之相移，給出總共大約360°之相移，並因此將電路放置在其能夠經歷自持振盪的位置。通常，工程師面對此問題時知道可藉由將放大器之開環增益減小至較低之值來解決不穩定性，如圖10中之曲線160所指示，使得與0 dB線之截點出現在-20 dB每十倍頻處。然而，此種技術在帶來穩定性之同時會減小開環增益，且因此增大參考電壓及量測之電壓差之間之誤差電壓。此外，增益必然隨頻率減小，因此在2 kHz下之增益將比在1 kHz下之增益小6 dB，在10 kHz下之增益將(根據定義)比在1 kHz下之增益小20 dB，且在20 kHz下之增益將比在1 kHz下之增益小26 dB。目標電壓差與參考電壓差之間之誤差將相應地增大。因此，可看到引入電路穩定性之此種方法對量測精確度有很大影響。

抗自持振盪之穩定性可通過例如在低於單位增益頻率的頻率回應中引入零點170來解決，使得頻率回應之斜率從低於零點170之頻率下之-40 dB每十倍頻修改成高於零點170之頻率下以及單位增益頻率下之-20 dB每十倍頻。圖12展示此種配置。圖12亦展示在高於單位增益(0 dB)頻率之頻率下發生的另一個極點172，僅為了指出此處之極點不會引入自持振盪。圖13展示此種傳遞函數之一般化相位曲線，其展示相變在零點170之下基本上為-180°，在零點170與極點172之位置之間基本上升至-90°，並在高於極點172之頻率之頻率下返回至-180°。

值得指出的是，如所示在低於零點170之頻率的頻率下發生之-40 dB每十倍頻的增益改變不會造成振盪。此對於許多電子工程師而言是違反直覺的。然而，由巴克豪森穩定性準則決定電路是否振盪。巴克豪森準則適用於反饋回路中之線性電路。所述準則稱：若A為電路之正向通路中之放大元件的增益，且β(Jω)為回饋通路之傳遞函數，使得βA為電路之反饋回路周圍之回路增益，則電路將僅在以下頻率下維持穩態振盪：i)回路增益等於單位增益之絕對值，即|βA|=1；以及ii)回路周圍之相移為零或2π之整數倍。

巴克豪森準則是振盪之必要條件，但非充分條件。滿足該準則的一些電路不會振盪。然而，若電路不滿足該準則，則其將不會振盪。此確認：如圖12所示，即便在相對較低頻率下的高增益在正向通路中伴隨有-180°之相移，加上由於形成反饋回路所致的另外-180°之相移(因此基本上相當於2π)，相對較低頻率下之高增益本身將不會創造振盪條件。

圖12之增益頻率特性可藉由引入另外的極點及零點來修改，但僅當頻率回應超過單位增益值，頻率回應僅下降20 dB每十倍頻時才足以改變。因此，朝向圖之較低頻率端的回應可取決於多少極點已被引入頻率回應特性中而下降-40 dB每十倍頻、-60 dB每十倍頻、-80 dB每十倍頻或更多dB每十倍頻。

圖14繪示在頻率回應中提供了三個極點及兩個零點之電路，為了說明，電路僅被繪製為單端電路，其接收代表單元輸出信號之負幅度的第一輸入200及代表參考信號之幅度的第二輸入202。此等信號之各者經由各自的阻抗210及212被輸入至第一運算放大器216之反相輸入214中。第一運算放大器216使其非反相輸入連接至小信號接地，且電容器220連接在第一運算放大器216之輸出222與其反相輸入214之間。此項技術者將認識到，第一運算放大器216之反饋回路中存在電容器220形成了積分器。理想的積分器將極點置於0Hz下。然而，鑒於實際上第一運算放大器216具有有限增益，那麼極點實際上被定位在接近0Hz而非實際上在0Hz下。可提供輸出節點224以選擇性地允許電路之運行，如現有技術中所描述。

然而，根據本發明之實施例，亦與相關聯之零點一起提供一個或多個極點。極點及零點對可由電路區塊(通常指示為240)提供，在本實例中，已經串聯提供了兩個此種區塊240、240a。然而，可憑藉僅包括一個電路區塊240，或實際上三個或更多此種電路區塊來實踐本發明。電路區塊240包括另一個運算放大器250，使其非反相輸入連接至小信號接地。在另一個運算放大器250之反相輸入與向其供應信號之電路之間提供輸入電阻器252，在本實例中其為在第一運算放大器216周圍形成之積分器。另一個運算放大器250周圍之反饋回路包括與電阻器256串聯之電容器254。可看到，在低頻下電容器254之阻抗占主導地位，且因此反饋回路表現為積分器。在此種特定配置中，電路區塊240提供之另一個極點基本上在0Hz下發生。亦可看到，當頻率上升時，電容器254之阻抗減小並開始變得不如另一個電阻器256的阻抗重要。事實上，電容器254之電容C₂₅₄ 及電阻器256之電阻R₂₅₆ 的值在下插入零點。通過檢查可另外觀察到，在高於電路區塊240中引入零點之頻率的頻率下，電路區塊240之增益由電阻器256與電阻器252之比決定。提供輸出節點260，使得從此節點260拾取之信號與圖1的輸出節點50對應。假如由電容器254及電阻器256形成之零點在低於控制電路6之單位增益頻率下發生，則將確保穩定性。

亦可提供與第一區塊相似之另一區塊(但是相似部分藉由附上「a」來指示)來引入第二極點零點對。由另一個電路區塊引入之零點不需要被定位在與由第一區塊提供之零點相同頻率的頻率下。

圖15繪示圖1中所示電路之另外變化，其中提供兩個控制電路。上控制電路(其包括附加極點零點補償，如上文中所描述)從第一參考電壓發生器270接收第一參考電壓，並控制第一量測端子30處之電壓以匹配由第一參考電壓發生器270提供之參考電壓。第二控制電路302從第二參考電壓發生器307接收第二參考電壓，並將第二量測端子32處之電壓控制為等於來自第二參考電壓發生器307之電壓。因此，感測器之上下分支以雙端方式被驅動至各自之電壓。電流量測電阻器70可被插入任一控制回路中(因為根據定義，各控制回路中之電流必須相同，且電阻器70兩端出現之電壓可被差動輸入類比數位轉換器80數位化。

圖16係如此項技術者已知之可用於提供極點零點對的另一個電路的電路圖。其包括具有作為信號輸入之非反相輸入的運算放大器320。電容器322連接在運算放大器320之輸出與運算放大器320之反相輸入之間。電阻器324將反相輸入連接至小信號接地。

應注意，設計者亦可將零點置於傳遞特性中，而不形成關聯之極點。如此項技術者已知，此種零點可作為高通濾波器(有源濾波器或無源濾波器)執行。

因此，可藉由合適地插入附加極點(較佳作為積分器)及零點(較佳作為高通濾波器)來修改該控制電路或各控制電路的頻率響應，以便能夠使用(與僅藉由單獨使用增益衰減而非藉由引入附加之極點零點對來減小控制電路之開環增益來確保穩定性的情況相比)高得多的回路增益。

此處呈現的申請專利範圍是以單項從屬格式撰寫的，以便適合在USPTO申請。然而，為了在經常使用多項從屬申請專利範圍的其他地區使用，除技術上明確不可行的地區之外，各項從屬申請專利範圍將被視為多次從屬於享有相同獨立申請專利範圍的所有前述從屬申請專利範圍。