TWI433449B - 適應性等化器步長估測方法及裝置 - Google Patents

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Description

適應性等化器步長估測方法及裝置
本發明係有關控制被併入如無線傳送/接收單元(WTRU)之收發器中之適應性等化器。更特別是，本發明係有關以被建立於該收發器及另一收發器間之頻道表觀速度(也就是頻道脈衝響應改變之觀察及/或測量速率)為基礎更新該適應性等化器所使用至少一濾波器分接點係數。
如正規化最小均方(NLMS)為基礎接收器之適應性等化器為基礎接收器，係可提供如雷克(Rake)接收器上之分頻雙工(FDD)高速下鏈封包存取(HSDPA)或分碼多重存取(CDMA)2000演進發展資料語音(EV-DV)之高資料速率服務之優越效能。典型正規化最小均方接收器係包含具有一等化器濾波器及一分接點係數產生器之一適應性等化器，用以產生被用來更新該等化器濾波器之濾波係數之分接點係數。等化器濾波器通常為有限脈衝響應(FIR)濾波器。
適應性等化演算法中之適應性步長參數μ(“mu”)可控制等化器濾波器收斂速率。適應性步長參數μ係為影響適應性等化器效能之一門檻參數。應性步長參數μ通常於等化器濾波器操作之前被定義或以決定性方式被改變。步長係為嘗試收斂至某些點之迭代(迴路)演算法，如最小均方(LMS)，正規化最小均方中之各步驟大小。大步長有助於短期間適應性等化器收斂(以盡量精確方式)，但若步長較小，適應性等化器會收斂地更精確。因此，快速及精確收斂之間係存在置換關係。收斂速度及精確間之理想平衡係視演算法嘗試多快收斂至該點而定。收斂時間係與適應性步長參數μ反向相關。因此，有了較大步長，收斂可被快速獲得。
然而，大步長可能產生錯誤調整誤差，其會影響適應性等化器之原始位元錯誤率(BER)效能。因為所使用步長約為最接近者，向量上各點可能達到預期點，所以錯誤調整誤差因最小均方收斂而永遠不會被完全達成。
本發明係為控制被併入收發器(如無線傳送/接收單元)之適應性等化器步長之步長估測器。步長估測器可以被建立於該收發器及另一收發器間之頻道表觀速度為基礎來更新該適應性等化器所使用至少一適應性等化器分接點。步長估測器可包含一速度估測器，一信號雜訊比(SNR)平均器及一步長映射單元。速度估測器係被用來估測頻道表觀速度(也就是頻道脈衝響應改變之觀察及/或測量速率)。信號雜訊比平均器可產生共同引導頻道(CPICH)信號雜訊比估測。步長映射單元可使用該速度估測及共同引導頻道信號雜訊比估測來產生被適應性等化器用來更新濾波分接點係數之步長參數μ及濾波分接點漏洩因子參數α。
此後，當被稱為“無線傳送/接收單元”名詞係包含但不限於使用者設備(UE)，行動台，固定或行動用戶單元，呼叫器，或可操作於無線環境中之任何其他類型元件。
此後，當被稱為“收發器”名詞者係包含但不限於基地台，無線傳送/接收單元，B節點，存取點(AP)或接收信號自或傳送信號至另一收發器之任何其他無線通信裝置。
此後，當被稱為“表觀頻道速度”及“頻道表觀速度”名詞者係包含但不限於被建立於第一收發器(如無線傳送/接收單元，基地台，或類似者)及至少一其他收發器間之頻道脈衝響應改變之觀察及/或測量速率。頻道脈衝響應改變可能因一個或更多收發器移動，發生於至少一收發器中之振盪器誤差，及至少一收發器操作中之環境中之物體移動所產生。
本發明特性可被併入積體電路(IC)，或被配置於包含複數互連組件之電路中。
本發明控制適應性等化器之步長適應。適應步長μ係視頻道改變速率(如與無線傳送/接收單元速度相關之Doppler展頻)及頻道信號雜訊比而定。針對快速頻道，較佳使用較大步長來促使適應性等化器快速追蹤頻道變異。相反地，針對較慢頻道，較低步長被預期降低錯誤調整誤差而改善適應性等化器效能。
適應性步長參數μ視信號雜訊比而定係使信號雜訊比下，適應性步長參數μ值傾向較高，而低信號雜訊比下，適應性步長參數μ通常很小。附加輸入亦可適當使用(如適應性濾波器中之延遲展頻及主動分接點數)。本發明係被用來經由表觀頻道速度維持收斂速度及精確度間之理想平衡。
第1A圖係為包含依據本發明一實施例配置之表觀頻道速度估測器101之步長估測器100例方塊圖。
參考第1B圖，步長估測器100可控制被併入第一收發器150中之適應性等化器50之步長。適應性等化器50所使用之至少一濾波器分接點係數102係以被建立於第一收發器150及第二收發器160間之頻道155之表觀速度為基礎來更新。適應性濾波器50包含一等化器分接點更新單元10，一有限脈衝響應濾波器12及一更新向量產生器16。步長估測器100提供一步長μ(“mu”)參數142及一濾波器分接點漏洩因子α至等化器分接點更新單元10。反過來，等化器分接點更新單元10產生等化器濾波器分接點係數102，其被饋送至步長估測器100及有限脈衝響應濾波器12。
當第二收發器160於頻道155上傳送信號至第一收發器150時，該被傳送信號係於抵達第一收發器150之適應性等化器50中之有限脈衝響應濾波器12之前被頻道155訛用(或修改)。有限脈衝響應濾波器12可濾波信號並界定濾波脈衝響應，其係於有限脈衝響應濾波器12之被等化輸出14被饋送至更新向量產生器16之後，藉由等化器分接點更新單元10所產生之等化器濾波器分接點係數102界定。更新向量產生器16可產生包含被饋送至等化器分接點更新單元10以更新等化器濾波器分接點係數102之向量之誤差信號18。
如第1A圖所示，步長估測器100包含一表觀頻道速度估測器101，一步長映射單元140，及一信號雜訊比平均器145。如第1B圖所示，表觀頻道速度估測器101可估計被建立於包含步長估測器100之第一收發器150及第二收發器160間之頻道155速度。等化器濾波器分接點係數102係藉由等化器分接點更新單元10被輸入表觀頻道速度估測器101。等化器濾波器分接點係數102係為被乘上適應性濾波器50中之輸入樣本序列之複數值。等化器分接點更新單元10之輸出係藉由找出兩向量之內乘積來產生。一向量係為等化器分接點更新單元10內之被分接延遲線(TDL)狀態(輸出)，而另一向量係為等化器分接點更新單元10所使用之等化器濾波器分接點係數102(或其共軛)之向量。
參考第1A圖，表觀頻道速度估測器101包含一分接點係數擷取器104，一角度計算器108，一被分接延遲線116，一相位差函數產生器120，一平均濾波器124，一正規化單元128，一延遲計算器132及一速度映射單元136。
依據本發明，速度資訊係被擷取自等化器分接點更新單元10所使用之濾波係數歷史資料。此程序係因等化器分接點更新單元10適應性估測最小均方差(MMSE)解來偵測如引導信號之參考信號而可行。如此做，最終等化器分接點更新單元10會接近頻道反向。速度估計係藉由可追蹤反映頻道改變速率(也就是其表觀速度)之等化器分接點更新單元10所使用之一個或更多濾波分接點值改變速率來執行。
分接點係數擷取器104可從被接收自等化器分接點更新單元10之等化器濾波器分接點係數102擷取至少一分接點係數，並傳送被擷取分接點係數106至角度計算器108。
典型頻道脈衝響應通常可藉由(分離)延遲及度量脈衝之有限組來特徵化。這些脈衝各位置係被稱為路徑(也就是“多路徑”頻道組成)。相對第一有效分接點(FSP)之各該路徑之位置及平均功率係決定等化器分接點權重之位置及大小。
被擷取分接點係數106可為對應第一有效分接點，最有效路徑(MSP)，若干分接點平均或任何其他路徑之係數。被擷取分接點係數106包含複數，且具有一振幅及一相位(或相同地角度值)。角度計算器108僅輸出被擷取分接點係數106之相位110至被分接延遲線116及相位差函數產生器120。
被分接延遲線116全長可大於N(也就是並非所有延遲均必須具有分接點)。被分接延遲線116長度必須至少D(N)，其對應具有來自被分接延遲線116輸入之最長延遲之分接點。從被分接延遲線116輸入至輸出n(0＜n＜N+1)之延遲將為D(n)。被分接延遲線116係從該輸入轉移資料經由第一時脈週期上之下一延遲組成而至接續時脈週期上之下一延遲組成。被分接延遲線116係以類似移位暫存器方式操作。
包含N延遲值D(1)...D(N)之延遲114向量D(k)係被輸入被分接延遲線116。被分接延遲線116係依據延遲114之向量及被擷取分接點係數106之相位110來產生N延遲樣本118，X(i-D(k))，k=1...N。指標變數“i”係被當作時間指標且隨後被壓縮。
相位差函數產生器120可以被分接延遲線116所輸出之各N延遲樣本118及角度計算器108所輸出之相位110來產生自我相關狀相位差函數之N樣本。更明確說，N相位差函數值122係被產生，一用於延遲114向量之各組成。較佳函數係為|pi -|phase (1)-phase (n )||，其中|x|=x之絕對值，但其他該函數可被使用。
平均濾波器124可平均N相位差函數值122大小來產生具有複數組成，avg_phase_dif(k)，k=1...N之平均相位差函數向量126。平均濾波器124本質上係為固定低通濾波器，如移動平均濾波器或簡單無線脈衝(IIR)濾波器組。
正規化單元128可正規化平均相位差函數向量126組成來產生具有複數組成之正規化相位差函數向量130。測量係被正規化為小延遲下之測量函數值。平均相位差函數向量126中之第一組成係被用來分割平均相位差函數向量126中之所有組成來完成該正規化處理。平均相位差函數向量126中之第一組成係對應被分接延遲線116中之最小延遲，其係較佳被選擇使相位110及N延遲樣本118第一組成間之任何相位差僅因雜訊而不因頻道改變來補償因雜訊產生之隨機相位改變。
例如，該正規化係藉由第一組成除上平均相位差函數向量126各組成如下：norm_phase_dif(k)=avg_phase_dif(k)/avg_phase_dif(1)，k=1...N，其中avg_phase_dif係為平均相位差函數值之向量。
正規化相位差函數向量130各組成接著藉由延遲計算器132與門檻相較於門檻處產生一延遲。正規化相位差函數向量130係為對應亦遞減之曲線樣本(至少接近原點)以1.0開始之遞減數字向量(至少前兩個)。
延遲計算器132之目的係估測曲線跨越等於門檻之值之距離(時間/延遲表示)。若該門檻值大於正規化相位差函數向量130中之最小值，則該估測係使用線性內插來執行。若門檻小於正規化相位差函數向量130中之最小值，則該估測係使用線性外插來執行。輸出134係為曲線跨越門檻之位置(延遲)。該門檻值係以類似第4圖所示之曲線為基礎根據經驗來決定。
門檻延遲134係依據預定映射函數藉由速度映射單元136被映射至速度估測138。步長估測器100中之信號雜訊比平均器145可以共同引導頻道信號雜訊比輸入147為基礎來產生共同引導頻道信號雜訊比估測146，並將該共同引導頻道信號雜訊比估測146傳送至步長映射單元140。速度估測138及共同引導頻道信號雜訊比估測146接著被步長映射單元140映射至步長μ參數142及濾波器分接點漏洩因子α參數144給等化器分接點更新單元10。
來自速度及信號雜訊比之映射係根據經驗來決定。此係藉由各種速度及信號雜訊比之步長μ(“mu”)參數142及濾波器分接點漏洩因子α參數144各種值來模擬接收器效能。各速度及信號雜訊比下，μ及α值係藉由選擇最佳化效能知這些值(如最低塊錯誤率(BER)或最高產出)來決定。一旦{速度，信號雜訊比}及{μ，α}間之關係被決定用於模擬點，更通用函數可藉由傳統兩因次(2-D)曲線配適技術來找出。參考查找表(LUT)或兩者，一旦方程式被建立，則映射程序可直接藉由執行該方程式(或其近似)來實施。
濾波器分接點漏洩因子α係被定義如下：
其中α標示無分接點漏洩。當不預期計算濾波器分接點漏洩因子α時(也就是其為“選擇性”)，α剛好被設定為1。以速度估測138及共同引導頻道信號雜訊比估測146為基礎，μ參數142及α參數144係被選擇。
同屬最小均方演算法中之濾波係數適應可被寫入：
其中向量表示等化器分接點更新單元10所使用之濾波係數目前值，表示等化器分接點更新單元10所使用之濾波係數新值，而向量表示被產生當作等化器分接點更新單元10之最小均方演算法部分之誤差信號。等化器分接點更新單元10可產生具有L組成之向量信號之濾波器分接點係數102，其中L等於分接點數。
第2圖係為包含依據本發明另一實施例之步長估測器200例方塊圖。步長估計係使用共同引導頻道信號雜訊比估測及表觀頻道速度估測來執行，其係以目前頻道狀況為基礎被映射至步長μ及濾波器分接點漏洩因子α。共同引導頻道信號雜訊比估測及表觀頻道速度估測可經由單路徑或路徑組合(也就是第一有效分接點，最有效路徑或類似者)來獲得。
參考第2圖，步長估測器200包含一共同引導頻道信號雜訊比估測器202，一表觀頻道速度估測器204，一步長映射單元140，一延遲緩衝器214，一加法器215，一內插器216及一編碼追蹤迴路(CTL)222。
共同引導頻道信號雜訊比估測器202可以被與目前被追蹤之路徑校準之準時樣本序列218為基礎來產生共同引導頻道信號雜訊比估測203。步長估測器200可接收通常被以兩倍(2×)主採樣速率(也就是晶片速率)採樣之樣本210。步長估測器200可從該被接收樣本210擷取準時樣本序列218及早先與後來樣本序列217。各被擷取流係具有晶片速率樣本。
被估計共同引導頻道信號雜訊比估測203係被映射單元140依據預定映射函數映射至步長μ參數142。表觀頻道速度估測器204可以準時樣本序列218為基礎來產生速度估測205。速度估測205亦被映射單元140用於映射至濾波器分接點漏洩因子α參數144。表觀頻道速度估測器204之一配置例係結合第3圖被說明如下。
被接收樣本210係藉由脈衝成型(接收器根升餘弦(RRC))濾波器以兩倍晶片速率輸出來產生。被接收樣本210對於提供因表觀頻道速度所產生之振幅及相位變異資訊至步長估測器200很重要。步長估測器200亦可接收第一有效分接點位置資訊212，其可藉由已具有頻道脈衝響應之數據機來供應。步長估測器200鎖定路徑位置來估測對應表觀頻道速度。
延遲緩衝器214，加法器215，內插器216及編碼追蹤迴路222係形成步長估測器200中之延遲鎖定迴路(DLL)，藉此編碼追蹤迴路222可內部創造被接收樣本210之早先與後來樣本序列217間之誤差信號。編碼追蹤迴路222中之誤差信號可經由內插器216驅動分數延遲使其被迫使達到平均零。該分數延遲包含採樣速率倍數中之延遲(也就是有關採樣速率之整數延遲)。例如，若編碼追蹤迴路222創造兩樣本之累積延遲，則輸入資料流係被2樣本延遲。該分數延遲可提供誤差量至內插器216使準時樣本序列218可被以零時點偏置對參考信號(如全球行動電信系統(UTMS)中之共同引導頻道)設定。該分數延遲可採用+/-採樣速率，如-0.1，0.2，0.4Tc間之任何值，其中Tc為晶片速率。
早先與後來樣本序列217係於編碼追蹤迴路222處被與亂碼序列產生相關。編碼追蹤迴路222可以該相關結果來產生內插器指標信號220及緩衝器位址信號224(也就是整數倍數樣本延遲)。指標信號226係藉由加法器215將給定第一有效分接點位置信號212及緩衝器位址信號224加總來產生。延遲緩衝器214係以指標信號226為基礎針對被追蹤路徑(如第一有效分接點)校準被接收樣本210於特定解之內(如晶片解)。延遲緩衝器214必須大得足以追蹤移動路徑。
內插器216可從延遲緩衝器214接收被延遲樣本219並以+/-0.125Tc或更少增量於+/-0.5Tc內轉移被延遲樣本219。若被延遲樣本219之被累積轉移超過0.5Tc(如0.625Tc)，則內插器216將經由內插器指標信號220執行分數轉移0.125Tc，而緩衝器位址信號224被增加1(也就是0.5Tc)。
內插器216及編碼追蹤迴路222係被用來追蹤第一有效分接點，最有效路徑或任何其他路徑。準時樣本序列218係藉由追蹤該被追蹤路徑之移動來產生。第一有效分接點位置資訊212係藉由經由延遲緩衝器214延遲被接收樣本210(也就是整數調整)，及/或經由內插器216推進被接收樣本210(也就是分數調整)經由編碼追蹤迴路222來追蹤。內插器216可從編碼追蹤迴路222接收內插器指標信號220，並產生準時樣本序列218及早先與後來樣本序列217。編碼追蹤迴路222創造被映射入指向預定內插器權重(係數)之指標之分數誤差，其針對分數樣本延遲控制分數延遲及/或從編碼追蹤迴路222領先被接收樣本210。
延遲緩衝器214大小係為時點飄移及第一有效分接點更新速率之函數。時點飄移係為基地台及無線傳送/接收單元間之頻率偏移所產生之移動。表觀頻道速度亦產生頻率偏移。因此，路徑似乎正移動。例如，數據機具有基地台之同步化資訊及頻道脈衝響應知識(路徑位置)，並以該路徑位置設定編碼追蹤迴路222(也就是針對給定第一有效分接點位置信號212開始採樣)。若該給定路徑移動，編碼追蹤迴路222遵循它直到超過多樣本延遲或領先之緩衝限制為止。然而，若第一有效分接點位置資訊於編碼追蹤迴路222碰撞緩衝器邊界之前被適時更新，則編碼追蹤迴路222可毫無困難地遵循路徑。
第3圖係為被用於第2圖之步長估測器200之表觀頻道速度估測器204例方塊圖。表觀頻道速度估測器204包含一控制迴路301，一亂碼產生器304，複數共軛單元308，326，乘法器312，331，333，一解展頻器316，一可變延遲單元322，一固定延遲單元330及一速度映射單元374。
依據本實施例，目前符號及延遲符號之間達成第2圖步長估測器200之延遲緩衝器214中之目標相位所需之延遲量係經由控制迴路301來估測。控制迴路301可產生延遲值320當作速度函數。延遲值320接著藉由速度映射單元374被映射為一速度。
來自第2圖之步長估測器200之準時樣本序列218係被饋送至乘法器312之第一輸入。亂碼產生器304可產生被饋送至複數共軛單元308之亂碼306。複數共軛單元308接著產生被饋送至乘法器312之第二輸入之亂碼共軛310。準時樣本序列218被乘上亂碼共軛310以產生解波樣本序列314。解波樣本序列314係被解展頻器316解展頻，而符號序列318此後被產生。
符號序列318係被輸入可變延遲單元322，複數共軛單元326及固定延遲單元330。複數共軛單元326可產生目前符號之複數共軛328。可變延遲單元322可依據延遲值320來延遲符號序列318並產生第一延遲符號序列324。固定延遲單元330可延遲符號序列達一符號持續期間並產生第二延遲符號序列332。
目前符號之複數共軛328係被乘法器331乘上第一延遲符號序列324以產生第一延遲共軛信號334。目前符號之複數共軛328亦被乘法器333乘上第二延遲符號序列332以產生第二延遲共軛信號336。
控制迴路301包含可選映射單元338，340，控制迴路344，348，368，加法器355，364，一除法器356及一限幅器372。控制迴路301可以該第一及第二延遲共軛信號334，336為基礎輸出延遲值320，其實部分係被可選映射單元338，340選擇性映射至被映射值342，346(+1或-1)。被延遲共軛信號334係為可變延遲值324為基礎之自我相關輸出。被延遲共軛信號336係為有關一符號延遲332之自我相關值。信號334及336係被可選映射單元338，340選擇性映射，且接著於正規化發生之前被迴路濾波器344，348平順化。
正規化處理係為任何例中確保不同信號雜訊比中之速度重複能力所需。若正規化不被執行，則第3圖中之被濾波共軛信號350可能不提供0及1之間值。若映射單元338，340不被使用，則延遲共軛信號334，336係被迴路濾波器344，348直接濾波。
最終正規化值範圍係從0至1。可被施加至第3圖之可變延遲單元322之最小延遲係永遠大於一符號延遲，其為固定延遲單元330之精確延遲。因此，正規化產生0及1之間範圍之值。參考位準值可以商數結果信號360值為基礎來決定。如第4及5圖中說明者，基本處理將創造第3圖中之商數結果信號360反應。被迴路濾波器344產生之被濾波共軛信號350係被饋送至除法器356之第一輸入。被迴路濾波器348產生之被濾波共軛信號352係經由可加總小固定值354以避免被零除而產生總和結果信號358之加法器355被饋送至除法器356之第二輸入。除法器356可以總和結果信號358除被濾波共軛信號350來產生商數結果信號360。此為被用來避免因信號雜訊比設定而產生變異之正規化處理。
因為相關係藉由使用已知序列(也就是共同引導頻道信號)來執行，被相關信號之信號雜訊比位準將直接影響被計算相關。參考/相關值信號362係被加法器364從商數結果信號360扣除。
當映射單元338，340創造如第4圖說明之0或1及第5圖中之部分時，正規化會迫使商數結果信號360介於0及1之範圍之間。若0及1映射考慮最小硬體被實施，則因為曲線創造永遠小於0.7之值，依據第4圖，0.7參考位準將為最佳值。當映射產生+1及-1時，則較小之參考值可取代0.7被使用。然而，例如使用0.4映射+1及-1係需第3圖之更多硬體322，而速度映射單元374必須被更新各不同參考位準。因此，值0.7係為映射產生經由迴路濾波器368及限幅器372被饋送產生延遲值320之差分結果信號366之較佳值。
迴路濾波器368係被用來降低控制迴路301中之雜訊影響。限幅器372之限幅很合理，因為不需估測250kmh以上及3kmh以下之速度。同時，限幅可降低速度映射單元374之硬體大小。參考/相關值362係為控制迴路301嘗試收斂至之目標值。
第4圖顯示針對第3圖之表觀頻道速度估測器204之符號延遲對不同速度相關之圖形關係例。第4圖中之相關值係對應第3圖無雜訊模擬之商數結果信號360。如第4圖所示，自我相關曲線以較小延遲較高速度跨越參考位準0.7，以較大延遲較漫速度通過參考位準。當適當延遲被創造於延遲320處時，目的係獲得第3圖中之差分結果信號366之零平均值。為了確保零平均值並使控制迴路301收斂，參考415(也就是0.7相關)必須被擷取。
因此，速度係與延遲量成反比來設定正規化自我相關為參考位準415。達成0.7正規化自我相關值所需之符號延遲係首先被反向，接著被乘上一因子來產生速度估測205。
第3圖之表觀頻道速度估測器204之控制迴路301一定不可調整為局部最大。例如第4圖所示250kmh曲線，具有最小符號延遲之最大值405係為1.0。同時，相同曲線週期性具有局部最大及最小值(如值0.6係為35符號延遲值下之局部最大410)。如第4圖所示，由於非常高雜訊及/或干擾位準，若第3圖所示第一估測延遲320具有接近250kmh之值35之符號延遲，則迴路調整為35之符號延遲值並估測較250kmh為慢之60kmh速度。參考/相關值362係被選擇使第4圖之速度相關自我相關值不通過多延遲點中之0.7參考位準。延遲值320係依據預定映射函數藉由速度映射單元374映射至速度估測205。
本發明係建立在Doppler頻譜之自我相關函數係為第0順序Bessel函數之基礎上。Bessel行為允許相關之值被設定估測延遲量來達成目前符號及延遲符號間之預期相關。如第4圖所示，當延遲值增加且無線傳送/接收單元速度增加時，符號間之相關通常會降低。藉由迫使延遲鎖分隔之符號間之相關收斂至目標值，延遲量可藉由預定映射函數被映射至一速度。該目標值係被設定為較圖上局部峰值為高之0.7。如第4圖所示，自控制迴路301到達收斂之後，映射函數可被定義，收斂處之延遲值可被映射至對應速度。
第3圖之可選映射單元338，340可使用0及1或+1/-1映射。第4圖描繪0及1映射。
第5圖顯示針對第3圖之表觀頻道速度估測器204之符號延遲對不同信號雜訊比相關之圖形關係例。第5圖中之相關值係對應商數結果信號360，參考/相關值362及進行中處理之自我相關值局部峰值之間差異。例如，0或1映射之delta於35符號延遲處具有0.7-0.6=0.1；而針對+1/-1映射，delta變為0.7-0.2=0.5，其具有抗雜訊變動之較大免疫力。
雖然本發明已以較佳實施例做說明，但熟練技術人士將明瞭以下申請專利範圍所描述之本發明範疇內之其他變異。
18．．．誤差信號
106．．．被擷取分接點係數
110．．．相位
118．．．延遲樣本
122．．．相位差函數值
126．．．平均相位差函數向量
215、355、364．．．加法器
130．．．正規化相位差函數向量
219．．．延遲樣本
306．．．亂碼
310．．．亂碼共軛
312、331、333．．．乘法器
314．．．解波樣本序列
318．．．符號序列
324、332．．．第一延遲符號序列
328．．．複數共軛
334、336．．．延遲共軛信號
342、346．．．映射值
354．．．可加總小固定值
358．．．總和結果信號
360．．．商數結果信號
362．．．參考/相關值
366．．．差分結果信號
CH．．．共同引導頻道
L．．．分接點數
SNR．．．信號雜訊比
μ．．．步長參數
α．．．濾波分接點漏洩因子參數
第1A圖係為包含依據本發明一實施例配置之表觀頻道速度估測器之步長估測器例方塊圖；
第1B圖係為與表觀頻道速度估測器執行表觀頻道速度估測於一頻道上之另一收發器通信之收發器系統圖，其包含第1A圖之步長估測器。
第2圖係為包含依據本發明另一實施例之步長估測器例方塊圖；
第3圖係為被用於第2圖之步長估測器之表觀頻道速度估測器例方塊圖；
第4圖顯示針對第3圖之表觀頻道速度估測器之符號延遲對不同速度相關之圖形關係例。
第5圖顯示針對第3圖之表觀頻道速度估測器之符號延遲對不同信號雜訊比相關之圖形關係例。
106．．．被擷取分接點係數
110．．．相位
118．．．延遲樣本
122．．．相位差函數值
126．．．平均相位差函數向量
130．．．正規化相位差函數向量
CPICH．．．共同引導頻道
L．．．分接點數
SNR．．．信號雜訊比
μ．．．步長參數
α．．．濾波分接點漏洩因子參數

Claims (11)

  1. 一種用於控制一適應性等化器之步長的步長估測器，包括：一延遲鎖定迴路(DLL)，用於以一接收的樣本及至少一路徑的位置資訊為基礎而產生一樣本序列；一共同引導頻道(CPICH)信號雜訊比(SNR)估測器，用於以該樣本序列為基礎而產生一CPICH SNR估測；及一步長映射單元，用於將該CPICH SNR估測映射至至少一參數，該至少一參數是用來更新被該適應性等化器使用的至少一濾波器分接點係數。
  2. 如申請專利範圍第1項的步長估測器，更包括：一頻道速度估測器，用於以該樣本序列為基礎而估測一頻道的一表觀速度，其中該步長映射單元使用該頻道的該表觀速度與該CPICH SNR估測以產生該至少一參數。
  3. 如申請專利範圍第1項的步長估測器，其中該至少一參數包括一步長參數。
  4. 如申請專利範圍第1項的步長估測器，其中該至少一參數包括一濾波器分接點漏洩因子參數。
  5. 如申請專利範圍第1項的步長估測器，其中該DLL包括：一延遲緩衝器，用於以該接收的樣本為基礎而產生延遲樣本；一內插器，用於轉移該延遲樣本、產生早先及後來時間序列、以及產生一準時樣本序列；一編碼追蹤迴路，用於產生一內插指標信號及一緩衝器位址信號；以及一加法器，用於藉由加總一給定第一有效路徑(FSP)位置信號及該緩衝器位址信號而產生一指標信號，其中該延遲緩衝器是以 該指標信號為基礎而校準接收的樣本以用於在一特定解內的追蹤FSP。
  6. 一種用於控制一適應性等化器之步長的方法，包括：以一接收的樣本及至少一路徑的位置資訊為基礎而產生一樣本序列；以該樣本序列為基礎而產生一共同引導頻道(CPICH)信號雜訊比(SNR)估測；及映射該CPICH SNR估測至至少一參數，該至少一參數是用來更新被該適應性等化器使用的至少一濾波器分接點係數。
  7. 如申請專利範圍第6項的方法，更包括：以該樣本序列為基礎而估測一頻道的一表觀速度；以及使用該頻道的該表觀速度與該CPICH SNR估測以產生該至少一參數。
  8. 如申請專利範圍第6項的方法，其中該至少一參數包括一步長參數。
  9. 如申請專利範圍第6項的方法，其中該至少一參數更包括一濾波器分接點漏洩因子參數。
  10. 如申請專利範圍第6項的方法，其中產生該樣本序列包括：以該接收的樣本為基礎而產生一延遲樣本；轉移該延遲樣本、產生早先及後來時間序列、以及產生一準時樣本序列；產生一內插指標信號及一緩衝器位址信號；以及藉由加總一給定第一有效路徑(FSP)位置信號及該緩衝器位址信號而產生一指標信號，其中以該指標信號為基礎而校準該接收的樣本以用於在一特定解內的追蹤FSP。
  11. 一種用於控制一適應性等化器之步長的積體電路，包括：一延遲鎖定迴路(DLL)，用於以一接收的樣本及至少一路徑的位置資訊為基礎而產生一樣本序列；一共同引導頻道(CPICH)信號雜訊比(SNR)估測器，用於以該樣本序列為基礎而產生一CPICH SNR估測；及一步長映射單元，用於將該CPICH SNR估測映射至至少一參數，該至少一參數是用來更新被該適應性等化器使用的至少一濾波器分接點係數。
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