TWI376895B - Method for equalizing a digital signal and equalizer - Google Patents

Description

1376895 ^ / 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於用於等化數位訊號之方法及等化器。 【先前技術】 一個ΜIM0 (多重輸入多重輸出）系統係一在發射端與 接收端具多重天線之通訊系統。若ητ表示發射天線之數 量而nR表示接收天線之數量，則一 ΜΙΜΟ系統可達成的通 道容量幾乎是對應單天線系統容量的N=min(nT, fir)倍。 為達成一 ΜIM0系統之此容量，一空間多工法被提出， 根據此法’每一獨立之資料流係由每_發射天線發射。由 於資料流之間之交互干擾，每一接收天線接收到被發射的 資料流之組合〇對接收器而言，將被發射的資料流分離， 尤其是當信號維度N極大時，便係一具挑戰之工作。 一單天線通訊系統通常遭遇字符間干擾（！ SI )與多重

存取干擾（MAI )。例如，在以單載波循環字首（S(Xp ) 為基礎之系統或WHT-〇FDM(Walsh Hadamard轉換正交分 頻多工）系統中’發射出之字符會彼此傾，產生嚴重之 ISI MAI與ISI皆存在於分碼多重存取⑷系統中。 在有線傳輸系統，例如數位用戶迴路（dsl)中，多條 線路被綁在-起，因此除了在每n線上的長延遲造成 嚴重的ISI之外，不同線路間 ^ ^ a 串音係另一影響傳輸品質 之主要彳貝傷。 對一 ΜΙΜΟ系統， = Hs + η 可用以下輸入-輸出模式描述： (1) 1，37 卿 5· 其中1表示發射之信號向量，2L表示接收之信號向量， 〇_表示接收之雜訊向量’而表示通道矩陣且代表從發射 端到接收端之通道響應。為清楚起見，假設芝、2L、與L皆 為N X 1 ’而I則為一 Nxn之矩陣。 上述之ΜΙΜΟ模式代表—大範圍之通訊系統。事實上， 該輸入-輸出關係可於時域、頻域、空域、或它們之任何 組合中被推導出。對於工作於平坦衰減環境中之一 μιμ〇 天線系統而言，該通道矩陣代表從每一發射天線到每一 籲接收天線之通道響應。對—sccp系統而S，該通道矩陣达 係一圓形矩陣’該矩陣之元素來自從發射天線到接收天線 之時域通道響應。 在上述之模式中，發射之信號向量t可僅由使用者之 3 資 Λ 子符（information_bearing 所構成， 它們通常具相同之調變。對於多使用者的情形而言，發射 之字符可採用不同之調變法。 必須考慮三種干擾：來自一個使 對一般之ΜΙΜΟ系統，

用者之多流干擾（MSI)與字符間干擾（ISI)，以及來 其他使用者之多重存取干擾（MAI)。 器 線性等化器與非線性等化器被提出以回復發射信號 線I1生偵測益’諸如ZF ( zer〇 f〇rcing，零值逼近）债測 與MMSE(最小均方誤差）偵冑器，以及一些非線性债測器 例如通用決策回授等化器（GDFE)，皆係實行容易，然而 僅^達成仙特性遠低於最大可能（ML) <特性極限。當 仏號維度非常小時，一非線性徹底搜尋可用來達成虬谓 6 1376895

V 測’其中要搜尋的可能數量係MN，其中Μ係經調變字符之 群集大小。然而，對於大的信號維度，ML偵測器指數成長 之複雜度使之難以實行。 近來，很多努力放在設計低複雜度之非線性接收器， 以使ΜIM0系統達成接近ML特性。當信號維度小與適中時， 接近ML之偵測可藉最近晶格點搜尋（CPS)技術，例如球 面解碼，它比暴力型ML偵測器具較低之複雜度。CPS技術 的時間與空間複雜度隨信號維度增加急遽成長。因此，當 魯k號維度變大時’例如超過1 〇〇，採用CPS便不實際。 在假設無限的信號維度之下，區塊迭代型決策回授等 化器（BI-DFE)法在[1]中被提出以消除CDMA系統中之 ISI/MAI ’亦在[2]中被提出以於單使用者系統中實施isi 通道等化。此方法迭代式地預估整體發射之字符，且利用 此等導向決策之字符’藉抵消干擾以獲得新的一組預估字 符。作為一迭代技術，對於SNR (信噪比）高的區域及當 獨立延遲路徑之數目夠大時，Bi-DFE可在三至五個迭代内 籲達成匹配漉波器極限（MFB )。 之後，BI - D F E在[3 ]中被延伸到頻域之等化，以用於 SCCP系統，且在[4]中被延伸到分層空時處理（ spaCe-time processing)，以用於多重天線之sccp系統， 兩者皆具有限之信號維度。對於SCCP系統而言，通道為 一圓形矩陣；對於多重天線之sccp系統而言來自其他 使用者之干擾被抵消，因而新產生之信號事實上係一單使 用者SCCP系統，BI-DFE再應用於其上。因此’兩種延伸

7 师95 皆利用通道之已知結構—圓形矩陣，此並不存在於一般 ΜΙΜΟ通道。 本發明之一目的係在於提供相較於習知技藝方法之一 改良方法’以等化一數位信號。 έ玄目的係藉用於等化數位訊號之方法及等化器達成， 該方法及該等化器具根據申請專利範圍獨立項之特徵。 【發明内容】 本發明係提供一種對於經由至少一通訊通道所接收之 籲一數位信號等化之方法，其中該接收數位信號之信號值被 分組為至少一接收信號值區塊，且為一迭代等化器所處 理。在兩次或更多次迭代内，對應於目前迭代區塊之等化 信號值區塊被產生’且在兩次或更多次迭代内，對應於一 先前迭代之等化信號值區塊被一回授單元所處理，該單元 實施乘上一第一矩陣之運算。此外，在兩次或更多次送代 内’該至少一接收信號值區塊被一前授單元處理，該單元 貫細*采上一第一矩陣之運具。在兩次或更多次迭代内，該 •第一矩陣被更新’且在兩次或更多次迭代内，該第二矩陣 被更新。此外，在兩次或更多次迭代内，對應於目前迭代 之該等化信號值區塊根據該前授單元輸出與該回授單元輸 出之組合被決定。 此外’提供根據前述用於等化一數位信號之方法的等 化器。 【實施方式】 為說明起見，提供一區塊迭代型通用決策回授等化器 8 ⑧ 1376895* 1 , 其中回授矩陣與前授矩陣皆在 4A 〇〇 社运代過程中更新。由於該回 授单元與該前授單元可以單分- 平刀接頭滤波單τ〇( one-tap “ter unit)實現’故等化器可以低複雜度實現。在一 實施例中’等化器係數係預先計算好，使得複雜度更為減 低在-實施例中，等化器係基於mim〇通道矩陣之奇異 值分解（將通道發射特性模型化）。此實施例亦可以低複 雜度實現，因為僅牽涉一次奇異值分解。 藉由本發明，便可能在無線應用利用大型天線系統， 或在有線傳輸令利用大量線路，例如dsl之應用，達成十 C位元等，·及之傳輸。舉例來說，本發明可應用至遵循I Egg 802· 1 ln之通訊系統，亦即無線區域網路，也可應用至例 如行動電話通訊系統之廣域通訊系統。舉例來說，本發明 可應用至遵循WIMAX (全球微波存取互通介面）之通訊系 統或B3G (超越第三代行動通訊）標準。 對於ΜIM0系統，接近ML之偵測可以大型信號維度達 成。 本發明之實施例顯露自附屬項。於用於等化一數位信 號之方法的環境中所救述之實施例係可有效地類推至等化 器。 該第一矩陣可基於至少一先前迭代之結果更新。類似 地，該第二矩陣可基於至少一先前迭代之結果更新。 舉例來說’對應於迭代區塊之等化信號值區塊在每一 迭代中產生。 在兩次或更多次迭代内’該第一矩陣與該第二矩陣被 9 ⑧ « 4 更新。 該第一矩陣可在每一迭代φ由& 疋代甲更新。類似地，該第二矩 陣可在每一迭代中更新。 在一實施例中，該第一矩陣與該第二矩陣係基於對應 於先則迭代區塊之等化信號值區塊與接收信號值區塊間 之相關而被更新。更新亦可基於—預測之相關值而實施。 對應於一先前迭代區塊之等化信號值區塊與接收信號 值區塊間之相關可基於先前迭代之等化s丨NR而決定。 • 纟一實施例中’對應於一先前迭代區塊之等化信號值 區塊與接收信號值區塊間之相關係基於先已決定之相關值 而決定。 該先已決定之相關值可藉模擬產生。 舉例來說，該第二矩陣係基於信號對干擾與雜訊比 (SINR )之極大化而更新的。舉例來說，該第一矩陣係基 於對干擾極小化而更新的。 在一實施例中，接收數位信號係一藉由一 ΜΙΜΟ系統所 接收之數位信號’此ΜΙΜΟ系統包含複數個接收天線，且 每一接收天線正對應至接收信號值區塊之一成分。 在一實施例中，在兩次或更多次迭代内，接收信號值 區塊被一第一波束成形（beam for mi ng )單元所處理，此 波束成形單元實施乘上一第三矩陣之運算，其中對應於一 先前迭代區塊之等化信號值區塊被一第二波束成形單元處 理’此波束成形單元實施乘上一第四矩陣之運算。 舉例來說’該第三矩陣與第四矩陣對應至指定通訊通 J376895 V 道傳輸特性之通道矩陣之一奇異值分解。 該通道矩陣之奇異值分解可基於根據用於該通訊通道 之次載波的通道矩陣分解而實施。 在一實施例t ’該第一矩陣與第二矩陣係根據至指定 通訊通道傳輸特性之通道矩陣而產生。 舉例來說’該通訊通道係根據MC_DS_CDMA、mc_cdma、 CP-CDMA 或 CP-DS-CDMA 設置。 以下，參考圖式解釋本發明說明用之實施例。 鲁第1圖顯示根據本發明一實施例之通訊系統丨〇 〇。 該通訊系統100包括一發射器1〇1與一接收器1〇2。 該發射器101係根據一多重輸入多重輸出單載波循環字首 (MIMO-SCCP)架構，這表示係一具MIM〇天線之sccp系 統。為簡化起見，該通訊系統1〇〇係一 2χ2之MIM〇系統， 包括兩個發射天線1 03，其中每一發射天線j 〇3係用以發 射一資料流104。為調變字符形式之兩個資料流1〇4係個 別傳至一序列轉並列（S/P)轉換器105。該S/P轉換器105 _從個別資料流104產生資料區塊。將由第j圖中之上s/p 轉換器105所產生之一資料區塊標示為幻（n)，且將由第 1圖中之下S/P轉換器105所產生之一資料區塊標示為红 (假設§_1(1〇與泛2(1〇係對應至同時應發射之資料）。幻（心 與呈2(n)係大小之向量，且在以下亦被稱為發射信號 向量。 對於每一幻（η)與公（n)之資料區塊，係由一個別之循 環字首加入單it 106加入一長度為L之循環字首。最後， 1376895 - · , Λ -ν 資料區塊個別傳至一個別之序列轉並列（S/P )轉換器（未 示於第1圖中）’從每一區塊產生一序列字符流^每一序 列字符流接著被送至個別之發射天線1 03。 該序列字符流由該接收器1〇2藉個別之接收天線1〇7 接收。每一接收之序列字符流先被傳至一個別之S/p轉換 器（未示於第1圖中），從每一接收之序列字符流產生一 字符區塊。該循環字首由一個別之循環字首移除單元1〇8 自每一字符區塊移除，且由一個別之FFT單元109施行一 籲快速傅利葉轉換（FFT )至每一字符區塊，以根據每一發 射仏號向ΐ產生一接收信號向量。將對應於該發射信號向 里泛1 ( η )之接收信號向量標示為圣丨（η )，且將對應於該發 射信號向量幻（η)之接收信號向量標示為红（η)。 接收仏號向量及1 (η)與2L2(n)皆個別傳至一等化器 11 0。從2L1 (η) ’該等化器i丨〇產生一偵測（等化）信號向 量tL(n)，且從红（n) ’該等化器11〇產生一偵測（等化·）信 號向量^2(n)。 φ 以下，根據本發明之不同實施例，敘述該等化器110 之功能。 第2圖顯示根據本發明一實施例之等化器2〇〇。 邊等化器200係-迭代等化器。以下，1係作為迭代 索引》玄等化器20〇之輸入係一標示為i之接收信號向量， 參考第1圖說明》 〜

迭代時’該接收信號向量X被傳至一前授等 化器™ 2〇1，其係將[乘上矩陣心-此外，在第J

12

1376895 * · I 迭代時，從前一第1-1次迭代得到之硬決策（hard decision)，亦即根據第卜1次迭代偵測而得知信號向量 ⑹被傳至一回授等化器（FBE ) 2〇2 ,其係將§i_i(n)乘上 陣Dl。s亥前授等化器2〇1之輸出與回授等化器202之輸 =:~加法器（結合器）2〇3結合（相加）在一起，以產 〜向量。 向®毛1被傳至一切片器204，其係對第丄次迭代產生 石更决策a1(n>。 數學上’在第1次迭代時，該切片器2〇4之輸入係 21 = + D1s1_1 (2) 由於X =扭+辽，假設 2^1 = ^iaglW^H) (3) 為一包括！Γη矩陣其對角元素之對角矩陣。則 21 = «is + (wHh _ «ι)§ + + Wjn.⑷ 力口雜说之共變異數（covariance)矩陣為

13 兑1與Pi—i，皆係在通道響鹿， 亦即Η，首次被估測時便預 先計算好。 第3圖顯示根據本發明一眘 ^ ^貫把例之等化器300。 該等化器300作為上述來者楚 還搜各 义^考第2圖等化器200之替代 、擇，在本發明之一實施Μ巾 „„ 』甲係破選作為接收器102中之 寺化1§ 11 0。 該等化器300亦為一迭代蓉 代等化窃。如前述，1係作為 迭代索引。如參考第J圖 兄月等化器200之輸入係一 接收信號向量，表示為么。 等化器3 0 0係基於矩陵Η —之—奇異值分解，其係根據 (8)

H = UIVH 利用此，根據方程式⑺之£1可被寫為 (9) ill = UFj V Η 其中 (10) 係一對角矩陣。 類似地’根據(6)之&1可被寫為 15 1376895 $ = - wHh) = £1_1(511 _ wHh) + £i_i(gi _ li5)(⑴ 其中运1=告1^6(+)。將（8)與（9)代入（11)產生 h = - YE?这H) + ~ Ηι_1ν(α1ι - fJZ)vh + - ali} (12) =V§1VH + - a^)

Ρ1_1(αΐϊ - F^E) 皆係對角矩陣e = -互li)，且兩者 因此’該切片器之輸入以可被寫為 SL = VFfA + (VB!VH + tL)tL-l '驶+ iiY?)tL-i + tia-i (13) φ 根據此切片器輸入之表示式，接收信號向量2L被傳 至一第一（接收器）波束成形單元301，其係將1乘上矩 陣該波束成形單元301之輸出被傳送至一前授（單分 接頭）等化器302，其係實施乘上矩陣$。 在第1 1 -人迭代產生之決策導向信號向量估測亦即 第1-1次迭代之硬決策Sk則被傳送至一第二波束成形單 元3 0 3 ’在此被乘上波束成形矩陣兄Η。 第一波束成形單元303之輸出被一回授（單分接頭） 等化器304所處理，實施乘上矩陣對。前授等化器3〇2之 1376895 輸出與回授等化器304之輸出藉一第 一起（相加），其輸出由一 ……π 實施乘上矩陣]^ @ 此外，可-丄被傳至一額外 頸外（早刀接頭）等化器307，並 係實施乘上矩陣氐。第_ /、 平逬第二波束成形單元306與額外等t。。 307之輸出藉一第二加 Γ寻化裔 不邵凌态308結合（相加）。此第_ 法器308之輸出係一切片 第—加 月盗309之輸入引，其係利用此 入產生第1次迭代之硬決策，亦即產生4。

根據方程式（8)與（9)， vfJ^vH。 素皆相同大小’則一.δ二 在此情形下，02 = 〇。 對-般ΜΙΜΟ通道而言，由於[之元素大小並不相同， 所以，。在此情形下，^0〇所以，便需 要計算diag(^g)，這需要n2次之複雜乘法運算。 上述參考第2圖等化器200之另一替代選擇顯示於第 第4圖顯示根據本發明一實施例之等化器4〇〇。 等化器400在本發明之一實施例中可作為接收器1〇2 中之等化器11 〇。 々作為說明，該等化器400係前述等化器300之簡化。 此簡化係藉由選定呈工=0與这丄=合Trace^J^達成。 根據此簡化，接收信號向量^被傳至一第一波束成形 單元401，將L乘上波束成形矩陣让Η。該波束成形單元4〇 i 之輪出被傳送至一前授（單分接頭）等化器402，在此實

17 1376895 施乘上矩陣g。 在第1-1次迭代產生之決策導向信號向量估測亦即 第1-1次迭代之硬決策^^被傳送至一第二波束成形單元 403，在此乘上波數成形矩陣又Η。 該第二波束成形單元403之輸出由—回授（單分接頭） 等化器404所處理，實施乘上矩陣里。前授等化器4〇2之 輸出與回授等化器404之輸出藉一第一加法器4〇5结人在 -起"目加），其輸出由一第三波束成料處 施乘上矩陣I。 貝 此第三波束成形單406之輸出係一切片器4 以，其係利用此輸人產生第1次迭代之硬決策，亦即^ 电。 王 在第1次迭代之SINR (信號對干 化為 τ傻興雜讯比）亦可簡 SINR! τ处i (1 - (trace) 由於F1、B1㈣係對角矩陣，其矩陣跡 之計算係非常容易。 2L2(n)可 寫為 由於加入循環字首，接收之信號矩陣幻(n)與 χχ(η) = AnWs^n) + A21Ws2(n) + ^(η) ^ = A12W§i(n) + A22Ws2(n) + u2(n)

18 一i ( n ) !i ( n)與ULi (n)皆係維度n x i之行矩陣， L係—DPT (離散傅利葉轉換）矩陣，且仏係一包含從 矩：個發射天線到帛】個接收天線之頻域通道響應的對角 所以，輸入-輸出關係可寫為 (14) ϊίη) = Hs(n) + u(n) 其中 x(n) "Χχίη)' /2(η) §(η) ^ = ΛΙ,其中Ί §1(η)’ §2 (η) u(n) 'ϋΐ(η)' _Μ2(η) Λ11 Λ21 ·Λ12 λ22

W W ο

ο W 根據該輸入-輸出關係（14)，可以採用參考第2、3、4 _圖實施例之等化器。當採用根據第3與4圖之實施例時， 我們可以預期，由於！!_之矩陣維度係抓χ抓，其計算會極 其複雜。然而，如以下會看到的，當利用矩陣結構特性時， 該接收器102會非常有效。 3 =㉟與这係單式矩陣（uni tary matrix )，因此，可 藉由對區塊對角矩陣S實施奇異值分解或求反矩陣而達成 對ϋ一實施奇異值分解或求反矩陣。此外，由於2其區塊對 角之特性’對ίί—實施奇異值分解或求反矩陣可依每一載波 逐一實施，類似於MIM0-0FDM系統。

19 1376895- · . 令 Λ = ϋλνΗ 為Λ之一奇異值分解。類似地，令

All(k) Λ21ΟΟ 八12⑻八22⑽_ =¾¾忠 k = 0,1,…，N - 1 為對應於每一次載波之通道矩陣之一奇異值分解，記 作Ek。 很容易可證明單式矩陣3係由矩陣ilk所決定，單式矩 陣$係由矩陣ik所決定，而對角矩陣厶係由矩陣ik之奇異 值所決定，亦即由私；（k = 〇, 1，…，N-1)所決定。 為舉例說明，令該區塊對角矩陣為（在此例中，頻 域之區塊大小為N = 2，且空域之大小為2x2 ): 0.4117 + 0.4008i 0 0.0481 - 0.5663i 0 0 - 0.4081 - 0.1638i 0 - 0.5830 - 0.7364Ϊ

0.6456 - 0.1820i 0 0.3024 - 0.1448Ϊ 0 0 - 0.3130 + 1.01681 0 - 0.6199 + 0.2787i 當實施奇異值分解圧=让坌L時，可以得到： U = 〇.〇〇〇〇-〇.〇〇OOi -0.6569 - 0.3681i -0.5577 + 0.3491Ϊ -0.0000 + O.OOOOi 0.5683 - 0.248U 0 0 -0.7741 - 0.1278Ϊ i.OOOO - O.OOOOi -0.6579 + 0.0124Ϊ 0.3491 - 0.66731 -〇.〇〇〇〇-〇.〇〇00i 0.3894 + 0.6811i 0 0 0.1662 - 0.59741

20 1376895 ♦ · . S = 1.5673 0 0 0 0 0.9727 0 0 0 0 0.5190 0 0 0 0 0.4613 V = 0 -0.8687 0.4954 0 .6935 + 0.1218Ϊ 0 0 -0.6994 - 0.1228Ϊ 0·0000+ O.OOOOi -0.0245 - 0.49481 -0.0430 - 0.8676i 0.0000 - O.OOOOi .6031 - 0.3749Ϊ 0 0 0.5980Ϊ - 0.3717Ϊ

第一次載波之通道矩陣ILl係

Hi - 0.4117 + 0.4008i 0.0481 - 0.5663i 0.6456 - 0.1820Ϊ 0.3024 - 0.1448i 且一奇異值分解Hi = Ui Si又1產生 = -0.6579 - 0.36811 0.5577 - 0.3491Ϊ -0.6579 + 0.0124Ϊ - 0.3491 + 0.6673Ϊ

= 0.9727 0 0 0.5190 = -0.8687 - 0.4954 -0.0245 - 0.4948Ϊ 0.0430 + 0.8676i 第二次載波之通道矩陣IL2係

21 1376895 ^ 1 . • _ = V - 0.4081 - 0.1638i - 0.5830 - 0.7364i -0.3130 + 1.0168i - 0.6199 + 0.2787i 且一奇異值分解Ii2 =让2 12產生 = -0.6027 - 0.1460i 0.7845 - 0.0080i -0.2657 + 0.7382i - 0.0604 + 0.6171Ϊ ?2 = 1.5673 0

Y2 = 0.7041 0.7101 · 0.5291 - 0.4736Ϊ - 0.5247 + 0.4696Ϊ 從此例可看出，之第二與第三奇異值/向量決定於對 應於il之第一次載波，而其他的則係決定於對應於H2之 第二次載波。 就一般而言，對於MxM之ΜΙΜΟ與一 FFT大小為N之

MIM0-SCCP，1L之單式矩陣每一行向量僅包括Μ個非零之元 素，顯示在乘上ϋΗ之運算時，I and 可以截然不同之 方式實行。總之，對於具備Μ個發射器、Μ個接收器、且 SCCP區塊大小為Ν之MIMP-SCCP系統，一奇異值分解或一 反矩陣之矩陣維度並非ΝΜ X ΝΜ，而係Μ X Μ (需Ν個分 解）。所以，可顯著地減少複雜度。 參考第5圖，敘述一另一實施例。 第5圖顯示根據本發明一實施例之通訊系統500。 22 ⑧ 1376895 此通訊系統500係一具MIM〇之WHT_〇FDM(Walsh Hadamard轉換正交分頻多工）系統，亦稱作MI m〇wht〇fdm 系統》 s亥通訊系統500包括一發射器5〇1與一接收器5〇2。 為簡化，該通訊系統500係一 2x2之ΜΙΜΟ系統，包括兩 個發射天線503，其中每一發射天線5〇3係用以發射一資 料流504 »具調變字符形式之兩個資料流5〇4接個別傳至 一序列轉並列（S/P)轉換器505。該S/P轉換器505從個 _別資料流504產生資料區塊。將由第5圖中之上s/p轉換 态505所產生之一資料區塊標示為g1(n)，且將由第5圖 中之下S/P轉換器505所產生之一資料區塊標示為泛2(n) (假設[1 (η)與互2(η)係對應至同時應發射之資料）。芝丨（n) 與S2(η)係Nx ；l大小之向量，且在以下亦被稱為發射信號 向量。 每一 §·1(η)與公（n)之資料區塊傳至一個別之―丨讣 Hadamard轉換（WHT)單元5〇6，在此實施一

轉換。每一經WHT轉換之區塊資料被傳送至一個別之〗FFT 單元507，對該個別經WHT轉換之區塊實施一反快速傅利 葉轉換。 在WHT轉換與IFFT轉換之後，藉一個別之循環字首加 入單元508對母一區塊加入一長度為[之循環字首。最後， «亥區塊負料個別傳至一個別之並列轉序列轉換器（未示於 第5圖中），從每一區塊中產生一序列字符流。每一序列 字符流接著由—個別之發射天線503傳送。 23 1376895 該序列字符流由該接收器502藉個別之接收天線5〇9 接收。每一接收之序列字符流先被傳至一個別之s/p轉換 器（未示於第5圖中），從每一接收之序列字符流產生一 字符區塊。該循環字首由一個別之循環字首移除單元51〇 自每一字符區塊移除，且由一個別之FFT單元511施行一 快速傅利葉轉換（大小為N)至每一字符區塊，以根據每 一發射信號向量產生一接收信號向量。如前述，將對應於 該發射信號向量幻（η)之接收信號向量標示為幻（η),且 將對應於該發射信號向量红（n)之接收信號向量標示為 2L2(n)。 接收信號向量幻（n)與红（1〇皆個別傳至一等化器 512。從幻（1〇,該等化器512產生—偵測信號向 量細，且從红⑹，該等化器512產生1測（等化）信 號向量l2(n)。 由於加入循環字首，圣l(n)_2L2(n)與可寫為 釭㈨=厶说㈨+ Δ2ις§2(η) + ㈨ x2(n) = A^C^in) + A22Cs2{n) + ^{n) x 1之行向量， 天線到第j個 其中2U(n)、y(n)、與幻（n)皆係維度N 而〇_係WHT矩陣’化係—包含從第土個發射 接收天線的頻域通道響應之對角矩陣。 因此，輸入-輸出關係可寫作 24 (15) 9/⑽95 x(n) = Hs(n) + u(n) 其中 (15) 9/⑽95 x(n) _各2⑹卜n) and _§2(n) u(n) ϋΐ(η「 u2(n) S = Ac, where 4 ^ 'Διι 厶21 and c = 'c 0' -厶12 △22- 0 c_ 根據（15)之輸入''輪出關係，根據參考第2、3、4圖描 述的實施例中之等化器可作為該等化器5 i 2。 S =起與€係單式矩陣，因此，類似於上述之MIM0-SCCP 系、統’可藉由對區塊對角矩陣古實施奇異值分解或求反矩 陣而達成對I實施奇異值分解或求反矩陣。此外，由於_ 其區塊對角之特性’對1L實施奇異值分解或求反矩陣可依 每一載波逐一實施，類似於MIMO-OFDM系統。 總之’對於具Μ個發射器與Μ個接收器且0FDM大小為 N之MIMO-WHT-OFDM系統，一奇異值分解或一反矩陣之矩 陣維度並非NM X NM，而係Μ X Μ (需N個分解）。所以， 可顯著地減少複雜度》 由顯示於第2、3、4圖中之等化器所實施迭代法之收 敛對於相關係數ρκ之決定極其敏感’可視為所做決策之 可靠度。理論上，該相關係數pi-；l可用該次送代之等化 汁算。在[1 ]與[2 ]中，對於QPSK調變，相關係數可由以 下決定

25 1376895

Pi = 1 - 20(7^·) (16) 其中％係第1次迭代之等化Snr。 此種3十算係用於一實施例中，且係適用於信號維度到 限大時實際上，信號維度是小的因此採用此估測法 會產生遠差於ML (最大可能）極限。 在一實施例令，相關係數係根據基於模擬之方法產生 的。至於對於有限之信號維度，該相關在不同實施中亦有 變動。決定方法如下。對於一觸（平均白高斯雜訊）通 道，會a十算發射信號與硬決策字符間之平均相關。此過程 會重複，例如’ 1 0, 000次，從其中得到1〇，㈣個相關之 實施。實驗顯示，當此等實施之平均數極接近方程式（16) 時，該實施變勤得極其劇烈。 該相關係選自每一 SNR點兩個成分之平均··一個係理 -值之形式(16)，而第二個係對於該通點之實施的最小 值°此方法係被稱為動態相關計算法。 在一實施例令，該方法係被用來設定對每—送代該相 關之組固定值。此種方法係被稱為固定相關計算法。考 慮當迭代次數增加時，該相關係數選定為隨迭代次數增加 而增加之函數。典型的值落在〇.8到0.999的範圍間。曰舉 例來說’對於四次迭A，該相關係數&到~選定為 [Ρΐ’Ρ2’Ρ3，ρ4] = [0.95,0_95,0.99,〇·99]。藉採取此簡化，即使無 法侍到真實之枚斂解，仍可在一些SNR範圍内適用於一些

26 1376895 案例’此可由模擬看出。 以下，描述本發明如何應用至不同之⑶心（分碼多重 存取）系統。 首先顯不基於^ (循環字首）之CDMA系統其輸入— 輸出模式》考❹載波與單載波之雙重性，便從基於多载 波之CDMA系統開始’此種系統比單載波基於cp之系統更 為廣用。對於所有系統，考慮同步下連傳輸與單細胞環境。

傳輸係基於逐一區塊之方式’其中每區塊包括p樣品 之CP次區塊與N樣品之資料次區塊。藉加入一長於通道 記憶體之CP’通道矩陣變成—圓形矩陣可被表示為 其中[係N點之DFT矩陣，而Δ = _{λι, 係對角矩陣’其元素係每一次載波之頻域通道響應。將 日!域通道響應表示為h(0)，h⑴，...，h(L)，每個皆具一 子符延遲’ = h⑺ exp (-jki / N)則。 對於夕載波系統，該資料次區塊係在傳輸前以N點丨叩丁 矩陣！實施’而對於單載波系統’該資料次區塊係直接發 射出去。在接收端，單載波與多載波系統皆先以DFT矩陣 L先行轉換接收之資料次區塊，其輸出接著被用來藉線性 或非線性偵測器回復發射信號。 將G表示為處理增益，其對於所有使用者係相同的。 引進以下記號，其對於所有使用者係相同的：以n)作為第 π個區塊之長亂碼（scrambling code )， 5(n) = diag{d(n;0), , d(n; N _ υ L 係使用者 4 = fci(0), , ci(G _ υ ]T，對於 i = j，=工 i之短竭， ，而對於其他 27 1376895 φ · 的，則 gfgj = 〇。

MC-DS-CDMA MC-DS-CDMA (多載波直接序列CDMA )實施時域延展。 設想每一使用者具等同之處理增益G，且有τ個使用者共 用相同之細胞（T4)»該MC-DS-CDMA系統實施以下之區塊 延展。 (1)自每一使用者取N個字符，以使用者之延展碼將 之延展； (2 )所有使用者對應於相同索引之晶片信號被加總起 來，且以相同之次載波發射，但區塊則不相同。因此，需 要G個連續之區塊將整個晶片之序列送出。 在FFT運作後之第η個接收區塊可被寫作 Τ-1 y(n) = + u(n) 其中 0 < η —G ~ Τ > Η y(n)= :ty(n；0), ··· / y(n； Ν - 1) ]τ §i = tsi (0), · · .,Sj_(N - ι) ]τ ϋ(η)= ：[u(n；0), …，u(n; Ν - ι) ]τ (18) 其中泛i係使用者i大小為N x i之發射向量，而认⑷ 28 1376895 則係FFT運作後之AWGN。 根據以上’第η個區塊之第k個次載波可方便地表示 為y(n; 1〇 = \kd(n; 。洲巧欠卜收集第〇個區塊到第（g _ i ) 個區塊第k個次載波之接收信號，產生 T-1 £(k) = λ)ςβ〇ς) Σ Si^Ci + u(k) ( 1 9 ) i=0

y(k) = [y(〇； k) , ··· , y(G - l； k) ]T S(k) = diag{d(0； k) , ··· , d(G - l； k) } (20) 利用跑匕來逆延展（despread)則產生 (21) ?i(k) = c?DH(k)y(k) =Xj^SiOc) + u(k)

或 (22) ?i = A§i + Ui 、立其中 _Zi=_, ,__ι)]τ

MC-DS-CDMA 注思Ma係與y_(n)具相同特性之AW(JN。所以如果通道 應在整個G區塊皆係一定，則只要τ <( 29 P76895 不會遭遇任何MAI (多重存取干擾）與ISI (字符間干擾）。

MC-CDMA MC-DS-CDMA實施時間延展道理在於屬於相同字符之晶 片信號透過不同之時間區塊發射。MC-CDMA則藉透過相同 區塊内之不同次載波發射該晶片信號，而實施頻域延展。 將T表示為使用者總數；q表示為每一使用者發射於一個 區塊内之字符數量；而G則表示為所有使用者共同的處理 增益。注意N = QG係次載波之總數。 對於MC-CDMA系統，每一使用者之q個字符先利用其 自身之延展碼延展開來，接著所有使用者之晶片序列加總 起來； 而最後大小為 N之所 之所有晶片 (interleave)，且被傳至一 N點之 加入一個CP。在接收端，FFT後之第 信號被交錯 IFFT處理器，接著 π個接收區塊可表示

延展開

其中II 出之晶片序列從相 來；Η

30 1376895 C = diag{C/ ***#£} §(n)=爵⑻，.，互5(n) ]T (24) 其中

C = fe〇 / *** £t-1^ 亘 i(n)= 將接收信號向量i(n)分成Q個不重壘之短行向量’每 個有G個元素，對應到屬於相同字符之晶片信號。方程式 (23)則可以退耦（deC0Uple)成 心(n) = A.j^Di^cSjfa) + yj_(n) (26) 對於i = 1，. . . ，Q ’其中Ai與Di(n)係、與L(n)之第i 個次區塊。注意要對每一發射字符達成類似之頻率多樣 性’請交錯器可被設計成使〜從△拿取元素，使得Tr{|4i|2} 遭遇Mai，但沒有isi 成》

對母次區塊幾乎係常數。這可透過將屬於相同字符之晶 鍊又位至等間距之次載波。從（36) ’可得知[-CDMA 信號偵測亦可對每一個別區塊完

Cp〜CDMA 31 ⑧ 1376895 凛 · • · MC-DS-CDMA與MC-CDMA兩者皆係多載波系統，因其每 一資料區塊係透過IDFT預先轉換。其次，考慮那些系統 二元對應之單载波系統，其係直接發射資料區塊，而無任 何預先轉換。 CP-CDMA係二元對應MC-CDMA之一單載波系統。設想 在相同細胞内有T個使用者，且每一使用者具相同之處理 增益G，則對每一使用者而言，包含在每一區塊之字符數 為 Q = N/G 。 • 對於CP-CDMA系統，每一使用者之Q個字符先利用其 自身之延展碼延展開來，接著所有使用者之晶片序列加總 起來；而最後大小為N之所有晶片信號接著被傳至CP插 入器，在此加入一 CP。利用CP-CDMA與MC-CDMA間之二元 性，從（23)，在FFT後CP-CDMA之第η個接收區塊可寫作 y(n) = AWD(n)Cs(n) + u(n) (27) ® 其中χ(η)、Q、與§(n)係與MC-CDMA情形中相同之定義。從(27)， 可得知MC-CDMA每一區塊同時遭遇MAI與I SI，因此便需 強大的信號處理，以回復發射信號。

CP-DS-CDMA CP-DS-CMA係二元對應MC-DS-CDMA之一單載波系統。 使T代表使用者之總數；N代表每一區塊之次載波數目；

32 1376895 • · 且G為所有使用者共同之處理増益。cp_DS CDMA系統實施 以下之區塊延展：每一使用者之N個字符先利用其自身之 延展碼延展開來，接著所有使用者之晶片序列加總起來； 對應不同晶片索引之總和晶片信號以不同之時間區塊發 射，所以使用了 G個區塊將N個字符之整個晶片序列發送 出去。 FFT之後的第η個接收區塊可寫為 Τ-1 乞(η)=麵⑹ Σ ci⑹§i + y(n) (28) i=0 其中η = 0,

G 且

y(n) = [y(n；〇) , , y(n； N _ 1} ]T

§i = [si⑼，·..，Sj_(N - 1) ]T u(n) = [U(n；0) u(n； N _ d ]T (29) 若同一組長亂碼施加至G個區塊，亦即，y〇) = .. =D(( 藉著收集第0個區塊到第(G、υ個區塊第、個 次載波之接收信號，得到 ~ T-1 ?(k) = . jDg c + a(k) (30) i=0 —1-1- 且Rk，：）代表[之第k

其中 2⑻=[y(〇; k),…，y(G - 1; k) ]T

33 (31) 列。注意Kk，：）私係一純量 z±〇i) = cj£(k) =λ^νίΟί, ： )Dsi + u(k) -丄 _ 利用心實施逆延展，可得 所以 (32) Z± = AWPSj^ + yi

其中 & = [Zi (0)，...，Ζί(Ν-υ]Τ，且yi = [Ui(〇)，…，Ui(N 1)]τ。注意右β = I ’則（32)便係MC-DS-CDMA模式（22)之二元對應單 載波。從(32)，可知CP_DS_CDMA遭遇，但沒有is卜同時還 可知，在區塊逆延展之後，一個cp_DS_CDMA系統便等同 於一單載波CP (SCCP)系統。 現在’考慮-般MIM0通道模式。設想MIM0通道係藉 以下輸入-輸出關係描述： (33) X = Hs + η Θ ’、中s ' x、與η分別代表發射信號向量、接收信號向 里/、接收雜訊向量，Η係、通道矩陣，代表從發射天線到 接收天線之響應。在不喪失通用性之情形下，假設s、x、 ε[ηηΗ] 產生以下輪出： 1二白—係2 NXl之向量’且H係一 NxN矩陣。假設ε[翌Η] = ， ° — 1 ~ ε[^ιΗ] = 〇 ~ °使Ρ代表通道（33)之線性等化器’ 34 (34)1376895 ΡΗχ 則最小均方誤差（MMSE)等化器則係 5MMSE = + 硓ίΓΐ|| (35) 以下，將說明每一基於Cp的CDMA系統之線性接收器。 MC DS-CDMA用G個連續區塊對每一次載波實施區塊逆 延展 單分接頭等化器接著施加至該逆延展之輸出，以 掘取發射^號。第i個次載波之MMSE等化器係 (36) 對於MC-CDMA ’係對每一次區塊實施信號分離。由於 •第η個區塊之笙. 及 < 第1個次區塊之通道矩陣係 (37)

Si = ^ί〇ΐ(η)£ 因此對於滿載之系統，該MMSE等化器便係 ~i，MMSE " σ2^|Δι|2 + (38) 八係轉—單分接頭等化器實現，（σ|[σ^」2 + ’ 35 ⑧ 1376895 其後係一逆延展[^(η©Η。 對於CP-CDMA，第η個區塊之通道矩陣係 H = AWD(n)C (39) 因此對於滿載之系統，該MMSE等化器便係 5mmse = ^[〇i|Aj2 + a^ij-iyVDinjc (40) 其係藉一單分接頭等化器實現，（a|[d|Al2 + 4ΐ] ， 其後係一 IDFT運算元（〇perat〇r ) WH，其後係一逆延展 [D(n)C]H。 CP-DS-CDMA用G個連續區塊實施區塊逆延展，逆延展 後之通道矩陣係 Μ = Μ (41) 因此該MMSE等化器便係 Emmse = σ^σ!|Δ|2 + 处（42) 其係藉一單分接頭等化器實現，（七^凶2 + σ^Γ1Λ)Η， 其後係一 I.DFT運算元f。 在區塊逆延展之後，_ cp_DSCDMA系統變成一 sccp

36 1376895 系統，而類似地’一 MC-DS-CDMA系統變成一 OFDM系統。 其次，將描述根據本發明實施例之線性等化器，其可 應用至不同之CMA系統。 線性等化器容易實現，然而卻係單使用者偵測器，這 可由當偵測一個字符時，其他的皆被視為干擾看出β ΒΙ_ gdfe (區塊迭代型通用決策回授等化器）在基於cP之cdma 系統係被用以達成接近ml之偵測。其概念係迭代地且同 時地（但非聯合地）偵測發射字符，且在每一迭代中前 一迭代之決策被用來抵消干擾，使得對於所有偵測字符得 以達成統計上極大化之s INR。 第6圖顯示根據本發明一實施例之等化器6 〇 〇。 下“ 1係用來表示第1個迭代。該等化器6 〇 〇，其係 一 ΒΙ-GDFE：，利用從第個迭代得到的決策導向之字符 來幫助偵測第1個迭代之信號。在第丨個迭代，接收信號 X被傳送至對應於一矩陣Kl之一前授等化（FFE)單元6〇ι ; =時，來自第w個迭代之硬決策§14傳過對應於一矩陣 1之—回授等化器（FBE) 602。FFE單元601與FBE 6〇2 之輸出由一結合器603結合在一起，且進一步 604所利用，以為第i個迭代產生硬決策。令 -1 = Κχχ + (43) bi-gdfe之關鍵概念可由其從ffe來的信號成分^被 保留、同時用FBE抵消干擾而得知。 —

37 1376895 定理 1 : 假設 ε[翌Η] = σ&，= ρκσΐι，且 = 0|j Μ 其係取约3之對角元素，則在第1次迭代極 大化信號對干擾加雜訊之比（SINR)之最佳化FFE與 則係 κλ = σΐίσία - pf_1)ffiH + σ^ι]-1^ (44) 2ι = Ρΐ-ι(Αχ - Κ^Η) (45) 且S之第k個字符其siNR之最大值係 (46)

lAjik, k)|2〇| Rfll (k, kT ~ Ρΐ-η)

QlDf + σ^κ^Η (47) 且X(i，j)係代表矩陣X在第i列與第j行之元素。 定理2 : 假•又ε[翌]—σ3Ϊ，喊_:]=〜也，且=令。 慮圣-1L §_ + 11__之ΜΙΜΟ通道，且假設通道矩陣 分解為：H = Η0Ε，其中Ε鑪我 Μ她^ , 〜可破 fr Β 一 Τ 稱為一轉換矩陣，係一單式钼陆 亦即，EFH = I。人V ^ f巧矩陣， A 7匕1，0與泛1，0代表該ΜΙΜΟ通道在篦] -欠迭代時FFE與FBE: , 艰道在第1 _ -〇§ Q，且各1,〇 = dia9^,0g0)。則 下成立 ’ (1)該ΜΙΜΟ通道矩陣 H s + n夕兮r 一达！ + IL之該FFE I與fbe泛1

38 (49) 丄：）/05y：) 可用以下代表 尽1 =丝i,〇S 〇i = iH〇i,o§ (48)

Pl-l(diag(EHKH〇g〇g) _ (2)若HO係—對自

Al 對角矩陣，且E之元素皆具相同之+ 則K1，0與―1，0 = %,〇3〇係m 之大小 係對角矩陣，且

K?H = eHa1〇e (50) = αΐϊ (51) -1 = - a1>〇)e (52) 5ni^k) = ^Tr(R1/〇) (53) 其中《1 = >气〇)，且 Si,0 = - p2_l} (A1<0 _ αιϊ) (hi 係一對角矩陣。 以下有幾個註解。 -αιί)Η + κΗ〇κ .FBE Di ^ ^, . ^ <對角7L素皆係非零，因此先前之決 -·，〇 (54) 貢獻至該切片器輸入左1中之信號成分。 不會 •參數4-1係稱為發射信號贮與在第1-1次送代中 生之硬決策間之交又相關係數。此係數之選擇扮演關 鍵角色，以保證迭代程式之收斂性。在起始化時，p〇 = 〇被 39 1376895 設定，因此FFE Κι實際上便係傳統MMSE等化器，且不具 回授。當先前之決策係完美時，相關係數為1，該FBE抵 消所有之干擾’且該FFE變成一匹配之濾波器达，或為最 大比率結合（MRC )之等化器。 •若ίί〇為一對角矩陣，且L之所有元素皆具相同大小， 則L之則與FBE可被分解為兩項，即和基礎通道如相 關的，與轉換矩陣1。此外，通道I之SINR係獨立於轉換。 然而’當轉換L對其it素具不均勻之大小時，則不成立、。 有了以上之理論，該BI-GDFE被應用至每一基於CP之 CDMA系統，且對於每—迭代推導出最佳等化器。當區塊逆 延展後之MC-DS-CDMA等同於一咖系統時，其ml摘測 便係直接透過單分接頭等化器而達成。然而麵系統之 數學方程式’係作為推導其他基於CP之C_系統其最佳 化權值之基礎’因此便首先考慮Mc，—⑽A系統。

MC-DS-CDMA MC-DS-CDMA系統便等同於 在區塊逆延展之後 (2 2)。令 ϋ0 = 4，則 iSl,〇 = σ|[σ|(ι - p2_iW2 + ^

Di,o Λ (55) (56) 注意ϋΟ與IU皆係對角矩陣

40 1376895

MC-CDMA 對於MC-CDMA，每依時間區塊包括Q個次區塊，第η 個區塊的第i個次區塊之通道矩陣係

Mi = AiDi^c (57)

定義i = Α(η)ς，且注意之元素具相同大小。對於滿 載之系統，£iH = i。應用定理2與其結果至MC-DS-CDMA 系統，可得第1次迭代之FFE與FBE如下：

Kl,i = El,i5i(n)c (58) 2l,i = Pl-l,i( ®i(n)3H5i,iQi(n)e) (59) 其中 ^1,i = (Js[as(1 - Pl-i,i^i|2 + ση3 1Ai (60) !l,i = al,ii-(61) a] ·( = 2 Tr(Ff · Λι ) n 其中’ N 一1〃—1，而Pl-l'i係發射信號si與第1-1次迭代產生之決策l—1'1間之相關，此係可藉SI NR計算 1376895

QT3^a ~ σηΙΐΛΙΐ,±) f

Vk (62) 注意Ll，i與这1，i皆係對角矩陣，代表單分接頭等化 器。一個MC-CDMA的等化器顯示在第7圖。 第7圖顯示根據本發明一實施例之等化器7〇〇。 在第1次迭代，接收信號x被傳送至對應於矩陣@之 一前授等化（FFE)單元701 ;同時，從第卜丨次迭代而得 ，硬決策SK傳過對應於矩陣之一第一處理單元7〇2。 、第一處理單元702之輸出被對應於矩陣邕丨之一第二處 埋單元703所處理。從FFE單元7〇1與第二處理單元7〇3 广輪出藉一結合器704結合在一起，而在被對應於矩陣 之一第三處理單元705處理過後，結合器7〇4之輸 出為一切片器7〇6所用，以對第1次迭代產生硬決策。 最後’對於部分負載之系統，一比例調整因子可被加 至每一次載波（per-subcarrier)之等化器£丨丨，產生

El,i = 〇2(1 - ρΙ_1ι±)\α±

CP-CDMA 對於CP-CDMA，第η個區塊之通道矩陣係如下： H = Amn)Q (63)

42 1376895

定義i = Mri)g。對於滿載之系統，雖Η = 1。應用定理2 與其結果至MC-DS-CDMA系統，可得第1次迭代之FFE與FBE 如下： 这1 = Ει迎㈨ς (64) 2l = Ρ1-1 达1 - Bj(n)gHWHFjiAWD(n)C) (65) 其中 ll = σΙ[σ!(ΐ - Pi.iJlAp + σ^ΐΓ1/^ (66) 纪=diag([迎⑹g ( 6 7 ) 注意由於[之元素不具相同之大小，戶斤以該I無 法將純通道△之效應與編碼之效應退耦。因此，等化之s〗nr 將也會因不同偵測字符而不同。悬徭， p ,J 取俊對於部分負載之系 統，一比例調整因子可被加至每一次# 、 土母 *人戰波之等化器£丨，產 生 — = σ2[|σ·(1 - +

CP-DS-CDMA 在區塊逆延屐之後，CP-DS-CDMA之通道矩陣為

43 ^ = Aw (68) 因此第1次迭代之FFE與FBE係如以下 -1 = Eiw (69) δΐ = Ρΐ-χί^Β!!?) (70) 其中

Si = 〇l[〇i(l - ρΙ_λ)\^2 + all^A (71) §1 = aii - fJa (72) 其中ai十耐△)。 對於基於CP之CDMA系統，複合之通道矩陣包括從發 正端到接收端之純粹通道響應，以及關於實施中使用者之 、展媽。當使用長亂碼時2_(n)矣1，ffe Κι與FBE Di係 根據通道響應及該長亂碼。對於MC-CDMA與CP-DS-CDMA 系先，此一因素之效應可退耗，因此與这1皆係與該長 碼無關。然而，對於CP-CDMAM，最佳化之FBE立1無法將 此二因素之效應退耦。此外，等化之s丨NR亦根據該長延 展碼。因此當應用BI-GDFE時，對於CP-CDMA之接收器其 複雜度通常較其他二系統為高。 以下，提出一次佳化之簡化解決方案，以設計該等化 器及計算具長亂碼之CP-CDMA系統的SINR。 44 1376895 有人會爭論說只能使用短正交碼。然而，僅使用短正 交碼對於CP-CDMA可能會導致極差之特性。 參考方程式（64)與（65) 百1 =—TrfAi) N (73) Bl =Pi-1(¾ I - fJa) (74) Gl =Ρΐ-ΐ(Αχ - ax I) (75) 被定義出來。 接著第1次迭代之FBE可表示為 注意方程式（66)中之£1及以上之皆係&對角矩陣， 因此它們係單分接頭等化器、然而，由於^之對角元素不 相等…額外之區塊以用來滿足之對角要求鲁隱 之一等化器顯示於第8圖。 第8圖顯示根據本發明一實施例之等化器8⑽。 在第1次迭代，接收信號X被傳送至對應於矩陣#之 —前授等化（FFE)單同時，從第Η次迭代而得 = υ過對應於矩陣獅£之-第-處理單元 2。該第—處理單元802之輸出被對應於矩陣以之一第 二處理單元803所處理。從FFE單元剛與第二處理單元 803之輸出藉一第一結合器8〇4結合在一起，其輸出被對

45 1376895 餘矩陣[舰#之一第三處理單元8〇5所處理。 :人迭代而得之硬決策…一對應於矩…一第四= 理早几議所處理。該第四處理單& 8〇6與第三處理單_ 8〇5之輸出藉一第二結合器8〇7結合在_起其輸出為： 切片裔808所用，以對第i次迭代產生硬決策。

此外，由於巧與U f根據於長碼包（η)，所以必 一=區塊到另一區塊間皆須被計算與更新使得I 之現極其複雜。為簡化計算，提出兩種次佳化技術。 次佳化 BI-GDI^EM : ΝΈ?σΙ ~'Vk (78) = - Tr<pHA) Yl(k)： Τ] (77) ΐΒχΒξ1 + (79) 次佳化

Bl-GDFE-I ai = ~ Tr(pHA) (80)

Yl(k)= G]_ = 0

Tr(〇s(1 ~ p1-i)/pi-i§1§1 + (82) ,Vk (81) A這二簡化，便可提出一可重設定、應用於基於CP 任何型病的CDMA么 / 系統之BI_GDFE接收器，顯示於第9圖。 其係對應於+ Μ 4不於第4圖之等化器’但其中採用的是矩陣 46 δ，而非v。 第Θ圖顯示根據本發明一實施例之等化器9〇〇β 在第1 -人迭代，接收彳§號χ被傳送至對應於矩陣#之 〜前授等化（FFE)單元901;同時，從第卜丨次送代而1得 =硬決策傳過對應於矩陣之一第一處理單元9〇2。 %第一處理單元902之輸出被對應於矩陣这！之一第二 早兀903所處理。從FFE單元901與第二處理單元9〇3

之輪出藉一結合器904結合在一起，而在被對應於矩陣qH 之第二處理單元9〇5處理過後，結合器9〇4之輸出為一 切片器906所用，以對第丨次迭代產生硬決策。 比•該FFE (FFE單元901)與FBE (第二處理單元9〇3) 白係單分接頭等化器，且係決定於純粹實體通道，因此其 係先已決定》 八 •該轉換矩陣g__係如以下設定：對於cp_CDMA， 9 - ’ 對於 MC-CDMA，q =脾；對於 MC_DS_CDMA， S = 〇 (亦即MC-DS-CDMA不需迭代）。 •對MC-DS-CDMA與CP-DS-CDMA實施區塊延展。 •當無實施迭代時，所提之接收器等同於傳統MMSE接 收器。 對於DS-CDMA系統，每一區塊並無cp。傳統上，對於 DS-CDMA之下連（downlink)有提出兩種低複雜度之接收 器：耙式接收器（rake receiver )與等化接收器。每一 接收器之性能係根據於無限通道之特性與流通量而定。具 體地說’當延展因子夠大時，&式接收器對於抑制耙間干 擾（inter-finger interference，IFI)與 MAI 有效率 然而，此抑制干擾之能力會隨流通量增加而減少。等化接 收器理論上在CDMA下連時可以透過回復編碼的正交性， 以抑制來自相同細胞之IFI與MA卜然而，考慮任何實際 叮適性等化演算法之複雜度限制與緩慢收斂，等化接收器 玎達成之性能通常與理論預測之性能有極大之差距。

然而，即使沒有CP ,當通道之延遲延展相較於區塊大 小不大時，（27)中之輸入-輸出關係大抵可滿足。因此feq 法仍能應用至傳統之DS-CDMA系統。所以，為採用FEQ之 CP-CDMA所設計之BI-GDFE法仍適用於傳統之DS CDMp 最後，所提之方法亦可應用至任何不同於MC_CDMA系 統，例如時間-頻率延展MC-CDMA，以及CP-CDMA。還有， 當提供一等化器用於下連情況之權值設計時，所提方法應 用於上連情況則係容易。此外，當MIM〇用至mc_cdma、 CP-CDMA、與其他時，用於SVD或反矩陣之矩陣維度仍係

由ΜIM0通道之空間維度所決定，因此可預期一極簡單之 迭代接收器。 如上，所提迭代接收器之收斂對輸入-決策相關係數P1 之決疋極其敏感。若信號維度係無限大，該相關係數理論 上可用向斯近似，基於第i次迭代中等化之SNR而計算。 例如’在[1 ]與[2 ]中，對於QpsK調變，該相關係數係決 定於

Pi = 1 - 2Q(^) (83) 48 1376895 其中γι係第1次迭代_等化之SINR。 先前指出此方法僅在信號維度無限大且每一偵測字符 的該等化之SINR皆相同時才適用。實際上，信號維度通 常是小的’且對於一些系統’例如本說明書所考慮之cp_ CDMA ’該等化之SINR的不同偵測字符並不相同。所以， 便需要一穩健之方法，應用至信號維度有限、及等化之 不相等之系統，以計算其相關。 對於k號維度有限之系統，輸入_決策相關在不同實施 間會變動。在此，描述基於蒙地卡羅模擬以決定相關之一 穩健方法。該方法作用如下。 (1) 對於具SNR為γ之一 AWGN通道，產生具1^|個調變 字符之一區塊，並就接收信號作硬決策。然後計算發射信 號與硬決策字符間之交互相關。重複此過程，舉例來說， 10000次。對於一給定之SNR γ，從這重複可得到1〇〇〇〇 個相關。 (2) 計算14些相關之均值，其應當接近QPSK調變之 方程式（83)。 (3) 從該1 0000次重複中搜尋相關之最小值。此最小 值實際上為最差狀況之相關。 (4 )計算相關均值與最小相關間之平均，不管蒙地卡 羅之重複次數，此數值將作為該組SNR γ與區塊大小n之 相關。 (5)將SNR Y從例如-2〇dB變到例如2〇dB，得到相關- 49 1376895. SNR曲線。 之曲線可產生—查找表A—⑽⑷， 且：=相同的等化之麵時，查到之數值可直接應 =不具相同等化之謂的系統，兩種方式可以採 用。—是採用偵測字符之幾何平均值。 t此種情形下，必須計算雜訊之共變異數矩陣，並會 有3：幾何平均值之計算。另一解決方式係採用平均 SINR ’其定義係平均信號功率對平均干擾加雜訊功率之比 率。此法顯著地簡化計算。 以下有幾個適當之註解。 若相關係過度預估，則會 且會認為最大之干擾已互 對於此種情形可能無法達 (1 )對於有限之信號維度 設計給FFE —接近MRC之權值 相抵消’即使實際上並非如此 成收级。 (2) —種方法係在每一 SNR選擇最小相關作為相關量 度即使此法通常導致一收斂解，但其收斂速度極其緩慢。 (3 )藉由將模擬相關之最小值與均值平均選作輸入一 決策相關，在大多數情形係在收斂速度與保證收斂兩者間 作取捨。 (4)另一簡單之方法係為相關設定一組固定值。此組 相關之選擇可藉蒙地卡羅模擬完成。 根據模擬，對於不同信噪比與不同信號維度之輸入_決 策相關係顯示於第1 〇圖。 第1 〇圖顯示根據本發明一實施例之圖1 〇 〇 〇。 50 1376895 對於不同之信噪比，此係表示於圖1000之x軸1001， 輸入-決策相關P係決定自模擬，在此情形細2〇〇〇次蒙地 卡羅模擬。該輸入-決策相關P係表示於圖10〇〇之y軸 1 002。 信噪比與相關P之對應性係表示於複數個曲線1 〇〇3， 每一曲線1 003，如圖中說明1〇〇4所示，係對應於一信號 維度。 可知隨著區塊大小（信號維度）增加’輪入-決策相關 籲變得較無變動。因此，設計FBE時便可採用一較大之相關 係數。 藉由模擬，可得知BI-GDFE可達成之性能並不收敛至 一與MFB (匹配濾波器極限）平行之曲線’此即暗示傳統 MC-CDMA或BI-GDFE有一些問題。此背後之原因係傳統 MC-CDMA實際上並無達成系統完全多樣化。為達成通道完 全多樣化’且幫助所提BI-GDFE遠成此等多樣化，在一實 施例中’採用一新的MC-CDMA系統。 ® 不同於傳統MC-CDMA將發射字符延展於頻域然後利用 反FFT ( IFFT)轉換延展之晶片信號，所提出之MC-CDMA 在延展器與IFFT運算元間插入大小為N之一隨機交錯器。 有了此修改，所提出具BI-GDFE之MC-CDMA達成無線通道 包含之完全多樣化。 51 1376895 在此說明書t，引用以下出版物： [1] 1998 年 9 至 10 月之 Beheshti, S.H. Isabelle and G.W. Wornel, "Joint intersymbol and multiple access interference suppression algorithms for CDMA systems," European Trans. Telecomm. Related Technol.，vol. 9，pp. 403-418 [2] 200 1 年 1 1 月之 A.M. Chan and G. W. Wornell,

A class of block-iterative equalizers for intersymbol interference channels: fixed channel results," IEEE Trans, on

Communications, pp. 1966-1976, vol.49, No.11 [3] 2 0 0 2 年 9 月之 N. Benvenuto and S. Tomasin， "Block iterative DFE for single carrier modulation", Electronics Letters, pp. 1 144-1 145, vol. 38, No.19 [4] 2 〇 〇 4 年 5 月之 R_ Kalbasi，R. Dinis, D.D. Falconer and A.H. Banihashemi, "Layered space-time receivers for single carrier transmission with iterative frequency domain equalization", IEEE VTC-Spring '04 【圖式簡單說明】 第1圖顯示根據本發明一實施例之通訊系統； 第2圖顯示根據本發明一實施例之等化器； 第3圖顯示根據本發明一實施例之等化器；

52 1376895 第4圖顯示根據本發明一實施例之等化器； 第5圖顯示根據本發明一實施例之通訊系統； 第6圖顯示根據本發明一實施例之等化器； 第7圖顯示根據本發明一實施例之等化器； 第8圖顯示根據本發明一實施例之等化器； 第9圖顯示根據本發明一實施例之等化器； 第1 0圖顯示根據本發明一實施例之圖。 【主要元件符號說明】 1 0 0通訊系統 1 01發射器 102接收器 1 0 3發射天線 104資料流 I 0 5序列轉並列轉換器 106循環字首加入單元 107接收天線 108循環字首移除單元 109 FFT單元 II 0等化器 200等化器 201前授等化器（FFE) 202回授等化器（FBE) 203加法器（結合器） 204切片器

53 1376895. 300等化器 301第一波束成形單元 302前授等化器 303第二波束成形單元 304回授等化器 305第一加法器 306第三波束成形單元 307額外等化器 308第二加法器 309切片器 401第一波束成形單元 402前授等化器 403第二波束成形單元 404回授等化器 405第一加法器 406第三波束成形單 407切片器 5 0 0通訊糸統 501發射器 502接收器 5 0 3發射天線 504資料流 505序列轉並列轉換器 506 Walsh Hadamard 轉換（WHT)單元 54 ⑧ 1376895 507 IFFT 單元 508循環字首加入單元 509接收天線 510循環字首移除單元 511 FFT單元 51 2等化器 600等化器 601前授等化（FFE)單元 602回授等化器（FBE) 603結合器 604切片器 700等化器 701前授等化（FFE)單元 702第一處理單元 703第二處理單元 704結合器 705第三處理單元 706切片器 800等化器 801前授等化（FFE)單元 802第一處理單元 803第二處理單元 804第一結合器 805第三處理單元 1376895 806第四處理單元 807第二結合器 808切片器 900等化器 901前授等化（FFE)單元 902第一處理單元 903第二處理單元 904結合器

905第三處理單元 906切片器 1 000 圖 1 0 01 X 相 1002 y 轴 1 0 0 3曲線

Claims (1)

1. - • ,- 101年2月16曰修正替換頁 十、申請專利範圍·· ---- i · 一？里哥 方法，其令： 該接收到之數位信號之信號值被分組為至少一接收信 號值區塊； 3至少-接收信號值區塊係被—迭代等化器所處理， 在一次或更多次迭代中，產生對應於目前迭代之區塊 之等化信號值區塊； 在一次或更多次迭代中，對應於一先前迭代之區塊之 等化信號值區塊係由—回授單元所處理，其係實施乘上一 第一矩陣； 在人或更多次迭代中，該至少一接收信號值區塊係 由-前授單元所處理，其係實施乘上一第二矩陣； 在一次或更多次迭代.中，該第-矩陣被更新； 在-人或更多次迭代中，該第二矩陣被更新； 在-人或更多次迭代中，對於目前迭代，對應於目前 造代之區塊之等化信號值區塊’係由基於該前授單元之輸 出與6玄回單元之輸出的組合所決定； 〃中°玄第—矩陣與該第二矩陣係基於對應於一先前迭 代之等化彳5戒值區塊與接收信號值區塊間之相關性而被更 新。 根據申清專利範圍第1項之方法，其中該第一矩陣係 基於至；一先前迭代之等化信號值區塊而更新。 根據申清專利範圍第1項或第2項之方法，其中該第 57 1376895. —__ 101年2月丨6曰修正替換頁 •—矩陣係基於至少—先前迭代之等化信號值區塊而更新。 4.根據申請專利範圍第1項之方法，其中該對應於一先 前迭代之等化信號值區塊與接收信號值區塊間之相關係基 於該先前迭代之等化SINR而決定。 一 5·根據申請專利範圍第1項之方法，其中該對應於一先 刖迭代之等化#號值區塊與接收信號值區塊間之相關係基 於先已決定之相關值而決定。 " 6. 根據中諳專利範圍第5項之方法，其t該先已決定 之相關值係藉由模擬產生。 7. 根據申請專利範圍第丨項或第2項之方法，其中該第 二矩陣係基於信號對干擾與雜訊比之—極大化而更新。 —Μ艮據申請專利範圍第i項或第2項之方法，其中該第 矩陣係基於干擾之一極小化而更新。 9·根據申請專利範圍第1項或第2項之方法，其中該接 2數位信號係透過-MIM0系統接收之—數位信號，該 系統包括複數個接收天線，且每—接收天線係正好對 4至該接收信號值區塊之一成分。 女1〇.根據申請專利範圍第9項之方法，其中在一次或更 ^次迭代中，接收信號值區塊被一第一波束成形單元所處 <，該波束成形單元實施乘上一第三矩陣之運算其中對 於-先前迭代區塊之等化信號值區塊被一第二波束成形 平凡處理，此波束成形單元實施乘上一第四矩陣之運算。 11 ·根據申請專利範圍第10項之方法，其中，該第三矩 障輿該第四矩陣對應至指定通訊通道傳輸特性之通道矩陣 58 'J 之—奇異值分解。 101年2月16日修正替換頁 * i2.根據申請專利範圍第 之可異值分解係基於根據用 矩陣分解而實施。 π項之方法’其t該通道矩陣 於该通訊通道之次載波的通道 3·根據申請專利範圍第i項或第2項之方法， 弟—矩陣與哕笸_ Ύ ^ 、Λ 一車係根據至指定通訊通道傳輸特性之 项迫矩陣而產生。 項或第2項之方法，其中該 、MC-CDMA、CP-CDMA 或 14·根據申請專利範圍第1 通訊通道係根據MC_Ds_cdma Cp~〇S-CDMA 設置。 $ 1 5·—種用於等化透過至少—通訊通道所接收之數位传 遗之等化器，其中： 6亥接收之數位信號之信號值被分組為至少一接收信號 塊；該等化器係設置成迭代地處理至少-接收信號值區 在一次或更多次迭代中，該等化器產生對應於目前迭 代之區塊之等化信號值區塊； 回授單元，其係實施乘上一第一矩陣，且係設置成 在一次或更多次迭代中，處理對應於一先前迭代之區塊之 等化信號值區塊； 一刖授單元，其係實施乘上一第二矩陣，且係設置成 在一次或更多次迭代中，處理該至少一接收信號值區塊； 一第一更新單元’其係設置以在—次或更多次迭代 59

   101年2月16曰修正替換頁

   其係設置β在一次或更多次迭代 中’更新該第一矩陣； —第二更新單元 中’更新該第二矩陣； 一決定單兀，其係設置成在一次或更多次迭代中’對 於目前迭代’基於該前授單元之輸出與該回授單元之輸出 的組合，決定對應於目前迭代之區塊之等化信號值區塊； 其中該第一矩陣與該第二矩陣係基於對應於一先前迭 代之等化信號值區塊與接收信號值區塊間之相關性而被更 新。