TW591354B - Control system for plant - Google Patents

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(1) (1) 591354 玖、發明說明 (發明說明應敘明：發明所屬之技術領域、先前技術、内容、實施方式及圖式簡單說明) 技術領域 本發明相關於工廠之控制系統，尤其相關於一工廠具 有一控制器的控制系統，用以使用藉由模型化一工廠所 得的受控物件模型而控制工廠。 先前技術 已知一可變模式控制器，其使用一受控物件模型根據 可變模式控制而用以控制一工廠，受控物件模型係藉由 模型化工廠所得（例如日本專利公開布告第2000- 1 1 0636 號），將此可變模式控制器的控制周期設定成與工廠的輸 入及輸出的取樣周期一致的值，用以定義受控物件模型。 根據可變模式控制，可指定一控制目標值與工廒的輸 出之間一控制偏離的阻尼特性受到控制，此一控制稱為 響應-指定控制；可變模式控制之外，亦知一背梯式控制 作為響應-指定控制。 如受控工廠具有如摩擦之類的非線性擾亂，則必須縮 短控制器的控制周期，以改善工廠的可控制性，明確地 說，在較短控制周期移動一可移動受控元件，可消砰由 於靜電摩擦而產生的動作不連貫。此外，當控制周期變 長時，輸入為反映目標值中變化所需的時間周期（即工廠 控制的死時間）亦變長，因此，用於達成改善工廠輸出遵 循目標的效能，減少控制時間亦有效。 惟如為改善可控制性可將控制器的控制周期設定為較 小值，並將用以定義工廠的受控物件模型的取樣周期設 (2) (2) 定成控制周斯的等值 如與控制周期比較 廠輸出在控制周期變 比率相對短的周期所 的特性的模型參數加 鄰近取樣資料間的差 模型參數無法準確性 根據如上述可變模 用以指定控制偏離的 ’如使用在短周期的 的變化量（由前一週其 前週期所取樣資料所 因此上述函數所算的 敏性變低，結果某些 發明内容 本發明的目的在於 將一受控物件模型的 廠特性，而使用短控 為達成上述目的， 制系統包括一控制器 的受控物件模型而控 控制器（21)的控制周 廠的一輸入（DUT)及· 型化。控制器（2 1)在 爹明說明續;頁 ’則會發生以下的問題。 ，工廠輸出的變化比率是低的(即工 化很少），貝u艮據較工廠的變化 取樣的資料，將代表夢 、双又控物件模型 以辨識。因此取樣資料的變化量（兩 異)是小的，根據取樣資料所辨識的 代表工廠的動態特性。 式控制之類的響應-指定控制，根據 阻尼特性的函數而決定—回饋輸入 間距所取樣的資料’則控制偏離中 ϊ所取樣資料所計算的控制偏離與目 計算的控制偏離間的差異）會變小。 值成為接近零，其使回饋處理的靈 情形中無法達成特定的響應。 提供一工廒控制系統，其可準確地 特性估計成作為實際受控物件的工 制周期以改善可控制性。 本發明提供一工廠控制系統，該控 (2 1)用以根據藉由模型化工廠所得 制該工廠。在一第一周期（△ T2)(比 期（△ Τ 1)長的周期）的間距，使用工 一輸出（DTH)將受控物件模型加以模 控制周期（△ Τ 1)的間距執行工廠的 591354 發曰月氣明績頁 控制處理。- 以此配置，根據受控物件模型而控制工廠，受控物件 模型係使用工廠的輸入及輸出而模型化，而工廠的輸入 及輸出係在第一周期（較控制器的控制周期長的周期）的 間距所取樣。因此，在一控制周期（较短於對應至工廠的 操作頻率範圍的周期）的間距執行控制處理時，為縮短死 時間並補償摩擦特性之類的動態特性，可將受控物件模 型的動態特性準確性估計成工廠的實際動態特性，結果 工廠的可控制性得以改善。 更好地，控制器執行一回饋控制，計算工廠的輸入（DUT) 以使工廠的輸出（DTH)符合一目標值（DTHR)，控制器可 指定工廠的輸出（DTH)與目標值（DTHR)之間一偏離（幻的 阻尼特性。 以此配置，由於工廠的回饋控制中工廠的輸出與目標 值之間偏離（控制偏離）的阻尼特性可加以指定，可根據 工廠的操作條件而達成一最適控制響應特性。此外’由 於可在工廠的操作頻率範圍中將受控物件模型的動態特 性準確地估計成工廠在其操作頻率範圍中實際的動態特 性，可以高準確性實現特定控制響應特性（控制偏離的隊 尼特性）。 更好地，使用一可變模式控制器（2 1)作為上述控制器。 以此配置，由於以可變模式控制控制工廠，即使出現 擾亂、模型化錯誤（受控物件模型的特性與工廒的實際特 性間的差異），及死時間，亦可得到良好的可控制彳生。 591354 (4) 發明說嗎磷頁 更好地，可變模式控制器（2 1}計算一交換函數值（σ)， 其定義為該工廠的輸出（DTH)與目標值（DTHR)之間偏離 (e)之一線性函數，而用以計算該交換函數值（σ)的偏離 的取樣時間間距較控制器（2 1)的控制周期（△ τ丨）長。 以此配置，使用控制偏離計算交換函數值，該控制偏 離的取樣時間間距較控制器的控制周期長，意即用於二十 鼻父換函數值的偏離的取樣時間間距，足以提供準確的 控制。因此，即便在工廠輸出的變化比率較控制器的拎 制周期短時，交換函數值中的變化量亦足以大過雜訊， 而產生良好的效能以壓制擾亂及模型化錯誤。 更好地，用以計算該交換函數值（cy)的偏離（e)的取樣 時間間距（kO)等於第一周期（△ T2)。 以此配置，用以計算該交換函數值的偏離的取樣時間 間距（kO)，等於用以定義受控物件模型的第一周期，因 此在將受控物件模型的特性準確地估計成工廠的實際特 性的操作頻率範圍，合適地計算交換函數值。結果可再 改善效能而壓制擾亂及模型化錯誤。 更好地’控制系統尚包括識別構件（22)，用以辨識受 控物件模型的至少一模型參數（Θ)，控制器（21)使用由識 別構件（22)所辨識至少一模型參數（θ)，計算工廠的輪入 (DUT) ’識別構件（a)並在一第二周期（△ 丁2)的間距辨識 至少一模型參數（θ)，第二周期較控制器（21)的控制周期 (△ Τ1)長。 ' 以此配置，在比控制器的控制周期長的第二周期的間 (5)591354 發明說明讀頁 距辨識受控 實際響應速 型參數的辨 模型參數的 更好地， 動-平均處3 數。 以此配置 控制器中使 期較控制器 良地影響工 振。藉由使J 明確地說 一節流閥啟 節流閥（3)， 施至該節流 閥（3)的一開 以此配置 制，以符合 距所取樣的 期較控制器 範圍相對地 周期較控制 性估計成節 物件模型的模型參數，因而可在對應至工廠 度的周期的間距辨識模型參數，並可改善模 識準確性，此外亦可減少在處理器用以辨識 計算負載。 識別構件（22)執行至少一辨識模型參數的移 :，控制器並使用該至少一移動·平均模型參 ， ν ，辨識模型參數取決於移動-平均處理，並在 籲 用移動-平均模型參數，如模型參數的計算周 一 的控制周期長’模型參數的計算周期則會不 廠的控制輸入，而可能引起控制系統中的共 3移動-平均模型參數，可防止此類不良效應。 ，工廠包括一内燃機？|擎（1)的節流閥（3)及 動装置（10)，其具有啟動構件（6)用以啟動該 控制器（21)並計算一參數（dut)，用以決定 閥啟動裝置（1 〇)的一控制輸入，以使該節流 口（ΤΗ)符合一目標開口（THR)。 ，根據受控物件模型將節流閥的開口加以控 一目標開口’其中使用工廠在第一周期的間 輸入及輸出而模型化受控物件模型，第一周 、 的控制周期長。由於節流閥開口的操作頻率 低，可藉由使用以定義受控物件模型的取樣 周期長，而準確地將受控物件模型的動態特 流閥啟動裝置的動態特性。結果，可改善節 -10- (6) (6)591354 發明說明績頁 、一流閥開口的V控制性。 f〆行方式 將夫昭 、 多…、以下附圖說明本發明的較佳實例。 I 一 圖1根據本發明第一實例，以示,意圖說明一節流閥控 制系統的配蒂 J 置’ 一内燃機引擎（以下稱引擎）1具有一吸入 通道2，JL & a 、門故置一節流閥3。節流閥3具有一回復彈簧4 作為第一彈力構件，用以在關閉方向使節流閥3動作，及 彈丨生組件5作為第二彈力構件，用以在打開方向使節流 闊3動作〇 » J由一馬達6作為啟動裝置而經由齒輪（未示） 啟動節流閥3，未將來自馬達6的啟動力施至節流閥3時， 節/;,U闊3的—開口 TH即維持在一預設開口 THDEF(例如5 等、’及）在預設開口 THDEF，其中回復彈簧4及彈性組件5的 彈力係在平衡狀態。 馬達6連接至一電子控制單元（以下稱ECU)7，由ECU 7 控制馬達6的操作，節流閥3與一節流閥開口感應器8聯結 ’以偵測節流閥開口 TH，將來自節流閥開口感應器8的 僧測信號供應至ECU 7。 此外，ECU 7亦連接至一加速感應器9 ’用以侦測加 速踏板的按下量ACC，以偵測由裝有？丨擎1的車輛的駕駛 所要求的輸出，將來自加速感應器9的偵測信號供應至 ECU 7 〇 xttr ECU 7具有一輸入電路、一 A/D轉换器、一中央處理事 元（cpu)、一記憶體，及一輸出電路··來自節流閥開口 591354 (7) 發明說明績頁 感應器及加速感應器9的偵測信號供應至輸入電路；A/D 轉換器將輸入信號轉成數位信號；CPU執行不同的處理 操作；記憶體電路具有一 ROM(唯讀記憶體）用以儲存由 CpU執行的處理，及在處理中參照的圖及表格，旅具有 —Ram用以儲存cpu執行處理的結果；輸出電路將一供 能電流供應至馬達6。ECU 7根據加速踏板的按下量ACC 決定節流閥3的目標開口 THR，決定馬達6的控制量dUT 以使所偵測的節流閥開口 ΤΗ符合目標開口 THR，爻根據 控制量DUT將一電氣信號供應至馬達6。 本實例中，包括節流閥3、回復彈簧4、彈回組件5及 馬達6的節流閥啟動裝置1 〇係一受控物件，施至受控物件 的輸入為施至馬達6的電氣信號的工作比DUT，而來自受 控物件的輸出為節流閥開口感應器8所偵測的節流閥開口 ΤΗ 〇 由以下所示等式（1)定義的模型係根據節流閥啟動裝置 1 0的頻率響應特性設定成一受控物件模型，已確認可將 模型的頻率響應特性估計成節流閥啟動裝置1 〇的特性： DTH(k+l) = alxDTH(k) + a2xDTH(k-l) + bl xDUT(k_d) + ci (Ο 其中k係一參數，代表一獨立取樣時間或一獨立控制時間 ，其在一第一周期△ T1加以數位化，而DTH(k)係由以下 所示等式（2)定義的節流閥開口偏離量： DTH(k) = TH(k)_THDEF (2) 其中ΤΗ係所偵測的節流閥開口，而thdEF係一預設開口。 -12- 591354 (8) 舞巧說唧轉声 等式（1)中-，a 1、a2、b 1及c 1係模型參數，決定受控物 件模型的特性，而d係一死時間。死時間係受控物件模型 的輸入與輸出間的延遲，為減少計算量，在以下所示等 式（1 a)中設定死時間為〇而定義受控物件模型是有效的， 由設定死時間為〇而造成的模型化錯誤（受控物件模型的 特性與實際受控物件（工廠）間的差異），藉由利用一具堅 固性的可變模式控制器而得到補償。控制系統的堅固性 表示即使受控物件的特性或擾亂較平時條件變化大，控 制系統的控制效能或控制穩定性亦未輕易劣化。 DTH(k+l) = al xDTH(k) + a2xDTH(k-1) + bl xDUT(k) + cl (la) 等式（la)中，除了與偏離DTH(為受控物件的輸出）有關 的模型參數al及a2，及與輸入工作比DUT(為受控物件的 輪入）有關的模型參數b 1之外，亦利用與受控物件的輸入 及輸出無關的模型參數c 1。模型參數c 1係一參數，代表 施至節流閥啟動裝置10的預設開口 THDEF偏離量及擾亂 ，換言之，可由以下所述模型參數識別器，藉由將模型 參數el與模型參數al、a2及bl同時加以辨識，而辨識預 設開口偏離量及擾亂。 圖2以函數方塊圖說明由ECU 7實作的節流閥控制系統 ，節流閥控制系統包括一適應可變模式控制器21、一模 型參數識別器22、一模型參數排程器25、一目標開口設 定單元24(用以根據加速器踏板按下量acC，而設定節流 闕3的目標開口丁HR)，及減法器26及27。 -13- 591354 (9) 發明說明續頁 適應可變模式控制器2 1為使所偵測的節流閥開口 τη符 合目標開口 THR而根據一適應可變模式模型控制計算— 工作比DUT，並將所計算的工作比DUT輸出。 藉由使用適應可變模式控制器2 1，可使用一特定參數 (稍後將說明的一叉換函數設定參數V Ρ 0 L Ε )，將節流闕 開口 ΤΗ的響應特性改變（指定）至目標開口 THR，結果可 根據節流閥開口 ΤΗ指定一最適響應特性。例如可在節流 閥3從一打開位置移至一完全關閉位置時（即節流閥3與用 以在完全關閉位置停止節流閥3的阻片對撞時）避免衝擊 ，亦可使對應至加速器踏板操作的引擎響應具可變性， 此外可變模式控制亦可得到良好穩定性以對抗模型參數 的錯誤。 模型參數識別器22計算一校正過模型參數向量 eL(0LT = [al，a2，bl，cl])，並將所計算的校正過模型參數 向量0L供應至適應可變模式模型控制器2 1。更明確地說 ，模型參數識別器22根據節流閥開口 TH及工作比DUT計 算一模型參數向量Θ，然後模型參數識別器2 2執行一第— 限制處理、一過度取樣及移動-平均處理，及模型參數向 量Θ的第二限制處理，以計算一校正過模型參數向量㊀l 。將校正過模型參數向量0L供應至適應可變模式模型控 制器2 1，依此，得到最適於使節流閥開口 τ η遵循目標開 口 THR的模型參數al、a2及bl，同時亦得到表示擾亂及 預設開口 T H D E F偏離量的模型參數c 1。稍後將說明第一 限制處理、過度取樣及移動-平均處理，及第二限制處理。 591354 (ίο) 發明說明績頁 藉由使用在即時基礎上辨識模塹參數的模型參數識別 器22 ’可適應在引擎操作條件中的變化，可補償硬體特 性多變性，可補償供電電壓波動，並可適應硬體特性因 老舊而有的變化。 模型參數排程器25由以下等式（3)，根據一目標值 DTHR(定義為目標開口 THR(k)與預設開口 THDEF間的偏 離量），而計算一參照模型參數向量θ基數（θ基數T=[al* 數，a2基數，b 1基數，c 1基數])，並將所計算的參照模 型參數向量Θ基數供應至模型參數識別器22。 DTHR(k) = THR(k)_THDEF ⑴ 減法器26計算預設開口 THDEF與節流閥開口 τη間的偏 離量’作為節流閥開口偏離量D T Η ;而減法器2 7計算預 設開口 THDEF與目標開口 THR間的偏離量，作為目標值 DTHR(見等式（2)及（3))。 概述適應可蠻模式控制器

以下將說明概述適應可變模式控制器的操作原則。 如由以下等式（4)足義卽/¾閥開口偏離量dth與目標值 D T H R間的一偏離e (k) ’則由以下等式（5 )設定適應可變模 式控制器的一交換函數值σ(1〇。 e(k) = DTH(k)-DTHR(k) ⑷ a(k) = e(k) + VPOLExe(k-l) ⑺ = (DTH(k)-DTHR(k)) + VPOLEx(DTH(k-l)-DTHR(k-l)) 其中VPOLE係二交換函數設定參數，設定為大於]並小 -15- 591354 (ii) 發明說明績頁 於1的值。 一 由垂直軸代表一偏離e(k)，而水平軸代表前一偏離 e(k-l)所定義的一相位平面上，一組偏離e(k)及前一偏離 e(k-l)滿足σ(1〇 = 〇的等式係代表一直線，此直線通常稱為 一交換直線。一可變模式控制係一控制，在交換直線上 籌畫偏離e(k)的表現’執行可變模式控制，俾使交換函 數值σ(1〇成為〇 ’即在相位平面上在交換直線上存在一組 偏離e(k)及前一偏離e(k-l)，以藉此達成一堅固控制，以 對抗擾亂及模型化錯误。結果，節流閥開口偏離量DTH — 以良好的堅固性受到控制，而遵循目標值DTHR。 如圖3所示，藉由改變在等式（5)中交換函數設定參數 VPOLE的值，可改變偏離e(k)的阻尼特性，即節流閥開 口偏離量DTH遵循目標值DTHR的遵循特性。明確地說， 如VPOLE等於-1 ’則節流閥開口偏離量dtH完全無法遵 循目標值DTHR ’而減少父換函數設定參數vp〇le的絕對 值時，節流閥開口偏離量DTH遵循目標值速度則 增加。由於可變模式控制器可指定偏離e(k)的阻尼特性 為一期待特性，因此可變模式控制器稱為響應-指定控制 根據可變模式控制，可輕易藉由改變交換函數設定參 數VPOLE而改變收歛速度，因此本發明中根據節流閥開 口偏離量DTH而設定交換函數設定參數vp〇LE，以得到 適於節流閥3操作條件響應特性。 如上述，根據可變模式控制，藉由限制在交換直線上一 -16- 591354 (12) 發明說明:績頁 偏離e(k)及前-一偏離e(k-l)的配對（e(k)及e(k-l)的配對將 稱為偏離狀態量），在標示速度將偏離e(k)收歛至〇，並 堅固地對抗擾亂及模型化錯誤。因此，在可變模式控制 中如何將偏離狀態量置於交換直線，並限制交換直線上 的偏離狀態量，即顯得重要。 由上述觀點，基本上將至受控物件的輸入DUT(k)(亦 標示為Usl(k))(控制器的輸出），由以下等式（6)算成一對 等控制輸入Ueq(k)、一到達定律輸入Urch(k)，及一適應 定律輸入Uadp(k)的總和。 DUT(k) = Usl(k) = Ueq(k) + Urch(k) + Uadp(k) (6) 對等控制輸入Ueq(k)係用以在交換直線上限制偏離狀 態量的一輸入；到達定律輸入Urch(k)係用以將偏離狀態 量置於交換直線的一輸入；而適應定律輸入Uadp(k)係在 減少模型化錯誤及擾亂效應時，用以將偏離狀態量置於 交換直線的一輸入，以下將說明計算這些輸入Ueq(k)、 Urch(k)及 Uadp(k)的方法。 由於對等控制輸入Ueq(k)係用以在交換直線上限制偏 離狀態量的一輸入，以下等式（7)已知一待滿足的條件： a(k)=a(k+1) (7) 使用等式（1)(4)及（5)使工作比DUT(k)滿足等式（7)，由 以下所示等式（8)決定，以等式（8)計算的工作比DUT(k) 代表對等控制輸入Ueq(k)，到達定律輸入Urch(k)及一適 應定律輸入Uadp(k)則分別由以下所示等式（9)及（1〇)加以 -17- 591354 (13) 爹明說明續頁 定義。 =_{(l-al-VPOLE)DTH(k) DUT(k) (VPOLE - a2)DTH(k-l) · cl + DTHR(k+l) + (VPOLE - l)DTHR(k) - VPOLE X DTHR(k-l)} =：Ueq(k) ⑻ Urch(k)' =—a(k) bl (9) Uadp(k) -G k =-^ΣΔΓ1σ(〇 bl i=s〇 (10) 其中F及G分別代表一到達定律控制增益及一適應定律控 制增益（如以下說明所設定），而△ T 1代表一控制周期， 此控制周期為第一周期△ τ 1，其等於用以定義受控物件 模型的取樣周期。 然後決定到達定律控制增益及一適應定律控制增益， 俾能藉由到達定律輸入Ureh及適應定律輸入Ua dp，穩定 地將偏離狀態量置於交換直線。 明確地說，假定一擾亂V(k)，並決定用以保持交換函 數值σ(1〇穩定以對抗擾亂V(k)的穩定條件，以得到用以 設定増益F及G的條件。結果，得到而作為穩定條件，其 中增益F及G的組合滿足以下等式（1 1)至（1 3 )，換言之， 應將增益F及G的組合置於圖4所示的影線區。 F>〇 (11) G>〇 (12) Ρ<2-(Δ T1/2)G (13) 如上述，由等式（8)至（10)計算對等控制輸入Ueq(k)、 -18 - 591354 (14) 發明說明續頁 到達定律輸入Urch(k)，及適應定律輸入uadp(k)，並以 那些輸入的總和計算工作比DUT(k)。 I述模型春數識別器 以下將說明模型參數識別器22的操作原則。 如上述，模型參數識別器22根據受控物件的輸入 (DUT(k))及輸出（TH(k))，計算受控物件模型的模型參數 向量，明確地說，模型參數識別器22根據以下等式（14) 所代表的循序識別演算法（通稱循序最小次方方法演算法） ’計算一模型參數向量e(k)。 9(k) = e(k-l) + KP(k)ide(k) (14) e(k)T = [al，，，a2”，bl，，，cl”] (15) 其中al”、a2”、bl”及cl”代表執行一第一限制處理（稍後 說明）之前的模型參數，ide(k)代表由以下等式（16)、（17) 及（18)所定義的一識別錯誤，其中DTHHAT(k)代表節流 閥開口偏離量DTH(k)的估計值（以下稱估計節流閥開口 偏離量），其使用最新的模型參數向量e(k-l)而計算，而 KP(k)代表由以下等式（19)所定義的增益係數向量。等式 (19)中，p(k)代表由以下等式（20)所計算的四次方矩陣。 ide(k) = DTH(k) DTHHAT(k) (16) DTHHAT(k)= 0(k-l)TC(k) (17) ζ (k)T = [DTH(k-l)，DTH(k-2)，DUT(k-l)，1] (18) Kwk) — mm l + iT(k)P(k)i(k) (19) P(k+1) - 1 (E 入 #师)作））p㈤ (20) (E係一單元矩陣） 591354 (15) 犛明說明續頁 依照 的識別 λ 1 = λ 1 = λ 1 = 等式C2 0)中係數λ 1及λ 2的設定，從等式（14)至（20) 演算法成為以下四識別演算法中之一： 15 λ 2-〇 固定式增益演算法 15 λ 2-1 最小次方方法演算法 1 ’ A 2 = λ 遞減增益演算法 (λ為0或1以外的其他已知值） λ1=λ ，λ2=ΐ 加權最小次方方法演算法 (λ為0或1以外的其他已知值） 如果使用固定式增益演算法以減少計算量，則將等式 (19)簡化為以下等式（19a)，其中ρ代表一次方矩陣，具 有$數作為對角線的元素。 (19a) KP(k)= ^iT(k)PC(k) 情況是由等式（14)至（18)，（19a)計算的模型參數逐漸 從期待值移位，明確地說，如圖5 A及5 B所示，如果在模 型參數已收歛至某一程度時，仍存在由非線性特性（如節 流閥的摩擦特性之類）引起的殘留識別錯誤，或穩定地施 加平均值非零的擾亂，則會累積殘留識別錯誤，在模型 參數中引起漂移。為防止模型參數的此類漂移，可由以 下等式（14a)代替等式（14)而計算模型參數向量θ(]〇。 0 (k) = _ + DELTAH X KP(l)ide(l) + DELTAk.2 x KP⑵ide⑵ + + DELTA x KP(k-l)ide(k-l) + KP(k)ide(k) (14a) -20 - 591354 (16) 發明說明續頁 其中DELTA代表一遺忘係數矩陣，其中如以下等式（21) 所不’遺忘係數5 i(i=l至3)及1為對角線元素，而其他元 素皆為0。 ϊδΐ delta = ο ο ο ο Ο Ο* δ2 Ο 〇 〇 δ3 Ο Ο Ο 1 (21) 將遺忘係數6 i設定成〇與1間的值（〇 < 6 i < i)，並具 有一函數以逐漸減少過去識別錯誤的效應，等式（2丨）中 ’與模型參數c 1"計算有關的係數設定成丨，以維持過去 值的效應。藉由將遺忘係數矩陣DELTA的對角線元素中 之一（即與模型參數c 1 ”的計算相關的係數）設定成1，可 防止目標值DTHR與節流閥開口偏離量DTH間的穩定偏離 。藉由將遺忘係數矩陣DELTA的其他元素51、52及53 設定成大於0並小於1的值，而防止模型參數漂移。 將等式（14a)重寫成循環形式時，即得到以下等式（14b) 及（14c)，使用等式（14b)及（14c)，而非等式（14)計算模型 參數向量e(k)的處理，以下將稱為5校正方法，而由等 式（14c)定義的d0(k)則稱為更新向量。 0(k) = 0(O) + d0(k) (14b) d9(k) = DELTAed0(k-l) + KP(k)ide(k) (14c) 根據使用5校正方法的一演算法，除了防止漂移效應 外，亦可得到一模型參數穩定化效應，明確地說，一直 維持一初始向量θ(0)，並由遺忘係數矩陣DELTA的效應 -21 - (17) (17)591354 發明 限制可由更新向量（^(“取得的值，因此可將模型參 定在其初始值附近。 此外，由於在根據識別處理（根據實際受控物件的輪入 及輸出資料）調整更新向量de(k)時計算模型參數， 、价 囚此 可計算與實際受控物件匹配的模型參數。 最好由以下等式（14d)計算模型參數向量e(k),等式 中使用一參照模型參數向量Θ基數代替等式（l4b)中的、 始向量Θ ( 〇 )。 e(k)=ebase+d0(k) (l4d) 由模型參數排程器25根據目標值DTHR設定參照模刑 參數向量Θ基數，因此，可將參照模型參數向量θ基數適 應至動悲特性中的改變，其對應至節流閥開口 Τ η中的 0改 〇 此外’本實例中識別錯誤ide(k)取決於低通遽波，明 確地說’在辨識具低通特性的受控物件的模型參數時， 識別錯誤ide(k)的識別演算法的識別權重具有如圖6a中 由實線L1所表示的頻率特性。藉由識別錯誤ide(k)的低 通濾波，由實線L 1表示的頻率特性變成由虛線l2表示的 頻率特性，其中減少高頻成分，以下將說明執行低通據 波的理由。 4 具低通特性的實際受控物件的頻率特性及其受控物件 模型具有分別由圖6B中實線L3及L4所代表的頻率特性， 明確地說，如由模型參數識別器22相對於具低通特性（減 少高頻成分的特性）的受控物件而辨識模型參數，所_ _ -22- 591354 (18) 發明說明績頁 u 的模型參數則大受高頻回絕的影響，俾使受控物件模型 的增益成為低於低頻範圍中的實際特性，結果，可變模 式控制器2 1過度地校正控制輸入。 藉由將識別演算法的加權的頻率特性，根據低通滤波 改至由圖6 A中虛線L 2所標示的特性，則將受控物件的頻 率特性改至由圖6B中虛線L5所標示的特性。結果，使受 控物件模型的頻率特性符合實際的頻率特性，或將受控 物件模型的低頻增益校正至稍高於實際增益的位準。因 此，可防止可變模式控制器2 1過度校正控制輸入，以藉 此改善控制系-統的堅固性，並進一步穩定控制系統。 執行低通滤波係藉由在壤式緩衝器中儲存識別錯誤的 過去值ide(k-i)(例如i=l至10的10過去值），以加權係數乘 上過去值，並加上過去值及加權係數的乘積。 由於識別錯誤ide(k)係由等式（16)、（17)及（18)計算， 因此藉由在節流閥開口偏離量DTH(k)及估計節流閥開口 偏離量DTHHAT(k)上執行相同的低通濾波，或藉由在節 流閥開口偏離量DTH(k-l)、DTH(k-2)及工作比DUT(k-l) 上執行相同的低通濾波，則可得到上述相同效應。 由idef(k)代表已取決於低通濾波的識別錯誤時，則由 以下等式（14e)代替等式（14c)計算更新向量d0(k)。 d0(k) = DELTAx d0(k-1 ) + KP(k)idef(k) ( 1 4e) EJ顧取樣周期 本發明發明人已證實如將對應至取樣周期及受控物件 模型的控制周期的第一周期△ T 1設定成數毫秒（如2毫秒） -23- (19) 犖明說明續頁 ’則壓制擾亂的效能成為不足，而適應硬體特性的變動 及時間依存改變的效能亦成為不足，以下將詳述這些問 題。 ”壓制擾亂的不足效能 由等式（8)計算的對等控制輸入Ueq係一往前饋入輸入 ’用以使節流閥開口偏離量DTH遵循目標值DTHR，因此 乃是由等式（9)及（10)計算的到達定律輸入Urch(k)及適應 定律輸入Uadp(k)，有貢獻於壓制擾亂效能（例如施至一 組件（用以支撐節流閥3的閥本體）的摩擦力改變，或施至 閥本體的壓力改變，即由於作用在閥本體兩侧的壓力間 的差異而施至閥本身的壓力），到達定律輸入Urch(k)及 適應定律輸入Uadp(k)係根據交換函數值σ而計算。 將第一周期△ Τ 1設定成數毫秒的值時，如果節流閥開 口偏離量DTH的改變比率或目前值DTHR是低的，則控制 偏離的目前值e(k)及前一值e(k-l)大體上互為相等。因此 ，如將等式（5)的交換函數設定參數VP OLE設定成接近-1 的值，則交換函數值a(k)幾乎變成0。結果由等式（9)及（1〇) 計算的到達定律輸入Urch(k)及適應定律輸入Uadp(k)幾 乎變成0，造成一適應可變模式控制器的擾亂壓制效能大 大地減少，意即與受控物件模型的輸出改變比率（改變周 期）相比，如以一短取樣周期定義一受控物件模型，則根 據受控物件模型設計的適應可變模式控制器的擾亂壓制 效能會大大地減少。 2)適應硬體特性的變動及老化的不足效能 -24- 591354 (20) 奪明說嚷 以模型參數識別器22由循序識別模型參數，而執行對 硬體特性的變動及老化的適應。 如將第一周期△ T 1設定成數毫秒的值，則取樣頻率為 數百Hz(例如約500 Hz)，而Nyquist頻率fnyq為一半的取 樣頻率。如圖7所示，節流閥開口偏離量DTH大部分的頻 率成分及目標值DTHR(其為來自節流閥啟動裝置1〇的輸 出）均存在遠低於Nyquist頻率fnyq的頻率範圍中（5 Hz以 下的頻率範圍）。圖7中，φ th代表一功率頻譜，因此如 圖8所示，如在一相對短的周期將以低比率改變的一參數 加以取樣則揉法觀察參數中的變化量。意即，節流閥 開口偏離量的目前值DTH(k)及前一值DT^H)大體上互 為相等。 當使用此類偵測資料將模型參數加以辨識時，受辨識 的模型參數al”及a2”的總和幾乎成為丨，而模型參數匕丄” 及各別幾乎成為〇，因此受辨識的模型參數未準確地 代表受控物件的動態特性。 如上述，如與受控物件模型的輸出的改變比率（改變周 期)相比’ ϋ據在一相對短取樣周期(相較於受控物件 模型的輸出的改變比率(改變周期))所取樣的資料 模型參數加以辨識’則會大大地降低受辨識模型參數的 準確性，而適應受控物件特性的變動及老化的效能亦合 不足。 曰 如取樣周期太長 成可控制性的降低 則Nyquist頻率fnyq會明顯太低，造 惟已考量直至目前為止相對短的取 -25- 591354 (2i) 發明說明績頁 樣周期並未發生任何問題，本發明發明人意在闡明如執 行在受控物件情況中改變一控制籌晝，可控制性會因短 取樣周期而降低。 根據本實例，根據受控物件的操作頻率範圍加長受控 物件的取樣周期，可藉以解決以上問題，另一方面，由 經驗得知縮短控制周期時，會增加可控制性以對抗如摩 擦之類的非線性擾亂。因此利用設定至數毫秒的第一周 期△ T 1作為適應可變模式控制器的控制周期，並將用以 定義受控物件模型的取樣周期設定成一第二周期△ T2， 其較第一周期ΔΤ1長。 例如，如受控物件操作的操作頻率範圍的上限中斷頻 率為1 Hz，則根據取樣原理用以觀察受控物件動作的最 小取樣頻率為2 Hz。由經驗已證實用以準確地辨識一模 型的模型參數（代表受控物件的動作）的最高取樣頻率約 為2 Ο Η z，因此，最好應將用以定義受控物件模型的取樣 周期設定成一周期，使其對應至一頻率，3倍至3〇倍於受 控物件的操作頻率範圍的上限中斷頻率。 如對應至第一周期△ T1及第二周期△ Τ2的Nyquist頻率 為fnyql及fnyq2，則其關係如圖9所示，圖9中，fsmp2R 表一對應至第二周期△ T2的取樣頻率。 如將取樣頻率設定成比對應至一 3 〇倍於上限中斷頻率 的頻率的一周期短的值，則會發生上述問題；如將取樣 頻率設定成比對應至一 3倍於上限中斷頻率的頻率的一周 期長的值，則Nyquist頻率成為太低而不適用於受控物件 -26- 591354 (22) 韻:明說明續頁 的操作頻率範圍，造成可控制性降低。 此外，本實例中將模型參數識別器的識別操作周期設 定成等於第二周期ΔΤ2的一周期。 如以第二周期△ T 2數位化的一獨立取樣時間或一獨立 控制時間以η表示’則將用以定義受控物件模型的上述等 式（la)重寫成以下所示的等式（lb)，同理，將上述等式（3) 、（4)及（5)重寫成以下所不的等式（3a)、（4a)及（5a)。由 等式（lb)定義的受控物件模型以下將稱為a T2模型，而 由等式（1 a)定義的受控物件模型則稱為△ τ 1模型。 DTH(n+l) = al X DTH(n) + a2 X DTH(n-l) + bl x DUT(n) + cl (lb) DTHR(n) = THR(n) · THDEF (3a) e(n) = DTH(n) - DTHR(n) (4a) σ (n) = e(n) + VPOLE x e(n~l) (5a) =(DTH(n) - DTHR(n)) + VPOLE x (DTH(n-l) - DTHRGr 1)) 以下將說明在交換函數值σ加長取樣周期的效應，如 圖10Α及10Β所示，為使圖中ΔΤ1模型中偏離e(k)的阻尼 特性與△ T2模型中偏離e(n)的阻尼特性互為一致（圖中水 平軸代表時間t)，當將第二週期A T2設定成五倍於第一 周期△ T 1的值時，可按如下所示來設定交換函數設定參 數VPOLE的值。 A T1模型的 VPOLE = -0.9 △ T2模型的 VPOLE = -0.59 如依此設定交換函數設定參數VPOLE，並如圖11所示 -27- 591354 (23) 發明說明續再 ，由一低頻正弦波擾亂振動節流閥開口偏離量DTH，則 如圖12所示，以上兩模型的交換函數值σ改變。加以設 定而使偏離e的阻尼特性成為一致的交換函數，相對於相 同擾亂卻具有不同值，明確地說，△ T2模型的交換函數 值σ(η)大於△ Τ1模型的交換函數值G(k)。藉此證實藉由 降低取樣頻率’而增加交換函數值σ對擾亂的靈敏性， 因此藉由使用對擾亂的靈敏性增加的交換函數值σ(η)， 可改善壓制擾亂的效能。 篮據△ Tjj莫型重新設計適應可轡模式控制ι 適應可變模式控制器根據△ T 2模型重新加以設計，適 應可變模式控制器的輸出由以下等式（6a)表示： DUT(n) = Usl(n) = Ueq(n) + Urch(n) + Uadp(n) (6 a) 藉由在等式（8)中以η取代k而得到一對等控制輸入 Ueq(n) ’由於實際上難以得到目標值的未來值DTHR(n+ Γ) ’因此由以下等式（8a)計算對等控制輸入ueq(n)，等式（8a) 中移除相關目標值DTHR的項目。已由經驗證實如只移除 未來值DTHR(n+l)的項目，而留下目前目標值DTHR(n) 及前一目標值DTHR(n-l)，控制器會成為不穩定，因此 亦將目前目標值DTHR(n)及前一目標值DTHR(n-l)從等式 (8a)中移除。 到達定律輸入Urch(n)及適應定律輸入uadp(n)分別由 以下所示等式（9a)、（10a)計算。 -28 - 591354 (24) 發明說明續頁

Ueq(n)= —{(1 - al VPOLE)DTH(n) bl + (VPOLE - a2)DTH(n-l) cl} (8a) Urch(n)= :—σ (n) bl (9a) Uadp(n)= =2 AT2〇(i) bl M) (10a) 如圖13A所示，最好應根據交換函數值σ (η)設定到達 定律輸入Urch(n)及適應定律輸入Uadp(n)的增益F及G， 藉由如圖13 A所示設定增益F及G，當交換函數值σ(η)增 加時，增益F及G則降低，因而即使目標值DTHR突然改 變時，亦防止節流閥開口偏離量DTH相對於目標值DTHR 過激。 代替如圖13Α所示般設定增益F及G，可如圖13Β或圖 13C所示，根據偏離e(n)或節流閥開口偏離量DTH(n)設定 增益F及G，如圖13B所示，如根據偏離e(n)設定增益F及 G ’當偏離e(n)的絕對值增加時，增益F及G則降低。因 此即使目標值DTHR突然改變時，亦防止節流閥開口偏離 量DTH相對於目標值DTHR過激。 如圖13C所示，如根據節流閥開口偏離量DTH(n)設定 增益F及G，當節流閥開口偏離量DTH(n)接近0時（即當節 流閥開口 TH接近預設開口 thDEF時），可改善可控制性。 使增益F及G具可變性會引起以下的問題··如圖丨4B所 示，由於決定增益F或G的參數中逐步改變而使增益F或G 亦逐步改變時’到達定律輸入Urch及適應定律輸入Uadp -29- 591354 (25) 發明說明續頁 會如圖1 4A中—虚線所示地突然改變，而在節流閥開口 Th 中引起突然變化。因此可由等式（9b)及（l〇b)取代等式（9a) 及（l〇a)，分別計算到達定律輸入Urch及適應定律輸入 Uadp，藉此，即使增益F及G突然改變時，所計算的到達 定律輸入Urch及適應定律輸入Uadp亦如圖14A中實線所 不地逐步改變。

Urch(n) = Urch(n-l)-(F/bl)(a(n)-a(n-l)) (9b)

Uadp(n) = Uadp(n-1 )-(G △ T2/b 1) χ σ(η) (10b) 里顧計I周期 如使用第二周期△ T2作為受控物件模型的取樣周期， 則如圖15Α至15C所示，常將控制周期設定成比第一周期 △ Τ 1長的第二周期△ Τ 2。惟較長的控制周期會引起下列 問題： 1) 由節流閥的啟動機械摩檫等類的非線性擾亂產生錯 誤時，即早偵測及校正相對於目標值的輸出錯誤可得到 較佳的可控制性，如使取樣時間變長，則會延遲錯誤的 價測，造成低的可控制性； 2) 使控制周期變長時，將目標值輸入控制器的席期亦 會變長，因此，使輸出遵循目標值中的改變的此’ 會變長，亦無法將目標值中在高頻（高速）的改皮^ 輸出。 减：參數 因此，本實例中，適應可變模式控制器21、根〃期 識別器22，及模型參數排程器25皆根據使用第〆θ @ 4變松 Δ T2作為取樣周期所定義的模型加以建構，適應 -3〇- 591354 (26) 發明說明續頁 式控制器2 1在第一周期△ T 1的間距計算一控制輸入，模 型參數識別器2 2在第二周期△ T 2的間距辨識一模型參數 向量Θ，而模型參數排程器25在第二周期△ T2的間距計 算一參照模型參數向量Θ。 圖16A至16D以時序圖說明在設定第二周期Δτ2的值為 第一周期△ Τ1的五倍（△ Τ2 = 5Δ Τ1)時，上述參數的計算 / 時序。圖1 6Α至1 6D中，在時間（η_ 1)使用一參照模型參數 向量Θ基數（η-1)，根據在時間（η_丨）（=時間（k_5))及時間 鲁 (η - 2)(=時間（k · 1 0))的節流閥開口偏離量〇 τ η、在時間（η - 一 1)的一控制輸入DUT(k-5)，及在時間（η·。的一目標值 DTHR而計算一模型參數向量。使用目標值 DTHR(k-5)及 DTHR(k-1 〇)、節流閥開口 偏離量 DTH(k-5) 及DTH(k_10)，及、模型參數向量而計算一控制輸 入 DUT(k-5)。使用目標值 DTHR(k-4)及 DTHR(k-9)、節流 閥開口偏離量DTH(k-4)及DTH(k_9)，及、模型參數向量 θ(η-1)而計算一控制輸入DlJT(k-4)。使用目標值DTHR φ (k-3)及DTHR(k-8)、節流閥開口偏離量DTH(k-3)及 DTH(k-8) ’及、模型參數向量而計算一控制輸入· DUT(k-3) 〇 · 使用上述計算時序時，更新用以計算控制輸入DUT的 模型參數的周期，變成比由控制器2 1更新控制輸入DUT 的周期長，結果，更新模型參數的周期影響控制輸入DUT ’而可能引起控制系統中的共振。 因此，本實例中，藉由在作為控制周期的第一周期△ 一 -31- (27)591354 發明說明續頁 厶T2周期的模型參 資料儲存在環式緩 的儲存資料上產生 模型參數，而防止 T 1的間距，將作為識別過的第二周期 數加以取樣（過度取樣）’將所取樣的 衝器中，並使用藉由在環式緩衝器中 一移動平均處理所得的值作為控制的 控制系統中此類的共振。 _17以時序圖說明以上的計算順序，圖17 至16D’說明ΔΤ2=5ΛΤ1時的情形。所述範例中，將， 後的九個過度取樣資料加以平均，明 ^ 供也說’由可變模 式控制器在時間k執行的計算中使用的模型參數係藉由將 三個模型參數向量θ(η-2)、五個模型參數向量yn-D，及 一個模型參數向量θ(η)加以平均而得。另—時間（例如在 時間（k-3))，由可變模式控制器執行的計算中使用的模 型參數則藉由將一個模型參數向量θ(η_3)、五個模型參 數向量θ(η-2)，及三個模型參數向量θ(η_υ加以平均而得。 圖17所不一模型參數向量0，所代表的模型參數向量， 係取決於稍後將說明的一第一限制處理及一過度取樣及 移動平均處理。 爸1述適應可變模式抟制恶 以下將詳述適應可變模式控制器，受控物件模型為使 用第二周期△ Τ 2所定義的模型，如上述，係使用第一周 期△ τι(而非第二周期△ Τ2)作為適應可變模式控制器21 的計算周期，因此使用時間k(而非時間η)作為一獨立時 間。 本實例中，為改善對目標值DTHR中小改變的響應， -32- (28) ft明說明續頁 並減f即泥間開口偏離量DTH相對於相標值DTHR的過激 由等式（6b)取代等式（6a)計算一控制輸入DUT(k)。等 弋（6b)中’在對等控制輸入Ueq(k)、到達定律輸入Urch(k) 及適應足律輸入Uadp(k)之外，並使用一非線性輸入 Unl(k)、一強迫式振動輸入uwave(k)，及一阻尼輸入 DUT(k) = Usl(k) = Ueq(k) + Urch(k) + Uadp(k) + Unl(k) + Uwave(k) + Udamp(k) (6b) 等式（6b)中，由以下等式（8b)、（9)及（10c)計算對等控 制輸入Ueq(k)、到達定律輸入Ureh(k)，及適應定律輸入

Uadp(k)， 並由以下等式（5b)計算交換函數值< ci(k)。 Ueq(k)= =^-{(1 al · VPOLE)DTH(k) bl + (VPOLE - a2)DTH(k - kO) cl} (8b) Urch(k) =—σ (k) bl ⑼ Uadp(k) =Uadp(k-l) · — ΔΤ1 x σ (k) bl (10c) σ ㈤=e(k) + VPOLE X e(k-kO) 二 DTH(k) - DTHR(k) + VPOLE x (DTH(k-kO) - DTHR(k-kO)) (5b) 等式（5b)及（8b)中，k0代表一參數，其對應至與交換 函數值σ的計算有關的偏離e(k)取樣時間間距’本實例中 ，將參數k0設定成對應至第二周期△ T2的（△ Τ2/Δ T1) (例如5)。藉由將與交換函數值σ的計算有關的偏離e(k) -33- 591354 (29) 發明說明續頁 取樣時間間距設定成第二周期△ Τ2，而可計算一交換函 數值，其適於使受控物件模型的特性大體上與工廠特性 互相吻合的頻率範圍，結果，可進一步改善壓制擾亂及 模型化錯誤的效能。 由於將模型化的取樣周期設定成第二周期A Τ2，並將 控制周期設定成第一周期△ T1，因此等式（5b)、（8b)及（10c) 不同於上述等式（5)、（8 a)及（10b)。 非線性輸出Uni係一用以壓制非線性模型化錯誤，並 將偏離狀態量置於交換直線的輸入，非線性模型化錯誤 係由於啟動節流閥3的閥本體而用於減速齒輪的後衝所產 生，強迫式振動輸入Uwave係一用以壓制非線性特性的 輸入，非線性特性係由於節流閥3的啟動機械的摩擦所產 生；而阻尼輸入Udamp係一用以防止節流閥開口偏離量 DTH相對於目標值DTHR產生過激的輸入。 以下將先說明非線性輸出υη1。 在經由減速齒輪而啟動一閥本體的節流閥啟動裝置類 型中’當目標值DTHR稍為改變時即產生由於圖18所示減 速齒輪後衝的穩疋偏離，並需要—固定時間周期將穩定 偏離消p余；t其在目標值DTHR與節流閥開口偏離量 的改變方向反過來之後，此類趨向會繼續增加。 根據拴制器（其使用未包括非線性輸入Unl的等式 (6a))’由適應定律輪人 伴瓣入UadP及模型參數cl(其包括在等 式（8)中用以计算對等控制輸人叫）將上述穩定偏離收 歛至〇。惟由於穩足偏離的收歛比率是低的，纟能得到任 -34- 591354 (30) 發明說明績頁 何足夠的可控制性，圖8說明適應定律輸入Uadp改變， 及將穩定偏離收歛至〇的方式。根據一使用等式（6a)的控 制處理’可藉由使用適應定律輸入Uadp及模型參數cl中 至少之一而減少穩定偏離。 本實例中，為解決上述問題而使用由以下等式（22)計 算的非線性輸入Unl(k)。

Unl(k) = .Knlxsgn(a(k))/bl (22) 其中sgn(ci(k))代表一信號函數，當a(k)具正值時，該函 數值等於1，而當G(k)具負值時，該函數值等於]，Knl 係一非線性輸入增益。 使用非線性輸入Uni(k)時，對稍為改變的目標值DTHR 的響應如圖19A所示，而非線性輸入Unl(k)的改變如圖 1 9 B所示’即防止穩定偏離的收歛如圖1 8所示般受到延 遲。 惟由圖19A及19B 了解到，藉由加入非線性輸入Unl會 產生吵雜聲現象，使用等式（6 a)時，並不會產生此吵雜 聲現象（有時會由可變模式控制器產生）。本實例中，藉 由使用適應定律輸入Uadp及模型參數cl，及使用強迫式 振動輸入Uwave，將一待由非線性輸入unl補償的模型化 錯誤減至最小，並因而將非線性輸入Unl的振幅（即吵雜 聲的振幅）減至最小。 此外，本實例中，如圖2 0所示，根據節流閥開口偏離 量DTH而設定非線性輸入增益Knl，當節流閥開口偏離量 DTH接近0時（即節流閥開口 TH接近預設開口 THDEF時）， -35- 591354 (31) 發明說明績頁 即藉由增加非線性輸入增益Kn丨而壓制穩定偏離。 以下將說明強迫式振動輸入UwaVe。 一受控物件（如節流閥啟動裝置丨〇之類）中，藉由啟動 節流閥3的閥本體而產生的可變組件的摩擦特性，可降低 相對於目標值微小改變的可控制性。 為補償摩擦特性，已知在一預計周期的間距將猶豫輸 入加入控制輸入的方法，本實例中，強迫式振動輸入 Uwave當為猶豫輸入而由以下等式（23)計算。

Uwave(k) = KwavexFwave(k)x | ide(n) |/bl (23) 其中Kwave係猶豫輸入基本增益，Fwave(k)係一猶豫 信號值，而ide(η)係一模型參數的識別錯誤。 作為用以得到猶豫信號值Fwave的一猶豫信號，使用 如圖21所示的一系列基本波形，並如圖22所示將其重複 頻率設定成非在受控物件共振頻率附近的頻率，以避免 控制系統的共振。圖22中，fr代表控制系統的共振頻率 ，而fwave代表猶豫信號的頻率。 在低於共振頻率fr的頻率範圍中，非線性輸入Uni展現 與強迫式振動輸入Uwave相同的效應，因此將猶豫信號 頻率fwave設定成高於共振頻率fr的頻率，更明確地說， 將猶豫信號頻率fwave的頻率設定在具低通特性（減少高 頻成分的特性）的受控物件的拒絕頻帶内（通過頻帶外）。 強迫式振動輸入Uwave與非線性輸入Unl類似，可能成 為造成吵雜聲的理由，因此應根據受控物件的摩擦特性 而设疋強迫式振動輸入Uwave的振幅。惟節流閥啟動裝 -36 - 591354 (32) 發明說明續頁 置的摩擦特性依硬體配置的特性變化及老化，及作用在 閥本體的壓力而有所不同，因此如非線性輸入Uni般，根 據節流閥開口（節流閥開口偏離量）設定強迫式振動輸入 Uwave並不恰當。

根據本實例，有鑑於由於受控物件係一線性模型，在 模型參數中不會反映如摩擦特性之類的非線性特性，卻 顯為識別錯誤ide的事實，因此根據如等式（23)所示識別 錯誤i d e的絕對值而設定強迫式振動輸入U w a v e的振幅， 依此可根據摩擦特性中的變化設定振幅。 圖23A至23C以時序圖說明強迫式振動輸入（Uwave)的 效應，在過度摩擦區開始的時間（t 1)及過度摩擦區結束 的時間（12)，識別錯誤i d e增加，因此強迫式振動輸入 Uwave亦增加，因而防止節流閥開口偏離量DTH的控制 錯誤增加。 以下將說明阻尼輸入Udamp。

在控制節流閥啟動裝置中，當節流閥的閥本體移至完 全關閉位置時，避免與阻片碰撞是重要的，防止引擎驅 動力增加至大於駕駛人的要求亦為重要，可變模式控制 通常具有一高速響應特性，但亦具有常相對於目標值造 成過激的趨向。 因此本實例中，使用阻尼輸入Udamp作為一控制輸入 以壓制此過激。 咸認為可由以下三個等式定義用以壓制過激的阻尼輸 入 Udamp 〇 -37- 591354 (33) 丨解說梅

Udamp 1 (kp=-Kdamp l(e(k)-e(k-l))/bl (24)

Udamp2(k) = -Kdamp2(a(k)-a(k-l))/bl (25)

Udamp3(k) = -Kdamp3(DTH(k)-DTH(k-l))/bl (26) 其中Kdamp 1、Kdamp2及Kdamp3代表阻尼控制增益。 不論當節流閥開口偏離量DTH的改變比率是高的，或 目標值DTHR的改變比率是高的，等式（24)及（25)中交換 函數值σ(1〇的改變比率皆會變高，因此阻尼輸入udamp 的絕對值在兩情況中皆會增加。阻尼輸入U d a m p具有一 函數用以壓制其他控制輸入，而將節流閥開口偏離量DTH 收斂至目標值DTHR，因此如使用由等式（24)或（25)定義 的阻尼輸入Udampl或Udamp2，則在目標值DTHR大變動 時即會壓制用以遵循目標值DTHR的控制輸入，結果響應 速度會變低。 另一方面’只在節流閥開口的改變比率增加時，由等 式（2 6)定義的阻尼輸入Udamp3的絕對值才會增加以壓制 其他控制輸入，換言之，當目標值DTHR大變動時，阻尼 輸入Udamp3不會壓制其他控制輸入。因此，阻尼輸入 Udamp3可同時達成過激壓制及高響應速度，其無法由等 式（24)或（25)定義的阻尼輸入Udampl或Udamp2達成。 因此，本實例中由以下等式（27)計算阻尼輸入Udamp。

Udamp = -Kdamp(DTH(k)-DTH(k- l))/bl (27) 圖24A及24B以時序圖說明阻尼輸入udamp的過激壓制 效應，並說明將目標值DTHR如虛線所示地逐步改變時， 節流閥開口偏離量D T Η的響應特性，圖2 4 A所示的過激 591354 (34) 發明說明續頁 受到圖24Β所—示的阻尼輸入Udamp壓制。 由於等式（27)包括模型參數bl，即使節流閥啟動裝置 的動態特性已改變，一過激仍可適當地受到壓制。 關於等式（27)中的阻尼控制增益Kdamp，藉由根據節 流閥開口偏離量DTH及目標值DTHR而改變阻尼控制增益 Kdamp，可進一步改善可控制性。因此，本實例中，如 圖25A所示，根據節流閥開口偏離量DTH而設定一基本 值Kdampbs，並如圖25B所示，根據目標值DTHR中變化 量的移動平均值DDTHRAV計算一校正係數Kkdamp。此 外’由以下所示等式（2 8)計算阻尼控制增益κ d a m p，由 於在節流閥開口 ΤΗ在預設開口附近（DTH与0)時，將基本 值Kdampbs設定成小值，因而降低阻尼效應，並得到高 響應速度。因節流閥開口 TH增加時容易發生過激，因此 當移動平均值DDTHRAV等於或大於一預設正值時，可將 校正係數Kkdamp設定成大於1的值。

Kdamp = KdampbsxKkdamp (28) 由以下等式（29)計算移動平均值DDTHRAV。

iAV DDTHRAV(k)=艺（DTHR(k-i)-DTHR(k-i-l)/(iAV+l) (29) /=0 其中i A V代表一例如設定成5 0的數值。 莫型參數謐別器 由於模型參數識別器在第二周期△ Τ 2的間距執行識別 處理’藉由在概述模型參數識別器的說明中所述的等式 中，將k改成η而得到以下所提供的等式。以下等式（3〇) 中的LF()代表函數形式的識別錯誤的低通濾波的函數形 -39- 591354 (35) 發明說明績頁 式0 0 (η) = Θ base + d 0 (η) άθ(η) = DELTA · d Θ (n-l) + KP(n)idef(n) ΚΡ(η) = Ρζ(η)/(1+ ζτ(η)Ρζ(η)) idef(n) = LF(ide(n)) ide(n) = DTH(n) - DTHHAT(n) DTHHAT(n) = θ (η-1)τ ζ (n) Θ (n)T = [alM(n), a2M(n), blM(n), clM(n)] ζ (I1)T = [DTH(rr 1)，DTH(ir2)，DUT(n-l)，1] (14£) (I4g) (19b) (30) (16a) (17a) (15a) (18a) DELTA = '61 0 0 0' 0 62 0 0 0 0 63 0 0 0 0 1 (21) 由等式（14f)計算的模型參數向量0(n)的元素αι”、a2，， ' b 1 ”及c 1"皆取決於以下所述的限制處理，以改善控制 系統的堅固性。 圖26A及26B以圖說明模型參數al，，及a2”的限制處理， 圖26A及26B示出由模型參數al’’為水平軸及模型參數a2” 為垂直軸所定義的一平面，如模型參數a 1 ”及a2，，位於由 影線標示的穩定區之外，則執行一限制處理以使它們改 至對應至穩定區外緣的值。 如模型參數bl”落在上限值xiDB1H與下限值XIDB1I^] 的範圍之外，則執行一限制處理以使模型參數b 1 ”改至上 限值XIDB1H或下限值XIDB1L。如模型參數cl”落在上限 值XIDC1H與下限值XIDC1L間的範圍之外，則執行一限 制處理以使模型參數c 1 ”改至上限值XIDC 1 Η或下限值 -40- 591354 (36) 發明說明績頁 XIDC1L。 一 以下所示等式（3 1)說明一組上述限制處理（第一限制處 理）’ θ*(η)代表限制模型參數向量，由以下所示等式（32) 說明其元素。 0*(n) = LMT(0(n)) (3 1) 0*(n)T=[al*(n)，a2*(n)，bl*(n)，cl*(n)] (32)

由本發明發明人先前提出的一控制系統中，用以由等 式（14g)計算更新向量d0(n)的前一更新向量d0(n-l)，與 用以計算估計節流閥開口偏離量DTHHAT(k)的前一模型 參數向量Θ (η -1)包括未取決於限制處理的模型參數。本 實例中，使用由以下所示等式（3 3)計算的向量作為前一 更新向量de(η-1)，並如以下等式（17b)所示，使用一限制 模型參數向量θ*(η-1)作為前一模型參數向量，其用以計 算估計節流閥開口偏離量DTHHAT(k)。 d0(ri· 1 ) = θ * (η-1 1) (33)

ΟΤΗΗΑΤ(η) = θ*(η.1)τζ(η) (17b) 以下將說明上述處理的理由。 如對應至模型參數a 1π及a2π所決定座標的一點位於圖 2 6 Β所示的點P A 1，則執行一限制處理，以使對應至模型 參數座標的一點移往位於穩定區外緣的點PAL。如節流 閥開口偏離量DTH改變，及對應至將收斂模型參數& 1 ”及 a2 π的模型參數座標的一點改至點PA2，則從點PA 1往點 ΡΑ2的移動會比從點PAL往點ΡΑ2的移動慢。意即，將適 應可變模式控制器2 1執行的控制處理適應至受控物件的 -41- 591354 (37) 發明說明續頁 動態特性時「會產生可降低可控制性的死時間。 因此，本實例中，將限制模型參數向量θ* (η-1)施至等 式（33)及（17b)，以計算目前模型參數向量θ(η)。 以下等式（3 2a)說明藉由在第一限制處理之後在時間k 過度取樣模型參數向量θ*(η)，而在時間k所得到的一模 型參數向量e*(k)。 0*(k)T = [al *(k)，a2*(k)，bl *(k)，cl *(k)] (32a) 當以下等式（3 2b)說明藉由過度取樣模型參數向量0*(k) 的移動平均所得到的一模型參數向量θ’（k)時，則由以下 等式（34)至（37)計算模型參數向量0’（1〇的元素&1'(1〇、 a2，（k)、bl’（k)及 cl’（k)。 Θ 丨(k)T: =[ar(k)，a2’(k), blf(k)，clf(ki} (32b) al，(k)= :Σ ai*(k-i)/(m + 1) (34) a2，(k)= Σ a2*(k-i)/(m + l) i-O (35) bl'(k)= Σ bl*(k-i)/(m + 1) (36) cl，(k)= Σ cl*(k-i)/(m + 1) i篇Q (37) 其中（m+ 1)代表取決於移動平均的資料數，並例如將m設 定成4。 然後，如以下等式（3 8)所示，模型參數向量θ’（k)取決 於類似上述限制處理的一限制處理（第二限制處理），藉 此計算由以下等式（3 9)所表示的一校正模型參數向量 -42- 591354 (38) 發明說明續頁 0L(k)。如圖）6A及26B所示，因模型參數aH/或模型參 數a2^可改變，而使對應至模型參數al’及a2’的一點，由 於移動平均計算而移出穩定區。而因為模型參數b 1，及c 1， 不會因移動平均計算而從限制範圍改變，因此實際上不 受限制。 0L(k) = LMT(0i(k» (38) 0L(k)T = [a 1，a2，b1，c1 ] (39) j»述模型參數排裎器 參照模型參數albase、a2base、blbase及clbase由模型 參數排程器加以設定，如圖27所示，參照模型參數albase 及a2base係根據目標值DTHR而設定。與根據節流閥開口 偏離量DTH而設定參照模型參數a 1 ^“及a2base的情形比 較，藉由根據目標值DTHR而設定參照模型參數albase及 a2base ’可得到較高的可控制性，尤其是較快的響應。 因參照模型參數c 1 base未依節流閥啟動裝置的操作條 件（目標值DTHR或節流閥開口偏離量dtH)而定，因此總 將參照模型參數clbase設定成0。不顧節流閥啟動裝置的 操作條件，總將與控制輸入DUT相關的參照模型參數 blbase設定成模型參數下限值xidb1l。 總將參照模型參數b lbase設定成下限值xIDB 1L的理由 如下。

如圖28B所示，由更新向量d0的一 bl成分心丨（見圖28C) 才父正時間t S之前由適應可變模式控制器2丨使用的模型參 數’而模型參數bl小於參照模型參數blbase，如果如圖28A -43 - (39) 發明說明績頁 所示，目標值DTHR從DTHR1逐步改變至dTHR2，則假 設目標值DTHR等於值DTHR2，而由模型參數131取得的值 為圖28B所示的bis。 此範例中’由於模型參數識別器22需要數個步驟以校 正參照模型參數blbase ’已在時間tS之前在負方向校正 參照模型參數blbase的更新成分dbl亦需要數個步驟，在 時間t S之後成為一適當值。因此，在那些數個步驟的周 期，模型參數b 1採用一比期待值b 1 s小得多的值，結果適 應可變模式控制器2 1計算執行過度校正的控制輸入DUT ，並如圖28A所示，會引起節流閥開口偏離量DTH的過激。 因此本實例中總將參照模型參數b 1 base設定成下限值 XDB1L，以避免圖28A至28C所示的缺點，如圖29C所示 ，藉由將參照模型參數blbase設定成下限值XDB1L，更 新成分db 1總採取一正值。因此，例如即使出現識別延遲 ，亦可防止模型參數b 1採用一比期待值b 1 s小得多的值 (見圖29B)，並防止適應可變模式控制器21由於識別延遲 而執行過度校正，結果，如圖29 A所示，可壓制節流閥 開口偏離量DTH的過激。 A ECU 7的CPu所埶行的處理 以下將說明用以實作上述控制器2 1、模型參數識別器 22，及模型參數排程器25的函數，而由ECU 7的CPU所執 行的處理。 圖3 0以流程圖說明一節流閥開口控制處理，其由ECU 7 的CPU在一預設周期（如2毫秒）的間距所執行。 -44- 591354 (40) 發明說明續頁 在步驟S 1 1中，如圖3 1所示執行設定一狀態變數的處 理，明確地說，執行等式（2)及（3)的計算，以決定圖 中在步驟S31及S32的節流閥開口偏離量DTH(k)及目標值 DTHR(k)，有時可略去代表目前值的符號⑴或⑷。 在步驟S 12中，判定是否一計數器IDc〇uNT的值為〇， 由於計數器IDCOUNT初始設定成〇，處理由步驟si2進行 、’ 至步驟S 14 ’其中執行識別一模型參數的處理，即執行 -， 計算一模型參數向量θ(η)的處理。然後，執行實34所示 _ 一第一限制處理，以在步驟S15計算一模型參數向量θ*(η) 一 ，明確地說，執行模型參數向量θ(η)的限制處理以計算 模型參數向量θ*(η)。並為過度取樣處理，將所算過的模 型參數向量 θ*(η)的元素 al*(n)、 a2*(n)、 bl*(n)及 cl*(n) 儲存在環式緩衝器中，明確地說，將各元素的預定數值 N(即元素的0*(k)、0*(k+l)、…，0*(k + N_l)儲存在環式 緩衝器中。預定數值N代表第二周期ΔΤ2與第一周期δτι 的比率（△ T2/ △ T 1)，並例如設定成5。 · 在步驟816中，將計數器10(：01^丁設定成預定數值1^， 因此此處理的下一執行中，對步驟S 1 2的答覆成為否定 · (NO)，並在步騾S13中將計數器ID COUNT的值減少1，之 後，處理進行至步騾S 1 7，因此每N時間即執行一次從s 1 4 至S 1 6的步騾。 在步驟S 1 7中，由限制模型參數向量θ * (n)的移動平均 計算一模型參數向量θ’（1〇，明確地說，將儲存在環式緩 衝器的模型參數施至等式（34)至（37)，以計算模型參數 一 -45- 591354 (41) 發明說明續頁 alf(k)、a2f(kr)、blf(k)及 cl’(k)。 在步驟S 1 8中，執行圖3 9所示一第二限制處理，明確 地說’執行步驟S17中算出的模型參數al，（k)、a2，（k)的 限制處理’以計算一校正過模型參數向量eL(k)，將模型 參數bl’（k)及cl1 (k)分別直接施至校正過模型參數向量 eL(k)的元素 bl(k)及 Cl(k)。 在步騾S19中，執行圖40所示計算一控制輸入usl(k)的 處理，明確地說，計算一對等控制輸入Ueq(k)、一到達 定律輸入Urch(k)、一適應定律輸入uadpa)、一非線性 輸入Unl(k)、一強迫式振動輸入uwave(k)，及一阻尼輸 入Udamp(k)，並將算出的輸入合計至一控制輸入usl(k) (=工作比 DUT(k))。 在步驟S 2 0中，執行圖5 0所示可變模式控制器的穩定 性判定處理，明確地說，根據一 Lyapunov函數的位差決 定可變模式控制器的穩定性，並設定一穩定性判定旗標 FSMCSTAB，定性判定旗標FSMCSTAB參照至何時執行 控制輸入Usl(k)的計算。 圖3 2以流程圖說明圖3 0所示步驟S 1 4中識別模型參數 的處理。 在步驟S41中，由等式（19b)計算增益係數向量ΚΡ(η)， 然後，在步驟S42中由等式（17b)計算估計節流閥開口偏 離量 DTHHAT(n)。 在步驟S 4 3中，執行圖3 3所示計算i d e (η)的處理，以計 算識別錯誤丨(16(11)，步騾844中，由等式（14§)、（33)算出 -46- 591354 (42) 發明說明續頁 更新向量d0(ii)，在步騾S45中，根據目標值DTHR擷取圖 27所示Θ基數表，以計算參照模型參數向量0base。ebase 表中實際設定參照模型參數albase及a2base的值，將參 照模型參數blbase設定成最小值XIDB1L的模型參數bl， 並將參照模型參數clbase設定成0。 在步驟S46中，由等式（14f)算出模型參數向量θ(η)， 然後結束圖3 2所示處理。 圖33以流程圖說明圖32所示步驟S43中計算一識別錯 誤ide(n)的處理。 在步驟S51中，由等式（16a)算出識別錯誤ide(n)，然後 判定在步驟S53中增加的計數器CNTIDST的值，是否大 於根據受控物件的死時間所設定的預定值XCNTIDST(步 驟S 5 2 )，由於本實例中死時間d大約為〇，因此將 XCNTIDST設定成2。由於計數器CNTIDST具有一初始值 〇，因此處理先進行至步驟S53，其中將計數器CNTIDST 加上1。接下來，在步騾54將識別錯誤ide(n)設定成〇， 處理並進行至步驟S55。開始模型參數向量θ(η)的識別後 ’等式（1 6a)的計算不再得到任何正確的識別錯誤，因此 無需使用等式（16a)的計算結果，而由步驟S52至S54將識 別錯誤ide(n)設定成〇。 如果對步驟S 5 2的答覆是肯定的，處理即刻進行至步 驟 S 5 5。 步驟S55中，識別錯誤ide(n)取決於一低通濾波處理， 明確地說’執行如上述參照至圖6A及6B受控物件的頻率 -47- 591354 (43) 發明說明績頁 特性的校正皮理。 圖3 4以流程圖說明在圖3 〇所示步驟s 1 5中所執行的第 一限制處理。

在步騾S71中，藉由將各旗標設定成〇而將此處理中所 使用的旗標 FA1STAB、FA2STAB、FB 1 LMT 及 F C 1 LMT 皆 初始化，步驟S72中，執行如圖35所示模型參數al"及a2, 的限制處理，步騾S 7 3中，執行如圖3 7所示模型參b 1，，的 限制處理，步騾S 7 4中，執行如圖3 8所示模型參c 1"的限 制處理。 圖35以流程圖說明圖34所示步驟S72中所執行模型參 數a 1π及a2 ’’的限制處理，圖3 6以圖示出圖3 5所示的處理 ，並將參照至圖3 5。 圖3 6中，需要受限制的模型參數a 1 ”及a2 ”組合以X符 號表示，穩定的模型參數a 1π及a2 π組合範圍以影線區表 示（以下稱穩定區）。圖3 5所示處理係將穩定區以外的模 型參數a 1 ’’及a2 ”組合移入穩定區中由〇符號表示的位置 的處理。 在步騾S81中，判定模型參數a2”是否大於或等於一預 定a2下限值XIDA2L，將預定a2下限值XIDA2L設定成大 於-1的負值，將預定a2下限值XIDA2L設定成-1時，即得 到穩定模型參數al*及a2*，惟因由等式（40)定義至第η功 率的矩陣Α有時會變得不穩定（即模型參數a 1 ”及a2 π並非 偏離而是擺動不定），而將預定a2下限值XIDA2L設定成 大於-1的負值。 -48- 591354 (44) 發明說明續頁 在步驟S81中如果a2n小於XIDA2L，則將模型參數a2* 設定成下限值XIDA2L，並在步驟S82中將一 a2穩定旗標 卩八28丁八6設定成1，將a2穩定旗標FA2 STAB設定成1時， 即表示將模型參數a2*設定成下限值XIDA2L，圖36中， 步騾S 8 1及S 82的限制處理P 1中模型參數的校正由具p丨的 箭頭線表示。 如果對步驟S81的答覆是肯定的（YES)(即a2”大於或等 於XIDA2L)，則在步驟S83將模型參數a2*設定成模型參 數 a2”。 在步驟S84及S85中，判定模型參數a2n是否在由一預 定al下限值XIDA1L及一預定al上限值XIDA1H所定義的 範圍中，將預定al下限值XIDA1L設定成等於或大於-2並 小於0的值，並例如將預定al上限值XIDA1H設定成2。 如果對步驟S84及S 85的答覆是肯定的（YES)(即al”大於 或等於XIDA1L並小於或等於XIDA1H)，則在步驟S88將 模型參數a 1 *設定成模型參數a 1π。 如果在步驟S84中al π小於XIDA1L，則在步驟S86將模 型參數al*設定成下限值XIDA1L，並將一 al*穩定旗標 FA1STAB設定成1。如果在步驟S85中al”大於XIDA1H， 則在步驟S87將模型參數al設定成上限值XIDA1H，並將 一 al穩定旗標FA1STAB設定成1。將al穩定旗標FA1STAB 設定成1時，即表示將模型參數al *設定成下限值XIDA1L 或上限值XIDA1H，圖36中，步騾S84及S87的限制處理P2 -49- 591354 (45) 響明續頁 中模型參數的校正由具P2的箭頭線表示。 在步驟S90中，判定模型參數al*與模型參數a2*的絕 對值總和是否等於或小於一預定穩定性判定值XA2 STAB ，將預定穩定性判定值XA2 STAB設定成接近1但小於1的 值（例如0 · 9 9 )。 圖37中所示直線L1及L2滿足以下等式（41)。 a2*+| al * | = XA2STAB (41) 因此在步驟S90中，判定模型參數al*及a2*的組合是 否位於或低於圖36所示的直線L1及L2，由於模型參數al* 及a2 *的組合在圖3 6所示的穩定區中，如果對步驟S 9 0的 答覆是肯定的（YES)，則立即停止限制處理。 如果對步騾S90的答覆是否定的（NO)，則在步驟S90中 判定模型參數a 1 *是否小於從預定穩定性判定值 XA2STAB減去預定a2下限值XIDA2L所得的值（由於 XIDA2L 小於 〇，（XA2STAB-XIDA2L)大於 XA2STAB)。如 果模型參數al*等於或小於（XA2STAB-XIDA2L)，則在步 驟S92中將模型參數a2*設定成（XA2STAB- | al * | )，並 將a2穩定化旗標FA2STAB設定成1。 如果步驟S91中，模型參數al*大於（XA2STAB-XIDA2L) ，貝，J在步驟S93中將模型參數a2*設定成（XA2STAB· XIDA2L)，在步騾S93中再將模型參數a2*設定成預定a2 下限值XIDA2L，並將al穩定化旗標FA1STAB及a2穩定化 旗標FA2STAB皆設定成1。 圖3 6中，步騾S 9 1及S 9 2的限制處理p 3中模型參數的校 -50- 591354 (46) 爹明說明績頁 正由具P3的箭頭線表示，而步驟S91及S93的限制處理P4 中模型參數的校正由具P4的箭頭線表示。 如上述，執行圖3 5所示的限制處理而將模型參數a 1 ”及 a2 ”帶進圖3 6所示的穩定區，以藉此計算模型參數a丨*及 a2* 〇 圖3 7以流程圖說明模型參數b 1 ”的限制處理，其在圖3 4 所示的步驟S 7 3中執行。 圖37所示的步驟S101及S102中，判定模型參數bl"是 否在由一預定bl下限值XIDB1L及一預定bl上限值 XIDB1H所定義的範圍中，將預定bl下限值XIDB1L設定 成一預定正值（例如〇·1)，並將預定bl上限值XIDB1H例 如設定成1。 如果對步驟S101及S102的答覆是肯定的（YES)(即如果 bl’f大於或等於XIDB1L，並小於或等於XIDB1H)，則在 步驟S105將模型參數bl*設定成模型參數bl”。 如果在步驟S101中bl”小於XIDB1L，則在步驟S1〇4將 模型參數b 1 *設定成下限值XID B 1 L，並將一 b 1限制旗標 FB1LMT設定成1;如果在步驟S102中bl1’大於xIDB1H, 則在步驟S103中將模型參數bl*設定成上限值XIDB1H， 並將bl限制旗標FB1LMT設定成1。將bl限制旗標FB1LMT 設定成1時，即表示將模型參數b 1 *設定成下限值XI d B 1 L 或上限值XIDB 1H。 圖3 8以流程圖說明模型參數c 1 ”的限制處理，其在圖3 4 所示步騾S 7 4中執行。 -51 - 591354 (47) 發明說明續頁 圖3 8所示的步騾S 1 1 1及S 1 1 2中，判定模型參數e 1 ”是 否在由一預定cl下限值XIDC1L及一預定cl上限值 XIDC1H所定義的範圍中，將預定cl下限值XIDC1L例如 設定成- 60，並將預定cl上限值XIDC1 Η例如設定成60。 如果對步驟S111及S112的答覆是肯定的（YES)(即如果 cln大於或等於XIDC1L，並小於或等於XIDC1H)，則在 步驟S 1 1 5將模型參數C 1 *設定成模型參數c 1 ”。 如果在步騾S111中cl’，小於XIDC1L，則在步驟S114將 模型參數c 1 *設定成下限值XIDC 1 L，並將一 c 1限制旗標 FC1LMT設定成1;如果在步驟S112中cl”大於XIDC1H， 則在步驟S113中將模型參數cl*設定成上限值XIDC1H， 並將cl限制旗標FB1LMT設定成1。將cl限制旗標FC1LMT 設定成1時，即表示將校正過的模型參數c 1設定成下限值 XIDC1L或上限值 xidCIH。 圖3 9以流程圖說明圖3 0所示步驟S 1 8中所執行的第二 限制處理，第二限制處理基本上與圖3 5所示的第一限制 相同，除了以模型參數a 1，及a2 ’分別取代圖3 5所示限制處 理中的模型參數a 1 ’，及a2，，，並以模壑參數a 1 ”及a2 ”分別 取代圖3 5所示限制處理中的模型參數a 1 *及a2 *。明確地 說，移動平均模型參數alf及a2,取決於步騾S121SS133 的限制處理（其與圖3 5所示限制處理類似），藉此計算校 正過的模型參數al及a2。 圖4 0以流程圖說明計算一控制輸入u s 1的處理，其在圖 3 0所示步驟S 1 9中執行。 -52- (48) 發明說明績頁 在步騾S2fl中，執行如圖41所示計算一交換函數值〇 的處理，步驟S202中，由等式（8b)算出一對等控制輸入Ueq ’步驟S 2 0 3中，執行如圖4 4所示計算一到達定律輸入 Urch的處理，步驟S204中，執行如圖45所示計算一適應 足律輸入Uadp的處理。步驟S205中，執行如圖46所示計 算一非線性輸入Uni的處理，步驟S206中，執行如圖47 所示計算一強迫式振動輸入Uwave的處理，步驟S207中 ’執行如圖49所示計算一阻尼輸入udamp的處理。 在步驟S208中，判定在圖50所示處理中所設定的穩定 性判定旗標FSMCSTAB是否為1，將穩定性判定旗標 FSMC STAB設定成1時，即表示適應可變模式控制器21不 穩定。 如果在步驟S208中FSMCSTAB等於0(表示適應可變模 式控制器21是穩定的），則加上步驟S202至S207所算出的 控制輸入 Ueq、Urch、Uadp、Uni、Uwave 及 Udamp，藉 此在步驟S209中計算控制輸入Usl。 如果在步驟S208中FSMCSTAB等於1(表示適應可變模 式控制器2 1不穩定），則算出到達定律輸入urch及適應定 律輸入Uadp的總和作為控制輸入Us 1。換言之，不使用 對等控制輸入Ueq、非線性輸入Uni、強迫式振動輸入 Uwave，及阻尼輸入Udamp以計算控制輸入Usl，以防止 控制系統成為不穩定。 在步驟S211及S2 12中，判定所算出的控制輸入usl是 否在一預定上限值XUSLH及一預定下限值XUSLL所定義 -53- 591354 (49)

發明說明績I 的範團中，如果控制輸入u s 1在此範圍中，則圖4 Ο所示處 搜立即停止。如果在步驟S211中，控制輸入Usl等於或小 於預定下限值XUSLL，則在步驟S214將控制輸入Usl設定 成預定下限值X U S L L ;如果在步驟s 2 1 2中，控制輸入U s 1 等於或大於預定上限值XUSLH，則在步驟S2 13將控制輸 入1Jsl設定成預定上限值XUSLH。 圖4 1以流程圖說明計算交換函數值σ的處理，其在圖4 〇 所示步騾S 2 Ο 1中執行。 在步驟S221中，執行如圖42所示的VPOLE計算處理， 算交換函數設定參數VPOLE,然後，在步驟S2 22中 由等式（5b)算出交換函數值a(k)。 在步驟S223及S224中，判定所算出的交換函數值 疋否在一預定上限值XSGMH及一預定下限值xsGML所定 義的範圍中’如果交換函數值cj(k)在此範圍中，則圖4 1 所示處理立即停止。如果在步驟S2 23中，交換函數值 等於或小於預定下限值XSGML，則在步驟S225將交換函 數值σ(1〇設定成預定下限值XSGML ;如果在步驟S224中 ’交換函數值a(k)等於或大於預定上限值xsgmH，則在 步驟S226將又換函數值σ(]^)設定成預定上限值χ8〇ΜΗ。 圖42以流程圖說明在圖4丨所示步驟S22丨中執行vp〇LE 計算處理。 圖42所示步驟8231中，判定穩定性判定旗標1^^1(381^;8 是否為1，如果在步驟8231中FSMCSTAB等於以表示適應 可變模式控制恭2 1不穩定），則在步驟s 2 3 2將交換函數設 -54- 591354 (50) 發明說明績頁 定參數VPOI^E設定為一預設穩定值XPOLESTB，該預設 穩定值XP0LESTB設定為大於-1但是極接近_1(如-0.999) 的值。

若FSMC STAB等於0，則表示適應可變模式控制器21是 穩定的，則在步驟S234中根據節流閥開口偏離量DTH擷 取圖43所示的VP OLE表，以計算一交換函數設定參數 VPOLE。設定VPOLE表而使節流閥開口偏離量DTH採用0 附近的值時（即節流閥開口偏離量DTH採用預設開口 THDEF附近的值時），交換函數設定參數VPOLE即增加； 而當節流閥開口偏離量DTH採用不在0附近的值時，不管 節流閥開口偏離量DTH中的變化，交換函數設定參數 VPOLE大體上維持不變。因此當節流閥開口 TH在預設開 口 THDEF附近時，將交換函數設定參數VPOLE設定成一 相對大值，其在預設開口 THDEF附近改善可控制性。

在步驟S23 5及S236中，判定所算出的交換函數設定參 數VPOLE是否在一預定上限值XPOLEH及一預定下限值 XPOLEL所定義的範圍中，如果交換函數設定參數VPOLE 在此範圍中，則圖42所示處理立即停止。如果在步驟S23 6 中，交換函數設定參數VPOLE等於或小於預定下限值 XPOLEL，則在步驟S23 8將交換函數設定參數VPOLE設 定成預定下限值XPOLEL ;如果在步驟S23 5中，交換函 數設定參數VPOLE等於或大於預定上限值XPOLEH，則 在步驟S237將交換函數設定參數VPOLE設定成預定上限 值 XPOLEH。 -55- 591354 (51) 發明說明續頁 圖44以流#圖說明計算一到達定律輸入Urch的處理， 其在圖40所示步驟S203中執行。 在圖44所示步騾S261中，判定穩定性判定旗標 卩8]^08丁八6是否是1，如果穩定性判定旗標FSMCSTAB是 〇(表示適應可變模式控制器2 1是穩定的），則根據圖1 3 A 所示交換函數值σ設定控制增益F(步驟S262)。 在步驟S263中根據以下等式（42)(與等式（9)相同）計算 到達定律輸入Urch。

Urch = -F X σ/b1 (42) 如果穩定性判定旗標FSMC STAB是1(表示適應可變模 式控制器2 1不穩定），則在步驟S264中將控制增益F設定 成一預定穩定化增益XKRCHSTB，並在步驟S265中根據 以下等式（43)(其未包括模型參數bl)計算到達定律輸入 Urch 〇

Urch = -F X σ (4 3) 在步驟S266及S267中，判定所算出的到達定律輸入 Urch是否在一預定上限值XURCHH及一預定下限值 XURCHL所定義的範圍中，如果到達定律輸入Urch在此 範圍中，則圖4 4所示處理立即停止。如果在步驟s 2 6 6中 ，到達定律.輸入Urch等於或小於預定下限值XURCHL， 則在步驟S268將到達定律輸入Urch設定成預定下限值 XURCHL ;如果在步驟S267中，到達定律輸入Urch等於 或大於預定上限值XURCHH，則在步驟S269將到達定律 輸入Urch設定成預定上限值XURCHH。 -56- (52) 591354 發明說明績頁 如上述，奮適應可變模式控制器21變成不穩定時，將 控制增S F設定成預定穩定化增益xkrchstb，及不使用 模型參數！^計算到達定律輸入Ureh，而將適應可變模式 控制器2丨帶回其穩定狀態。當模型參數識別器22所執行 的識別處理變成不穩定時，適應可變模式控制器21亦變 成不穩定，因此藉由使用等式（43)(其未包括已變成不穩 定的b 1)，可穩定化適應可變模式控制器2 ι。

圖45以流程圖說明計算一適應定律輸入仏卄的處理 其在圖40所示步驟S204中執行。 在步驟S 2 7 1中’判定交換函數值σ是否等於或小於一 預定下限值-XSGMSL，如果σ小於或等於·XSGMsl，則 在步驟S272將交換函數參數SGMS設定成預定下限值

•XSGMSL;如果σ大於-XSGMSL，則在步驟S273判定交 換函數值σ是否等於或大於一預定上限值xsGMSL，如果 σ大於或等於XSGMSL，則在步驟S274將交換函數參數 SGMS設定成預定上限值XSGMSL ;如果交換函數值σ落 在預定下限值-XSGMSL與預定上限值XSGMSL之間，則 在步驟S275將交換函數參數SGMS設定成交換函數值σ。 用以計算適應定律輸入Uadp的叉換函數值σ在步驟 S271至S275中受到限制，交換函數參數SGMS係一對應 至受限制的交換函數值σ的參數。當目標值DTHR突然改 變時，限制處理能防止節流閥開口偏離量DTH相對於目 標值DTHR過激。 在步驟S276中，判定穩定性判定旗標FSMCSTAB是否 -57- 591354 (53) 發明譚明績頁 是1，如果FSTvlCSTAB等於〇(表示適應可變模式控制器21 是穩定的），則在步驟S279中根據如圖13A所示交換函數 值σ設定控制增益G。 然後在步驟S 2 8 0中，將交換函數參數s GM S及控制增 益G施至以下的等式（44)，以計算一適應定律輸入uadp(k) 。除了以交換函數參數SGMS取代等式（i〇c)中的交換函 數值σ外，等式（44)與等式（l〇c)類似。

Uadp(k) = Uadp(k-l)-GxSGMSxATl/bl (44) 如果在步驟S276中FSMCSTAB等於1(表示適應可變模 式控制器2 1不穩定），則在步驟S 2 7 7中將控制增益G設定 成一預定穩定化增益SKADPSTB，並在步驟S278中由等 式（4 5)算出一適應定律輸入1^(1?(]〇，等式（45)係一藉由 從等式（44)移除模型參數bl得出的等式。

Uadp(k) = Uadp(k-l)-GxSGMSxATl (45) 在步驟S281及S282中，判定所算出的適應定律輸入 Uadp是否在一預定上限值XUADPH及一預定下限值 XUADPL所定義的範圍中，如果適應定律輸入Uadp在此 範圍中，則圖4 5所示處理立即停止。如果在步，騾S 2 8 2中 ，適應定律輸入Uadp等於或小於預定下限值XUADPL， 則在步騾S2 84將適應定律輸入Uadp設定成預定下限值 XUADPL ;如果在步騾S281中，適應定律輸入Uadp等於 或大於預定上限值XUADPH，則在步騾S283將適應定律 輸入Uadp設定成預定上限值XUADPH。 圖46以流程圖說明計算一非線性輸入Uni的處理’其 -58- 591354 (54) 發明說明續頁 在圖40所示步驟82〇5中執行。 在步驟S 3 0 1中，根據節流閥開口偏離量〇 ΤΗ計算一非 線性輸入增益Κη1(見圖2〇)，在步驟S3〇2中判定交換函數 值σ疋否等於或小於一預定下限值_xnlth。如果σ大於 NLTH ’則在步驟§304判定交換函數值〇等於或大於一 預疋上限值XNLTH。如果交換函數值σ落在預定上限值 4 XNLTH與預定下限值·χΝ；ίΤΗ之間，則將交換函數值〇設 定成一非線性輸入參數SNL(步驟S3 06)。 翁 如果交換函數值σ等於或小於一預定下限值-XNLTH， 一 則在步驟S 3 0 3中將非線性輸入參數SNL設定成-1 ;交換 函數值σ等於或大於一預定上限值XNLTH則在步騾S3 05 中將非線性輸入參數SNL設定成1。 在步驟S3 07中根據以下等式（46)計算一非線性輸入 Unl(k) 〇

Unl(k)--KnlxSNL/bl (46) 如圖4 6所示處理中，使用非線性輸入參數SNl取代等 | 式（22)中的信號函數sgn(G(k))，並將交換函數值〇直接施 至一預定範圍，其中交換函數值or的絕對值是小的，而 . 可壓制由於非線性輸入Uni而產生的吵雜聲。 ， 圖4 7以流程圖說明計算一強迫式振動輸入u w a v e的處 理，其在圖4 0所示步驟S 2 0 6中執行。 在步驟S3 1 1中，由以下等式（47)算出一時間參數 twave(k) 〇 twave(k) = twave(k- 1) + XTWAVEINC (47) -59- 591354 (55) 發明說明續頁 其中XTWA「VEINC代表一段流逝的時間周期，其詨定成 此處理的執行周期。 在步騾S312中，判定時間參是否等於或大 於一預疋周期TPERIOD(例如1秒），如果twave(k)小於 TPERIOD，則處理進行至步驟S314，如果twave(k)等於 或大於丁卩£11100，則在步驟83 13將時間參數^&^(]<:)重 設成0，之後處理進行至步驟S3 14。 在步驟S3 14中’根據時間參數twave(k)擷取如圖48所 示的Fwave表，以計算一猶豫信號值Fwave，圖48所示波 形略不同於圖2 1所示波形，可根據圖2丨所示波形設定 F wave 表 ° 在步驟S315中，將猶豫輸入基本增益Kwave&識別錯 誤ide(k)施至以下等式（48)，以計算一猶豫輸入增益 KWID(見等式（23))。 KWID = Kwavex| ide(k) I (48) 在步驟S316中，判定猶豫輸入增益kwid是否大於一 預定上限值XKWIDL，如果KWID小於XKWIDL，則處理 進行至步驟S320，如果KWID等於或大於預定上限值 XKWIDL ’則在步驟S3 18將猶豫輸入增益KWIDs定成成 上限值XKWIDL。 在步驟S320中’根據以下等式（49)計算一強迫式振動 輸入Uwave(k)，等式（49)大體上與等式（23)相同。

Uwave(k) = KWIDxFwave/bl (49) 圖49以流程圖說明計算一阻尼輸入udamp的處理，其 -60- 591354 (56) 發明說嗎績頁 在圖40所示#驟S207中執行。 在步騾S331中，根據等式（29)計算目標值DTHR中變化 量的移動平均值DTHRAV ;在步驟S3 3 2中，根據節流閥 開口偏離量DTH計算一阻尼控制增益的基本值Kdampbs (見圖25A);在步驟S333中，根據移動平均值DDTHRAV 計算一阻尼控制增益的校正係數Kkdamp(見圖25B)。 在步驟S334中，藉由基本值Kdampbs乘以校正係數 Kkdamp而計算一阻尼控制增益Kdamp，然後根據以下等 式（27)(再示出）計算一阻尼輸入Udamp(k)。

Udamp(k) = -Kdampx(DTH(k)-DTH(k-l)/bl (27) 圖5 0以流程圖說明可變模式控制器的穩定性判定處理 ，其在圖30所示步驟S20中執行，此處理中根據一 Lyapunov函數的位差判定穩定性，並根據穩定性判定的 結果設定穩定性判定旗標FSMC STAB。 在步驟S351中，由以下等式（50)算出一交換函數變化 量ϋσ，在步驟S3 52中由以下等式（51)算出一穩定性判定 參數 SGMSTAB。

Da = a(k)-a(k-k0) (50) SGMSTAB = Daxa(k) (5 1) 在步驟S 3 5 3中，判定穩定性判定參數S GM S TAB是否等 於或小於一穩定性判定門檻XSGMSTAB，如SGMSTAB大 於XSGMSTAB，則判定適應可變模式控制器21可能不穩 定，在步驟S3 5 5中將一不穩定性偵測計數器CNTSMCST 加上1。如果SGMSTAB小於或等於XSGMSTAB，則判定 591354 (57) 發明說明績頁 適應可變模式控制器2 1穩定，在步騾S 3 5 4中不穩定性偵 測計數器CNTSMCST的計數未增加而維持不變。 在步驟S3 5 6中，判定不穩定性偵測計數器CNTSMCST 的值是否小於或等於一預定計數XS STAB，如果 CNTSMCST小於或等於XS STAB，則判定適應可變模式控 制器21穩定，並在步驟S 3 5 7中將一第一判定旗標 FSMC STAB 1 設定成 〇。如果 CNTSMCST 大於 XS STAB，則 判定適應可變模式控制器2 1不穩定，並在步騾S 3 5 8中將 第一判定旗標FSMCSTAB1設定成1，打開點火開關時， 將不穩定性债測計數器CNTSMCST的值初始化成0。 在步驟S3 59中，將一穩定性判定周期計數器CNTJUDST 減少1 ’然後在步驟S 3 6 0判定穩定性判定周期計數器 CNTJUDST的值是否是〇，打開點火開關時，將穩定性判 定周期計數器CNTJUDST的值初始化成一預定判定計數 XCJUDST。因此一開始對步驟S360的答覆是否定（NO)， 處理並立即進行至步驟S365。 如果穩定性判定周期計數器CNTJUDST的值後來變成0 ’則處理從步驟S 3 6 0進行至步驟s 3 6 1，其中判定第一判 定旗標FSMCSTAB1是否為1。如果第一判定旗標 FSMCSTAB1是〇，則在步驟S 3 63將一第二判定旗標 FSMCSTAB2設定成〇，如果第一判定旗標FSMCSTAB1是 1’則在步驟83 62將第二判定旗標1?8?^8丁八82設定成1。 在步驟S3 64中，將穩定性判定周期計數器CNTJUDST 的值設定成預定判定計數XCJUDST，並將不穩定性偵測 -62- 591354 (58) 發明說明續頁 計數器CNTSMCST設定成0，然後處理進行至步騾S3 65。 在步騾S3 65中，將穩定性判定旗標FSMCSTAB設定成 第一判定旗標FSMCSTAB1與第二判定旗標FSMCSTAB2 的邏輯總和。即使對步騾S3 56的答覆成為肯定，並將第 一判定旗標FSMCSTAB1設定為0，亦要將第二判定旗標 FSMCSTAB2維持在1，直到穩定性判定周期計數器 CNTJUDST的值變成0為止。因此亦將穩定性判定旗標 FSMCSTAB維持在1，直到穩定性判定周期計數器 CNTJUDST的值變成0為止。 本實例中，節流閥啟動裝置10及一部分ECU 7(即用以 供應馬達6供能電流的輸出電路）對應至一工廠，而ECU 7 對應至一控制器及一識別構件。尤其圖3 0所示步驟S 1 9 中（即圖40所示處理）對應至一控制器，而圖3 0所示步騾 S 1 2至S 1 8對應至一識別構件。 第二實例 圖5 1以圖說明一液壓定位裝置及其控制系統的配置， 其根據本發明一第二實例作為一工廠的控制系統，可使 用此一液壓定位裝置用於一持續可變閥時序機構，用以 持續改變吸入及排出閥的閥時序。持續可變閥時序機構 改變凸輪的旋轉相位，用以驅動吸入及排出閥以變換吸 入及排出閥的打開/關閉時序，其改善引擎的充電效率， 並減少引擎的泵損失。 液壓定位裝置包括一活塞64、一液壓圓筒61(其中裝配 有活塞64)、一電氣驅動式線軸閥67、一液壓泵65、一油 -63- (59)591354 發明說明績頁 壓供應管路6石（用以從液壓泵65供應一油壓至電氣式驅動 線轴閥67)、一第一油通遒68(用以供應一第—油壓？1至 液壓圓筒61的第一油壓室62)、一第二油通遒69(用以供 應一弟二油壓P2至液壓圓筒61的第一油壓室ο)，及一油 壓釋放管路70(用以使電氣驅動式線軸閥67所釋出的液壓 油回到一油盤（未示）。 提供一電位計71用以偵測活塞64的一位置PACT，並將 表示所偵測位置PACT的信號供應至一電子控制單元 (ECU)72 〇 將一目標位置PCMD輸入至ECU 72，ECU 72計算一控 制量DUT，俾使所偵測位置PACT符合目標位置pcMD， 並根據控制量DUT將一電氣信號供應至電氣驅動式線軸 閥67。 電氣驅動式線軸閥67根據控制量DUT移動一閥元件（未 示）的位置，並根據閥元件的位置輸出第一及第二油壓以 及P2。當第一及第二油壓P1&P2的壓差^(^丨邛”為正 值時’活塞64如圖51所見移往右邊；當壓差〇{>為負值時 ，活塞64如圖51所見移往左邊。所偵測位置pAcT符合目 標位置PCMD的情況下，將壓差dp維持在〇。 圖5 2以方塊圖說明一控制孕统，甘m 钇制乐、无其用以控制圖5 1所示 具有適應可變模式控制器的液壓定位裳置。 控制系統80包括1別器81、_適應可㈣❹Μ 82 由包括在ECU 72中 一排程器8 3，及減法器8 5、8 6， 的一 CPU執行的處理而實作控制系統 -64- 80 591354 (60) 發明說明續頁 減法器8 5由所偵測的位置p a c T減去一參照值p b A S E， 以計算一彳貞測位置偏離量DPACT ;減法器86由目標位置 PCMD減去參照值PBASE，以計算一目標值DPCMD ;根 據液壓定位裝置的操作特性而將參照值PBASE預設成— 最適值。 本實例中所偵測位置PACT及偵測位置偏離量DPACT， 分別對應至第一實例中節流閥開口 TH及節流閥開口偏離 量DTH ;本實例中目標位置pCMD及目標值DPCMD分別 對應至第一實例中目標開口 THR及目標值DTHR。 排程器8 3 (類似第一實例中模型參數排程器2 5 )根據目 標‘值DPCMD計算一參照模型參數向量θ基數，並將參照 模型參數向量Θ基數供應至識別器81。 識別器81(類似第一實例中模型參數識別器22)根據控 制量DUT作為控制輸入，及偵測位置偏離量DPACT作為 控制輸出，而計算一校正模型參數向量0L(k)。明確地說 ，識別器81由以下所示等式（52)及（5 3)計算一識別錯誤 ide(n)，一輸入/輸出參數向量（（η)由以下所示等式（54) 所定義。 ide(n) = DPACT(n)(k)-DPACTHAT(n) (52) ΟΡΑΟΤΗΑΤ(η) = θ*(η-1)τζ(η) (53) ;T(n) = [DPACT(n-l)，DPACT(n-2)，DUT(n-l)，l] (54) 將識別錯誤ide(n)施至等式（30)，並使用等式（14f)、（I4g) 、（19b)及（33)計算一模型參數向量θ (η)，所算出模型參 數向量θ (η)取決於一第一限制處理（其類似於第一實例中 -65- 591354 (61) 發明說明續頁 的第一限制處理），以計算一模型參數向量θ * (η)，將模 型參數向量θ*(η)過度取樣及移動平均以計算一模型參數 向量0，（k)。模型參數向量V(k)取決於一第二限制處理（其 類似於第一實例中的第二限制處理），以計算一校正模型 參數向量0L(k)。 適應可變模式控制器82(類似於第一實例中的適應可變 模式控制器21)將偵測位置偏離量DPACT施至以下所示等 式（5 5)，以計算一對等控制輸入Ueq(k)。適應可變模式 控制器82由以下所示等式（5 6)計算一交換函數值， 並將交換函數值a(k)施至上述等式（9)及（l〇c)，以計算一 到達定律輸入Urch(k)及一適應定律輸入Uadp(k)，將一 交換函數設定參數VPOLE及控制增益F及G設定成適用於 本實例中受控物件（即液壓定位裝置）的值。

Ueq(k) = (l/bl){(l-al-VPOLE)DPACT(k) + (VPOLE-a2)DPACT(k-kO)-cl} (55) a(k) = (DPACT(k)-DPCMD(k)) + VPOLE(DPACT(k-kO)-DPCMD(k-kO)) (56) 適應可變模式控制器82將等式（56)所算出的交換函數 值σ(1〇施至上述等式（22)，以計算一非線性輸入Unl(k)， 將一非線性輸入增益Knl設定成適用於本實例中受控物件 的值。 適應可變模式控制器82將等式（5 2)所算出的識別錯誤 ide(n)施至上述等式（23)，以計算一強迫式振動輸入 Uwave ’將一猶豫輸入基本增益Kwave及一猶豫信號值 -66- 591354 (62) 發明說明績頁

Fwave設定成-適用於本實例中受控物件的值。 適應可變模式控制器82由以下所示等式（57)算山一阻 尼輸入Udamp(k)，將一阻尼控制增益Kdamp設定成適用 於本實例中受控物件的值。

Udamp(k) = -Kdampx(DACT(k)-DACT(k-l))/bl (57) 適應可變模式控制器82將對等控制輸入ueq(k)、到達 疋律輸入Urch(k)、適應定律輸入uadp(k)、非線性輸入 Unl(k)、強迫式振動輸人uwave(k)，及阻尼輸入udamp(k) 相加’以藉此計算一控制輸入Usl( = DUT)。 由於控制系統8 〇執行一控制處理，其中第一實例中的 控制輸出TH及目標開口 THR分別由控制輸出pACT及目標 位置PCMD加以取代，因此類似於第一實例，以良好堅 固性將&制輸出PACT加以控制以遵循目標位置pCMD。 根據本實例’圖52所示液壓定位裝置對應至一工廠， 在所申明的發明中Ecu 72構成一控制器及一識別構件。 未將本發明侷限於上述實例，卻可執行各樣的修改， 例如冑然第二實例說明液壓定位裝置，但亦可將第二 實例中由控制f絲r n # > ^， — 乐、、死8 0實作的控制處理施至以氣壓取代 壓的氣壓定位裝置。 / 未將響應-指定；^也I $ & _、 、 1制為侷限於一適應可變模式控制器， 其執：&回饋控制以令一受控物件的輸出符合一目標值 、、、該回饋控制處理的控制偏離的阻尼特性。可使 用用以執仃一往回步進控制（其實現的控制結果類似 變模式控制的控告丨1纟士里、 检制〜果）的控制器作為一響應_指定控制 -67- 591354 (63) 發明說明續頁 器。 - 上述實例中，將用以識別模型參數的計算周期設定成 等於第二周期將用以識別模型參數的計算周期設定成等 於第二周期ΔΤ2的一周期，惟並非必要將用以識別模型 參數的計算周期設定成與第二周期ΔΤ2相同的周期，卻 可將其設定成在第一周期ΔΤ1與第二周期ΔΤ2間的一周期 ，或設定成比第二周期ΔΤ2長的一周斯。 上述實例中，將參數kO(表示用於與交換函數值σ計算 有關的偏離e(k)的取樣時間間距）設定成ΑΤ2/ΔΤ1(對應至 第二周期ΑΤ2·的一獨立時間），或者可將參數kO設定成另 一個大於1的整數。 本發明不背離其精神或基本特徵可以其他特定形式加 以具體化’因此茲所揭示實例在各方面只作為說明而非 限制’因此本發明由後附申請專利範圍（而非前述說明） 所表明的範疇，及申請專利範圍同等意義及範圍内所作 的所有變化，皆涵蓋在本發明範疇内。 圖示簡單說明 圖1根據本發明第一實例，以示意圖說明一節流閥啟 動装置’及該節流閥啟動裝置之控制系統； 圖2以函數方塊圖說明圖1所示電子控制單元（Ecu)所 實作之函數； 圖3以圖說明對應至一交換函數設定參數（vp 〇le)值的 玎變模式控制器的控制特性；

圖4以圖說明用以設定該可變模式控制器的控制增益（F -68- 591354 (64) 發明說明續頁 ，G)的範圍> 圖5A及5B以圖描述一模型參數的漂移； 圖6A及6B以圖描述在一識別錯誤（ide)上低通濾波生效 的處理； 圖7以圖描述一控制目標的輸出的頻率組成； 圖8以圖描述與控制目標的輸出的改變率相較之下， 使用短取樣周期的取樣處理； 圖9以圖描述設定取樣頻率的方式； 圖10A及10B以圖說明一控制偏離（e(k))的阻尼特性； 圖11以圖說明代表一節流閥開口偏離（DTH)如何變化 的波形， 圖12以圖說明代表一交換函數值（σ)如何變化的波形， 該波形對應至圖11所示波形； 圖1 3 A，1 3 Β及1 3 C以圖描述設定可變模式控制器的控 制增益（F，G)的方法； 圖14A及14B以時序圖描述控制增益（F，G)突然改變時 所引發之問題； 圖15A至15C以時序圖描述使用一第二周期（ΔΤ2)作為 控制周期的情形； 圖16A至16D以時序圖描述在一第二周期（△ T2)計算模 型參數並將一控制周期設定成一第一周期（△ T 1)的情形； 圖1 7以時序圖描述模型參數的移動平均計算； 圖18以時序圖描述由一適應定律輸入⑺以…收歛一穩 定偏離的方式； -69- (65)591354 發明說明績頁 圖19A&i叩以時序圖插 < 非線性輸入（Uni); 圖2 0以圖說明用以計算— 固，彳、土、 非、、泉性輸入增益（Knl)的表袼； 圖2 1以時序圖描述一顏色 币選#號值（F wave)中的變化； 圖22以圖說明一控制目炉AA、k 目&的諧振頻率（fr)與強迫式振 動輸入的頻率（fwave)間的關係· 圖23A至23C以時序圖描、+、 a τ 义：一識別錯誤（i d e)的減少，該

識別錯秩由' —強迫式据重Λ私\ / T T 、银動輸入（uwave)所提供；

圖2 4 A至2 4 B以時戽圖y、+、斗々々、士时 圃描述该即泥閥開口偏離量（DTH〕 的過激及其改良方式； 圖25 A至25B以圖說明用以設定一阻尼控制增益的基本 值（Kdampbs)及校正係數（Kkdamp)的表格； 圖26A及26B以圖描述模型參數（ai ”，a2”）的限制處理； 圖27以圖描述設定參考模型參數（albase，a2base， b 1 b a s e )的方法； 圖28A至28C以時序圖描述設定一參考模型參數 (bibase)的習用方法所產生的問題； 圖29A至29C根據本發明，以時序圖描述設定一參考模 型參數（blbase)的方法； 圖3 0以流程圖說明一節流闕開口控制處理； 圖3 1以流程圖說明在圖3 0所示處理中所執行的設定狀 態變數處理； 圖3 2以流程圖說明在圖3 0所示處理中所執行的識別模 型參數處理； 圖3 3以流程圖說明在圖3 2所示處理中所執行的計算一 -70- 591354 (66) 發明說明績頁 識別錯誤（idf)處理； 圖3 4以流程圖說明在圖3 0所示處理中所執行的第一限 制處理； 圖3 5以流程圖說明在圖3 4所示處理中所執行的模型參 數（aln，a2n)的限制處理； 圖36以圖描述圖35中所示處理； 圖3 7以流程圖說明在圖3 4所示處理中所執行的模型參 數（bl”）的限制處理； 圖3 8以流程圖說明在圖3 4所示處理中所執行的模型參 數（c Γ’）的限制處理； 圖3 9以流程圖說明在圖3 0所示處理中所執行的第二限 制處理； 圖40以流程圖說明在圖3 0所示處理中所執行的計算一 控制輸入（Usl)的處理； 圖4 1以流程圖說明在圖40所示處理中所執行的計算一 交換函數值（σ)的處理； 圖42以流程圖說明在圖4 1所示處理中所執行的計算一 交換函數設定參數（VPOLE)的處理； 圖43以圖說明在圖42所示處理中執行所用的表格； 圖44以流程圖說明計算一到達定律輸入（Urch)的處理 ，其在圖40所示處理中執行； 圖45以流程圖說明計算一適應定律輸入（Uadp)的處理 ，其在圖40所示處理中執行； 圖46以流程圖說明計算一非線定輸入（Uni)的處理，其 591354 (67) 發明說明續頁 在圖40所示嚴理中執行； 圖4 7以流程圖說明計算一強迫式振動輸入（U w a v e)的 處理，其在圖4 0所示處理中執行； 圖4 8以圖說明在圖4 7所示處理中執行所用的表格； 圖49以流程圖說明計算一阻尼輸入（Udamp)的處理， 其在圖40所示處理中執行； 圖5 0以流程圖說明決定可變模式控制器的穩定性的處 理，其在圖3 0所示處理中執行； 圖5 1根據本發明第二實例，以示意圖說明一液壓定位 裝置；及 圖5 2以方塊圖說明一控制系統，其包括圖5 1所示液壓 定位裝置。 圖式代表符號說明 1 内燃機引擎 2 吸入通道 3 節流閥 4 回復彈簧 5 彈回組件 6 7，72 8 9 10 21，82 馬達 電子控制單元 節流閥開口感應器 加速感應器 節流閥啟動裝置 適應可變模式控制器 -72- 591354 (68) 22， 8 1 — 模 型 參 數 識 別 器 24 目 標 開 V 設 定 單 元 25， 83 模 型 參 數 排 程 器 26， 27 ， 85 ， 86 減 法 器 61 液 壓 圓 筒 62 第 一 油 壓 室 63 第 二 油 壓 室 64 活 塞 65 液 壓 泵 66 油 壓 供 應 管 路 67 電 氣 驅 動 式 線 轴 閥 68 第 — 油 通 道 69 第 二 油 通 道 70 油 壓 釋 放 管 路 7 1 電 位 計 80 控 制 系 統 發明說明續頁

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Claims (1)

1. 591354 拾、申請專利範圍 1. 一種工廠之控制系統，其包括一控制器，用以根 型化該工廠所得之受控物件模型而控制該工廠； 使用該工廠之一輸入及一輸出而模型化該受控 模型，該工廠之輸入及輸出以長於該控制器控制 (ΔΤ1)之第一周期（ΔΤ2)間距加以取樣，其中該控 在控制周期之間距執行該工廠之控制處理。 2. 如申請專利範圍第1項之控制系統，其中該控制 行一回饋控制，計算該工廠之輸入以使該工廠之 符合一目標值，該控制器可指定該工廠之輸出與 值之間一偏離之阻尼特性。 3. 如申請專利範圍第2項之控制系統，其中該控制 一可變模式控制器。 4. 如申請專利範圍第3項之控制系統，其中該可變 控制器計算一交換函數值，其定義該工廠之輸出 標值之間偏離之一線性函數，而用以計算該交換 值之偏離之取樣時間間距長於該控制器之控制周J 5·如申請專利範圍第4項之控制系統，其中用以計 交換函數值之偏離之取樣時間間距等於第一周期 6.如申請專利範圍第1項之控制系統，尚包括識別 用以辨識受控物件模型之至少一模型參數，其中 制器使用由該識別構件所辨識之至少一模型參數 該工廠之輸入，及該識別構件在一第二周期間距 至少一模型參數，該第二周期間距長於該控制器 據模 物件 周期 制器 器執 輸出 目標 器係 模式 與目 函數 月。 算該 ) 構件 該控 計算 辨識 之控 591354 申請專利範圍續頁 制周期。 7·如申請專利範圍第6項之控制系統，其中該識別構件 執行該至少一識別模型參數之移動平均處理，該控制 器並使用該至少一識別移動平均模型參數。 8.如申請專利範圍第1項之控制系統，其中該工廠包括 一内燃機引擎之節流閥及一節流閥啟動裝置，其具有 啟動構件用以啟動該節流閥，該控制器並計算一參數 ，用以決定施至該節流閥啟動裝置之一控制輸入，以 使該節流閥之開口符合一目標開口。 9· 一種工廠之控制方法，其包括以下步驟： a) 使用該工廠在一第一周期（ΔΤ2)之間距取樣之輸入 及輸出模型化該工廠，以得到該工廠之受控物件模型 ;及 b) 在一控制周期（ΔΤ1)之間距根據受控物件模型執行 該工廠之控制處理，控制周期（ΔΤ1)短於第一周期。 10·如申請專利範圍第9項之控制方法，其中執行一回饋 控制，計算該工廠之輸入以使該工廠之輸出符合一目 標值；並可指定出該工廠之輸出與目標值之間偏離之 阻尼特性。 11·如申請專利範圍第1 0項之控制方法，其中回饋控制係 一可變模式控制。 12·如申請專利範圍第1 1項之控制方法，其中計算一交換 函數值，其定義為該工廒之輸出與目標值之間偏離之 線性函數。 591354 申請專利範圍續頁 13.如申請專利範圍第1 2項之控制方法，其中偏離之取樣 時間間距等於第一周期，該偏離之取樣時間間距係用 以計算交換函數值。 14·如申請專利範圍第9項之控制方法，尚包括辨識受控 物件模型之至少一模型參數之步騾，其中使用至少一 識別模型參數以計算該工廒之輸入，並在一第二周期 之間距辨識至少一模型參數，第二周期長於該控制器 之控制周期。 15. 如申請專利範圍第1 4磧之控制方法，其中執行至少一 識別模型參數之移動平均處理，並於控制該工廠時使 用該至少一識別移動平均模型參數。 16. 如申請專利範圍第9項之控制方法，其中該工廠包括 一内燃機引擎之節流閥及一節流閥啟動裝置，其具有 一啟動器用以啟動該節流閥，並計算一施至該節流閥 啟動裝置用以決定一控制輸入之參數，以使該節流閥 之開口符合一目標開口。