TW496041B - Programmable dynamic range receiver - Google Patents

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TW496041B
TW496041B TW089124892A TW89124892A TW496041B TW 496041 B TW496041 B TW 496041B TW 089124892 A TW089124892 A TW 089124892A TW 89124892 A TW89124892 A TW 89124892A TW 496041 B TW496041 B TW 496041B
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adc
receiver
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TW089124892A
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Saed G Younis
Steven C Ciccarelli
Seyfollah S Bazarjani
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Qualcomm Inc
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Description

五、發明說明（1) 發明背景 I . 發明範疇 本發明係關於通訊。更特別地是，本發明係關於一種崩· 新且為改良的可程式化動態範圍接收器。 II.相關技藝之說明 高效能接收器之設計由各種設計限制而形成挑戰。第 一、 南效能為許多應用所需要。向效能可以由主動裝置 之線性（例如，放大器、混合器等）與接收器之雜訊圖形說 明。第二、對如細胞式通訊系統中之一些應用而言，由於 接收器的可攜性所以功率消耗為一重要的考慮因素。一般 說來，高效能與高效率為互相衝突的設計考慮因素。 一主動裝置具有下列的轉換函數： y (X ) = aj · x + a2 · x2 + a3 · xHhigher order terms (1) 其中x為輸入信號，y (x)為輸出信號，ai、a2與a3為定義主 動裝置線性之係數。為了簡化起見，省略高階項（例如， 高於第三階項目）。一理想的主動裝置，其係數a2與a3為 0. 0，且輸出信號只簡單地由係數ai將輸入信號定標度。 然而，所有的主動裝置皆會感受由係數a2與a3量化的些許 非線性。係數a2定義第二階非線性量，而係數a3定義第三 階非線性量。 大多數通訊系統為在一具有預定頻寬與中心頻率之RF輸 入信號操作之窄頻系統。RF輸入信號通常包括其他定位於
O:\56\56265.ptd 第6頁 496041 五、發明說明（2) 全頻率頻譜的亂真信號。主動裝置内的非線性造成亂真信 號之互調變，而形成可能降到信號頻帶之分量。 第二階非線性（例如那些由X2項所形成）之效應經常可以 藉由小心的設計方法加以減低或消除。第二階非線性在和 與差頻率產生分量。通常，可以產生帶内第二階分量之亂 真信號定位於距離信號頻帶遠處，且可以容易加以地濾 波。然而，第三階非線性為更不穩定。對第三階非線性而 言，亂真信號x = g! •cosCWitH g2 ·ε〇3(ψ21:)在頻率為（2Wi - w2)與（2 w2 _ Wi)產生分量。因此，接近頻帶之亂真信號（難 以濾波）可以產生落於帶内之第三階互調變，分量，而造成 接收信號之退化。為複合此問題，第三階分量之振幅以 gi · g22與212 · g2定標度。因此，亂真信號之振幅每加倍將 產生第三階分量有八倍之增加。'由另一方式來看，RF輸入 ， 信號每增加1 dB形成RF輸出信號增加1 dB但是形成第三階 分量增加3 d B。 接收器（或主動裝置）之線性具有輸入參考第三階截取點 (I I P3 )之特徵。通常，RF輸出信號與第三階互調變分量相 對於RF輸入信號加以繪圖。當RF輸入信號增加時，I IP3為 期望RF輸出信號與第三階分量之振幅變成相等時的理論 點。I I P 3為當主動裝置到達I I P 3點之前進入壓縮時之一外
O:\56\56265.ptd 第7頁 496041 五、發明說明（3) 其中I I P 3n為由主動裝置第一階至第η階之輸入參考第三階 截取點，I I Ρ 3ηΜ為由主動裝置第一階至第（η - 1)階之輸入 參考第三階截取點，Α νΩ為第η階之增益，I I P 3dn為第η階之 輸入參考第三階截取點，所有項目以分貝（dB )表示。等 式（2)之計算可以在接收器内之後續階段以順序次序完 成。 由等式（2 )可以觀察到改良接收器串聯I I P 3之一種方式 為在第一非線性主動裝置之前將增益變低。然而，各主動 裝置亦產生使信號品質降低的熱雜訊。由於雜訊位準維持 在常數位準，當增益變低以及信號振幅減少時，降低增 加。降低總量可以藉由主動裝置雜訊圖（N F )加以量測，其 計算式如下；
NFH 二SNR;n-SNR out (3) 其中NFd為主動裝置雜訊圖，SNRin為進入主動裝置之RF輸 入信號之信號-雜訊比率，SNR。"為主動裝置之RF輸出信號 之信號-雜訊比率，且NFd、SNRin與SNR0Ut皆以分貝UB)表 示。對一包括眾多串聯主動裝置之接收器而言，接收器由 主動裝置第一階至第η階之雜訊圖可以由下列式子計算：
O:\56\56265.ptd 第8頁 496041 五、發明說明（4) 其中NFn為第一階至第n階之雜訊圖，NFnM為第一階至第 (η-1)階之雜訊圖，NFdn為第η階之雜訊圖，而Gn-i為第一階 至第（η - 1 )階以分貝（dB )表示之增益。如等式（4 )所示，主 動裝置之增益可以影響後續階段之雜訊圖。類似於等式 (2)之IIP3計算，等式（4)之雜訊圖計算可以在接收器内之 後續階段以順序次序完成。 接收器可以使用於許多通訊應用中，如細胞式通訊系統 與高畫質電視（HDTV)。典範的細胞式通訊系統包含碼劃分 多重存取（CDMA)通訊系統、時間劃分多重存取（TDMA)通訊 系統以及類比F Μ通訊系統。於〆重接取通訊系統使用之 CDMA技術揭示於美國專利案號為第4, 90 1，307號，取名為” 使用衛星或地面中繼器之展佈頻譜多重存取通訊系統 (SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS)" 與美國專利案號為第5, 1 03, 45 9號，取名為”在一CDMA細胞 式電話系統中用於產生波形之系統與方法（S Y S T E M A N D METHOD FOR GENERATING WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM)’·中，此二專利皆發證給本發明之受讓 人，並以提及的方式併入本文中。一典範的HDTV系統揭示 於美國專利案號為第5，4 5 2，1 0 4號、美國專利案號為第 5，1 0 7，3 4 5號與美國專利案號為第5，0 2 1，8 9 1號，三者皆取
O:\56\56265.ptd 第9頁 496041 五、發明說明（5) 名為π可調適塊大小影像壓縮方法及系統（A D AP T I VE BL 0C K SIZE IMAGE COMPRESSION METHOD AND SYSTEM)，，之專利 中，以及美國專利案號為第5，5 7 6，7 6 7號，取名為"框間視 訊編碼及解碼系統（INTERFRAME VIDEO ENCODING AND D E C 0D I N G S Y ST EM ) ”之專利中，此四專利皆發證給本發明 之受讓人，並以提及的方式併入本文中。 在細胞式通訊應用中，具有至少一個在相同地理涵蓋區 域内操作之通訊系統是普通的情況。甚至於，這些系統可 以在相同或是接近的頻率頻帶操作。當此情況發生時，由 糸統輸出之傳輸可以造成另一糸統接收信號之衰減。 CDMA為一個將傳輸功率散佈奚整個1.2288 MHz信號頻寬内 之各使用者的展頻通訊系統。以F Μ為基礎傳輸之頻譜反應 可以在中心頻率更集中。所以，以F Μ為基礎之傳輸可以造 成在分配的CDMA頻帶内出現千擾器，且非常接近所接收的 CDMA信號。甚至於，干擾器之振幅可以為⑶“信號振幅的 許多倍大。這些干擾器可以造成使C DM A系統效能衰減之第 三階互調變分量。 通常，為了將干擾器造成之互調變分量而產生的衰減最 小化，將接收器設計為具有高I I P 3。然而，一高丨丨p 3接收 ，之設計需要將接收器内的彡動裝置以高D c電流加以偏 壓’因此消耗大量功率。此設計方式在細胞式通訊應用中 特別不期望發生，因為其中之接收器為一可攜式單元且功 率受限。 已經在先前技藝展開的一呰技術提出高IIP3之需要。一
O:\56\56265.ptd 第1〇頁 496041 五、發明說明（6) 種此類技術亦試圖將功率消耗最小化，其以眾多並聯之放 大器製作增益階，且當需要更高I I P 3時選擇性地使放大器 能夠作用。此技術揭示於^____提出申請之美國申請案序號 為第____號，發證給本發明之受讓人，取名為π具有高效 率與高線性之雙模式放大器（DUAL MODE AMPLIFIER WITH HIGH EFFICIENCY AND HIGH LINEARITY)"文中，並以提及 的方式併入本文中。另一技術為量測接收的RF信號功率並 依據RF信號功率之振幅調整放大器之增益。此技術詳細由 揭示於美國申請案序號為第08/723, 491號，取名為"增加 接收器抗擾性之方法及裝置（METHOD AND APPARATUS FOR INCREASING RECEIVER POWER IMMUNITY TO INTERFERENCE)”中，於西元1996年9月30日提出申請，發 證給本發明之受讓人，並以提及的方式併入本文中。這些 技術改良I I P 3效能但是並不有效地減低功率消耗，也沒有 蔣電路複雜性最小化。 先前技藝接收器之典範方塊圖如圖1所示。在接收器 1 1 0 0内，傳輸的RF信號由天線1 1 1 2接收，經由雙功器1 11 4 路由，而提供至低雜訊放大器（LNA)1116。LNA 1116將RF 信號放大並提供信號至帶通濾波器1 1 1 8。帶通濾波器1 1 1 8 將信號濾波以將可以在後續階段造成互調變分量之一些亂 真信號移除。濾波後的信號提供至混合器1 1 2 0，混合器將 信號以本地振盪器1 1 2 2輸出之正弦曲線下轉換為中頻 (I F )。I F信號提供至在依序下轉換階段之前將亂真信號與 下轉換分量濾波之帶通濾波器1 1 24。濾波後的I F信號提供
_11
O:\56\56265.ptd 第11頁 496041 五、發明說明（7) 至將彳5號以可變增盈放大以提供在所需振幅之I F信號至自 動增益控制放大器（AGC)1126。增益由AGC控制電^28輸 出的控制#號控制。I F k號提供至依據在發射機所用調變 格式將信號解調之解調器1 1 30。對數位傳輸如二進制相移 鍵控（BPSK)、四相相移鍵控（QPSK)、偏置四相相移鍵控 (0QPSK)、以及正交調幅（QAM)。而言，一數位解調器使用 於提供數位化基頻資料。對FM傳輸而言，一 FM解調^使用 於提供類比信號。 ° 接收器11 0 0包括大多數接收器所需的基本功能。然而， 放大器1 1 1 6與1 1 2 6、帶通濾波器11 1 8與1 1 2 4以及混合器 1 1 2 0之位置可以重新安排以將特別應用之接收器效能最佳 化。此接收器結構中，高I I p 3藉由在高D C偏壓電流將主動 裝置偏壓及/或控制放大器1126增益而提供。 此接收器結構具有一些缺陷。第一、主動裝置通常偏壓 至高DC電流以提俣最高的所需{ ί ρ3 ^此情況具有於所有時 刻在高I I Ρ3操作點操作接收器丨丨〇 〇之效應，縱使大多數時 刻不需高I I Ρ 3時亦是如此。第二、高I I ρ 3可以藉由調整 AGC放大器11 26之增益而改良，如揭示於先前提到之美國 專利案號為第5，0 9 9，2 0 4號一般。然而，將放大器1 1 2 6之 增益降低可以衰減接收器丨丨〇 〇之雜訊圖。 發明總結 抑本發明為一種嶄新且為改良的可程式化動態範圍接收 器丄以減低的功率消耗提供所需的效能位準。在典範的具 體實施例中，接收器包括一前端、一 Σ △ ADC、一數位處
O:\56\56265.ptd 第12頁 496041 五、發明說明（8) 理器、一功率檢測器以及一 A G C控制電路。在典範的具體 實施例中，R F輸入信號被調整並由前端下轉換為I F信號。 I F信號由Σ △ A DC量化以產生I F樣本，該I F樣本由數位處 理器處理而形成所期望信號。功率檢測器量測進入Σ △ A DC信號之振幅。在典範的具體實施例中，所需動態範圍 由期望信號振幅與進入至Σ △ A D C信號之振幅計算之。另 一具體實施例中，所需動態範圍依據接收器操作模式決 定。 本發明之一目的為提供可程式化動態範圍接收器，該接 收器藉由使Σ AADC内的至少一個迴路能及不能作用而將 _ 功率消耗最小化。在典範的具體實施例中，Σ △ ADC以至 少一個迴路製作。各迴路提供一預定的動態範圍效能。 Σ △ A D C内的至少一個迴路可以在所需動態範圍超過或小 於一組動態範圍定限時而使能或不能作用。動態範圍定限 可以依據許多考慮選擇，如R F輸入信號之統計及Σ △ A D C 1 之效能。甚至於，動態範圍定限可以用磁滯製作以防止迴 路於能及不能作用狀態之間觸變。 本發明之另一目的為提供可程式化動態範圍接收器，該 接收器藉由調整偏壓電流而將功率消耗最小化。在一典範 具體實施例中，Σ △ A D C以可調偏壓電流設計。Σ △ A D C之 動態範圍與偏壓電流近似成比例而變化。所需的動態範圍I 可以藉由調整偏壓電流而由Σ △ A D C以最小的功率消耗提 供。偏壓電流可以非連續步驟或連續方式提供。 本發明之另一目的為提供可程式化動態範圍接收器，該
O:\56\56265.ptd 第13頁 496041 五、發明說明（9) 接收器藉由調整Σ △ ADC上的參考電壓而將功率消耗最小 化。Σ △ ADC的化動態範圍由最大輸入信號強度變動決 定，而ΣΔΑϋ(：的雜訊包括電路雜訊與量化雜訊。當所需 動態範圍減低時，當維持近似相同雜訊位準時參考電壓可 以降低。當一迴路斷開時，此情況特別是真的；且如此量 化雜訊增加更大於電路雜訊。藉由降低參考電壓，如此量 化雜訊近似等於電路雜訊，而將信號位準維持於低位準以 提供所需效能位準。作為額外之優點，驅動Σ △ ADC之放 大器具有較低之最大信號強度變動且可以較少電流加以偏 壓。 丨 本發明之另一目的為提供可程式化動態範圍接收器，該 接收器藉由調整Σ △ ADC的取樣頻率而將功率消耗最小 化。Σ △ ADC的動態範圍為過度取樣比率之函數，因為進 入Σ △ ADC的信號頻寬為常數，所以該比率與取樣頻率成 比例。高動態範圍需要高過度取樣比率。用於製作電路之 Σ △ ADC的功率消耗可能與取樣頻率有關。在本發明中， 當需要不高動態範圍時，取樣頻率可以降低以將功率消耗 最小化。 本發明之另一目的為提供可程式化動態範圍接收器，該 接收器藉由依據所需效能將適宜的Σ △ A D C開啟以將功率 消耗最小化。在此具體實施例中，接收器可以用至少二 Σ △ A D C設計，以提供至少二操作模式之取樣函數。例 如，一接收器可以用二Σ Z\ADC設計，其中之一為CDMA模 式而另一為FM模式。用於FM模式之Σ Z\ADC因為較低信號
O:\56\56265.ptd 第14頁 496041 五、發明說明（ίο) 頻寬與較低所需動態範圍而可以設計為消耗很少之功率。 適宜的Σ ΔΑ DC可以依據接收器是在CDMA模式或是FM模式 操作而開啟。 上述之態樣可以適宜地結合以提供所需效能位準而將功 率之節省最大化。 圖式之簡單說明 本發明之態樣、目的與優點當由下文詳細陳述說明與附 圖結合時就會變得顯而易見，圖中相似參考文字在全文中 皆完全相等；其中： 圖1為先前技藝之典範接收器的方塊圖；， 圖2為本發明之典範可程式化線性接收器的方塊圖； 圖3為本發明之典範可程式化線性雙頻帶接收器的方塊 圖 圖4為本發明之接收器内所使用典範QPSK解調器的方塊 圖 圖5 A - 5 B分別為本發明之接收器内所使用典範低雜訊放 大器（L N A )與電流源之離散設計的設計圖； 圖-6B分別為I IP3效能相對於LNA所使用電晶體之偏壓 電流繪圖，與L N A效能曲線繪圖； 圖7A- 7B分另J為由IS - 98 - A定義之CDMA信號之二音頻與單 音頻干擾器的繪圖； 圖8 A-8B分別為用於提昇與降低CDMA輸入功率之AGC控制 範圍的繪圖； 圖9為本發明之典範I I P3偏壓控制機構的繪圖；
O:\56\56265.ptd 第15頁 496041 五、發明說明（11) 圖10A 10B刀別為用於提昇與 偏壓控制的繪圖； 别八功手之U P3 圖11為一典範二迴政册 之方塊圖。 、路π通隠Σ Δ ADC類比至數位轉換器 較佳具體實施例之詳細說明 本發明之接收器提供系統效能之所需位準並由 動ί置!:DC偏壓而將功率消耗最小化。本發明‘以‘用下 文詳=ί明之二個具體實施例之其中一個加以實現。在第 二設收器内主動裝置如放大器與混合器用 .·在第—具體實施例中，主動裝置之I I P 3摔作點i | 模式之期望接收信號位準而設定。=== :量測信號i Ϊ i ,1IP3操作點依據接收内各種階段上
Af ’ AGC功能由與偏壓控制電路結合而操作之 f Λ Λ /供。主動裝置之IIP3操作點依據與信號振 ϊ Γ』ίί ΐ ί!測總量加以設定。換言之，，號振幅與 效辨二^ t 6又疋有關。在本發明中，AGC與偏壓控制以 二命& i t作以於將功率消耗最小化時提供特定AGC範圍 所為的線性位準。 I ·接收器結構 本發明典範接收器結構方塊圖如圖2所示。在接收器 1 2 0 0中，傳輸的RF信號由天線i 2 i 2接收，經由雙工器' 2 μ 路由並提供至衰減器1216。衰減器1216將”信號衰^以提
496041 五、發明說明（12)
供一在所需振幅之信號並提供衰減後的信號至處理器 1 2 1 0。在RF處理器1 2 1 0中，衰減後的信號提供至固定衰減 器1222a與低雜訊放大器（LNA)1220a。LNA 1220a將RF信號 放大並提供放大後的信號至帶通濾波器1 2 2 6。固定衰減器 1222a提供一預定位準衰減並與開關1224a串聯。當不需要 LNA 1220a增益時，開關1224a提供一旁路路由繞過LNA 1 2 2 0 a。帶通濾波器1 2 2 6將信號加以濾波以移除可以在連 續信號處理階段造成互調變分量的亂真信號。濾波後的信 號提供至固定衰減器1222b與低雜訊放大器（LNA)1220b。 L N A 1 2 2 0 b將濾波後的信號放大並提供至R F / ,1 F處理器 1 2 4 8。固定衰減器1 2 2 2 b提供一預定位準衰減並與開關 1 2 24b串聯。當不需要LNA 1 22 0 b增益時，開關1 22 4b提供 一旁路路由繞過LNA l22〇b。在Rj/IF處理器1 2 48中，混合 器1 2 3 0將信號以本地振盪器1 2 2 8輸出之正弦曲線下轉換 為中頻（I F )。i F信號提供至將亂真信號與帶外下轉換分量 濾波之帶通濾波器1 2 3 2。在較佳具體實施例中，濾波後的 信號提供至電壓控制放大器（VGA )丨2 34，其將信號以由增 益控制信號調整的可變增益加以放大。放大器丨2 3 4亦可以 依據系統需求而製作為固定增益放大器，此方式亦是在本 發明範疇内。放大後的信號提供至解調器丨2 5 〇，其將信號 依據由發射機所使用的調變格式加以解調。rF處理器丨2 1 〇 與RF/IF處理器1 2 48集中視為前端。 用於正交調變信號（例如qPSK、〇qPSK與“们解調之典範 解調器1250方塊圖於圖4中解釋。在典範具體實施例中，
O:\56\56265.ptd 第17頁 496041 五、發明說明（13) 解調器1 2 5 0製作為次取樣帶通解調器。I F信號提供至帶通 西格碼三角類比至數位轉換器（Σ △ ADC) 1 4 1 0，其將信號 以由CLK信號決定之高取樣頻率加以量化。Σ △ ADC之一典 範設計於____提出申請之美國申請案序號為第____號，發 證給本發明之受讓人，取名為π西格瑪-三角類比至數位轉 換器（SIGMA-DELTA ANALOG-丁0-DIGITAL CONVERTER)1，文中 詳細說明。接收器内Σ △ ADC之使用揭示於___—提出申請 之美國申請案序號為第____號，發證給本發明之受讓人， 取名為π具有西格瑪-三角類比至數位轉換器之接收器
(RECEIVER WITH SIGMA-DELTA ANAL0G-T0-DIGITAL CONVERTER)”文中，並以提及的方式併入本文中。量化後t 的信號提供至濾波器1 4 1 2，其將信號加以濾波及十進制。 濾波後的信號提供至乘法器1 4 1 4 a與1 4 1 4 b，二者分別將信 號以本地振盪器（L02)1420與相位移位器1418的同相及正 父正k西線下轉換為基頻3相位移位器1 4 1 8提供正交正％ 曲線9 0度相位位移。基頻I與q信號分別提供至低通渡波 器1 4 1 6 a與1 4 1 6 b，二者其將信號加以濾波以提供I與q資 料。圖2中的基頻資料包括圖4中的I與q資料。在典範的具 體實施例中，濾波器1 4 1 2及/或低通濾波器1 4 1 6亦提供信、 號之定標度以使解調器丨2 5 0能作用以提供各種振幅之/基°頻 資料。解調器1 2 5 0的其他製作可以設計為執行QPSK調g 形之解調，此方式亦在本發明範疇内。 ’（議 參考圖2，接收器12〇〇包括大多數接收器所需的基本功 忐。然而’衰減器1 2 1 6、L N A s 1 2 2 0 a與1 2 2 0 b、帶通濾波器
496041 五、發明說明（14) 1 2 2 6與1 2 3 2、以及混合器1 2 3 0之安排可以重新排列以將接 收器1 2 0 0用於特定應用之效能加以最佳化。例如衰減器 1216可以插入於LNA 1 22 0 a與帶通濾波器1 2 2 6之間以改良雜 訊圖效能。，甚至於，帶通濾波器可以插入於L NA丨2 2 〇 a之 前以在第一放大器階段之前移除不需要之亂真信號。由此 所示功能的不同安排可以期待且是在本發明範轉内。甚至 於’由此所示功能的其他安排與其他接收器功能結合已在 相關技藝中所知接收器其他功能結合亦可以期待且是在本 本發明範疇内。 在本發明中，衰減器1216、開關1 2 2 4a與1 22 4b、以及解 調器1 2 5 0由AGC控制電路1 2 6 0控制，如此放大器1 2 3 4輸出 的I F信號為在所需振幅。AGC功能在下文中詳細說明。在 典範具體實施例中，LNAsl220a與1220b為固定增益放大 器。L N A s 1 2 2 0 a與1 2 2 0 b以及混合器1 2 3 0由偏壓控制電路 1 2 8 Q控制以調整D C偏壓電流及/或這些主動裝置的電壓， 如此所需的線性效能以最小的功率消耗達成。可變I丨p 3偏 壓:控制機構在下_文中詳細說明。 、本發明之接收器結構可以適用於各種應用中，包含細胞 式電活與HDT V應用。在細胞式電話中，接收器1 2 〇 〇可以適 用於在個人通訊系統頻帶或細胞式頻帶操作之cDMA通訊系 統中。 ―支援f頻帶（pcs與細胞式）與雙模式（CDMA與^以）之典· 範接收裔的方塊圖如圖3所示。p c s頻帶具有6 〇 Μ Η z頻寬與 1 9 0 0MHz中心頻率。細胞式頻帶具有25ΜΗζ頻寬與9〇〇Μζ中
O:\56\56265.ptd 第19頁 496041 五、發明說明（15)
所以，二RF 心頻率。各頻帶需要一獨特的RF帶通濾波器 處理器用於二頻帶。 接收器1 3 0 0包括許多與接收器丨2 〇 〇相同的組件（參考圖 2 )。天線1 3 1 2、雙工器1 3 1 4以及衰減器1 3 1 6與接收器1 2 0 0 =的天f 1 2 1 2、雙工器丨2 1 4以及衰減器1 2 1 6相同。由衰減 器1316衰減的信號提供至RF處理器131〇&與131〇1) 處理 器1 3 1 0 a與接收器1 2 〇 〇内的RF處理器1 2 1 0相同。RF處理器 1 3 1 0 a設計為在細胞式頻帶操作而R F處理器丨3丨〇 b設計為在 PCS頻帶操作。RF處理器131〇a包括二階低雜訊放大器 (LNA) 1 3 2 0a與132 Ob，而帶通濾波器1 3 2 6與放大器串聯並 ，入於二階之間。各LNA132〇具有並聯信號路徑包括固定 衰減器1322與開關1324 °RF處理器1310b除了 LNA1321a與 132 1b以及帶通濾波器1327設計▲在pCS頻帶操作以外，與 RF處理1310a類似。RF處理器l31〇a與1310b之輸出提供 ，依據控制器1 3 7 0 (為了簡化，不在圖3顯現）之控制信號 選擇所需信號的多工器（MUX) 1 34 6。MUX 1 3 4 6之RF信號提 供至與圖2之RF/IF處理器1248相同的RF/IF處理器1348。 處^器1 3 48之IF信號提供至解調器（DEM〇D)135〇，其依據 在遠私發射機（不顯現）使用的調變格式解調。圖3中的解 凋裔1胃3 5 0、A GC控制電路1 3 6 0、偏壓控制電路1 3 8 0以及非 線性量測電路1 3 9 0分別與圖2中的解調器丨2 5 0、AGC控制電 路1 2 6 0 .、偏壓控制電路128〇以及非線性量測電路129〇相 同。 控制器1 3 7 0連接至AGC控制電路1 3 6 0、偏壓控制電路
O:\56\56265.ptd 第20頁 496041 五 、發明說明（16) 【3 8_0以及jjuX 1 3 46並控制這些電路的操作。控制器1巧〇可 ^製作為一微處理器、微控制器或是數位信號處理器，並 転式化以執行由此說明之功能。控制器1 3 7 〇亦可以包括〆 =於館存接收器1 3 0 0操作模式與相關信號之記憶儲存元 參考圖2，接收态1 2 0 0之—特別適用於細胞式電話應用 =典範设計如下文之詳細說明。在典範的具體實施例中， ，減器1216具有一 20dB的衰減範圍並提供〇.2dB至-20dB的 f減。衰減器1 2 1 6可以用〜對二極體或是場效電晶體設 计’其製作已經在相關技藝中熟知。在典範的具體實施例
中’LNA 1220a與1220b各具有i3dB的固定增益。LNA 1220a與1220b可以為現有的單石以放大器或是使用離散組 件設計的放大器。L N A 1 2 2 〇之一典範離散設計如下文之詳 細說明。在典範的具體實施例中，固定衰減器丨2 2 2 a與 1 2 2 2 b提供5 d B的衰減並可以用在相關技藝中熟知的方式以 電阻器製作。在典範的具體實施例中，帶通濾波器丨2 2 6為 一表面聲波（SAW)濾波器，具有25MHz頻寬、細胞式頻帶之 全頻寬並以9 0 0 Μ Η z為中心。 在典範的具體實施例中，帶通濾波器1 2 3 2亦為一表面聲 波（SAW)濾波器，具有1 · 2 2 8 8MHz頻寬、CDMA系統頻寬並以 1 1 6 . 5 Μ Η z為中心。混合器1 2 3 0為一主動混合器，可以為現 有的混合器如摩托羅拉MC 1 3 1 4 3或是其他以相關技藝中熟 知的方式設計的主動混合器。混合器1 2 3 0亦可以用被動元 件製作，如雙平衡二極體混合器。放大器1 2 3 4可以為現有
O:\56\56265.ptd 第21頁 496041 五、發明說明（17) 的單石放大器或是使用離散組件設計的放大器。在典範的 具體實施例中，放大器1234設計為提供40dB之增益。 在典範的具體實施例中，接收器1 2 0 0不包含解調器1 2 5 0 的總增益範圍為+ 5 1 d B至-5 d B。此增益範圍假設帶通濾波 裔1 2 2 6之- 3 d B的典範插入損耗、混合器1 2 3 0之+ 1 d B增益以 及帶通濾波器1 2 3 2之-1 3 dB的插入損耗。對C DΜ A應用而 言’ 8 0 dB之AGC增益範圍通常為合適地處理路徑損耗、衰 落情況以及干擾器所需。在典範的具體實施例中，由衰減 器1216、LNA 1220a與1220b、以及固定衰減器1222a與 1 2 2 2b提供的AGC範圍為56dB。在典範的具體實施例中， AGC範圍剩餘的24dB由解調器1 2 5 0及/或放大器1 234提供。 在解調器1 2 5 0中（參考圖4)，ADC 141 0量化類比波形並提 供數位化的值至依序的數位信號-處理方塊。在典範的具體 實施例中，A D C 1 4 1 0所需的解析度為4位元。在典範的具 體實施例中，額外的6位元解析度提供給尚未濾波干擾器 之峰值儲備。ADC i 41〇可以設計為提供超過10位元解析 度。1 〇位元以上的各位元提供6 d B之增益控制。幸運地 疋’在高CDMA信號位準上，帶外的干擾器位準在CDMA信號 巧上不能連續為+ 72dB。所以，當CDMA信號為強時，干擾 器需，少於6位元解析度之干擾器峰值儲備。在典範的具 ，實施例中，在解調器1 2 5 0執行的A G C功能只有當c DM A信 號為強時是作用的，例如在CDMA控制範圍之高端。因此， 啟始時保留給干擾器修值儲備的額外位元解析度現在使 用於AGC功能作為強烈CDMA信號位準之結果。次取樣帶通
O:\56\56265.ptd 第22頁 496041 五、發明說明（18) Σ △ A D C之設計提供接收器1 2 0 0所需的效能揭示於先前提 到之共同申請美國專利申請案序號為第___號中。 II. 放大器設計 一典範離散LNA設計之設計圖如圖5A所示。在LNA1220 中，RF輸入提供至AC耦合電容器1512 —端。電容器1512另 一端連接至電容器1514與電感器151 6 —端。電容器1514另 一端連接至類比接地而電感器1516另一端連接至電阻器 1518與1520 —端以及電晶體1540之基極。電阻器1518另一 端連接至電源供應V d c且電阻器1 5 2 0另一端連接至類比接 地。旁路電容器1 5 2 2連接至Vdc與類比接地，。在典範的具 體實施例中，電晶體1 5 4 0為一低雜訊R F電晶體，如西門子 BFP420，通常使用於相關技藝中。電晶體1540射極連接至 電感器1542 —端。電感器1542另一端連接至電流源1580， 電流源亦連接至類比接地。電晶體1 5 4 0之集極連接至電感 器1532、電阻器1 534與電容器1536 —端。電感器1532另一 端與電阻器1534連接至Vdc。電容器1536另一端包括RF輸 在LNA 1 2 2 0中，電容器1512與1 5 3 6分別提供RF輸入與輸 出信號之AC耦合。電容器1514與電感器1516提供雜訊匹 配。電感器1516與1532亦分別提供LNA輸入與輸出之匹 配。電感器1 5 3 2亦提供電晶體1 5 40偏壓電流之DC路徑。電 感器1 5 4 2提供射極阻抗之退化以改良線性。電阻器丨5丨8與 1520設定在電晶體1540基極的DC偏壓。電阻器1534決定 LNA 1 2 2 0之增益與輸出阻抗。電流源i 58〇控制決定LNa
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O:\56\56265.ptd 第24頁 496041 五、發明說明（20) 所有Vb i asl電壓變化的增益近似idB)。亦請注意I I P3以類 似於集極偏壓電流I c c的方式變化。因此，假使不需要高 I I P 3時，集極偏壓電流可以因L N A 1 2 2 0增益的最小效應而 減少。 圖5A與5B分別解釋LNA 1 2 2 0與電流源1 5 8 0之典範設計。 L N A 1 2 2 0可以使用其他拓樸邏輯設計以提供必要的效能 (例如較高增益、改良的雜訊圖、較好的匹配）。L N A 1 2 2 0 可以用其他的主動裝置設計，如雙極面結形電晶體 (BJT)、異質連接-雙極面結形電晶體（HBT)、金屬氧半導 體場效電晶體（MOSFET)、砷化鎵場效電晶體（GaAsFET)或 是其他的主動裝置。LN A 1 2 2 0亦可以用相關技藝中熟知的 方式製作為單石放大器。類似地是，電流源1 5 8 0可以用相 關技藝中熟知的其他方式設計與製作。LN A 1 2 2 0與電流源 1 5 8 0的各種製作為在本發明的範疇内。 I I Ϊ .可變的I I P 3偏壓控制 如上文所說明，帶内之互調變分量可以因亂真信號穿越 非線性裝置而創立。一種需要線性需求的應用為CDMA通訊 糸統’其與其他細胞式電話系統，如先進行動電話系統 (AMPS)被共定位。其他細胞式電話系統可以在接近CDMA系 統操作頻帶之高功率傳輸亂真信號（或干擾器），因此使在 CDMA接收裔上兩IIP3需求為必須。 CDMA系統之亂真信號的排斥需求由二規範定義，亦即在 n TIA/EIA/IS-9 8-A 互調變亂真回應衰減（TIA/EIA/IS-98-A Intermodulation Spurious Response Attenuation)"，
O:\56\56265.ptd 第25頁 496041 五、發明說明（21) 由此稱為IS-98-A中的二音頻測試與單音頻測試。二音頻 測試於圖7 A解釋。二音頻定位於離c D M A波形中心頻率之 f^ + gOOKHzif^+lTOOKHz處。此二音頻之振幅相等且高於 CDMA信號之振幅有58dB。此測試模擬正在鄰近通道傳輸的 一 FM-調變信號，如由AMPS系統傳輸的信號。FM_調變信號 包含載波子中的大量功率而CDMA波形中的功率散佈於 1·2288ΜΗζ頻寬。CDMA#號更抗擾於通道狀況且由功率控 制迴路維持於低功率位準。事實上，CDMA信號維持於所需 效能位準之最小功率位準以減低干擾並增加容量。 單音頻測試於圖7B中解釋。單音頻定位於離CDMA波形中 心頻率if^ + gOOKHz處並具有較CDMA信號之振幅高+ 72dBc 之振幅。 如IS-98-A，接收器之線性規範在CDMA輸入功率位準之 - lOldBm、-90dBm與-79dBm處。對二音頻測試而言，干擾 裔是在-43dBni、- 32dBm與-21dBffi( + 58dBc)處，而輸入功率 位準之-lOldBm、- 90dBm與-79dBm的互調變分量之帶内相 等信號分別在_104dBm、-93dBm與- 82dBm處。 如圖7A所解釋，在f^ + MOKHz且f2 = + 1700KHz處的亂真音 頻（或干擾器）產生在（2h_f2) = + l〇〇KHz與（2^-:^) = + 2 5 0 0 KHz的第三階互調變分量。在+ 2 5 0 0 KHZ的分量可以 容易地由連續帶通濾波器1 2 2 6與1 2 3 2 (參考圖2 )加以濾 波。然而，在+ 10 OKHz的分量落在CDMA波形中並將CDMA信 號降低。 為了將接收器1 2 0 0之效能衰減最小化，接收器1 2 0 0内主
O:\56\56265.ptd 第26頁 496041 五、發明說明（22) 動裝置之I I P 3依據接收信號中的非線性量調整。接收器 1 2 0 〇設計為符合二音頻互調變規範。然而，實際上，干擾 器只代表接收器1 2 0 0操作時間之部分。甚至於，干擾器之 振幅將如規範難得地到達+ 5 8 d B位準。所以，設計最壞情 況之干擾器並在期望最壞情況的干擾器之高丨丨P 3模式操作 接收裔1 2 0 0是浪費 電池功率。 在本發明中，主動裝置特別是LNA 1 2 2 0 b與混合器1230 之I I P 3依據接收器1 2 0 〇輸出信號之量測非線性調整。在典 範的具體實施例中，非線性由RSSI斜率方法量測。RSSI斜 率之量測揭示於西元1 9 9 2年4月2 1日申請，發證給本發明 _ 受讓人之美國專利案號為第5, 1 0 7, 2 2 5號，取名為，，高動態 範圍閉合迴路自動增益控制迴路電路（HIGH DYNAMIC RANGE CLOSED LOOP AUTOMATIC GAIN CONTROL CIRCUIT)" 專利中，並以提及的方式併入本文中。參考圖2，帶通濾 波裔1232具有1·2288ΜΗζ頻寬且抑制大多數干擾器與帶外 之互調變分量。落在帶内之互調變分量不能抑制而加入至 CDMA波形。放大器1 2 34輸出的IF信號提供至處理IF信號 並提供包括I與Q資料之數位化基頻資料的解調器1 2 5 0。基 頻資料提供至非線性量測電路1 2 9 0。在典範的具體實施例 中’非線性量測電路1 2 9 0依據下列等式計算信號功率： (5) P = (IHQ2)，
O:\56\56265.ptd 第27頁 496041 五、發明說明（23) 其中P為基頻信號之功率，而I與Q分別是I與Q信號之振 幅。功率量測提供至偏壓控制電路丨2 8 〇。 功率量測包含所期望基頻I與Q信號之功率以及互調變分 量之功率。如上文所說明，對第二階非線性而言，輸入信 號位準增加1 dB時，互調變分量就增加2 dB。對第三階非線 性而言，輸入信號位準增加1 d B時，互調變分量就增加 3dB。因此，互調變量可以容易地由RSSI斜率加以量測， 該斜率定義為輸出信號位準之變化相對於輸入信號位準之 變化。輸入信號位準之變化可以設定在一預定增量（例如 0 · 5 dB )。對在線性範圍操作之接收器1 2 〇 〇而言，輸入信號 位準增加〇 · 5 dB相當於輸出信號位準增加〇 . 5 dB，而RS S I斜 率為1 . 0。然而，當至少一個主動裝置轉換為非線性操作 領域時，RSSI斜率就增加。一較高的rSSI斜率相當於較大 位準之非線性。R S S I斜率為3 · 0相當於接收器1 2 0 0在總壓 縮（當輸入增加時，期望之輸出信號位準沒有增加）操作且 輪出由第三階互調變分量支配。 在本發明中，RSSI斜率可以和預定rSSI定限比較。假使 RSSI斜率超越定限時，適當主動裝置之IIP3就增加。另一 方面，假使RSS I斜率在定限以下時，I I p 3就減少。RSs丨定 限可以在接收1 2 0 0操作期間依據所需的位元錯誤率 (BER)或是框錯誤率（FER)效能加以調整。一較高的定 限在增加I I P 3之前允許較高位準的互調變分量，因此在 花費BER或FER效能下將功率消耗最小化。RSS][定限亦可以 由將定限設定在（例如1 % F E R )所需效能位準之控制迴路調
O:\56\56265.ptd 第28頁 496041 五、發明說明（24) 整。在典範的具體實施例中，R S S I斜率選擇為1 . 2。然 而，其他RSSI定限之使用是在本發明之範疇内。 在本發明中，直接量測干擾器之振幅不是要緊的。更重 要的是量測在期望信號上不期望之干擾器效應，以較高位 準之互調變分量項目表示。RSS I斜率為量測非線性之一種 方法。非線性位準亦可以由因輸入信號之振幅增量變化計 算的輸出信號每晶片能量與雜訊比率（E c / I 〇 )之變化而量 測。當接收器1 2 0 0在壓縮且輸出信號由第三階互調變分量 支配時，互調變分量以3比1之因數增加。如使用RSS I斜率 時，非線性位準可以由相對於輸入信號位準變化之Ec / I 〇 之變化預估。其他量測非線性位準之方法可以期待且是在ί. 本發明之範疇内。 在典範的具體實施例中，為了將效能最大化，主動裝置 之I I Ρ 3依據各主動裝置經歷之非線性量（例如經由RSS〗斜 率之$測）调整。LN A 1220a與1220b提儀一固定的增益。 因此，混合器1 2 3 0經歷最大的信號位準、LNA 1 22 0b經歷 次大的信號位準而L N A 1 2 2 0 a經歷最小的信號位準（此情況 假設L N A 1 2 2 0 a增益大於帶通濾波器1 2 2 6之插入損耗）。 以這些假設，假使檢測到一干擾器時（例如經由高RSS丨斜 率量測）混合器1 2 3 0之I I P3操作點開始增加。一旦混合器 1 2 3 0之I I P 3元全調整時（例如至最高I I p 3操作點），l N A 1 2 2 0 b之I I P 3就增加。最後，一旦[n A I 2 2 0 b之I I p 3操作 點完全調整時，L N A 1 2 2 0 a之I I p 3可能增加。在典範的呈 體實施例中，LNA 1 2 2 0 a維持在一預定的IIP3操作點以\字、
496041 五、發明說明（25) 接收器1 2 0 0之效能最佳化。在互補具體實施例中，假使沒 有檢測到一干擾器時，LNA m 〇b之I IP3開始減少。又一 3又 L N A 1 2 2 0 b之I I P 3完全調整時（例如至最低I I p 3操作點 混合器1 2 3 0之I IP 3就減少。 μ ’ L N A 1 2 2 0 b與混合器1 2 3 0之I I ρ 3可以用連續方式（例如藉 由提供連續的Vbiasl與Vbias2控制電壓）或是非連續步^驟" 調整。本發明定向於使用連續、非連續步驟或是其他7方 法控制主動裝置之I IP3。 ’、 上文說明之I I P 3調整順序假設I I ρ 3為僅有的考慮。然 而，不同的應甩可能經歷不同的輸入狀況並具有$同^效 能需求。I I P 3調整順序可以重新安排以符合這些需求。甚 至於’ I I P 3調整可以用上文說明之反方向執行以將用於特 別應用中的接收^§ 1 2 0 0效能加以最佳化。不同的I I ρ 3 ★周整 順序與不同的IIP3調整方向是在本發明的範_内。 ° I V · 增益控制 大多數接收器設計為容納大範圍之輸入信號位準。對 CDMA接收器而言，所需的AGC範圍名義上標稱為8〇dB。在 本發明典範的具體實施例中（參考圖2 )，A G C範圍由衰減器 1216、LNA1220a 與 1220b、固定衰減器 1222a 與 1222b、解 調器1250以及可能是放大器1234提供。在典範的具體實施 例中，衰減器1216提供20dB之AGC範圍、固定衰減器1222a ^ 與1 22 2b各提供5dB之AGC範圍、LNA 1 2 2 0 a與1 2 2 0b各提供· 13dB之AGC範圍而放大器1234及/或解調器1250提供24dB之 AGC範圍。至少一個這些組件之AGC範圍可以調整且是在本
第30頁 496041 五、發明說明（26) 發明的範疇内。甚至於，放大器1 2 3 4可以設計為提供一 AGC範圍以補充那些其他組件之AGC範圍。例如，固定衰減 器1222a之AGC範圍可以減少為各為2dB而放大器1234可以 用6dB之AGC範圍設計。 在典範的具體實施例中’ A G C範圍起初的2 d B由解調器 1250提供。解調器1250包括帶通次取樣ς ΔΑϋ(：1410，其 提供可以用於AGC控制之額外位元解析度。AGC範圍之次 20dB由衰減器1216及/或放大器1234提供。A GC範圍之次 18dB由LNA 1220a及固定衰減器1222a提供。AGC範圍之次 18dB由LNA 1 2 2 0b及固定衰減器1 22 2b提供。，AGC範®之其 餘22dB由放大器1234及/或解調器1250提供。 解釋本發明接收器1 2 0 0之AGC控制操作以提升CDMA輸入 信號功率的典範圖於圖8 A解釋/在此例子中，放大器1 2 3 4 為簡化目的製作為固定增益放大器。CDMA輸入功率位準範 圍可以為-104(18111至-24(18111。在-104(16〇1至-102(113111範圍
内，LNA 1 2 2 0a與1 2 2 0b被開啟，開關1 2 24a與1 2 24b被關閉 並由解調器1250提供AGC。在-102dBm至-85dBm範圍内，由 解調器1216提供八0(：。在-84(16111至一6 2(18111範圍内，LNA 1 2 2 0a被關閉，開關1 22 4a被開啟，開關1 2 2 4b保持為off而 由解調器1216提供AGC。在-63dBm至-46dBm範圍内，LNA 1 2 2 0a與1 2 2 0 b被關閉，開關1 2 2 4a與1 2 2 4b被開啟，而由解 調器1216提供AGC。最後，高於-46 dBm時，解調器1216被 完全衰減，進入解調器1 25 0之IF信號位準隨RF信號位準每 dB增加dB，而AGC在A DC 1410之後由解調器1250提供。
O:\56\56265.ptd 第31頁 496041 五、發明說明（27) 解釋本發明接收器1 2 0 0之AGC控制操作以降低CDMA輸入 信號功率的典範圖於圖8 B解釋。再一次，在此例子中，放 大器1234為簡化目的製作為固定增益放大器。在-24dBm至 -46dBra範圍内，LNA 1 2 2 0a被關閉，開關1 2 2 4a與1 2 24 b被 開啟，並由解調器1 2 5 0提供八0(：。在-4643111至-66(13111範圍 内，由解調器1216提供A GC。在-66dBm至-69 dBm範圍内， 解調器1 2 1 6在最小的衰減狀態且由解調器1 2 5 0提供AG C。 在-70dBm，LNA 1 2 2 0 b被開啟且開關1 2 2 4b被關閉。在 -70dBm至-84dBm範圍内，由解調器1216提供AGC。在 - 84 dBm至-90 dBm範圍内，由解調器1250提供AGC。在 -9 1 dBm，LNA 1 2 2 0 a被開啟且開關1 2 2 4a被關閉。在-9 1 dBm 至-102dBm範圍内，由解調器1216提供AGC。在-102 dBm至 - 104dBm範圍内，由解調器1250提供AGC。 圖8A-8B解釋LNA 1220a與1220b被開啟與關閉時的RF輸 入# 5虎位準。如輸入信號位準超越-8 5 d B Hi時，L N A 1 2 2 0 a 被關閉（參考圖8 A)但是不被開啟，直到信號位準減低超越 - 91dBm。6dB之磁滯防止LNA 1220a在ON狀態與〇ff狀態之 間觸變。L N A 1 2 2 0 b亦因為相同原因而有6 d B之磁滯。不同 量之磁滯可以用於將系統效能最佳化而且是在本發明的範 疇内。 上文之讨論解釋所需A G C控制之典範製作。a g C控制亦可 以使用具有可調增益之AGC放大器製作。甚至於，^圖2中 解釋之衰減器1 21 6與LNA 1 2 2 0 a及1 2 2 0 b安排只是為滿足 CDMA規範的一種製作。AGC功能之其他製作使用由此說明
O:\56\56265.ptd 第32頁 496041 五、發明說明（28) 一 " 之凡件’以及使用這些元件結合在相關技藝中熟知的其他 元件與電路之其他製作，是在本發明的範疇内。 V ·依據量測的非線性之接收器設定 在^發明的第一具體實施例中，主動裝置之丨丨p 3依據由 接收is 1 2 0 0提供之量測位準非娘性加以設定。非線位準可 =由RSSj斜率或是Ec^Io量測加以預估。典範的RSSI斜率 ^作之^時圖在圖9解釋。在典範的具體實施例中，RF信 ，位準藉由在窄脈衝變化衰減器1 2 1 6的衰減而改變。各脈 衝稱之為"擺動’，。R S S I斜率為各脈衝量測且量測在一預定 週期T加以平岣以改良R S S I斜率量測之準確度。在週期τ結 束時，量測的RSSI斜率與RSSI定限作比較且結果以上文說¥ 明之方式用於調整主動裝置之IIP3。 如圖9所示，在TO之RSSI斜率量測少於RSSI定限，表示 接收器1 2 0 0在線性限制内操作。因此，l N A 1 2 2 0 b之I I P 3 被減少以保存功率消耗。類似地是，在週期T1、τ 2與T 3結 束時，量測的RSSI斜率少於RSSI定限且LNA 1220b之IIP3 繼續減少。在週期T 4結束時，量測的R S S I斜率仍少於RSS I 定限且混合器1230之ΠΡ3被減少，因為LNA 1220b之IIP3 已經被完全調整為最小的I I P 3操作點。在週期τ 5結束時， 量測的R S S I斜率大於R S S I定限，表示互調變分量已經增加 至不能接受之位準。混合器1 2 3 0之I I P 3被增加以改良由此 反應之線性。 _ 在典範的具體實施例中，各脈衝為2 0 0 // s ec區間，週期 T為5msec，且一週期T之脈衝數目為9。使用這些值，工作
O:\56\56265.ptd 第33頁 496041 五、發明說明（29) 週期為3 6 %。在較佳的具體實施例中，脈衝之工作週期必 須足夠低如此期望信號之E c / I 〇由信號振幅之週期性擾動 最小地衰減。脈衝之寬度被選擇為短區間以將輸入至^Gc 控制電路1 2 8 0之干擾最小化。通常，AGC控制迴路為丨s速 且不能追縱由短衰減脈衝引起的信號位準變化。此為1寺別 重要，因為輸出信號振幅之改變必須準確地反應輪入信號 位準振幅與互調變分量之改變，但不是AGC控制電路12^〇〜 造成之改變。然而，短脈衝寬度形成輸出信號功率較不準 確之量測。本發明被定向於使用由此說明之功能的各種寬 度之脈衝與各種工作週期。 RF輸入信號位準之擾動被選擇為小振幅以將輸出信號之¥ 衰減最小化以及將整個接收器丨2 〇 〇之I I p 3效應最小化。在 典範的具體實施例中，RSS I斜率量測之衰減步距為 0 · 5 dB。其他衰減步距的值可以被使用且是在本發明的範 疇内。 在典範的具體實施例中，RSSI定限被選擇為1 . 2。RSSI 定限之使用可以形成I I P 3操作點在連續週期T之間觸變。 為防止此情形，二R S S I定限可以被使用以提供磁滯。π p 3 不被增加除非量測的RSSI斜率超越第一RSSI定限且I IP3不 被減少除非量測的R S S I斜率在第二R s S I定限以下。單一定 限或眾多定限之使用是在本發明的範疇内。 _ 一個解釋本發明接收器1 2 0 0提升R F輸入功率位準的I I P 3 偏壓控制操作圖如圖1 〇 A所示。R F輸入信號包括C D Μ A信號 與高於CDMA信號+58dBc之二-音頻干擾器。當CDMA信號功
O:\56\56265.ptd 第34頁 496041 五、發明說明（30) 率介於-104dBm與-lOldBm之間時，混合器1230之IIP3設定 在+ 10dBm 而 LNA 1220a 與 1220b 之 IIP3 設定在 OdBm。如 CDMA 信號增加超越-lOldBm時，量測的RSSI斜率超越RSSI定 限，混合器1 2 3 0之I I P 3被增加至+ 1 5 d B m以將非線性位準最 小化。衰減器1216提供RF輸入信號衰減介於- i〇4dBm與 - 84dBm之間。在-84dBm時，LNA 1220a被旁路且衰減器 1216重置為其低衰減狀態。當CDMA信號功率為-8 3 dBm、 -79 dBm、- 75 dBm 以及-71 dBm 時，LNA 1220b 之 IIP3被增 加以將互調變分量最小化。近似—64dBm時，LNA 1 2 2 0 b被 旁路且衰減器1 2 1 6再次重置為其低衰減狀態。 一個解釋本發明接收器1 2 0 0以降低R F輸入功率位準的 I I P 3偏壓控制操作圖如圖1 〇 B所示。再一次，rf輸入信號 包括CDMA信號與高於CDMA信號+ 58dBc之二-音頻干擾器。 起初，當CDMA輸入信號功率為- 60dBm時，LNA 1220a與 1 2 2 0b被旁路。當CDMA輸入信號功率減低為—70 dBm時，LNA 1 2 2 0b被開啟以提供需要的增益。在近似為―了6dBm、- 80 dBm、-84 dBm 以及-88 dBm 時，LNA 1220b 之 IIP3 被減低以 將功率消耗最小化。在為-9 0 d B m時，衰減器1 2 1 6到達至其 較大衰減範圍且L N A 1 2 2 0 a被開啟。在為-1 〇 〇 d B m時，混合 姦1 2 3 0之I I P 3被減低以保存功率，因為R輸入信號為小位 準。 如上文所說明，於混合器1 2 3 0以及L N A 1 2 2 0 a與1 2 2 0 b之 I I P 3被調整時之R F輸入功率位準由量測的r s S I斜率決定。 RSSI斜率量測可能不會形成如圖10A與i〇B所示成線性間隔
O:\56\56265.ptd 第35頁 496041 五、發明說明（31) 之I I P 3偏壓 調整偏壓控 VI·依據操 在本發明 收器操作模 圖3 )可以使 電話。各頻 括各種操作 池功率。例 式電話態樣 用於動態範 插入發射機 頻帶選擇， 觸變，以及 細胞式電 具體實施例 識別符。模 式位元可以 位元可以被 式位元被提 元解碼至最 排被路由至 匯流排可以 合器與RF處 交換點。甚至於，步進式交 制取代。 Λ人換點可以用連續可 作模式之接收器設定 之第二具體實施例中，主動择 式而設定。如上文所陳述動ΙΡ3依據接 用於需要在PCS或是細胞式頻t 5 3〇〇(參考 帶可以支援數位及/或類比平頻作之細胞式 模式。各種操作模式使用於改D t平台尚包 如，不同的操作模式可以使;文；”並保存電 :(1)用於較長代機時間之分样、支板下列細胞 圍加強之增益步距，（3)用刀於"^\式播叫，（2) 輪出，⑷用於雙頻電話（pCs;二通話^夺間之 (5)系統（CDMA、AMPS ' GSM等）、/田„匕式）之頻率 ⑷用於干擾器出現時之電：)偏之二的*夂重/子取 %吩彳菊麼控制裝置。 :之操巧模式具有不同的效能需求。在典範的 中’各彳呆作核式被指定包括N模式位元之獨特 式位元定義操作模式之特別特徵。例如，一模 被使用於選擇PCS或細胞式頻帶，而另一模式、 使用於選擇數位（C D Μ A)或類比（F Μ )模式。N模 供至控制器1370内的邏輯電路，其將ν模式位 高包括2 Ν個控制位元之控制匯流排。控制匯流 需要控制之接收器1 3 0 0内的電路。例如，控制 定向下列情況：（1 )設定RF / I F處理器1 3 48内混 理器1310a及1310b内LNA之ΙΙΡ3，（2)設定接
O:\56\56265.ptd 第36頁 496041 五、發明說明（32) 收器1 3 0 0之增益，（3 )設定至接收器丨3 0 0内其他RF與丨F電 路之D C偏壓電壓及/或電流，（4 )選擇所期望之信號頻帶， 以及（5)設定振盥器為適當的頻率。 依據操作模式用於接收器1 3 0 〇之I I p 3控制的一個典範例 子於表1及表2中解釋。接收器1300支援雙頻（PCS與細胞 式）與雙模式（CDMA與FM)。在典範的具體實施例中，PCS頻 帶只支援CDMA傳輸而細胞式頻帶支援CDMA與FM傳輸（FM傳 輸可以由AMPS系統輸出）。在典範的具體實施例中，使用 四個模式位元。此四個模式位元為BAND —SELECT、IDLE/、 FΜ/以及LΝΑ一RANGE位元。BAND —SELECT位元決定操作頻帶 並定義為1 = PCS而0 =細胞式。IDLE/位元（0=閒置）設定接收 器1 3 0 0為閒置狀態（例如在低I I p 3操作）而細胞式電話為非 作用。FM /位元（0 = FM)設定接收器1 3 0 0處理FM信號。而 LNAjANGE位元（1=旁路）設定接收器1 3 0 0增益。當 L N A-R A NG E位元設定為高電壓時，指定旁路模式，第一 LN A 1320a或是1321a之Vbiasl與Vbias2設定為低電壓且LNA被 關閉。 當BAND 一 SELECT位元設定為〇(細胞式頻帶）時，接收器 1 3 0 0在表1所列其中之一細胞式操作模式下操作。表1只列 出LNA 1 3 20 a與1 3 2 0 b之IIP3操作點。一用於RF/IF處理器 1 3 4 8内主動混合器I I P 3操作點之類似表可以產生。而當在 細胞式模式時，L N A 1 3 2 1 a與1 32 1 b之偏壓電流被關閉以保 存電池功率。
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O:\56\56265.ptd 第38頁 496041 五、發明說明（34) ❿ 表ί與表2列出LN A之I I P3操作點以將功率消耗最小化而 維持所需效能。其他需要控制之電路的額外表可以被產 生。、例如’依據期望操作模式之期望輸入信號位準而設定 AGC為適當操作範圍的表可以被產生。其他表可以被產生 以設定接收器1300内各種電路所需之DC偏壓電壓或電流。 VII· 依據接收信號位準之接收器設定 在本發明之第三具體實施例中，主動裝置之I I p 3依據接 收器内各種信號處理級的信號量測振幅來設定。參考圖 2 ’功率檢測器可以連接至選擇組件之輸出以量測信號功 率位準。在接收器設定設計之第一具體實施例中，功率檢 測器可以連接至LNA 1 22 0 a與1 2 2 0 b以及混合器1 2 3 0以量測 這些組件RF輸出信號之功率。功率量測之後提供至偏壓控
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五、發明說明（35) 制電路1 2 8 0，其 之任何組件I I P 3 實施例中，功率 器1250之輸出以 的功率。功率量 量測之間的功率 所需I I P 3效能。 件之I I P 3操作點 相關技藝熟知的 的二極體檢測器 V I I I ·依據所需 如揭示於共同 本發明接收器内 化時，提供所需 功率消耗在CMA 圍時’藉由使Σ 為將功率消耗最 信號之振幅與所 低動態範圍為最 壓亦可以調整為 小化功率消耗所 低。如上文說明 化時，提供所需 在典範的CDMA 使用資 操作點 檢測器 量測由 測亦可 差代表 偏壓控 以維持 許多方 訊調整在超 。在此接收 可以分別連 這些組件輸 以提供至偏 帶外信號輸 制電路1 2 8 0 所需效能位 式製作，如 越預定非線性位準操作 器設定設計之第二具體 接至混合器1 2 3 0與解調 出之RF信號與基頻信號 壓控制電路1280。兩種 出之功率可以用於推理 如上文說明方式調整組 準。功率檢測器可以用 緊接在低通濾波器之後 動態範圍之Σ △ ADC設定 申請之美國申請案序號為第_____號，在 之Σ A ADC可以設計為於將功率消耗最小 動態範圍。因為細胞式電話之可攜帶性， 通訊系統中特別重要。當不需要高動態範 △ A D C區段不能作用而可以將Σ △ A DC設計 小化。Σ △ ADC亦可以依據輸入至Σ △ ADC 需效能變化的可調整之偏壓電流設計。當 小化功率消耗所需時，Σ △ ADC之參考電 較低。最後，當高動態範圍為更進一步最 不需時，Σ △ ADC之取樣頻率亦可以降 之態樣可以適宜地結合於將功率節省最大 之效能。 通訊系統中，接收器設計為如IS-9 8-A標 ❿
O:\56\56265.ptd 第40頁 496041 五、發明說明（36) 準規範的各種操作情況中操作。在典範的具體實施例中， RF輸入#號包括在-l〇4dBm至-79dBm範圍内之CDMA信穿。 另外，IS_9 8-A規範一二音頻與單音頻操作情況。對二音 頻操作情況而言，RF輸入信號包括CDMA信號與兩個各超^過 CDMA信號振幅+ 58dBc之干擾器，此二干擾器定位於離⑶^ 信號中心頻率為+ 9 0 0 KHZ與+ 17〇〇KHz處。對單音頻操作情 況而言，RF輸入信號包括CDMA信號與一個超過CDMA信號振 幅+ 72 dBc之干擾器’此干擾器定位於離⑶^信號中心頻率 為+ 9 0 0 KjZ處。這些規範代表接收器之最壞操作情況。 ▲在典犯=^體實施例中，Σ △ ADC用必要的動態範圍設 计=在最壞彳呆作情況下操作。實際上，這些最壞情況不是 穴广發生二、，所以/任何時刻在高動態範圍模式操作Σ △ 诸接代^表源*的〉良f °在本發明之接收器中，Σ Δ ADC可以 建巧二不需要高動態範圍時，將功率消耗最小化。 允具體實施例中’至ς △ adc之期望信號（例如帶 一 5 ^振幅維持在高於Σ △ ADC雜訊位準+20dB。此 二Ϊ13 ί ΐ號處理之後量測期望信號振幅並使用量 位二二！*、端增ί而完成。上述情況（例如高於雜訊 且 / f接收器之所需效能位準。為滿足此情況， 一具有四位兀解析度之y Λ θΤ Λ Λ ADC可以使用於將期望信號加 以置化。 然而，至Σ △ A D C之作缺一， 擾器的振幅可以在寬廣/圍包△期望信號加上干擾器。干 號的主要部分。iC變化並形成至ς 之信 與干擾器需要落在Σ △ ADC之上
496041 五、發明說明（37) 升限度，以致這些信號之截割不會發生。因此，干擾器必 須適當地由Σ △ A D C量化（雖然干擾器最終由連續的數位信 號處理過濾掉），因為干擾器之截割形成可能落在信號頻 帶内的互調變分量，並將期望信號衰減。 在典範的具體實施例中，Σ △ ADC設計為提供1 2位元解 析度以符合最壞操作情況。剩下的8位元解析度保留給干 擾器與A G C控制。Σ △ A D C之動態範圍可以調整，以致將功 率消耗最小化時，期望信號與干擾器適當地量化而不會截 割。 在典範的具體實施例中，所需的動態範圍可以藉由量測 期望信號之振幅與至Σ △ ADC之信號之振幅而加以預估。 期望信號之振幅可以藉由計算期望信號之RSSI斜率而加以 量測。RSS I量測於先前提到之美國專利申請案號為第 5，1 0 7，2 2 5號之專利文中詳細說明。在典範的具體實施例 中，R S S I量測為在移除不需要影像及亂真信號之數位信號 處理之後於期望信號上執行。至Σ △ A D C信號之振幅可以 由連接至Σ △ A D C輸入之功率檢測器加以量測。功率檢測 器可以使用相關技藝中熟知的方式加以製作，如以二極體 或是峰值檢測器之包絡檢測器製作。假使至Σ △ ADC信號 高於為參考電壓一半之Σ △ A D C飽和電壓時，峰值檢測器 可以檢測。當此情況發生時，Σ △ ADC可以轉換至較高動 態範圍模式。另一方面，至Σ △ ADC信號之振幅可以由前 端内各種組件輸出之信號振幅之量測加以預估，如混合器 1230輸出或是帶通濾波器12 34輸出（參考圖2)。再一次，
O:\56\56265.ptd 第42頁 496041 五、發明說明（38) 一功率檢測器可以用於量測信號振幅。插入於功率檢測器 與Σ △ A D C間之組件增益於計算至Σ △ A D C信號之振幅時列 入考慮。甚至於，量測信號之頻譜成分必須近似至Σ △ ADC信號之頻譜成分以增強預估之準確度。預估之不準確 性形成非最佳動態範圍調整機構。 基於期望信號之量測振幅與至Σ △ ADC信號之量測振 幅，所.需的動態範圍可以下列等式計算：
其中DR required
為以dB表示的所需動態範圍，VADC為至Σ AADC 信號之振幅，而VdesUed為在Σ △ ADC輸入上期望信號之振 幅。 另一方面，所需的動態範圍可以依據接收器操作模式決 定。各操作模式可以與不同的操作狀況結合。例如，CDMA 模式需要高動態範圍，因為可能的干擾器接近信號頻帶。 F Μ模式需要低動態範圍，因為輸入需求較不嚴厲。 在典範的具體實施例中，12位元解析度由二迴路MAS Η 4 - 4結構提供，揭示於共同申請之美國專利申請案號為第 ____號之專利案中。參考圖1 1，迴路1 1 0 a提供第一動態範 圍且具有一低雜訊底部。迴路ll〇b提供第二動態範圍且具 有一較迴路1 1 0 a稍高的雜訊底部。迴路1 1 0 a之較低雜訊底 部為以較高偏壓電流偏壓迴路1 1 0内放大器並以迴路1 0 0 a
O:\56\56265.ptd 第43頁 496041 五、發明說明（39) 使用較大電容器之部分結果。在典範的具體實施例中，在 MASH ADC 100内的各迴路11〇可以依據至信號之振 幅與所需動態範圍而選擇性地使不能作用以將功率消耗最 小化。另外，各迴路1 1 〇内放大器之偏壓電流可以調整為 將功率消耗最小化且維持所需的效能。 當需要高動態範圍時，至Σ △ ADC之信號提供至迴路 1 1 0 a，所有放大器之偏壓電流設定為高電流且μ AS H A D C 1 〇 0以上文說明之方式操作。此操作狀況可能由包括C D M A 信號與二+ 58dBc之大干擾器的rf信號或是由包括CDMA信號 與一+ 7 2dBc之大干擾器的RF信號形成。如期望信號振幅增 加或是干擾器之振幅減低時，需要較低的動態範圍。當此 情況發生時，可能使迴路1 1 〇b不能作用且迴路1 1 〇 a之輸出 Υί包括ΣΔΑϋ(：之輸出。另一方面，可能使迴路u〇a不能 作用，且至Σ △ ADC之信號可能提供至迴路ii〇b，且迴路 1 i 〇 b之輸出Y 2包括Σ △ ADC之輸出。因此，可能使一至二 迴路能作用以提供所需的動態範圍。 其中使迴路不能作用的動態範圍定限可以依據許多考慮 而選擇。該定限可以依據RF輸入信號振幅之統計選擇。例 如，R F輸入信號包括各種振幅干擾器之百分比可以被列 表。此資訊可以用於選擇等於藉由確定最小數目迴路在大 多數時間能作用時，最小功率消耗之動態範圍。定限亦可 以依據Σ △ A D C設計效能而選擇。例如，假使第一迴路設 計提供XdB動態範圍實質上較第二迴路設計提供YdB動態範 圍舄要更夕功率時’其中γ只稍小於X時’第二迴路可能為
O:\56\56265.ptd 第44頁 496041 五、發明說明（40) 較佳且動態範圍定限可以依據第二迴路設計效能而選擇。 當選擇動態範圍定限時，許多其他考慮可以期待且是在本 發明範疇内。甚至於，各定限可以用磁滯製作以防止迴路 在能作用與不能作用狀態之間觸變。一磁滯之典範製作說 明如下。 各迴路1 1 0内放大器之偏壓電流於提供所需效能時，可 以調整以將功率消耗最小化。在典範的具體實施例中，迴 路1 1 0 a設計為消耗1 0 m A之最大偏壓電流而迴路1 1 0 b設計為 消耗6mA之最大偏壓電流。在典範的具體實施例中，迴路 1 1 0 a内，諧振器1 3 0 a内的放大器設計為消耗6 m A而諧振器 1 3 0b内的放大器設計為消耗4mA。當需要高動態範圍時， 各放大之偏壓電流被設定為南電流。當不需要南動態範 圍時，各放大器之偏壓電流可以減低。動態範圍與偏壓電 流近似成比例地變化，如此偏壓電流二倍之減低形成動態 範圍6 d B之減低。因此，當需要少6 d B之動態範圍時，諧振 器130a内放大器的偏壓電流可以由6mA向下減低至3raA而 諧振器1 30b内放大器的偏壓電流可以由4mA向下減低至 2 m A。類似地是，當不需要高動態範圍時，迴路1 1 0 b内放 大器的偏壓電流可以依此方式而減低。在本發明中，偏壓 電流可以用非連續步驟或是連續方式調整。 將功率消耗最小化的一額外機構為經由Σ △ ADC内參考 電壓之調整。Σ △ ADC的動態範圍由最大輸入信號強度變 動與包括電路雜訊及量化雜訊之Σ Z\ADC雜訊決定。如所 需動態範圍減低時，於維持近似相同的雜訊位準時，參考
O:\56\56265.ptd 第45頁 496041 五、發明說明（41) 電壓可以被降低。當一迴路被斷開時，此情況尤其為真 實，如此因為Σ △ ADC參考電壓維持常數，量化雜訊增加 而更大於電路雜訊。藉由降低ZZ\ADC參考電壓，以致量 化雜訊近似等於電路雜訊，於維持信號位準為低位準時， 提供期望的效能位準。藉由減低參考電壓與Σ △ ADC内信 號強度變動，放大器偏壓電流可以被減低。作為一額外好 處，放大器驅動具有一較低的最大信號強度變動且可以用 較少電流加以偏壓。 放大器偏壓電流之調整可以和迴路之失能獨立執行，或 是和迴路之失能聯合執行。在典範的具體實施例中，迴路 為依據所需動態範圍之粗略範圍而使能作用且偏壓電流為 使用於動態範圍精細調整。另一方面，分析與量測可以執 行以決定由Σ △ ADC各種建構提供的動態範圍。此資訊可 以列表與儲存。之後，依據所需動態範圍，Σ △ ADC可以 使闬所列表的資料適當地建構。當將功率消耗最小化時用 於建構Σ △ ADC以提供所需動態範圍的各種方法是在本發 明範疇内。 在典範的具體實施例中，當二迴路能作用且使用過度取 樣比率（0SR)為32時，Σ Z\ADC提供動態範圍為79dB(或是 大於12位元解析度）。對帶通Σ Z\ADC而言，過度取樣比率 定義為取樣頻率除以輸入信號雙面頻寬之二倍，或是 反之亦 相等的位元數可以由動態範圍計算 依據下列等式：
O:\56\56265.ptd 第46頁 496041 五、發明說明（42) (7) DR=6. 02 · M+1. 73 其中Μ為位元數且D R以d B表示。在典範的具體實施例中， 迴路110a提供54dB動態範圍，迴路ii〇b提供42dB動態範 圍，而當結合時迴路110a與11 〇b提供79dB動態範圍。在典 範的具體實施例中，當所需動態範圍為小於36 dB時使用迴 路1 10b，當所需動態範圍為介於36dB與48(16時使用迴路 110a，而當所需動態範圍為大於48dB時使用迴路ll〇a與 1 1 Ob。在典範的具體實施例中，6dB之容限被保留處理RF 輸入信號振幅之波動。 動態範圍定限可以用磁滯製作以防止在能作用與不能作 用狀態之間觸變。對上文所說明具體實施例，各動態範圍 定限包括一定限上限與定限下限。具較高動態範圍之迴路 除非所需動態範圍超越定限上限，不然不能作用；而具較 低動態範圍之迴路除非所需動態範圍落在定限下限以下， 不然不能作用。例如，以6 dB之磁滯，除非所需動態範圍 超越5 1 d B，不然迴路11 〇 a不能作用。而只以迴路1 1 〇 a操作 時’只要所需動態範圍落在45 dB以下時，迴路1 10b能作用 且迴路1 1 0 a不能作用。 本發明用於CDMA通訊系統之一典範應用列表於表3中。 當期望信號位準為高位準時，需要低動態範圍且只有迴路 1 1 0 b能作用。當期望信號位準為低位準且干擾器位準為高 位準時’需要高動態範圍以適當地量化干擾器與期望信
O:\56\56265.ptd 第47頁 496041 五、發明說明（43) 號。而當期望信號位準為低位準且干擾器位準為低位準 時，可以有二選項。至Σ △ ADC之信號可加以放大，將低 信號位準增加至可以由迴路1 1 0 b取樣的高信號位準。另一 方面，迴路1 1 0 a可以使用於取樣信號但是偏壓電流可減低 以保存功率且迴路1 1 0 a内D A C位準可減低以匹配低信號位 準〇 Φ 注意1 · 1 ) 第一選項為使迴路1 1 Ob作用並將至Σ △ ADC信號放大 6dB ； 2 )第二選項為使迴路11 0 a作用並將偏壓電流與迴路11 0 a内 D A C位準降低 如共同申請之專利申請案號為第____號所說明，Σ △ ADC動態範圍為過度取樣比率之函數。因為輸入信號頻寬 為固定且為較高的功率消耗，所以較高的取樣頻率相當於 較高的過度取樣比率。然而，較高的取樣頻率可能因製作
O:\56\56265.ptd 第48頁 496041 五、發明說明（44) Σ △ ADC之電路而形成較高的功率消耗。例如，CMOS電路 之功率消耗與CMOS電路之交換定時成比例。對雙極電路 而言，較高的操作頻率需要較寬頻寬之電路，該電路通常 需要更多的偏壓電流。為了更快安定，較高的交換頻率需 要更多的開關偏壓電流與更多的放大器偏壓電流。 在本發明中，當不需要高動態範圍時，Σ △ ADC之取樣 頻率可以減低以將功率消耗加以最小化。減低取樣頻率允 許Σ △ A D C内之電路以較低電流加以偏壓。亦且，較低的 取樣頻率可以形成Σ △ ADC内電路之較低功率消耗。 理論上，對一四階帶通Σ △ A D C而言，在過度取樣比率 内之各八度減低，動態範圍為減低2 7 dB。然而，對小於1 6 之過度取樣比率而言，動態範圍為減低快於27dB/八度。 在較佳具體實施例中，過度取樣比率為保持在1 6之最小 值。 對許多應用而言，改變取樣頻率需要接收器頻率規劃之 小心分析。對次取樣Σ △ A D C而言，I F信號之中心頻率（例 如至Σ △ ADC之信號）與取樣頻率有關。第一頻率下轉換被 調整為產生一為新取樣頻率所需之在新I F頻率的I F信號。 必須小心地運用，如此亂真信號與極度振幅之諧波才不會 落在新I F頻帶。 接收器可以用至少二Σ △ ADC製作以支援至少二操作模 式。此情形允許各Σ △ A D C為最佳化，於將功率消耗最小 化時提供所需動態範圍。合適的Σ △ ADC可以依據操作模 式而開啟。例如，一接收器可以用二Σ △ ADC製作，其中
O:\56\56265.ptd 第49頁 496041 五、發明說明（45) 之一用於CDMA模式而另一個用於FM模式。用於FM模式之 Σ △ ADC因為較低信號頻寬與較低所需動態範圍，所以可 以設計為消耗很少的功率。合適的Σ △ A D C可以依據在 C D Μ A模式或是F Μ模式操作而被開啟。 較佳具體實施例中之上述說明被提供於使任何熟知相關 技藝之人士能夠製作或是使用本發明。這些具體實施例之 各種修改對那些熟知相關技藝之人士將是顯而易見的，而 由此定義之通用原理可以不使用發明機能而應用於其他具 體實施例。因此，本發明將不限於由此顯現的具體實施 例，但是將被調和為由此揭示之原理與嶄新態樣一致的最 廣泛範轉。
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Claims (1)

  1. 496041 六、申請專利範圍 1. 一種可程式化動態範圍接收器，包括： 一用於接收R F信號並產生一 I F信號之前端； 一連接至該RF處理器以接收該RF信號並產生IF樣本之 西格瑪三角類比至數位轉換器Σ ( △ A D C )，該Σ △ A DC具有 一動態範圍； 一連接至該RF處理器以量測該I F信號振幅之功率檢測 器；以及 一連接至該Σ △ ADC以接收該I F樣本並產生期望信號 之數位信號處理器； 其中該Σ △ A D C之動態範圍為依據所需動態範圍調 整，而該所需動態範圍為與該I F信號振幅有關。 2 ·如申請專利範圍第1項之接收器，其中該Σ △ A DC包括 多數迴路，各迴路依據該所需_動態範圍而被致能及被去 能。 、 - 3 ·如申請專利範圍第2項之1收器，其中該Σ △ ADC為 MASH 4-4 ADC，該MASH 4-4ADC包括一第一迴路與一第二迴 路。 4.如申請專利範圍第3項之接收器，其中當所需動態範 圍小於第一動態範圍定限時，使用該MAS Η 4-4 A DC之第一 迴路；當所需動態範圍高於第一動態範圍定限並小於一第 二動態範圍定限時，使用該MAS Η 4-4 A DC之第二迴路；當 所需動態範圍高於該第二動態範圍定限時，使用該第一迴 路與第二迴路。 5 .如申請專利範圍第4項之接收器，其中該第一與第二
    O:\56\56265.ptd 第51頁 496041 六、申請專利範圍 動態範圍定限以磁滯製作。 6 ·如申請專利範圍第1項之接收器，其中該Σ △ ADC包括 放大器，該放大器具有偏壓電流。 7 ·如申請專利範圍第6項之接收器，其中該放大器之偏 壓電流依據該所需動態範圍調整。 8· —種用於提供接收器内可程式化動態範圍之方法，包 括下列步驟： 接收一 RF信號； 處理該R F信號以產生一 I F信號； 以一 Σ △ ADC取樣該IF信號以產生I F樣本，該Σ △ ADq 具有一動態範圍； 1 處理該I F樣本以產生一期望信號； 量測該I F信號之振幅；^ 量測該期望信號之振幅；/ - 依據該I F信號之量測振幅+及期望信號之振幅計算一所 需動態範圍；以及 依據該所需動態範圍調整該Σ △ ADC動態範圍。 9 ·如申請專利範圍第8項之方法，其中該調整步驟包括 下列步驟： 當該所需動態範圍在第一動態範圍定限之下時，使該 Σ △ ADC内之第一迴路能夠作用。 1 0.如申請專利範圍第9項之方法，其中該調整步驟尚包 括下列步驟： 當該所需動態範圍在第一動態範圍定限之上且在第二
    O:\56\56265.ptd 第52頁 496041 六、申請專利範圍 動態範圍定限之下時，使該Σ △ A D C内之第二迴路能夠作 用。 1 1.如申請專利範圍第1 0項之方法，其中該調整步驟尚 包括下列步驟： 當該所需動態範圍在第二動態範圍定限之上時，使該 [△ADC内之第一迴路與第二迴路能夠作用。 1 2.如申請專利範圍第11項之方法，其中該第一動態範 圍定限與第二動態範圍定限以磁滯製作。 1 3.如申請專利範圍第1 1項之方法，其中該第一動態範 圍定限與第二動態範圍定限依據該RF信號之統計而選擇。 1 4.如申請專利範圍第1 1項之方法，其中該第一動態範 圍定限與第二動態範圍定限依據該Σ △ ADC之效能而選 擇。 1 5.如申請專利範圍第8項之方法，其中該調整步驟包括 下列步驟： ~ 依據該所需動態範圍調整該Σ △ ADC之偏壓電流。 1 6.如申請專利範圍第8項之方法，其中該調整步驟包括 下列步驟： 依據該所需動態範圍改變該Σ △ ADC之取樣頻率。 1 7.如申請專利範圍第1 6項之方法，其中該調整步驟尚 包括下列步驟： 將該Σ △ ADC之過度取樣比率維持於最小值1 6。 1 8.如申請專利範圍第8項之方法，其中該RF信號包括一 CDMA信號。
    O:\56\56265.ptd 第53頁 496041 六、申請專利範圍 1 9.如申請專利範圍第1 8項之方法，其中該Σ △ ADC具有 至少4位元解析度。 2 〇.如申請專利範圍第1 9項之方法尚包括下列步驟： 將該期望信號維持在18dB，高於該Σ △ ADC之雜訊底 部° 2 1 ·如申請專利範圍第2 0項之方法，其中計算該所需動 態範圍，因此使該I F信號不為該Σ △ A D C截割。 2 2.如申請專利範圍第2 1項之方法，其中該所需動態範 圍尚與期望信號之振幅有關。 Φ
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