KR20010032937A - 프로그램 가능한 다이나믹 레인지 수신기 - Google Patents

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KR20010032937A
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새드 지. 유니스
세이폴라 에스. 바자르자니
스티븐 씨. 치카렐리
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러셀 비. 밀러
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Abstract

본 발명의 프로그램 가능한 다이나믹 레인지 수신기는 감소된 전력 소비에서 원하는 성능 레벨을 제공하는 것이다. 수신기내의 ΣΔADC는 하나 이상의 루프로 설계된다. 각 루프는 소정의 다이나믹 레인지 성능을 제공한다. 루프는 필요한 다이나믹 레인지와 다이나믹 레인지 임계값의 일 세트를 기초로 인에이블 또는 디저블될 수 있다. ΣΔADC는 또한 조절 가능한 바이어스 전류로 설계된다. ΣΔADC의 다이나믹 레인지는 바이어스 전류와 대략 비례적으로 가변된다. 바이어스 전류를 조절함으로써, 필요한 다이나믹 레인지는 최소 전력 소비로서 ΣΔADC에 의해 제공될 수 있다. ΣΔADC의 기준 전압은 높은 다이나믹 레인지가 필요없을 때 감소될 수 있으며, 이에 따라 ΣΔADC에서 적은 바이어스 전류가 허용되며 회로를 지원하게 된다. ΣΔADC의 다이나믹 레인지는 또한 샘플링 주파수에 비례하는 오버 샘플링 비의 함수이다. 높은 다이나믹 레인지는 높은 오버샘플링 비를 필요로 한다. 높은 다이나믹 레인지가 필요없을 때, 샘플링 주파수는 낮아질 수 있다.

Description

프로그램 가능한 다이나믹 레인지 수신기 {PROGRAMMABLE DYNAMIC RANGE RECEIVER}
고성능 수신기의 설계는 여러 설계 제약으로 변화될 수 있다. 우선, 고성능에는 많은 애플리케이션이 요구된다. 고성능은 수신기의 잡음 특성과 액티브 장치(예를 들면, 증폭기, 믹서등)의 선형성에 의해 기술될 수 있다. 둘째로, 셀룰러 통신 시스템과 같은 어떤 애플리케이션의 경우 수신기의 휴대가능 특성 때문에 전력 소비는 중요한 고려 사항이 된다. 일반적으로 고성능과 고효율은 설계 고려조건과는 상충된다.
액티브 장치는 다음 전송 함수를 가진다.
(1) y(x) = a1·x + a2·x2+ a3·x3+ 고차항
여기에서 x는 입력 신호이며, y(x)는 출력 신호이고, a1.a2, 및 a3는 액티브 장치의 선형성을 정의하는 계수이다. 단순하게, 고차항(예를 들면 3차 이상의 항)은 무시된다. 이상적인 액티브 장치의 경우, 계수 a2와 a3는 0.0이며 출력 신호는 단순하게 a1에 의해 정해진 입력 신호이다. 그러나 모든 액티브 장치는 계수 a2와 a3에 의해 정해진 일정량의 비선형성을 경험한다. 계수 a2는 2차 비선형성의 양을 정의하며 계수 a3는 3차 비선형성의 양을 정의한다.
대부분의 통신 시스템은 소정의 대역폭과 중심 주파수를 가진 입력 RF 신호에서 동작하는 협대역 시스템이다. 입력 신호 RF 신호는 전형적으로 주파수 스펙트럼에 위치한 다른 가신호를 포함한다. 액티브 장치내의 비선형성은 가신호의 상호변조를 일으키며, 신호 밴드로 떨어지는 프로덕트를 가져온다. 2차 비선형성의 영향(예를 들면, x2항에 의한)은 일반적으로 설계 방법론에 의해 줄이거나 제거될 수 있다. 2차 비선형은 합과 차 주파수(sum and difference frequency)에서의 프로덕트를 산출한다. 전형적으로, 인-밴드 2차 프로덕트를 산출할 수 있는 가신호는 신호 밴드로부터 멀리 위치하며 쉽게 필터링될 수 있다. 그러나, 3차 비선형성은 더욱 미정이다. 3차 비선형성의 경우, 가신호 x=g1·cos(w1t)+g2·cos(w2t)는 주파수 (2w1-w2)와 (2w2-w1)에서 프로덕트를 산출한다. 그러므로, 근접 밴드 가신호(필터링이 어려운)는 인-밴드로 떨어지는 3차 상호 변조 프로덕트를 산출할 수 있으며 수신 신호의 성능 저하를 일으킨다. 이 문제를 해결하기 위해, 3차 프로덕트의 크기는 g1·g2 2와 g1 2·g2에 의해 결정된다. 그러므로, 가신호 크기의 2배마다 3차 프로덕트 크기는 여덟배 증가된다. 다른 견지에서 보면, 입력 RF 신호의 1dB 증가마다 출력 RF 신호에서 1dB 감소를 가져오지만 3차 프로덕트에서는 3dB 증가된다.
수신기(또는 액티브 장치)의 선형성은 3차 인터셉트 포인트(IIP3)로 참조된 입력으로 기술된다. 전형적으로, 출력 RF 신호와 3차 상호 변조 프로덕트는 입력 RF 신호에 대해 플로팅된다. 입력 RF 가 증가하면 IIP3는 원하는 출력 RF 신호와 3차 프로덕트의 크기가 동일한 이론상의 포인트이다. IIP3는 IIP3 포인트가 도달되기 전에 액티브 장치가 압축되는 추정값이다.
직렬 접속된 여러 액티브 장치를 포함하는 수신기의 경우, 액티브 장치의 제 1 단계로부터 n 번째 단계에 이르는 수신기의 IIP3는 다음과 같이 계산될 수 있다.
(2)
여기에서 IIP3는 액티브 장치의 1 단계로부터 n 번째 단계에 이르는 3차 인터셉트 포인트로 참조된 입력이며, IIP3n-1은 1 단계로부터 (n-1) 단계에 이르는 2차 인터셉트 포인트로 참조된 입력이며, Avn은 n단계의 이득이며, IIP3dn은 n 번째 딴계의 3차 인터셉트 포인트로 참조된 입력이며 모든 항은 데시벨(dB)로 주어진다. 방정식(2)의 계산은 수신기내에서 다음 단계에 연속된 차수로 실행된다.
방정식(2)로부터 설명되는 바는 수신기의 적렬 IIP3를 개선하는 한 가지 방법은 제 1 비선형 액티브 장치 이전의 이득을 낮추는 것이다. 그러나, 각각의 액티브 장치는 또한 신호의 품질을 저하시키는 열 잡음을 생성한다. 신호 정도가 일정 수준에서 유지되기 때문에 성능 저하는 이득이 낮으며 신호 크기가 감소함에 따라 증가된다. 저하량은 다음으로 주어진 액티브 장치의 잡음 특성(NF)에 의해 측정될 수 있다.
(3)
여기에서 NFd는 액티브 장치의 잡음 특성이며 SNRin은 액티브 장치로의 입력 RF 신호의 신호 대 잡음비이며, SNRout는 액티브 장치로부터의 출력 RF 신호의 신호 대 잡음비이며, NFd, SNRin 및 SNRout는 모두 데시벨(dB)로 주어진다. 수신기가 직렬 접속된 여러 액티브 장치를 포함하는 경우, 액티브 장치의 제 1 단계로부터 n 번째 단계에 이르는 수신기의 잡음 특성은 다음과 같이 계산될 수 있다.
(4)
여기에서 NFn은 1 단계로부터 n 번째 단계에 이르는 잡음 특성이며, NFn-1은 (n-1) 단계에 애한 1 단계의 잡음 특성이며, NFdn은 n 번째 단계의 잡음 특성이며, Gn-1은 (n-1) 번째 단계를 통하는 dB의 제 1 단계의 축적된 이득이다. 방정식(4)에 도시된 바와 같이, 액티브 장치의 이득은 다음 단계의 잡음 특성에 영향을 줄 수 있다. 방정식(2)의 IIP3 계산과 유사하게, 방정식(4)의 잡음 특성 계산은 수신기의 다음 단계에 대해 다음 차수에서 실행될 수 있다.
수신기는 셀룰러 통신 시스템과 고해상도 텔레비젼(HDTV)와 같은 여러 통신 애플리케이션에 이용된다. 전형적인 셀룰러 통신 시스템은 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 통신 시스템, 시간 분할 다중 액세스(TDMA) 통신 시스템 및 아날로그 FM 통신 시스템을 포함한다. 다중 액세세스 통신 시스템에서의 CDMA 기술의 사용은 "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS"로 표제된 미국 특허 번호 제 4,901,307 호와 "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM"로 표제된 미국 특허 번호 제 5,103,459 호에 개시되어 있으며, 이 모두는 본 발명의 양수인에게 양도되고 여기에서 상호 참조된다. 전형적인 HDTV 시스템은 "ADAPTIVE BLOCK SIZE IMAGE COMPRESSION METHOD AND SYSTEM"으로 모두 표제된 미국 특허 번호 제 5,452,104 호, 제 5,107,345 호 및 제 5,021,891 호와 "INTERFRAME VIDEO ENCODING AND DECODING SYSTEM"으로 표제된 미국 특허 번호 제 5,576,767 호에 개시되어 있으며, 이 모두는 본 발명의 양수인에게 그 권리가 양도되며 여기에서 상호 참조된다.
셀룰러 애플리케이션의 경우, 동일 서비스 영역에서 동작하는 하나 이상으 통신 시스템을 가지는 것은 통상적이다. 게다가, 상기 시스템은 동일 주파수 밴드에서 또는 그에 근접하여 동작할 수 있다. 이것이 발생될 때, 일 시스템으로부터의 전송은 다른 시스템의 수신 신호의 성능 저하를 일으킬 수 있다. CDMA는 전체 1.2288MHz 신호 밴트폭에 대해 각 사용자에게 전송 전력을 확산하는 확산 스펙트럼 통신 시스템이다. FM 기반 전송의 스펙트럼 응답은 중심 주파수에서 더욱 집중될 수 있다. 또한, FM 기반 전송은 할당된 CDMA 밴드내에서 가까이 그리고 수신된 CDMA 신호와 매우 가까이에서 방해 전파를 일으킬 수 있다. 또한, 방해 전파의 크기는 CDMA 신호보다 매우 클 수 있다. 상기 방해 전파는 CDMA 시스템의 성능을 저하시킬 수 있는 3차 상호 변조 프로덕트를 일으킬 수 있다.
전형적으로, 방해 전파에 의해 발생된 상호 변조 프로덕트에서 기인한 저하를 최소로 하기위해 수신기는 높은 IIP3을 가지도록 설계된다. 그러나, 높은 IIP3 수신기의 설계는 수신기내의 액티브 장치가 높은 DC 전류와 바이어싱될 필요가 있으며, 이에 따라 큰 전력량을 소모한다. 상기 설계 접근 방법은 수신기가 휴대용 유니트이며 전력이 제한적인 셀룰러 애플리케이션에 특히 바람직하지 않다.
여러 기술이 높은 IIP3에 대한 필요 조건을 해결하기 위해 종래 기술에서 사용되어 왔다. 전력 소비를 최소로 하려는 상기 기술은 병렬 접속된 여러 증폭기로 이득 단계를 실행하며 높은 IIP3가 필요한 만큼 증폭기를 선택적으로 인에이블시킨다. 상기 기술은 1997년 4월 17일 출원되며 "DUAL MODE AMPLIFIER WITH HIGH EFFICIENCY AND HIGH LINEARITY"로 표제된 미국 특허 번호 제 08/843,904 호에 개시되어 있으며 본 발명의 양수인에게 그 권리가 양도되며 본 명세서에서 상호 참조된다. 다른 기술은 수신 RF 신호 전력을 측정하며 RF 신호 전력의 크기를 기초로 증폭기의 이득을 조절한다. 상기 기술은 1996년 9월 30일 출원된 "METHOD AND APPARATUS FOR INCREASING RECEIVER POWER IMMUNITY TO INTERFERENCE"로 표제된 미국 특허 번호 제 08/723,491 호에 개시되어 있으며, 본 발명의 양수인에게 그 권리가 양도되며 본 명세서에서 상호 참조된다. 상기 기술은 IIP3 성능을 개선하지만 전력 소비를 효과적으로 감소시키거나 회로 복잡도를 최소로 하지는 않는다.
종래 기술의 수신기 구조의 전형적인 블록도는 도 1에 도시되어 있다. 수신기(1100)내에서, 전송된 RF 신호는 안테나(1112)에 의해 수신되며, 듀플렉서(1114)를 통해 라우팅되고 낮은 노이즈 증폭기(LNA;1116)에 공급된다. LNA(1116)는 RF 신호를 증폭하며 밴드패스 필터(1118)에 신호를 공급한다. 밴드패스 필터(1118)는 다음 단계의 상호 변조 프로덕트를 일으킬 수 있는 어떤 가 신호를 제거하기 위해 신호를 필터링한다. 필터링된 신호는 로컬 오실레이커(1122)의 시누소이드를 가지고 중간 주파수(IF)로 신호를 하향 변환하는 믹서(1120)에 공급된다. IF 신호는 다음 하향 변환 단계 이전에 가신호와 하향 변환 프로덕트를 필터링하는 밴드 패스 필터(1124)에 공급된다. 필터링된 IF 신호는 필요한 크기에서 IF 신호를 공급하기 위해 여러 이득으로 신호를 증폭하는 자동 이득 제어(AGC) 증폭기(1126)에 공급된다. 이득은 AGC 제어 회로(1128)로부터의 제어 신호에 의해 제어된다. IF 신호는 전송기에서 사용된 변조 포맷에 따라 신호를 복조하는 복조기(1130)에 공급된다. 2진 위상 쉬프트 키잉(BPSK), 4진 위상 쉬프트 키잉(QPSK), 오프셋 4진 위상 쉬프트 키잉(OQPSK) 및 쿼드러쳐 진폭 변조(QAM), 디지털 복조기는 디지털화된 배디스밴드 데이터를 공급하는데 사용된다. FM 전송의 경우, FM 복조기는 아날로그 신호를 공급하는데 사용된다.
수신기(1100)는 대부분의 수신기에 의해 요구되는 기본적인 기능성을 포함한다. 그러나, 증폭기(1116,1126), 밴드 패스 필터(1118,1124) 및 믹서(1120)의 크기는 특정 애플리케이션의 경우 수신기 성능을 최적화하기 위해 재배치될 수 있다. 상기 수신기 구조에서, 높은 IIP3는 높은 DC 바이어스 전류에서 액티브 장치를 바이어싱 및/또는 증폭기(1126)의 이득을 제어함으로써 공급된다.
상기 수신기 구조는 여러가지 약점을 가진다. 첫째, 액티브 장치는 전형적으로 높은 요구 IIP3를 공급하기 위해 높은 DC 전류에 바이어싱된다. 이는 높은 IIP3가 대부분의 시간에 대해 필요하지 않을지라도 모든 시간에 높은 IIP3 동작 포인트에서 수신기(1100)를 동작시키는 데 영향을 미친다. 둘째, 상술한 미국 특허 번호 제 5,099,204 호에 개시된 바와 같이 높은 IIP3는 AGC 증폭기(1126)의 이득을 조절하여 개설될 수 있다. 그러나, 증폭기(1126)의 이득을 낮추는 것은 수신기(1100)의 잡음 특성을 저하시킬 수 있다.
본 발명은 통신, 특히, 신규하고 개선된 프로그램 가능한 다이나믹 레인지 수신기에 관한 것이다.
도 1은 종래 기술의 전형적인 수신기의 블록도이다.
도 2는 본 발명의 전형적인 프로그램 가능한 선형 수신기의 블록도이다.
도 3은 본 발명의 전형적인 프로그램 가능한 선형 듀얼 밴드 수신기의 블록도이다.
도 4는 본 발명의 수신기 내에서 사용된 전형적인 QPSK 복조기의 블록도이다.
도 5A-5B는 각각 본 발명의 수신기에 사용된 낮은 잡음 증폭기(LNA)와 전류 소스를 가진 전형적인 이산 설계의 개략도이다.
도 6A-6B는 각각 LNA에서 사용된 트랜지스터의 바이어스 전류 대 IIP3 성능과 LNA의 성능 곡선의 도면이다.
도 7A-7B는 각각 IS-95-A에 의해 정의된 CDMA 신호에 대한 투-톤 및 단일-톤 방해 전파를 도시한 도면이다.
도 8A-8B는 각각 상승 및 하강 CDMA 입력 전력에 대한 AGC 제어 레인지의 도면이다.
도 9는 본 발명의 전형적인 IIP3 바이어스 제어 메카니즘의 도면이다.
도 10A-10B는 각각 상승 및 하강 CDMA 입력 전력에 대한 IIP3 바이어스 제어의 도면이다.
도 11은 전형적인 두개의 루프 밴드통과 MASH ΣΔ 아날로그-디지털 컨버터의 블록도이다.
본 발명은 전력 소비가 감소된 필요 수준의 성능을 제공하는 신규하고 개선된 프로그램 가능한 다이나믹 레이지 수신기이다. 전형적인 일 실시예에서, 수신기는 프론트 엔드, ΣΔADC, 디지털 신호 처리기, 전력 검출기 및 AGC 제어 회로를 포함한다. 전형적인 실시예에서, 입력 RF 신호는 프론트 엔드에 의해 IF 신호로 조건 설정되며 하향 변환된다. IF 신호는 원하는 신호를 산출하기 위해 디지털 신호 처리기에 의해 처리된 IF 샘플을 생성하도록 ΣΔADC에 의해 양자화된다. 전력 검출기는 ΣΔADC로의 신호 크기를 측정한다. 전형적인 실시예에서, 요구되는 다이나믹 레인지는 ΣΔADC로의 신호와 원하는 신호의 크기를 측정하여 계산된다. 선택적인 실시예에서, 요구되는 다이나믹 레인지는 수신기의 동작 모드를 기초로 결정된다.
본 발며의 목적은 ΣΔADC내에서 하나 이상의 루프를 인에이블링하거나 디저블링(disabling)함으로써 전력 소비를 최소로하는 프로그램 가능한 다이나믹 레이지 수신기를 제공하는 것이다. 일 실시예에서, ΣΔADC는 하나 이상의 루프로 실행된다. 각 루프는 소정의 다이나믹 레인지 성능을 제공한다. ΣΔADC내의 하나 이상의 루프는 필요한 다이나믹 레이지가 다이나믹 레인지 임계값의 일 세트를 초과하거나 그 이하일 때 인에이블되거나 디저블될 수 있다. 다이나믹 레인지 임계값은 입력 RF 신호의 통계와 ΣΔADC의 성능과 같은 다수의 고려 사항을 기초로 선택될 수 있다. 게다가, 다이나믹 레이지 임계값은 인에이블 및 디저블 상태 사이에서 루프의 토글링을 방지하기 위해 히스테리시스로 실행될 수 있다.
본 발명의 다른 목적은 바이어스 전류를 조절하여 전력 소비를 최소로 하는 프로그램 가능한 다이나믹 레인지 수신기를 공급하는 것이다. 전형적인 실시예에서, ΣΔADC는 조절 가능한 바이어스 전류로 설계된다. ΣΔADC의 다이나믹 레인지는 대략적으로 바이어스 전류와 비례하여 가변된다. 바이어스 전류를 조절함으로써, 요구되는 다이나믹 레인지는 최소 전력 소비를 가지고 ΣΔADC에 의해 공급될 수 있다. 바이어스 전류는 이산 단계 또는 연속적인 방식으로 조절될 수 있다.
본 발명의 다른 목적은 ΣΔADC의 기준 전압을 조절하여 전력 소비를 최소로 하는 프로그램 가능한 다이나믹 레인지 수신기를 제공하는 것이다. ΣΔADC의 다이나믹 레인지는 최대 입력 신호 스윙과 회로 잡음 및 양자화 잡음을 포함하는 ΣΔADC의 잡음에 의해 결정된다. 필요한 다이나믹 레인지가 감소함에 따라, 기준 전압은 대략적으로 동일한 잡음 수준을 유지하는 동안 낮아질 수 있다. 이는 일 루프가 스위치 아우트되고 양자화 잡음이 회로 잡음보다 훨씬 클때 특히 정확하다. 양자화 잡음이 대략적으로 회로 잡음과 동일하도록 기준 전압을 낮춤으로써 원하는 성능 레벨은 낮은 수준에서 신호 레벨이 유지되는 동안에 제공된다. 부수적인 이익으로써, ΣΔADC를 구동하는 증폭기는 낮은 최대 신호 스윙을 가지며 적은 전류로 바이어싱될 수 있다.
본 발명의 다른 목적은 ΣΔADC의 샘플링 주파수를 조절하여 전력 소비를 최소로 하는 프로그램 가능한 다이나믹 레인지 수신기를 제공하는 것이다. ΣΔADC의 다이나믹 레인지는 샘플링 주파수에 비례하는 오버샘플링 비의 함수이며 이는 ΣΔADC으로의 신호의 밴드폭이 일정하기 때문이다. 하이 다이나믹 레인지는 하이 오버샘플링 비를 필요로 한다. ΣΔADC를 실행하는데 사용되는 회로의 전력 소비는 샘플링 주파수에 의존할 수 잇다. 본 발명에서, 하이 다이나믹 레인지가 필요하지 않을 때, 샘플링 주파수는 전력 소비를 최소로 하기 위해 낮아질 수 있다.
본 발명의 다른 목적은 필요한 성능을 기초로 적당한 ΣΔADC을 스위칭 온하여 전력 소비를 최소로 하는 프로그램 가능한 다이나믹 레인지 수신기를 제공하는 것이다 일 실시예에서, 수신기는 두개 이상의 동작 모드에 대해 샘플링 기능을 제공하는 두개 이상의 ΣΔADC로 설계될 수 있다. 예를 들면, 수신기는 두개의 ΣΔADC, 하나는 CDMA 모드이고 하나는 FM 모드로 설계될 수 있다. FM 모드의 ΣΔADC는 낮은 신호 밴드폭과 낮은 필수 다이나믹 레인지로 인해 충분히 적은 전력을 소비하도록 설계될 수 있다. 적절한 ΣΔADC는 수신기가 CDMA 또는 FM 모드에서 동작하는지의 여부에 따라 스위칭 온될 수 있다.
상술한 기술의 특성은 전력 절감을 최대로 하며 원하는 성능 레벨을 제공하도록 적절하게 결합될 수 있다.
본 발명은 도면을 참조로 이하에서 상세히 설명된다.
본 발명의 수신기는 필요한 시스템 성능 레벨을 제공하며 액티브 장치의 DC 바이어스를 제어하여 전력 소비를 최소로 한다. 본 발명은 이하 설명되는 세개의 실시예 중 하나를 사용하여 실행될 수 있다. 제 1 실시예에서, 수신기의 출력에서의 비선형성의 양이 측정되어 증폭기와 믹서 같은 수신기내의 액티브 장치의 IIP3 동작 포인트를 세팅하는데 사용된다. 제 2 실시예에서, 액티브 장치의 IIP3 동작 포인트는 수신기의 동작 모드를 기초로 예상되는 수신 신호 레벨에 따라 세팅된다. 제 3 실시예에서는, 액티브 장치의 IIP3 동작 포인트는 수신기내의 여러 단계에서 측정된 신호 레벨에 따라 세팅된다.
본 발명에서, AGC 기능은 바이어스 제어 회로와 관련하여 동작하는 AGC 제어 회로에 의해 제공된다. 액티브 장치의 IIP3 동작 포인트는 신호의 크기에 따르는 측정된 비선형성의 양에 따라 세팅된다. 다음으로, 신호 크기는 수신기의 이득 세팅에 의존한다. 본 발명에서, AGC 및 바이어스 제어는 전력 소비를 최소로 하면서 기술된 AGC 레인지에 대해 요구되는 선형성 레벨을 제공하도록 통합된 방식으로 동작된다.
Ⅰ. 수신기 구조
본 발명의 전형적인 수신기 구조의 블록도는 도 2에 도시되어 있다. 수신기(1200)내에서, 전송된 RF 신호는 안테나(1212)에 의해 수신되며, 듀플렉서(1214)를 통해 라이팅되고 감쇠기(1216)에 공급된다. 감쇠기(1216)는 요구되는 크기로 신호를 제공하기 위해 RF 신호를 감쇠하며 감쇠된 신호를 RF 프로세서(1210)에 공급한다. RF 프로세서(1210)내에서, 감쇠된 신호는 패드(1222a) 및 낮은 잡음 증폭기(LNA;1220a)에 공급된다. LNA(1220a)는 RF 신호를 증폭하며 증폭된 신호를 밴드패스 필터(1226)에 공급한다. 패드(1222a)는 소정의 감쇠 레벨을 공급하며 스위치(1224a)에 직렬로 접속된다. 스위치(1224a)는 LNA(1224a)의 이득이 필요없을 때 LNA(1220a) 주변에 바이패스 라우트를 공급한다. 밴드패스 필터(1226)는 다음 신호 처리 단계에서 상호변조 프로덕트를 일으킬 수 있는 가신호를 제거하기 위해 신호를 필터링한다. 필터링된 신호는 패드(1222b)와 낮은 잡음 증폭기(LNA;1220b)에 공급된다. LNA(1220b)는 필터링된 신호를 증폭하며 RF/IF 프로세서(1248)로 신호를 공급한다. 패드(1222b)는 소정의 감쇠 레벨을 공급하며 스위치(1224b)에 직렬로 접속된다. 스위치(1224b)는 LNA(1120b)의 이득이 필요하지 않을 때 LNA(1220b)의 주변에 바이패스 라우트를 공급한다. RF/IF 프로세서(1248)내에서, 믹서(1230)는 신호를 로컬 오실레이터(LO;1228)로부터의 시누소이드를 가지고 중간 주파수(IF)로 하향변환한다. IF 신호는 가신호와 밴드외부의(out-of-band) 하향변환 프로덕트를 필터링하는 밴드패스 필터(1232)에 공급된다. 바람직한 실시예에서, 필터링된 IF 신호는 이득 제어 신호에 의해 조절된 가변 이득으로 신호를 증폭하는 전압 제어 증폭기(VGA;1234)에 공급된다. 증폭기(1234)는 또한 시스템의 요구 조건에 따라 고정된 이득 증폭기로서 실행될 수 있으며, 본 발명의 영역내에서 가능하다. 증폭된 IF 신호는 전송기(도시되지 않음)에 의해 사용된 변조 포맷에 따라 신호를 복조하는 복조기(1250)에 공급된다. RF 프로세서(1210)와 RF/IF 프로세서(1248)는 모두 프론트 엔드로서 참조된다.
쿼드러쳐 변조된 신호(예를 들면, QPSK, OQPSK 및 QAM)의 복조에 사용되는 전형적인 복조기(1250)의 블록도는 도 4에 도시되어 있다. 전형적인 실시예에서, 복조기(1250)는 서브샘플링 밴드패스 복조기로서 실행된다. IF 신호는 CLK 신호에 의해 결정되는 하이 샘플링 주파수에서 신호를 양자화하는 밴드패스 시그마 델타 아날로그-디지털 컨버터(ΣΔADC;1410)에 공급된다. ΣΔADC의 전형적인 설계는 1997년 9월 12일 출원되며 "SIGMA-DELTA ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTER"로 표제된 미국 특허 번호 제 08/928,874 호에 개시되어 있으며, 본 발명의 양수인에게 양도되고 여기에서 상호 참조된다. 수신기내의 ΣΔADC의 사용은 1997년 12월 9일 출원되며 "RECEIVER WITH SIGMA-DELTA ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTER"로 표제된 계류중인 미국 특허 번호 제 08/987,306 호에 개시되어 있으며, 본 발명의 양수인에게 그 권리가 양도되며 여기에서 상호 참조된다. 양자화된 신호는 신호를 필터링하고 데시메이션하는 필터(1412)에 공급된다. 필터링된 신호는 각각 로컬 오실레이터(LO2)와 위상 쉬프터(1418)의 동위상 및 쿼드러쳐 시누소이드를 가지고 베이스밴드로 신호를 하향변환하는 곱셈기(1414a,1414b)에 공급된다. 위상 쉬프터(1418)는 쿼드러쳐 시누소이드에 대해 90°의 위상 쉬프트를 공급한다. 베이스밴드 I 및 Q 신호는 각각 I와 Q 데이터를 공급하기 위해 신호를 필터링하는 로우패스 필터(1416a,1416b)에 공급된다. 전형적인 실시예에서, 필터(1412) 및/또는 로우패스 필터(1416)는 또한 복조기(1250)가 여러 크기에서 베이스밴드 데이터를 공급할 수 있도록 신호의 스케일링을 제공한다. 복조기(1250)의 다른 실시예에서는 본 발명의 영역에서 QPSK 변조된 파형의 복조를 수행하도록 설계될 수 있다.
도 2를 다시 참조하면, 수신기(1200)는 대부분의 수신기에 필요한 기본적인 기능성을 포함한다. 그러나, 감쇠기(1216), LNA(1220a, 1220b), 밴드패스 필터(1226,1232) 및 믹서(1230)의 배열은 특정 애플리케이션을 위해 수신기(1200)의 성능을 최적화하도록 재배치될 수 있다. 예를 들면, 감쇠기(1216)는 잡음 특성을 개선하기 위해 LNA(1220a)와 밴드패스 필터(1226) 사이에 삽입될 수 있다. 게다가, 밴드패스 필터는 제 1 증폭 단계 이전에 원치않는 가신호를 제거하기 위해 LNA(1220a)이전에 삽입될 수 있다. 여기에 설명된 기능성의 서로 다른 배열은 본 발명의 영역에서 고려될 수 있다. 게다가, 기술상 공지된 다른 수신기의 기능성과 조합하여 여기에 설명된 기능성의 다른 배열은 또한 본 발명의 영역에서 고려될 수 있다.
본 발명에서 감쇠기(1216), 스위치(1224a,1224b) 및 복조기(1250)는 증폭기(1234)의 IF 신호가 필요한 크기에 있도록 AGC 제어 회로(1260)에 의해 제어된다. AGC 기능은 이하에서 기술된다. 전형적인 실시예에서, LNA(1220a,1220b)는 조정된 이득 증폭기이다. LNA(1220a,1220b)와 믹서(1230)는 필요한 선형 성능이 최소 전력 소비로 달성되도록 상기 액티브 장치의 전압 및/또는 DC 바이어스 전류를 조절하기 위해 바이어스 제어 회로(1280)에 의해 제어된다. 가변 IIP3 바이어스 제어 메카니즘은 이하 기술된다.
본 발명의 수신기 구조는 셀룰러 전화와 HDTV 애플리케이션을 포함하는 여러 애플리케이션에 사용하도록 채택될 수 있다. 셀룰러 전화의 경우, 수신기(1200)는 개인용 통신 시스템(PCS) 밴드 또는 셀룰러 밴드에서 동작하는 CDMA 통신 시스템에서 사용되도록 채택될 수 있다.
듀얼-밴드(PCS와 셀룰러) 및 듀얼-모드(CDMA와 AMPS)를 지원하는 전형적인 수신기의 블록도는 도 3에 도시되어 있다. PCS 밴드는 60MHz의 밴드폭과 1900MHz의 중심 주파수를 가진다. 셀룰러 밴드는 25MHz의 밴드폭과 900MHz의 중심 주파수를 가진다. 각각의 밴드는 유일한 RF 밴드패스 필터를 필요로 한다. 그러므로, 두개의 RF 프로세서는 두개의 밴드에 사용된다.
수신기(1300)는 수신기(1200)의 경우처럼 동일한 여러 성분을 포함한다(도 2 참조). 안테나(1312), 듀플렉서(1314) 및 감쇠기(1316)는 수신기(1200)의 안테나(1212), 듀플렉서(1214) 및 감쇠기(1216)와 동일하다. 감쇠기(1316)의 감쇠된 신호는 RF 프로세서(1310a,1310b)에 공급된다. RF 프로세서(1310a)는 셀룰러 밴드에서 동작하도록 설계되며 RF 프로세서(1310b)는 PCS 밴드에서 동작하도록 설계된다. RF 프로세서(1310a)는 수신기(1200)의 RF 프로세서(1210)와 동일하다. RF 프로세서(1310a)는 단계들 사이에 삽입된 밴드패스 필터(1326)와 직렬 접속된 2 단계의 낮은 잡음 증폭기(LNA;1320a,1320b)를 포함한다. 각각의 LNA(1320)는 패드(1322)와 스위치(1324)를 포함하는 병렬 신호 경로를 가진다. RF 프로세서(1310b)는 LNA(1320a,1321b)와 밴드패스 필터(1327)가 PCS 밴드에서 동작하도록 설계되었다는 점을 제외하면 RF 프로세서(1310a)와 유사하다. RF 프로세서(1310a,1310b)의 출력은 제어기(1370)의 제어 신호에 따라 원하는 신호를 선택하는 멀티플렉서(MUX;1346)에 공급된다(단순함을 위해 도 3에서는 도시하지 않음). MUX(1346)의 RF 신호는 도 2의 RF/IF 프로세서(1248)와 동일한 RF/IF 프로세서(1348)에 공급된다. 프로세서(1348)의 IF 신호는 원격 전송기(도시되지 않음)에 사용된 변조 포맷에 따라 신호를 복조하는 복조기(DEMOD;1350)에 공급된다. 도 3의 복조기(1350), AGC 제어 회로(1360), 바이어스 제어 회로(1380) 및 비선형 측정 회로(1390)는 도 2의 복조기(1250), AGC 제어 회로(1260), 바이어스 제어 회로(1280) 및 비선형 특정 회로(1290)와 동일하다.
제어기(1370)는 AGC 제어 회로(1360), 바이어스 제어 회로(1380) 및 MUX(1346)에 접속되고 상기 회로의 동작을 제어한다. 제어기(1370)는 여기에서 설명된 기능을 실행하도록 프로그래밍된 디지털 신호 프로세서 또는 마이크로 프로세서, 마이크로 제어기로서 실행될 수 있다. 제어기(1370)는 또한 수신기(1300)의 동작 모드와 연관된 제어 신호를 저장하는 메모리 저장 엘리멘트를 포함할 수 있다.
도 2를 참조하면, 수신기(1200)의 전형적인 설계는 이하 기술된 주어진 셀룰러 전화 애플리케이션에 특별히 채택될 수 있다. 전형적인 실시예에서, 감쇠기(1216)는 20dB의 감쇠 레인지를 가지며 0.2dB에서 -20dB의 감쇠를 제공한다. 감쇠기(1216)는 한 쌍의 다이오드 또는 전계 효과 트랜지스터(FET)로 설계될 수 있으며, 그 실행은 기술상 공지되어 있다. 전형적인 실시예에서, LNA(1220a,1220b)는 고정된 13dB의 이득을 각각 가진다. LNA(1220a,1200b)는 이산 성분을 사용하여 설계된 증폭기 또는 기존의 모노리딕 RF 증폭기일 수 있다. LNA(1220)의 전형적인 이산 설계는 이하 설명된다. 전형적인 실시예에서, 패드(1222a,1222b)는 5dB의 감쇠를 공급하며 기술상 공지된 방식으로 저항과 함께 실행될 수 있다. 일 실시예에서, 밴드패스 필터(1226)는 25MHz의 밴드폭, 즉 셀룰러 밴드의 전체 밴드폭을 가지는 표면 음파(SAW) 필터이며 약 900MHz가 중심이 된다.
전형적인 실시예에서, 밴드패스 필터(1232)는 또한 1.2288MHz의 밴드, 즉 CDMA 시스템의 밴드폭을 가지며 약 116.5MHz가 중심인 SAW 필터이다. 믹서(1230)는 모토롤라 MC13143과 같은 기존의 믹서인 액티브 믹서 또는 기술상 공지된 방식으로 설계된 다른 액티브 믹서이다. 믹서(1230)는 또한 더블 밸런스된 다이오드 믹서와 같은 수동 소자로 실행될 수 있다. 증폭기(1234)는 이산 소자로 설계된 증폭기 또는 모노리딕 증폭기일 수 있다. 전형적인 실시예에서, 증폭기(1234)는 40dB의 이득을 공급하도록 설계된다.
전형적인 실시예에서, 복조기(1250)를 포함하는 수신기(12000의 전체 이득 레인지는 +51dB에서 -51dB에 이른다. 상기 이득 레인지는 밴드패스 필터(1226)의 경우 -3dB의 전형적인 삽입 손실, 믹서(1230)의 경우 +1dB의 이득, 밴드패스 필터(1232)의 경우 -13dB의 삽입 손실을 가정할 수 있다. CDMA 애플리케이션의 경우, 80dB의 AGC 레인지는 전형적으로 경로 손실, 페이딩 상태 및 방해 전파를 적절하게 취급하도록 요구된다. 전형적인 실시예에서, 감쇠기(1216), LNA(1220a,1220b) 및 패드(1222a,1222b)에 의해 공급된 AGC 레인지는 57dB이다. 전형적인 실시예에서, AGC 레인지의 나머지 24dB는 복조기(1250) 및/또는 증폭기(1234)에 공급된다. 복조기(1250;도 4 참조)내에서 ADC(1410)는 아날로그 파형을 양자화하고 디지털값을 다음의 디지털 신호 처리 블록에 공급한다. 전형적인 실시예에서, ADC(1410)에 요구되는 해상도는 4 비트이다. 전형적인 실시예에서, 추가적인 6 비트 해상도는 아직 필터링이 안된 방해 전파에 대해 헤드룸(headroom)을 제공한다. ADC(1410)는 10 비트 이상의 해상도를 공급하도록 설계될 수 있다. 10 비트를 넘는 각각의 추가 비트는 6dB의 이득 제어를 공급하도록 사용될 수 있다. 다행스럽게도 높은 CDMA 신호 레벨에서 밴드 외부의 방해 전파 레벨은 CDMA 신호를 넘어 +72dB로 계속될 수 없다. 그러므로, CDMA 신호가 강할 때, 방해 전파는 방해 잔파 헤드룸에 대해 6 비트의 해상도보다 적을 필요가 있다. 전형적인 실시예에서, 복조기(1250)에서 실행된 AGC 기능은 CDMA 신호가 강할 때, 예를 들면 CDMA 제어 레인지의 하이 엔드에서일 때만 액티브하다. 그러므로, 방해 전파 헤드룸을 위해 먼저 보유된 해상도의 여분의 비트는 현재 강한 CDMA 신호 레벨의 결과로서 AGC 함수에 사용된다. 수신기(1200)를 위해 필요한 성능을 제공하는 서브샘플링 밴드패스 ΣΔADC의 설계는 전술한 계류중인 미국 특허 번호 제 08/987,306 호에 개시되어 있다.
Ⅱ. 증폭기 설계
전형적인 이산 LNA 설계의 개략도는 도 5A에 도시되어 있다. LNA(1220)에서, RF 입력은 AC 커플링 캐패시터(1512)의 일단부에 공급된다. 캐패시터(1512)의 다른 단부는 캐패시터(1514)와 인덕터(1516)의 일단부에 접속된다. 캐패시터(1514)의 다른 단부는 아날로그 접지에 접속되고 인덕터(1516)의 다른 단부는 저항(1518,1520) 및 트랜지스터(1540)의 베이스에 접속된다. 저항(1518)의 다른 단부는 전력 공급(Vdc)에 접속되고 저항(1520)의 다른 단부는 아날로그 접지에 접속된다. 바이패스 캐패시터(1522)는 Vdc와 아날로그 접지에 접속된다. 전형적인 실시예에서, 저항(1540)은 기술상 통상적으로 사용되는 지멘스 BFP420과 같은 낮은 잡음 RF 저항이다. 트랜지스터(1540)의 에미터는 인덕터(1542)의 일 단부에 접속된다. 인덕터(1542)의 다른 단부는 아날로그 접지에 접속된 전류 소스(1580)에 접속된다. 트랜지스터(1540)의 컬렉터는 인덕터(1532), 저항(1543) 및 캐패시터(1536)의 일단부에 접속된다. 인덕터(1532)와 저항(1543)의 다른 단부는 Vdc에 접속된다. 캐패시터(1536)의 다른 단부는 RF 출력을 포함한다.
LNA(1220)내에서, 캐패시터(1512,1536)는 각각 RF 입력과 출력 신호의 AC 커플링을 공급한다. 캐패시터(1514)와 인덕터(1516)는 잡음 매칭을 공급한다. 인덕터(1516,1532)는 또한 각각 LNA 입력과 출력의 매칭을 공급한다. 인덕터(1532)는 또한 트랜지스터(1540)의 바이어스 전류에 대해 DC 경로를 공급한다. 인덕터(1542)는 선형성을 개선하기 위해 에미터 임피던스의 저하를 제공한다. 저항(1518,1520)은 트랜지스터(1540)의 베이스에서 DC 바이어스 전압을 세팅한다. 전류 소스(1580)는 LNA(1220)의 IIP3를 결정하는 트랜지스터(1540)의 바이어스 전류를 제어한다.
전형적인 전류 소스(1580)의 개략도는 도 5B에 도시되어 있다. n-채널 MOSFET(1582,1584)의 소스는 아날로그 접지에 접속된다. MOSFET(1584)의 드레인은 저항(1586)의 일단부에 접속된다. 저항(1586)의 다른 단부는 MOSFET(1582)의 드레인에 접속되고 전류 소스(1580)의 출력을 포함한다. 바이패스 캐패시터(1588)는 전류 소스(1580)의 출력과 아날로그 접지에 접속된다. MOSFET(1582)의 게이트는 Vbias1에 접속되며 MOSFET(1584)의 게이트는 Vbias2에 접속된다.
MOSFET(1582,1584)는 LNA(1220)의 IIP3 동작 포인트를 결정하는 트랜지스터(1540)에 대해 컬렉터 바이어스 전류(Icc)를 공급한다. MOSFET(1582,1584)의 게이트는 각각 전압 Vbias1과 Vbias2를 제어하도록 접속된다. Vbias1이 로우(예를 들면 0V)일 때, MOSFET(1582)는 턴 오프되며 트랜지스터(1540)에 대해 어떤 컬렉터 바이어스 전류(Icc)도 공급하지 않는다. Vbias1이 하이(예를 들면 Vdc에 근접한)일 때, MOSFET(1582)는 턴 온되며 트랜지스터(1540)에 대해 최대 컬렉터 바이어스 전류를 공급한다. 그러므로, Vbias1은 MOSFET(1582)에 의해 공급된 컬렉터 바이어스 전류(Icc)의 양을 결정한다. 유사하게, Vbias2는 MOSFET(1584)에 의해 공급된 컬렉터 바이어스 전류의 양을 결정한다. 그러나, 트랜지스터(1540)의 베이스에서의 전압과 트랜지스터(1586)의 값은 MOSFET(1584)에 의해 공급된 최대 컬렉터 전류를 제한한다.
LNA(1220)의 IIP3 성능 대 컬렉터 바이어스 전류(Icc)는 도 6A에 도시되어 있다. IIP3는 컬렉터 바이어스 전류의 옥타브 증가(또는 더블링)에 대해 대략 6dB 증가하는 것을 주의하라. 트랜지스터(1540)의 컬렉터 바이어스 전류, LNA(1220)의 이득 및 LNA(1220)의 IIP3 대 제어 전압 Vbias1은 도 6B에 도시되어 있다. 이득은 대략 상수(예를 들면 모든 Vbias1 전압에 대해 대략 1dB의 변화)인 것을 주의하라. IIP3는 컬렉터 바이어스 전류(Icc)를 가지고 동일한 방식으로 가변되는 것을 주의하라. 그러므로, 컬렉터 바이어스 전류는 하이 IIP3가 필요없는 경우 LNA(1220)의 이득에 대해 최소 영향으로 감소될 수 있다.
도 5A와 5B는 각각 LNA(1220)와 전류 소스(1580)의 전형적인 설계를 도시한다. LNA(1220)는 필요한 성능(예를 들면, 높은 이득, 개선된 잡음 특성, 보다 나은 메칭)을 제공하기 위해 다른 토폴로지를 사용하여 설계될 수 있다. LNA(1220)는 바이폴라-접합 트랜지스터(BJT), 헤테로접합-바이폴라 트랜지스터(HBT), 금속 산화 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET), 갈륨 아스나이드 전계 효과 트랜지스터(GaAsFET) 또는 다른 액티브 장치와 같은 액티브 장치로 설계될 수 있다. LNA(1220)는 또한 기술상 공지된 방식으로 모노리딕 증폭기로서 실행될 수 있다. 유사하게, 전류 소스(1580)는 기술상 공지된 다른 방식으로 설계되어 실행될 수 있다. LNA(1220)와 전류 소스(1580)의 여러 실행은 본 발명의 영역에 존재한다.
Ⅲ. 가변 IIP3 바이어스 제어
상술한 바와 같이, 인-밴드(in-band) 상호 변조 프로덕트는 비선형 장치를 통과하는 가신호에 의해 생성될 수 있다. 과도한 선형성 필요 조건을 가진 일 애플리케이션은 개선된 이동 전화 시스템(AMPS)와 같은 다른 셀룰러 전화 시스템과 같은 장소에 배치된 CDMA 통신 시스템이다. 다른 셀룰러 전화 시스템은 CDMA 시스템의 동작 밴드에 근접한 높은 전력에서 가신호(또는 방해 전파)를 전송할 수 있으며, 이에 따라 CDMA 수신기에서 높은 IIP3 필요 조건을 필요로 한다.
CDMA 시스템에 대한 가신호 거절 요구 조건은 "TIA/EIA/IS-98-A 상호 변조 가응답 감쇠(TIA/EIA/IS-98-A Intermodulation Spurious Response Attenuation)"에서 두개 명세인 투-톤 데스트와 단일-톤 테스트에 정의되어 있으며, 이후로는 IS-98-A 표준으로 참조한다. 투-톤 테스트는 도 7A에 도시되어 있다. 투 톤은 CDMA 파형의 중심 주파수에서 f1=+900KHz와 f2=+1700KHz에 위치한다. 투 톤은 크기가 동일하며 CDMA 신호의 크기보다 58dB 높다. 상기 테스트는 AMPS 시스템의 신호와 같은 근접 채널에 전송된 FM-변조된 신호를 시뮬레이션한다. FM-변조된 신호는 캐리어의 대부분의 전력을 포함하는 반면 CDMA 파형의 전력은 1,2288MHz 밴드폭에 걸쳐 확산된다. CDMA 신호는 채널 상태에 더더욱 영향을 받지 않으며 전력 제어 루프에 의해 낮은 전력 레벨에서 유지된다. 사실, CDMA 신호는 간섭을 줄이고 용량을 증가시키기 위해 필수 성능 레벨에 필요한 최소 전력 레벨에서 유지된다.
단일-톤 테스트는 도 7B에 도시되어 있다. 단일 톤은 CDMA 파형의 중심 주파수로부터 f1=+900KHz에 위치하며 CDMA 신호 크기보다 +72dBc 높은 크기를 가진다. IS-98-A에 따라, 수신기의 선형성은 -101dBm, -90dBm 및 -79dBm의 CDMA 입력 전력 레벨에서 지정된다. 투-톤 테스트의 경우, 방해 전파는 -43dBm, -32dBm 및 -21dBm(+58dBc)에 존재하며, 상호 변조 프로덕트의 인-밴드 동일 신호는 각각 -101dBm, -90dBm 및 -79dBm의 입력 전력 레벨에 대해 -104dBm, -93dBm 및 -82dBm에서 존재한다.
도 7A에 도시된 바와 같이, f1=+900KHz와 f2=+1700KHz에서의 가신호(또는 방해 전파)는 (2f1-f2)=+100KHz와 (2f2-f1)=+2500KHz에서 3차 상호 변조 프로덕트를 생성한다. +2500KHz에서의 프로덕트는 다음 밴드패스 필터(1226,1232;도 2 참조)에 의해 쉽게 필터링된다. 그러나, +100KHz에서의 프로덕트는 CDMA 파형내로 떨어지며 CDMA 신호를 저하시킨다.
수신기(1200)의 성능 저하를 최소화하기 위해, 수신기(1200)내의 액티브 장치의 IIP3는 수신 신호의 비선형성의 양에 따라 조절된다. 수신기(1200)는 투-톤 상호 변조 명세와 일치하도록 설계된다. 그러나, 실제로는 방해 전파가 수신기(1200)의 짧은 동작 시간 동안만 방해받는다. 게다가, 방해 전파의 크기는 설명된 바와 같이 +58dB 레벨에 거의 다다르지 못할 것이다. 그러므로, 보다 나쁜 경우의 방해 전파를 위해 설계하는 것과 보다 나쁜 경우의 방해 전파의 예상으로 높은 IIP3 모드의 수신기(1200)를 동작시키는 것은 배터리 전력의 낭비를 가져온다.
본 발명에서, 액티브 장치, 특히 LNA(1220b)와 믹서(1230)의 IIP3는 수신기(1200)의 출력 신호에서 측정된 비선형성에 따라 조절된다. 전형적인 실시예에서, 비선형성은 RSSI 슬로프 방법에 의해 측정된다. RSSI 슬로프의 측정은 1992년 4월 21일 특허되며 "HIGH DYNAMIC RANGE CLOSED LOOP AUTOMATIC GAIN CONTROL CIRCUIT"로 표제된 미국 특허 번호 제 5,107,225 호에 자세히 개시되어 있으며, 본 발명의 양수인에게 그 권리가 양도되고 여기에서 상호 참조된다. 도 2를 참조하면, 밴드패스 필터(1232)는 1,2288MHz의 밴드폭을 가지며 대부분의 방해 전파 및 밴드 외부의 상호 변조 프로덕트를 억제한다. 인-밴드로 떨어진 상호 변조 프로덕트는 CDMA 파형으로 억제되며 첨가될 수 없다. 증폭기(1234)의 IF 신호는 IF 신호를 처리하는 복조기(1250)에 공급되며 I 및 Q 데이터를 포함하는 디지털화된 베이스밴드 데이터를 공급한다. 베이스밴드 데이터는 비선형성 측정 회로(1290)에 공급된다. 일 실시예에서, 비선형성 측정 회로(1290)는 다음 방정식에 따라 신호의 전력을 계산한다.
P = (I2+ Q2), (5)
여기에서 P는 베이스밴드 신호의 전력이며, I와 Q는 각각 I와 Q 신호의 크기이다. 전력 측정은 바이어스 제어 회로(1280)에 공급된다.
전력 측정은 상호 변조 프로덕트의 전력뿐 아니라 원하는 I 및 Q 신호의 전력을 포함한다. 상술한 바와 같이, 2차 비선형의 경우, 상호 변조 프로덕트는 입력 신호 레벨에서 각 dB의 증가에 대해 2dB증가한다. 3차 비선형의 경우, 상호 변조 프로덕트는 입력 신호 레벨에서 각 dB의 증가에 대해 3dB증가한다. 그러므로 상호 변조의 양은 입력 신호 레벨의 변화 대 출력 신호 레벨의 변화로 정의되는 RSSI 슬로프의 측정으로 추정할 수 있다. 입력 신호 레벨의 변화는 소정의 증가(예를 들면 0.5dB)에서 세팅될 수 잇다. 선형 범위에서 동작하는 수신기(1200)의 경우, 출력 신호 레벨과 1.0의 RSSI 슬로프에서 0.5dB가 증가하는 것과 일치하여 입력 신호 레벨에서 0.5dB증가한다. 그러나, 하나 이상의 액티브 장치가 비선형 동작 영역으로 전이됨에 따라 RSSI 슬로프는 증가한다. 높은 RSSI 슬로프는 높은 레벨의 비선형성과 일치한다. 3.0의 RSSI 슬로프는 총 압축에서 동작하는 수신기(1200)와 3차 상호 변조 프로덕트에 의해 지배되는 출력에 대응한다(예를 들면, 입력이 증가함에 따라 원하는 출력 신호 레벨에 어떤 증가도 없음).
본 발명에서, RSSI 슬로프는 소정의 RSSI 임계값과 비교될 수 있다. 만일 RSSI 슬로프가 임계값을 초과하면, 적당한 액티브 장치의 IIP3는 증가한다. 선택적으로 만일 RSSI 슬로프가 RSSI 임계값 이하라면, IIP3는 감소한다. RSSI 임계값은 요구되는 비트 에러율(BER) 또는 프레임 에러율(FER) 성능을 기초로 수신기(1200)의 동작동안 조절될 수 있다. 높은 RSSI 임계값은 IIP3가 증가하기 전에 상호 변조 프로덕트의 높은 레벨을 허용하며 이에 따라 BER 또는 FER 성능을 희생하여 전력 소비를 최소로 한다. RSSI 임계값은 또한 요구되는 성능 레벨(예를 들면, 1% FER)에 대한 임계값을 세팅하는 제어 루프에 의해 조절될 수 있다. 전형적인 실시예에서, RSSI 슬로프는 1.2가 되도록 선택된다. 그러나, RSSI 임계값의 사용은 본 발명의 영역에 존재한다.
본 발명에서, 방해 전파의 크기를 직접 측정하는 것은 중요하지 않다. 높은 레벨의 상호 변조 프로덕트의 항목으로 원하는 신호의 방해 전파의 바람직하지 못한 영향을 측정하는 것이 더욱 중요하다. RSSI 슬로프는 비선형성의 레벨을 측정하는 일 방법이다. 비선형성의 레벨은 또한 입력 신호의 크기에서의 증가하는 변화에 대해 출력 신호의 칩 당 에너지 대 잡음 비(Ec/Io)의 변화를 계산함으로써 측정될 수 있다. 상호 변조 프로덕트는 수신기(1200)가 압축 상태이고 출력 신호가 3차 상호 변조 프로덕트에 지배받을 때 1 내지 3개이 요소에 의해 증가된다. RSSI 슬로프 방법에 따라 비선형성의 레벨은 입력 신호 레벨의 변화 대 Ec/Io의 변화에 의해 추정될 수 있다. 비선형성의 레벨을 측정하는 다른 방법은 본 발명의 영역내에서 고려될 수 있다.
전형적인 실시예에서, 성능을 최대로 하기 위해, 액티브 장치의 IIP3는 각각의 액티브 장치에 의해 경험되는 비선형성의 양에 따라(예를 들면 RSSI 슬로프의 측정을 통해) 조절된다. LNA(1220a,1220b)는 고정된 이득을 제공한다. 그러므로, 믹서(1230)는 최고 신호 레벨을 경험하며, LNA(1220b)는 다음으로 최고의 신호 레벨을 경함하며, LNA(1220a)는 최저 신호 레벨을 경험한다(이것은 LNA(1220a)의 이득이 밴드패스 필터(1226)의 삽입 손실보다 크다는 것으로 가정할 수 있다). 상기 가정에 따라, 믹서(1230)의 IIP3 동작 포인트는 방해 전파가 검출될 때(예를 들면, 높은 RSSI 슬로프 측정을 통해) 가장 먼저 증가한다. 일단 믹서(1230)의 IIP3가 완전히 조절되면(예를 들면 최고 IIP3 동작 포인트로), LNA(1220b)의 IIP3는 증가된다. 결국, LNA(1220b)의 IIP3가 완전히 조절되면 LNA(1220a)의 IIP3는 증가될 수 있다. 전형적인 실시예에서, LNA(1220a)는 수신기(1200)의 성능을 최적화하기 위해 소정의 IIP3 동작 포인트에서 유지된다. 보완적인 방법에서, LNA(1220b)의 IIP3는 어떤 방해 전파도 검출되지 않았을 때 가장 먼저 감소된다. 일단 LNA(1220b)의 IIP3가 완전히 조절되면(예를 들면, 최저 IIP3 동작 포인트로), 믹서(1230)의 IIP3는 감소된다.
LNA(1220b)와 믹서(1230)의 IIP3는 연속 방법(예를 들면 연속된 Vbias1과 Vbias2 제어 전압을 위해 공급됨으로써) 또는 이산 단계로 조절될 수 있다. 본 발명은 연속, 이산 단계 또는 액티브 장치의 IIP3를 제어하는 다른 방법의 사용에 관한 것이다.
IIP3 조절의 상술한 차수는 IIP3가 유일한 고려 대상이라는 것을 가정한다. 그러나, 다른 애플리케이션은 서로 다른 입력 상태를 경험할 수 있으며 서로 다른 성능 요구 조건을 가진다. IIP3 조절의 차수는 상기 요구 조건을 충족시키도록 재배치될 수 있다. 게다가, IIP3 조절은 특정한 동작 상태를 위한 수신기(1200)의 성능을 최적화하도록 상술한 바(예를 들면 입력 신호 레벨을 증가시키기 위해 IIP3를 증가시키는 것)로부터 방향이 전환될 수 있다. IIP3 조절의 서로 다른 차수와 IIP3 조절의 서로 다른 방향은 본 발명의 영역에 존재한다.
Ⅳ. 이득 제어
대부분의 수신기는 입력 신호 레벨의 넓은 범위를 수용하도록 설계된다. CDMA 수신기의 경우, 필요한 AGC 레인지는 일반적으로 80dB이다. 본 발명의 전형적인 실시예(도 2 참조)에서, AGC 레인지는 감쇠기(1216), LNA(1220a,1220b), 패드(1222a,1222b), 복조기(1250) 및 증폭기(1234)에 의해 제공된다. 전형적인 실시예에서, 감쇠기(1216)는 20dB의 AGC 레인지를 제공하며, 패드(1222a,1222b)는 각각 5dB의 AGC 레이지를 제공하며, LNA(1220a,1220b)는 각각 13dB의 AGC 레인지를 공급하고 증폭기(1234) 및/또는 복조기(1250)는 24dB의 AGC 레인지를 제공한다. 하나 이상의 상기 성분의 AGC 레인지는 본 발명의 영역내에서 조절될 수 있다. 게다가, 증폭기(1234)는 다른 성분의 AGC 레인지를 보충하기 위해 AGC 레인지를 제공하도록 설계될 수 있다. 예를 들면, 패드(1222)의 AGC 레인지는 각각 2dB로 감쇠될 수 있고 증폭기(1234)는 6dB의 AGC 레인지로 설계될 수 있다.
전형적인 실시예에서, AGC 레인지의 첫번째 2dB는 복조기(1250)에 의해 공급된다. 복조기(1250)는 AGC 제어를 위해 사용될 수 있는 추가 비트의 해상도를 제공하는 밴드패스 서브 샘플링 ΣΔADC(1410)을 포함한다. AGC 레인지의 다음 20dB는 감쇠기(1216) 및/또는 증폭기(1234)에 의해 제공된다. AGC 레인지의 다음 18dB는 LNA(1220a) 및 패드(1222a)에 의해 제공된다. AGC 레인지의 다음 18dB는 LNA(1220b) 및 패드(1222b)에 의헤 제공된다. 그리고 AGC 레인지의 나머지 22dB는 증폭기(1234) 및/또는 복조기(1250)에 의해 제공된다.
CDMA 입력 신호를 상승시키기 위한 본 발명의 수신기(1200)의 AGC 제어 동작을 설명하는 개략도는 도 8A에 도시되어 있다. 이 예에서, 증폭기(1234)는 단순함을 위해 고정된 이득 증폭기로서 실행된다. CDMA 입력 전력 레벨은 -104dBm에서 -24dBm의 범위일 수 있다. -104dBm으로부터 -102dBm에서는 LNA(1220a,1220b)가 턴 온되며 스위치(1224a,1224b)는 스위칭 오프되고 AGC는 복조기(1250)에 의해 공급된다. -102dBm으로부터 -85dBm에서 AGC는 감쇠기(1216)에 의해 공급된다. -84dBm으로부터 -62dBm에서는 LNA(1220a)는 턴 오프되며, 스위치(1224a)는 스위치 온되고 LNA(1220b)는 온으로 남아있으며, 스위치(1224b)는 오프로 남아있고 AGC는 감쇠기(1216)에 의해 공급된다. -63dBm으로부터 -46dBm에서, LNA(1220a,1220b)는 턴 오프되며, 스위치(1224a,1224b)는 스위치 온되고 AGC는 감쇠기(1216)에 의해 공급된다. 마지막으로 -46dBm이상에서 감쇠기(1216)는 완전히 감쇠되며, 복조기(1250)로 가는 IF 신호 레벨은 입력 RF 신호를 가진 dB 당 dB로 증가하며, AGC는 복조기(1250)에 의해 ADC(1410) 다음에 공급된다.
CDMA 입력 신호를 하강시키기 위한 본 발명의 수신기(1200)의 AGC 제어 동작을 설명하는 개략도는 도 8B에 도시되어 있다. 이 예에서, 증폭기(1234)는 단순함을 위해 고정된 이득 증폭기로서 실행된다. -24dBm으로부터 -46dBm에서는 LNA(1220a,1220b)가 턴 오프되며 스위치(1224a,1224b)는 스위칭 온되고 AGC는 복조기(1250)에 의해 ADC(1410) 다음에 공급된다. -46dBm으로부터 -66dBm에서 AGC는 감쇠기(1216)에 의해 공급된다. -66dBm으로부터 -69dBm에서 감쇠기(1216)는 최소 감쇠 상태에 있으며 AGC는 복조기(1250)에 의해 공급된다. -70dBm에서 LNA(1220a)는 턴 온되며, 스위치(1224a)는 스위치 오프된다. -70dBm으로부터 -84dBm에서 AGC는 감쇠기(1216)에 의해 공급된다. -84dBm으로부터 -90dBm에서 AGC는 복조기(1250)에 의해 공급된다. -91dBm에서 LNA(1220a)는 턴 온되며 스위치(1224a)는 스위치 오프된다. -91dBm으로부터 -102dBm에서, AGC는 감쇠기(1216)에 의해 공급된다. -102dBm으로부터 -104dBm에서 AGC는 복조기(1250)에 의해 공급된다.
도 8A-8B에는 LNA(1220a,1220b)가 턴 온 및 오프된 입력 RF 신호 레벨이 도시되어 있다. LNA(1220a)는 입력 신호 레벨이 -85dBm을 초과할 때까지는 턴 온되지만(도 8A), 신호 레벨이 이전의 -91dBm으로 감소될 때까지 다시 턴 온되지 않는다. 6dB의 히스테리시스는 LNA(1220a)가 온과 오프 상태 사이에서 토글링하는 것을 방지한다. LNA(1220b)는 또한 동일한 이유로 6dB의 히스테리시스로 제공된다. 히스테리시스의 서로 다른 양은 본 발명의 영역에서 시스템의 성능을 최적화하기 위해 사용될 수 있다.
상술한 설명은 필요한 AGC 제어의 전형적인 실시예를 나타낸다. AGC 제어는 또한 조절 가능한 이득을 가진 AGC 증폭기로 실행될 수 있다. 게다가, 도 2에 도시된 감쇠기(1216)와 LNA(1220a,1220b)의 배치는 CDMA 명세를 만족시키는 일 실시예이다. 여기에서 기술된 엘리멘트를 사용하는 AGC 기능의 다른 실시예와 다른 엘리멘트와 조합하여 상기 엘리멘트를 사요하는 다른 실시예 또는 기술상 공지된 회로는 본 발명의 영역에 존재한다.
Ⅴ. 측정된 비선형성에 따른 수신기 세팅
본 발명의 제 1 실시예에서, 액티브 장치의 IIP3는 측정된 비선형성의 레벨에 따라 세팅된다. 비선형성의 레벨은 RSSI 슬로프 또는 Ec/Io 측정값에 의해 추정될 수 있다. 전형적인 RSSI 슬로프 측정예의 타이밍도가 도 9에 도시되어 있다. 전형적인 실시예에서, 입력 RF 신호 레벨은 좁은 펄스에서 감쇠기(1216)의 감쇠를 가변시킴으로써 변화된다. 각각의 펄스는 "위글(wiggle)"로서 참조된다. RSSI 슬로프는 각각의 펄스에 대해 측정되며 그 측정값은 RSSI 슬로프 측정값의 정확도를 개선하기 위해 소정의 주기 T에 대해 평균화된다. 주기 T의 끝에서, 측정된 RSSI 슬로프는 RSSI 임계값과 비교되며 그 결과는 상술한 방식으로 액티브 장치의 IIP3를 조절하기 위해 사용된다.
도 9에 도시된 바와 같이, T0에서의 RSSI 슬로프 측정값은 RSSI 임계값보다 적으며, 이는 수신기(1200)가 선형 제한내에서 동작하는 것을 나타낸다. 그러므로, LNA(1220b)의 IIP3는 전력 소비를 유지하기 위해 감소된다. 유사하게, 주기 T1,T2및 T3의 끝에서, 측정된 RSSI 슬로프는 RSSI 임계값보다 작으며, LNA(1220b)의 IIP3는 계속해서 감소한다. 주기 T4의 끝에서, 측정된 RSSI 슬로프는 여전히 RSSI 임계값보다 작으며 믹서(1230)의 IIP3는 LNA(1220b)가 최소 IIP3 동작 포인트로 완전히 조절된 후 감소한다. 주기 T5의 끝에서, 측정된 RSSI 슬로프는 RSSI 임계값보다 크며 상호 변조 프로덕트가 받아들일 수 없는 레벨로 증가되는 것을 나타낸다. 믹서(1230)의 IIP3는 응답으로서 선형성을 개선하기 위해 증가된다.
전형적인 실시예에서, 각 펄스는 200μsec이며 주기 TSMS 5msec이고 일 주기 T내의 펄스의 개수는 9이다. 상기 값들을 사용하면 듀티 사이클이 36%가 된다. 바람직한 실시예에서, 펄스의 듀티 사이클은 원하는 신호의 Ec/Io가 신호 크기의 주기적인 섭동에의해 최소로 저하되도록 충분히 낮아야 한다. 펄스의 폭은 AGC 제어 회로(1280)에 대한 교란을 최소로 하기 위해 짧은 시간이 되도록 선택된다. 전형적으로, AGC 제어 루프는 느리며 짧은 감쇠 펄스에 의해 발생되는 신호 레벨에서의 변화를 트랙할 수 없다. 이는 출력 신호의 크기에서의 변화가 입력 신호와 상호 변조 프로덕트의 크기에서의 변화를 정확하게 반영하지만 AGC 제어 회로(1280)에 의해 발생된 변화는 반영하지 않기 때문에 특히 중요하다. 그러나, 짧은 펄스폭은 출력 신호 전력의 측정값을 덜 정확하게 한다. 본 발명은 기술된 기능에 대해 여러 폭과 여러 듀티 사이클의 펄스를 사용하게 하는 것이다.
입력 RF 신호 레벨의 섭동의 크기는 출력 신호의 저하를 최소로 하며 전체 수신기(1200)의 IIP3에 대한 영향을 최소로 하기위해 작게 선택된다. 전형적인 실시예에서, 감쇠 단계의 RSSI 슬로프 측정값은 0.5dB이다. 감쇠 단계의 다른 값은 본 발명의 영역에서 사용될 수 있다.
전형적인 실시예에서, RSSI 임계값은 1.2가 되도록 선택된다. RSSI 임계값의 사용은 연속된 주기 T 사이에서 IIP3 동작 포인트를 토그링하게 할 수 있다. 이를 방지하기 위해, 두개의 RSSI 임계값이 히스테리시스를 제공하도록 사용될 수 있다. IIP3는 측정된 RSSI 슬로프가 제 1 RSSI 임계값을 초과하지 않는다면 증가하지 않으며, 측정된 RSSI 슬로프가 제 2 RSSI 임계값 이하가 아니라면 감소하지 않는다. 단일 임계값 또는 여러 임계값의 사용은 본 발명의 영역에 존재한다.
입력 RF 전력 레벨을 상승시키는 본 발명의 수신기(1200)의 IIP3 바이어스 제어 동작을 도시한 도면은 도 10A에 도시되어 있다. 입력 RF 신호는 CDMA 신호와 CDMA 신호 이상으로 +58dBc인 투-톤 방해 전파를 포함한다. CDMA 신호 전력이 -104dBm 과 -101dBm 사이일 때, 믹서(1230)의 IIP3는 +10dBm에서 세팅되며 LNA(1220a,1220b)의 IIP3는 0dBm으로 세팅된다. CDMA 신호가 이전의 -101dBm를 넘는다면, 측정된 RSSI 슬로프는 RSSI 임계값을 초과하며, 믹서(1230)의 IIP3가 비선형성의 레벨을 최소로 하기위해 +15dBm으로 증가된다. 감쇠기(1216)는 -104dBm과 -84dBm 사이의 입력 RF 신호의 감쇠를 공급한다. -84dBm에서, LNA(1220a)는 바이패스되고 감쇠기(1216)는 낮은 감쇠 상태에서 리세팅된다. CDMA 신호 전력이 -83dBm, -79dBm, -75dBm 및 -71dBm 일때, LNA(1220b)의 IIP3는 상호 변조 프로덕트가 최소가 되도록 증가된다. 대략 -64dBm에서, LNA(1220b)는 바이패스되고 감쇠기(1216)는 낮은 감쇠 상태로 다시 리세팅된다.
입력 RF 전력 레벨을 상승시키는 수신기(1200)의 IIP3 바이어스 제어 동작을 설명하는 도면은 도 10B에 도시되어 있다. 입력 RF 신호는 CDMA 신호와 CDMA 신호 이상으로 +58dBc인 투-톤 방해 전파를 포함한다. 먼저, CDMA 신호 전력이 -60dBm 일 때, LNA(1220a,1220b)는 바이패스된다. CDMA 신호가 -70dBm으로 감소되며 LNA(1220b)는 다시 필요조건을 공급하기 위해 턴 온된다. 대략 -76dBm, -80dBm, -84dBm 및 -88dBm에서, LNA(1220b)의 IIP3는 전력 소비가 최소가 되도록 감소된다. -90dBm에서, 감쇠기(1216)는 상부 감쇠 레인지에 도달하며, LNA(1220a)는 턴 온된다. -100dBm에서, 믹서(1230)의 IIP3는 입력 RF 신호 레벨이 작으므로 전력을 유지하도록 감소된다.
상술한 바와 같이, 믹서(1230)의 IIP3입력과 LNA(1220a,1220b)가 조절되는 RF 전력 레벨은 측정된 RSSI 슬로프에 의해 결정된다. RSSI 슬로프 측정은 도 10A와 도 10B에 도시된 선형적으로 스페이싱된 IIP3 바이어스 스위치 포인트로 결과되지 않을 수도 있다. 게다가, 계단식 스위치 포인트는 연속적으로 조절가능한 바이어스 제어와 대체될 수 있다.
Ⅵ. 동작 모드에 따른 수신기 세팅
본 발명의 제 2 실시예에서, 액티브 장치의 IIP3는 수신기의 동작 모드에 따라 세팅된다. 상술한 바와 같이, 수신기(1300; 도 3 참조)는 PCS 또는 셀룰러 밴드중 하나에서 동작할 필요가 있는 셀룰러 전화에 사용될 수 있다. 각 밴드는 디지털 및/또는 아날로그 플랫폼을 지원할 수 있다. 각 플랫폼은 또한 여러 동작 모드를 포함할 수 있다. 여러 동작 모드는 성능을 개선하고 배터리 전력을 유지하기 위해 이용된다. 예를 들면, 서로 다른 동작 모드는 셀룰러 전화의 다음 특성을 지원하는 데 이용된다: (1)긴 스탠-바이 시간에 대한 슬롯팅된 모드 페이징, (2) 다이나믹 레인지 향상을 위한 이득 단계, (3) 더 긴 통신 시간을 위한 펀처링된 송신기 출력, (4) 듀얼-밴드 전화(PCS 및 셀룰러)를 위한 주파수 밴드 선택, (5) 시스템(CDMA, AMPS, GSM등)간 다중 액세스 토글링, (6) 방해 잔파 존재시 회로 바이어스 제어를 위한 수단.
셀룰러 전화의 동작 모드는 서로 다른 성능 요구 조건을 가질 수 있다. 일 실싱예에서, 각 동작 모드는 N 모드 비트를 포함하는 단일 식별기에 할당된다. 모드 비트는 동작 모드의 특정한 특성을 정의한다. 예를 들면, 일 모드 비트는 PCS와 셀룰러 밴드 사이를 선택하는데 사용될 수 있으며 다른 모드 비트는 디지털(CDMA) 또는 아날로그(FM) 모드를 선택하는데 사용될 수 있다. N 모드 비트는 거의 2N제어 비트를 포함하는 제어 버스로 N 모드 비트를 디코딩하는 제어기(1370)내의 로직 회로에 공급된다. 제어 버스는 제어가 필요한 수신기(1300)내의 회로에 라우팅된다. 예를 들면, 제어 버스는 다음과 같이 유도할 수 있다: (1) RF/IF 프로세서(1348)내의 믹서의 IIP3와 RF 프로세서(1310a,1310b)내의 LNA를 세팅한다, (2) 수신기(1300)의 이득을 세팅한다, (3) DC 바이어스 전압 및/또는 수신기(1300)내의 다른 RF와 IF 회로에 대한 전류를 세팅한다, (4) 원하는 신호 밴드를 선택한다, (5) 적당한 주파수로 오실레이터를 세팅한다.
동작 모드를 기초로 수신기(1300)의 IIP3 제어를 실행하는 전형적인 실시예가 테이블 1과 2에 도시되어 있다. 수신기(1300)는 듀얼-밴드(PCS와 셀룰러) 및 듀얼-모드(CDMA와 FM)를 지원한다. 전형적인 실시예에서, PCS 밴드는 셀룰러 밴드가 CDMA와 FM 전송(FM 전송은 AMPS 시스템에서 파생된 것일 수 있다.)을 지원하는 반면 CDMA 전송만을 지원한다. 전형적인 실시예에서는 4 모드 비트가 이용된다. 4 모드 비트는 BAND_SELECT, IDLE/, FM/ 및 LNA_RANGE 비트이다. BAND_SELECT 비트는 동작 밴드를 결정하며 1=PCS와 0=셀룰러로서 정의된다. IDLE/ 비트(0=아이들)는 셀룰러 전화가 인액티브인 동안 수신기(1300)를 아이들 모드(예를 들면, 낮은 IIP3에서 동작)로 세팅한다. FM/ 비트(0=FM)는 FM 신호를 처리하기위해 수신기(1300)를 세팅한다. LNA_RANGE 비트(1=바이패스)는 수신기(1300)의 이득을 세팅한다. LNA_RANGE 비트가 하이로 세팅되었을 때, 바이패스 모드를 지정하면서 제 1 LNA(1320a 또는 1321b)의 Vbias1과 Vbias2는 로우로 세팅되며 LNA는 턴 오프된다.
BAND_SELECT가 0(셀룰러 밴드)으로 세팅되었을 때, 수신기(1300)는 테이블 1에 리스트된 셀룰러 동작 모드 중 하나로 동작한다. 테이블 1는 LNA(1320a,1320b)의 IIP3 동작 포인트만을 리스트한다. 유사한 테이블이 RF/IF 프로세서(1348)내의 액티브 믹서의 IIP3 동작 포인트에 대해 생성될 수 있다. 셀룰러 모드인 동안, LNA(1321a,1321b)에 대한 DC 바이어스 전류는 배터리 전력을 유지하기 위해 턴 오프된다.
테이블 1 - 셀룰러 동작 모드용 수신기 제어
BAND_SELECT가 1(PCS 밴드)로 세팅될 때, 전화는 테이블 2에 리스팅된 PCS 동작 모드중 하나로 동작한다. PCS 모드중일 때, LNA(1320a,1320b)의 바이어스 전류는 배터리 전력을 유지하기 위해 턴 오프된다.
테이블2 - PCS 동작 모드용 수신기 제어
테이블 1과 2는 전력 소비를 최소로 하는 LNA의 IIP3 동작 포인트를 리스트하며 필요 성능을 유지한다. 추가 테이블은 제어가 필요한 다른 회로에 대해 생성될 수 있다. 예를 들면, 원하는 동작 모드에 대한 기대되는 입력 신호 레벨을 기초로 적당한 동작 레인지로 AGC를 세팅하는 테이블이 생성될 수 있다. 다른 테이블은 수신기(1300)내의 여러 회로에 의해 필요한 DC 바이어스 전압 또는 회로를 세팅하도록 생성될 수 있다.
Ⅶ. 수신 신호 레벨에 따른 수신기 세팅
본 발명의 제 3 실시예에서, 액티브 장치의 IIP3는 수신기의 여러 신호 처리 단계에서 신호의 측정된 크기에 따라 세팅된다. 도 2를 참조하면, 전력 검출기는 신호의 전력 레벨을 측정하기 위해 선택된 성분의 출력에 접속될 수 있다. 상기 수신기 세팅 계획의 제 1 실시예에서, 전력 검출기는 상기 성분으로부터의 RF 신호의 전력을 측정하기 위해 LNA(1220a,1220b) 및 믹서(1230)의 출력에 접속될 수 있다. 전력 측정값은 비선형성의 소정의 레벨을 지나 임의의 성분 동작의 IIP3 동작 포인트를 조절하도록 정보를 사용하는 바이어스 제어 회로(1280)에 제공된다. 수신기 세팅 계획의 제 2 실시예에서, 전력 검출기는 상기 성분의 RF 신호의 전력과 베이스밴드 신호를 각각 측정하기 위해 믹서(1230)와 복조기(1250)의 출력에 접속될 수 있다. 측정값은 또한 바이어스 제어 회로(1280)에 공급된다. 상기 두 측정값의 전력차는 밴드외부 신호의 전력을 나타내며, 필요한 IIP3 성능을 추정하는데 사용될 수 있다. 바이어스 제어 회로(1280)는 원하는 성능 레벨을 유지하기 위해 상술한 방식으로 성분의 동작 포인트를 조절한다. 전력 검출기는 기술상 공지된 다수의 방식으로 실행될 수 있으며 로우패스 필터를 따르는 다이오드 검출기이다.
Ⅷ. 필요한 다이나믹 레인지에 따른 ΣΔADC 세팅
계류중인 미국 특허 번호 제 08/987,306 호에 따르면, 본 발명의 수신기내의 ΣΔADC는 전력 소비를 유지하면서 필요한 다이나믹 레인지를 제공하도록 설계될 수 있다. 전력 소비는 셀룰러 전화의 휴대용 특성으로 인해 CDMA 통신 시스템에서 특히 중요하다. ΣΔADC는 하이 다이나믹 레인지가 필요하지 않을 때 ΣΔADC의 섹션이 디저블되도록 함으로써 전력 소비가 최소화되도록 설계될 수 있다. ΣΔADC는 또한 ΣΔADC로의 신호 크기와 필요 성능을 기초로 가변될 수 있는 조절가능한 바이어스 전류로 설계될 수 있다. ΣΔADC의 기준 전압은 낮은 다이나믹 레인지가 전력 소비를 최소로 하기 위해 필요할 때 낮게 조절될 수 있다. 끝으로, ΣΔADC의 샘플링 주파수는 높은 다이나믹 레인지가 전력 소비를 최소로 할 필요가 없을 때 낮아질 수 있다. 상술한 특성은 전력 보유를 최대로 할 수 있으며 원하는 성능 레벨을 공급하도록 적절하게 조합될 수 있다.
전형적인 CDMA 통신 시스템에서, 수신기는 IS-98-A 표준에 의해 명시된 여러 동작 상태하에서 동작하도록 설계될 수 있다. 전형적인 실시예에서, 입력 RF 신호는 -104dBm으로무터 -79dBm의 범위인 CDMA 신호를 포함한다. 또한, IS-98-A는 투-톤과 단일-톤 동작 상태를 지정한다. 투-톤 동작 상태의 경우, 입력 RF 신호는 각각 CDMA 신호의 크기를 초과하는 +58dBc이며 CDMA 신호의 중심 주파수에서 +900KHz와 +1700KHz에 위치한 두개의 방해 전파와 CDMA 신호를 포함한다. 단일-톤 동작 상태의 경우, 입력 RF 신호는 CDMA 신호 크기를 초과하는 +72dBc와 CDMA 신호의 중심 주파수에서 +900KHz에 우치한 단일 방해 전파 및 CDMA 신호를 포함한다. 상기 명세는 수신기의 보다 나쁜 경우의 동작 상태를 나타낸다.
전형적인 실시예에서, ΣΔADC는 보다 나쁜 경우의 동작 상태하에서 동작하도록 필요한 다이나믹 레인지로 설계된다. 실제로 상기 보다 나쁜 경우는 종종 발생한다. 그러므로, 모든 시간에서 하이 다이나믹 레인지의 ΣΔADC를 동작시키는 것은 자원의 낭비를 가져온다. 본 발명의 수신기에서, ΣΔADC는 하이 다이나믹 레인지가 필요하지 않을 때 전력 소비를 최소화하도록 구성될 수 있다.
전형적인 실시예에서, ΣΔADC로의 원하는 신호(예를 들면, 인-밴드 CDMA 신호)의 크기는 ΣΔADC의 잡음 플로어를 넘어 +20dB에서 유지된다. 이는 디지털 신호 처리 다음에 원하는 신호 크기를 측정하고 프론트 엔드의 이득을 조절하기 위해 측정된 크기를 사용함으로써 달성될 수 있다. 상기 상태(예를 들면, 잡음 플로어 이상의 18dB)는 수신기의 필수적인 성능 레벨이 된다. 상기 상태를 만족시키기위해 4비트 해상도를 가진 ΣΔADC가 원하는 신호를 양자화하도록 이용될 수 있다.
그러나, ΣΔADC로의 ㅅ니호는 원하는 신호와 방해 전파를 포함한다. 방해 전파의 크기는 넓은 범위에 걸쳐 가변되며 ΣΔADC로의 신호의 주요 부분을 메이크업(make up)할 수 있다. 원하는 신호와 방해 전파는 상기 신호의 클리핑이 발생하지 않도록 ΣΔADC의 한도내에서 떨어질 필요가 있다. 그러므로, 방해 전파는 방해 전파의 클리핑이 신호 밴드로 떨어질 수 있으며 원하는 신호를 저하시킬 수 있는 상호 변조 프로덕트가 되기 때문에 ΣΔADC에 의해 적절하게 양자화될 필요가 있다(심지어 방해 전파가 다음 디지털 신호 프로세싱에 의해 필터링되어도).
전형적인 실시예에서, ΣΔADC는 보다 나쁜 경우의 동작 상태를 충족시키기 위해 12 비트 해상도를 제공하도록 설계된다. 나머지 8비트 해상도는 방해 잔파와 AGC 제어를 위해 보유된다. ΣΔADC의 다이나믹 레인지는 원하는 신호와 방해 전파가 전력 소비를 최소로 하며 클리핑없이 적절하게 양자화될 수 있도록 조절될 수 있다.
전형적인 실시예에서, 원하는 다이나믹 레인지는 원하는 신호의 크기와 ΣΔADC로의 신호 크기를 측정함으로써 추정될 수 있다. 원하는 신호의 크기는 원하는 신호의 RSSI를 계산하여 측정될 수 있다. RSSI 측정은 미국 특허 번호 제 5,107,225 호에서 자세히 설명된다. 전형적인 실시예에서, RSSI 측정은 원하지 않는 이미지와 가신호를 제거하는 디지털 신호 처리 이후의 원하는 신호에서 수행된다. ΣΔADC로의 신호 크기는 ΣΔADC의 입력에 접속된 전력 검출기에 의해 측정될 수 있다. 전력 검출기는 다이오드 또는 피크 검출기로 실행되는 인벨로프 검출기와 같이 기술상 공지된 방식으로 실행될 수 있다. 피크 검출기는 ΣΔADC로의 입력 신호가 기준 전압의 반인 ΣΔADC의 포화 전압 이상인 경우 검출할 수 있다. 이 경우, ΣΔADC는 높은 다이나믹 레인지 모드로 스위칭될 수 있다. 선택적으로, ΣΔADC로의 신호 크기는 믹서(1230)의 출력 또는 밴드패스 필터(1234)의 출력(도 2 참조)과 같은 프론트 엔드내의 여러 성분으로부터의 신호 크기를 측정하여 추정할 수 있다. 또한, 전력 검출기는 신호 크기를 검출하는데 사용될 수 있다. 전력 검출기와 ΣΔADC사이에 삽입된 성분의 이득은 ΣΔADC로의 신호 크기를 계산하여 고려된다. 게다가, 측정된 신호의 스펙트럼 내용(content)은 더욱 정확하게 추정하기 위해 ΣΔADC로의 신호의 스펙트럼 내용에 접근시켜야 한다. 추정시의 부정확은 비최적 다이나믹 레인지 조절 메카니즘을 가져온다.
원하는 신호와 ΣΔADC로의 신호의 측정된 크기를 기초로, 원하는 다이나믹 레인지는 다음과 같이 계산될 수 있다.
(6)
여기에서, DRrequired는 dB로서 원하는 다이나믹 레인지이며 VADC는 ΣΔADC로의 신호 크기이고 Vdesired는 ΣΔADC의 입력에서의 원하는 신호의 크기이다.
선택적으로, 원하는 다이나믹 레인지는 수신기의 동작 모드를 기초로 결정될 수 있다. 각각의 동작 모드는 서로 다른 동작 상태와 관련될 수 있다. 예를 들면, CDMA 모드는 신호 밴드에 가까운 가능한 방해 전파로 인해 높은 다이나믹 레인지를 요구한다. FM 모드는 입력 요구 조건이 덜 까다롭기 때문에 적은 다이나믹 레인지가 요구된다.
전형적인 실시예에서, 12 비트의 해상도는 미국 특허 번호 제 08/987,306 호에 개시된 2-루프 MASH 4-4 구조에 의해 제공된다. 도 11을 참조하면, 루프(110a)는 제 1 다이나믹 레인지를 공급하며 낮은 잡음 플로어를 가진다. 루프(110b)는 제 2 다이나믹 레인지를 공급하지만 루프(110a)보다 약간 높은 잡음 플로어를 가진다. 루프(110a)의 낮은 잡음 루프는 높은 바이어스 전류로 루프(110a)내의 증폭기를 바이어싱하며 루프(110a)와 함께 큰 캐패시터를 사용한 일부의 결과이다. 전형적인 실시예에서, MASH ADC(100)내의 각각의 루프(110)는 선택적으로 ΣΔADC로의 신호 크기와 원하는 다이나믹 레인지를 기초로 전력 소비가 최소가 되도록 디저블링될 수 있다. 또한, 각 루프(110)내의 증폭기의 바이어스 전류는 전력 소비를 최소화하도록 조절될 수 있으며 원하는 성능에서 유지될 수 있다.
하이 다이나믹 레인지가 필요할 때, ΣΔADC로의 신호는 루프(110a)에 공급되며 모든 증폭기의 바이어스 전류는 하이로 세팅되고 MASH ADC(100)는 상술한 방식대로 동작한다. 상기 동작 상태는 CDMA 신호와 +58dBc에서의 두개의 큰 방해 전파를 포함하는 입력 RF 신호와 CDMA 신호와 +72dBc에서 하나의 큰 방해 전파를 포함하는 입력 RF 신호의 결과일 수 있다. 원하는 신호의 크긱가 증가하거나 방해전파의 크기가 감소할 때는 적은 다이나믹 레인지가 요구된다. 이 경우, 루프(110b)는 디저블링되고 루프(110a)의 출력 Y1은 ΣΔADC의 출력을 포함한다. 선택적으로, 루프(110a)는 디저블링될 수 있고 ΣΔADC로의 신호는 루프(110b)에 공급될 수 있으며 루프(110b)의 출력 Y2는 ΣΔADC의 출력을 포함한다. 그러므로 1 내지 2 루프는 원하는 다이나믹 레인지를 공급하도록 인에이블링될 수 있다.
루프가 디저블링된 다이나믹 레인지 임계값은 여러 고려 사항을 기초로 선택될 수 있다. 임계값은 입력 RF 신호의 크기의 통계치를 기초로 선택될 수 있다. 예를 들면, 여러 크기의 방해 전파를 포함하는 RF 신호의 시간 퍼센트가 표로 만들어질 수 있다. 이 정보는 최소 루프수가 대부분의 시간에 인에이블링되는 것을 보장함으로써 최소 전력 소비를 산출하는 다이나믹 레인지 임계값을 선택하는데 사용될 수 있다. 임계값은 또한 ΣΔADC의 설계 성능을 기초로 선택될 수 있다. 예를 들면, Y가 단지 X 보다 약간 적은 경우에서 XdB의 다이나믹 레인지를 공급하는 제 1 루프 설계가 YdB의 다이나믹 레인지를 공급하는 제 2 루프 설계보다 실질적으로 큰 전력을 요구하는 경우, 제 2 설계가 선취될 수 있으며 다이나믹 레인지 임계값은 제 2 루프 설계의 성능에 따라 선택될 수 있다. 다른 여러 고려 사항이 본 발명의 영역에서 다이나믹 레인지의 임계값을 선택할 때 고려될 수 있다. 게다가, 각각의 임계값은 인에이블링과 디저블링 상태사이에서 루프의 토글링을 방지하기 위해 히스테리시스로 실행될 수 있다. 히스테리시스의 전형적인 실시예는 이하 기술된다.
각 루프(110)의 증폭기의 바이어스 전류는 필요한 성능을 제공하며 전력 소비를 최소화하도록 조절될 수 있다. 전형적인 실시예에서, 루프(110a)는 최대 10mA의 바이어스 전류를 소비하도록 설계되며 루프(110b)는 최대 6mA의 바이어스 전류를 소비하도록 설계된다. 전형적인 실시예에서, 루프(110a)에서는 공진기(130a)의 증폭기는 6mA를 소비하도록 설계되며 공진기(130b)내의 증폭기는 4mA를 소비하도록 설계된다. 하이 다이나믹 레인지가 필요하지 않을 때, 바이어스 전류는 감소될 수 있다. 다이나믹 레인지는 바이어스 전류에서의 두배의 감소가 6dB의 다이나믹 레인지의 감소를 가져오도록 바이어스 전류와 대략 비례적으로 가변된다. 그러므로, 6dB의 다이나믹 레인지가 요구될 때 공진기(130b)내의 증폭기의 바이어스 전류는 4mA로부터 2mA로 감소될 수 있으며 공진기(130a)내의 증폭기의 바이어스 전류는 6mA로부터 3mA로 감소될 수 있다. 유사하게, 루프(110b)내의 증폭기에 대한 바이어스 전류는 하이 다이나믹 레인지가 요구되지 않을 때에 따라서 감소될 수 있다. 본 발명에서, 바이어스 전류는 이산 단계 또는 연속 방법을 사용하여 조절될 수 있다.
전력 소비를 최소로 하는 추가 메카니즘은 ΣΔADC내의 기준 전압을 조절하는 것이다. ΣΔADC의 다이나믹 레인지는 회로 잡음과 양자화 잡음을 포함하는 ΣΔADC의 최대 입력 신호의 스윙과 잡음에 의해 결정된다. 필요한 다이나믹 레인지가 감소됨에 따라, 기준 전압은 동일 잡음 레벨에서 대략적으로 유지되면서 낮아질 수 있다. 이는 ΣΔADC의 기준 전압이 일정하게 유지되기 때문에 회로 잡음보다 훨씬 크도록 일 루프가 스위칭될 때와 양자화 잡음이 증가될 때 특히 정확하다. 양자화 잡음이 대략적으로 회로 잡음과 동일하도록 기준 전압을 낮춤으로써, 원하는 성능 레벨이 낮은 레벨에서 신호를 유지하는 동안 공급된다. ΣΔADC내의 신호 스윙과 기준 전압을 증가시킴으로써 증폭기 바이어스 전류는 감소될 수 있다. 추가 이득으로서 ΣΔADC를 구동하는 증폭기는 낮은 최대 신호 스윙을 가지며 또한 적은 전류로 바이어싱될 수 있다.
증폭기 바이어스 전류의 조절은 루프의 불능에 독립적으로 실행될 수 있거나 루프의 불능과 관련되어 수행될 수 있다. 전형적인 실시예에서, 루프는 필요한 다이나믹 레인지의 대강의 범위를 기초로 인에이블되며 바이어스 전류는 다이나믹 레인지를 세밀하게 조절하기 위해 사용된다. 선택적으로, ΣΔADC의 여러 구성에 의해 공급된 다이나믹 레인지를 결정하기 위해 분석과 측정이 실행될 수 있다. 상기 정보는 표로 만들어 저장할 수 있다. 필요한 다이나믹 레인지를 기초로, ΣΔADC는 표식 데이터를 사용하여 구성될 수 있다. ΣΔADC가 필요한 다이나믹 레인지를 공급하도록 여러 방법이 사용되며 본 발명의 영역에서 소비 전력을 최소로 한다.
전형적인 실시예에서, ΣΔADC는 양 루프가 인에이블링되고 32의 오버샘플링비(OSR)가 사용될 때 79dB의 다이나믹 레인지(또는 12 비트의 해상도보다 큰)를 공급한다. 밴드패스 ΣΔADC의 경우, 오버샘플링비는 입력 신호의 2배의 양 사이드 밴드폭에 대한 샘플링 주파수로서 정의되거나이다. 동일 비트수는 다이나믹 레인지로부터 계산될 수 있으며 그 역 또한 마찬가지이고 다음 방정식을 따른다.
DR = 6.02·M + 1.73 (7)
여기에서 M은 비트수이며 DR은 dB이다. 전형적인 실시예에서, 루프(110a)는 54dB의 다이나믹 레인지를 제공하며, 루프(110b)는 42dB의 다이나믹 레인지를 제공하고 루프(100a,110b)는 결합될 때 79dB의 다이나믹 레인지를 제공한다. 전형적인 실시예에서, 필요한 다이나믹 레인지가 36dB보다 적을 때 루프(110b)가 이용되며 필요한 다이나믹 레인지가 36dB와 48dB 사이일 때 루프(110a)가 이용되며, 필요한 다이나믹 레인지가 48dB보다 클 때, 루프(110a,110b)가 이용된다. 전형적인 실시예에서, 6dB의 마진은 입력 RF 신호의 크기의 변동을 다루기 위해 남겨놓는다.
다이나믹 레인지 임계값은 인에이블과 디저블 상태 사이에서 토글링을 방지하기 위해 히스테리시스로 실행될 수 있다. 상술한 바와 같은 전형적인 실시예에서, 각 다이나믹 레인지 임계값은 높은 임계값과 낮은 임계값을 포함한다. 높은 다이나믹 레인지를 가진 루프는 요구되는 다이나믹 레인지가 높은 임계값을 초과하지 않는다면 인에이블되지 않으며, 낮은 다이나믹 레인지를 가진 루프는 요구되는 다이나믹 레인지가 낮은 임계값 이하로 떨어지지 않는다면 인에이블링되지 않는다. 예를 들면, 6dB의 히스테리시스에서 루프(110a)는 요구되는 다이나믹 레인지가 51dB를 초과하지 않을 경우 인에이블링되지 않는다. 단지 루프(100a)만 동작하는 동안, 루프(110b)는 인에이블되고 루프(110a)는 요구되는 다아나믹 레인지가 45dB이하로 떨어질 경우에만 디저블된다.
CDMA 통신 시스템의 본 발명의 전형적인 애플리케이션은 데이블 3에 표로 작성되어 있다. 원하는 신호 레벨이 하이일 때, 낮은 다이나믹 레인지가 요구되며 단지 루프(110b)만이 인에이블된다. 원하는 신호 레빌이 로우일 때 방해 전파 레벨은 하이이며 높은 다이나믹 레인지가 방해 전파와 원하는 신호를 양자화하기 위해 쵸구된다. 그리고 원하는 신호 레벨이 로우일 때와 방해 전파 레벨이 로우일 때, 두개의 옵션이 가능하다. ΣΔADC로의 신호가 증폭될 때, 루프(110b)에 의해 샘플링될 수 있는 하이 신호 레벨로 로우 신호 레벨을 증가시킨다. 선택적으로, 루프(100a)는 신호를 샘플링하는데 이용될 수 있지만, 바이어스 전류는 전력을 유지하기 위해 감소될 수 있고 루프(110a)의 DAC 레벨은 낮은 신호 레벨을 충족하도록 감소될 수 있다.
테이블 3 - 입력 신호를 기초로 한 ADC 구성
참조 1:
1) 제 1 옵션은 루프(110b)를 인에이블시키며 6dB만큼 ΣΔADC로의 신호를 증폭시키는 것이다.
2) 제 2 옵션은 루프(110a)를 인에이블시키며 루프(110a)의 DAC 레벨과 바이어스 전류를 감소시키는 것이다.
계류중인 미국 특허 번호 제 08/987,306 호에 기술된 바와 같이, ΣΔADC의 다이나믹 레인지는 오버샘플링 비의 함수이다. 높은 샘플링 주파수는 입력 신호의 대역폭이 고정되기 때문에 높은 오버 샘플링 비와 일치하며, 높은 다이나믹 레인지와도 일치한다. 그러나, 높은 샘플링 주파수는 ΣΔADC를 실행하는 데 사용한 회로에 의해 전력 소비가 많을 수 있다. 예를 들면 CMOS 회로의 전력 소비는 CMOS 회로의 스위칭 클록의 주파수와 비례한다. 바이폴라 회로의 경우, 높은 동작 주파수는 전형적으로 더 많은 바이어스 전류를 요구하는 넓은 밴드폭 회로를 필요로 한다. 높은 스위칭 주파수는 빠른 안정화를 위해 증폭기에서 더 많은 바이어스 전류를 필요로 하며 스위치에서는 더 많은 바이어스 전류를 필요로 한다.
본 발명에서, ΣΔADC의 샘플링 주파수는 높은 다이나믹 레인지가 필요하지 않을 때 전력 소비가 최소가 되도록 감소될 수 있다. 샘플링 주파수를 감소시키는 것은 ΣΔADC내의 회로가 적은 전류로 바이어싱되도록 한다. 또한, 낮은 샘플링 주파수는 ΣΔADC내의 회로에서 전력 낭비를 줄일 수 있다.
이론상 4차 밴드패스 ΣΔADC의 경우, 다이나믹 레인지는 오버샘플링 비에서 각 옥타브 감소에 대해 27dB 감소한다. 그러나, 16보다 작은 오버샘플링 비의 경우 다이나믹 레인지는 27dB/octave보다 빨리 감소한다. 바람직한 실시예에서, 오버샘플링 비는 최소 16에서 유지된다.
많은 애플리케이션에서, 샘플링 주파수를 변화시키는 것은 수신기 주파수 계획의 주의깊은 분석을 필요로 한다. 서브 샘플링 ΣΔ수신기의 경우, IF 신호의 중심 주파수(예를 들면 ΣΔADC로의 신호)는 샘플링 주파수에 의존한다. 제 1 주파수 하향 변환은 새로운 샘플링 주파수에 의해 요구되는 새로운 IF 주파수에서 IF 신호를 생성하기 위해 조절된다. 가신호와 초과된 크기의 고조파가 새로운 IF 밴드로 떨어지지 않도록 조심해서 실행해야 한다.
수신기는 또한 두개 이상의 동작 모드를 지원하도록 두개 이상의 ΣΔADC로 설계될 수 있다. 이에 따라 각 ΣΔADC가 전력 소비를 유지하면서 필요한 성능을 공급하도록 최적화된다. 적당한 ΣΔADC는 동작 모드에 따라 스위칭 온 될 수 있다. 예를 들면, 수신기는 두개의 ΣΔADC, 즉 하나는 CDMA 모드 하나는 FM 모드로 설계될 수 있다. FM 모드의 ΣΔADC는 낮은 신호 밴드폭과 낮은 필요한 다이나믹 레인지로 인해 매우 낮은 전력을 소비하도록 설계될 수 있다. 적당한 ΣΔADC는 수신기가 CDMA 또는 FM 모드에서 동작하는가에 다라 스위칭 온 될 수 있다.
바람직한 실시예의 전술한 설명은 본 발명을 이용할 수 있도록 당업자에게 제공된다. 상기 실시예는 본 발명의 사상 및 영역내에서 당업자가 변용할 수 있으며, 본 발명은 상기 실시예를 제한하려는 것은 아니다.

Claims (22)

  1. 프로그램 가능한 다이나믹 레인지 수신기에 있어서:
    RF 신호를 수신하며 IF 신호를 생성하는 프론트 엔드;
    상기 IF 신호를 수신하며 IF 샘플을 생성하는 RF 프로세서에 접속되고 다이나믹 레인지를 가지는 ΣΔADC;
    상기 IF 신호의 크기를 측정하는 상기 RF 프로세서에 접속된 전력 검출기;및
    상기 IF 신호를 수신하며 원하는 신호를 생성하는 상기 ΣΔADC에 접속된 디지털 신호 프로세서를 포함하며,
    상기 IF 신호의 상기 크기를 따르는 상기 ΣΔADC의 상기 다이나믹 레인지는 필요한 다이나믹 레인지를 기초로 조절되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 ΣΔADC는 여러 루프를 포함하며, 각 루프는 상기 필요한 다이나믹 레인지에 따라 인에이블 또는 디저블(disable)되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 ΣΔADC는 제 1 루프와 제 2 루프를 포함하는 MASH 4-4 ADC인 것을 특징으로 하는 수신기.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 MASH 4-4 ADC의 제 1 루프는 필요한 다이나믹 레인지가 제 1 다이나믹 레인지 임계값 이하일 때 이용되며, 상기 제 2 루프는 필요한 다이나믹 레인지가 상기 제 1 다이나믹 레인지 임계값 이상이며 제 2 다이나믹 레인지 임계값 이하일 때 이용되며, 상기 제 1 루프 및 상기 제 2 루프는 필요한 다이나믹 레인지가 상기 제 2 다이나믹 레인지 임계값 이상일 때 이용되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 다이나믹 레인지 임계값은 히스테리시스로 실행되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 ΣΔADC는 바이어스 전류를 가지는 증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 증폭기의 상기 바이어스 전류는 상기 필요한 다이나믹 레인지를 기초로 조절되는 것을 특징으로 하는 수신기.
  8. 수신기의 프로그램 가능한 다이나믹 레인지를 공급하는 방법에 있어서:
    RF 신호를 수신하는 단계;
    IF 신호를 생성하기 위해 상기 RF 신호를 처리하는 단계;
    IF 샘플을 생성하기 위해 다이나믹 레인지를 가진 ΣΔADC로 상기 IF 신호를 샘플링하는 단계;
    원하는 신호를 생성하기 위해 상기 IF 샘플을 처리하는 단계;
    상기 IF 신호의 크기를 측정하는 단계;
    상기 원하는 신호의 크기를 측정하는 단계;
    상기 IF 신호의 상기 측정된 크기와 상기 원하는 신호의 상기 측정된 크기에 따라 원하는 다이나믹 레인지를 계산하는 단계; 및
    상기 원하는 다이나믹 레인지에 따라 상기 ΣΔADC의 상기 다이나믹 레인지를 조절하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 조절 단계는 상기 원하는 다이나믹 레인지가 제 1 다이나믹 레인지 임계값 이하일 때 상기 ΣΔADC내의 제 1 루프를 인에이블링시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 조절 단계는 상기 원하는 다인믹 레인지가 상기 제 1 다이나믹 레인지 임계값 이상이며 상기 제 2 다이나믹 레인지 임계값 이하일 때 상기 ΣΔADC내의 제 2 루프를 인에이블링시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 조절 단계는 상기 원하는 다이나믹 레인지가 상기 제 2 다이나믹 레인지 임계값 이상일 때 상기 ΣΔADC내이 상기 제 1 루프와 상기 제 2 루프를 인에이블링시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 제 1 및 상기 제 2 다이나믹 레인지 임계값은 히스테리시스로 실행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제 11 항에 있어서, 상기 제 1 및 상기 제 2 다이나믹 레인지는 상기 RF 신호의 통계치를 기초로 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제 11 항에 있어서, 상기 제 1 및 상기 제 2 다이나믹 레인지 임계값은 상기 ΣΔADC의 성능을 기초로 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제 8 항에 있어서, 상기 조절 단계는 상기 필요한 다이나믹 레인지를 기초로 상기 ΣΔADC의 바이어스 전류를 조절하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제 8 항에 있어서, 상기 조절 단계는 상기 필요한 다이나믹 레인지를 기초로 상기 ΣΔADC의 샘플링 주파수를 변화시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제 16 항에 있어서, 상기 조절 단계는 최소값 16에서 상기 ΣΔADC의 오버 샘플링 비율을 유지하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제 8 항에 있어서, 상기 RF 신호는 CDMA 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제 18 항에 있어서, 상기 ΣΔADC는 4비트 이상의 해상도를 가지는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제 19 항에 있어서, 상기 ΣΔADC의 잡음 플로어 이상의 18dB에서 상기 원하는 신호를 유지하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  21. 제 20 항에 있어서, 상기 원하는 다이나믹 레인지는 상기 IF 신호가 상기 ΣΔADC에 의해 클리핑되지 않도록 계산되는 것을 특징으로 하는 방법.
  22. 제 1 항에 있어서, 상기 원하는 다이나믹 레인지는 상기 원하는 신호의 상기 크기에 더욱 의존하는 것을 특징으로 하는 방법.
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