TW480850B - Method for estimating signal-to-noise ratio of digital carriers in an AM compatible digital audio broadcasting system - Google Patents

Description

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89112412 修正 發明背景 本發明係關於無線電廣播系統，特別是關於與調幅相容 之數位語音廣播中用以估計數位載子之信號雜訊比（S NR) 的方法與裝置。 近來各界對於廣播數位編碼語音信號以提供聲音傳真性 之可能應用深感興趣。其中一種即如美國專利案號 5, 588, 022乙文所述一款用以於標準AM廣播頻道内同時廣 播類比與數位信號之方法。其中可廣播出某一具有第一頻 譜之調幅射頻信號。該調幅射頻信號中包括藉一類比節目 信號而調變之第一載子。同時，也會在跨越該第一頻譜的 頻帶内廣播出多個數位調變載子信號。各個該等數位調變 載子信號均係以一數位節目信號之局部加以調變。該等數 位調變載子信號的第一群組係位於該第一頻譜内，並且以 相對於該第一載子信號為正分相位之方式予以調變。而該 等數位調變載子信號的第二與第三群組則是位於該第一頻 譜之外，並且以相對於該第一載子信號為同相位與同正分 相位之方式予以調變。 如該美國專利案號5，5 8 8 , 0 2 2中所述之A Μ相容數位語音 廣播系統内的波形，係列述以提供足夠的數位信號資料輸 出，而同時需避免串音問題雜入該類比AM頻道裡。在此， 多個載子係利用到正交劃頻多工（0FDM)技術來負載通信資 訊。 消費性AM收音機的單音偵測器不僅會對包封，同時也會 對所接收到信號的相位產生回應。由於使用到多個數位調

O:\64\64885.ptc 第6頁 480850 五、發明說明（2) 一 ------- 變載子’故即需要減低因為相混信號而所造成之包封扭曲 問題的裝置。經指配與本發明所有人的美國專利案號 5，8 5 L 8 7 6乙文中，即揭示一種用以降低繃相容數位語音 廣播系統内包封扭曲問題的方法。某些位於類比AM載°子曰頻 率之上的數位載子，會有低於該類比AM載子而·具有相同頻 ，位移之相關數位戟子。而置放於該上端數位載子以及其 對^項處之資料與調變作業方式，係讓其相加之後所導/出 的信號裡，不會有同相位於該類比AM載子的元件在内。按 照，法所安排的數位載子組對即稱之為具有互補性。這種 組悲可對AM相容數位廣播信號的類比AM接收方面，產生極 佳的傳真性改良結果。 在接收器端，該數位信號係利用「快速傅利葉轉換

方式予以調變。其一可用方法與其相關裝置係描 述於杲國專利案號5, 633, 89 6乙案中。該項專利揭示一款 7調變技術，可利用一種「正交劃頻多工（〇FDM)」調變格 ^ 藉由雙重快速傅利葉轉換處理所接收到的0FDM數位信 ^之各個同相位與正分相位元件，來將不需的AM 曰：曰廣播（A M D A B )系統内類比信號與數位信號間串音問 $最’ I,、化。該正分相位頻道輸出會被用於復原該互補性資 ^ 並且結果處理元件信號會被予以加總俾復原該非互補 性資料。 。當出現動態性頻道回應變異時，所接收到的多個載子信 號即$要等化器處理。而沒有等化器，就會偵測到極度扭 曲的^號’並且數位廣播係號資訊即無法復原。而等化器

480850 修正 1五、發明說 可加強數位 如美國專利 器包括用以 儲存該波形 量乘以等化 數，各個係 處理之波形 較。該等化 信號。而該 波形向量以 供免疫於雜 為較佳。 在專利案 化器内，說 用。頻域資 列向量會被 果即為既經 確值，按此 較。最接近 定為真實信 所收到的信 估計器即可 化器雜訊免 數，可按照 即匕而向 經比為之提者 器M量形係既行作理來化 化L向波器將進者處，變 等一不形其化器量量經者多 種昌波將等化向向、數諸 該^以，個等形形量係上 。^和形多該波波向器道 力夂形波含著之存形化頻 能豸波該包接存既波等散 原t播理内。既該該該擴 〇 復#廣處量值一近藉新於 的豸音著向定與靠可更應 訊Η語接器預，最有而回 資"位器化某置置含量可 號83數化等成位位包向且 信9,容等該定個量如形並 播55相。。設各向内波力 廣δ,ΑΜ置量始的擇器存能 音號收裝向起量選化既之 語案接的器數向器等及訊 89112412 號5，633，896以及專利案號5，559，830兩者的等 明頻域資訊係提供等化器以作為頻域向量之 訊的各個區塊係存放於儲存陣列中。該儲存陣 乘上多個等化器係數。該項乘法運算之乘積結 等化之信號。而在等化器中已事先知悉一組精 該等化器信號的各個向量位置可對其進行比 於該向量位置中所描述的理想數值，就會被選 號值。決策向量會被存放在決策陣列内。利用 號、經等化之信號以及決策矩陣，等化器係數 算出係數估計值。而係數更新的速率可決定等 疫能力與收斂速率。對於頻帶上不同區域的係 對該等扭曲機制的瞭解程度而依不同的速率加

O:\64\64885.ptc 第8頁 480850 五、發明說明（4) 以更新。茲將美國專利5, 63 3, 8 9 6以及美國專利5, 5 5 9, 83〇 併合為参考文獻。 所建議之AM DAM系統係採行數位載子trel丨is編碼調變 技術。當應用該款t r e 1 1 i s編瑪調變時，如所接-收到的$ n r 亦可用於該t re 1 1 i s編碼處理内，則即可強化該接收器效 能。特別是在OF DM系統内為如此，其中某些載子的SNR會 與其他載子上的SNR截然不同，而這是因為頻率選擇性^ 衰減或干擾而僅影響到頻帶上某一局部的緣故。所以即有 需要在利用正交劃頻多工技術之「頻帶内頻道（IB〇c)」 DAB系統的正確SNR估計方法。 發明概沭 么本發明可提供一種用以估計多個根據數位資訊而進行調 &之载子其SNR的方法，其中數位資訊包含有資料鮑率以 及訓練鮑率，包括下列步驟：接收多個載子；決定該資料 鮑率的第一SNR值；決定該訓練鮑率的第二SNR值.將該第 值與第二SNR值其中之一與預設選擇標準進行比°較； 亚且根據該比較結果而選出該第—與第二SNR值1中之 '〇 八 在一較佳具體實施例中，該等載子會加處理以 :::產生等化器輸出，同時再處理該等化器輪出以產生 扣2ΐ子的符號決策。當收到資料鮑率後，會由符號決策 4除掉該等化器輸出，以產生第—差值’而將該第一差值 it!方而得第一SNR估計值。另外當收到训練鮑率德， 曰Μ寻化器輸出也會由預足訓練資料中被扣除 480850 五、發明說明（5) 一 第一差值’而將該第二差值予以平方而得第一 sNf?估計 值。 另外’本發明亦含納可應用前述方法之射頻接收器作 業’和執行上述方法之裝置與包含該等裝置之射頻接收 器。 - 圖示簡笔 對於既已熟捻項技藝之人士，藉參酌隨附圖示即可明瞭 本發明，而其中： 圖1為先前技藝類比AM與數位廣播信號組合的圖形表 不 ， -圖2為可含括本發明S N R估計方法之接收器的區塊圖； 圖3為說明藉由本發明SNR估計方法而進行之解調變作業 與調適性等化器的功能性區塊圖； 圖4為說明本發明SNR估計方法之功能性區塊圖；以及 圖為說明「頻帶内頻道上」數位語音廣播信號方面 i ^ ·兄下之功率頻譜密度而可按照本發明予以處理的概 圖表示 〇 又 混人十册叙體實描述 在相同^朮，頻道上（1B0C)數位語音廣播系統可提供 能。所值=上類比與數位編碼語音信號的同時性傳輸功 的頻帶邊衣 ° 中匕括現有之類比AM信號，其語音頻窗. 大約±15 ^為5 kHz，而數位載子則是由該AM載子证展中· 子㈣週二；語音之外，該數位裁 戰I已矣貝枓，稱之為訓練序列。該廣播

第10頁 480850 五、發明說明（6) 作業係利用多個正交查丨丨相i — 所達成，其中部分的=變（0FDM)載子來傳輸數位波形 該類比AM信號而調變，係以同色分（111 —Quadrature)於 著能量的頻譜區域之内。破置於標準AM廣播信號上具有顯 類比AM信號為同相位及同而$他的數位載子則是以對於該 於與類比AM信號相同的頻f分相位的方式調變·，並且置放 處具有顯著能量的頻级區=，但是類比AM信號卻並未在該 發射作業係按照「聯；國，錢廣播站台的 必須位於如下所定義之逾^委貝會（FCC)」規定所管制， kHz到20 kHz的發射作苹内.由产比載子所移除之1 〇. 2 之類比載子水準25仙由低於未加調變 kHz的發射作業，必須被=，二子所移除，20 kHz到30 k 义減至 >、低於未加調變之類比載 ". ， 類比載子所移除之30 kHz到60 kHz的 务射作業，必須被哀減至少低於未加調變之類比載子水準 [35 dB+ldB/kHz]。 ，1顯不一種可採行本發明的AM數位語音廣播信號頻譜 型態。曲線1 0表示某一標準廣播調幅信號之強度頻譜，其 中該載子頻率為fQ。F CC發射遮罩係由項號丨2所表示。該 OF DM波形係由一系列位於f 1 = 5 9 · 5 3 5 · 1 06 /( 1 3 1 〇 7 2 )或是 約4 5 4 Η z範圍的資料載子所組成。而彼等2 4個數位調變載 子的第一群組疋位於（fQ-12;^)至（；^ + 12:^)的頻帶内，即如 圖1中標號為1 4的包封所示。這些信號相對於未經調變之 AM載子信號的強度水準大多為低於39.4 dB，藉以減低與 類比AM信號間的串音。可進一步藉由將該等數位資訊藉由

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足可，證，類比AM波形之間正交性的方式來編碼以降低串 音問題。這種編碼方式稱之為互補性編碼（即互補性 BPSj、互補性qPSK或是互補性32 QAM)，並係進一步詳述 =前揭美國專利案號5,8 59,876乙文内。互補性肿“調變 係應用於fQ ± L上的内部數位載子組對以便傳輸控制資 訊。這些載子係設定為— 28dBc的水準上。而該第一群組内 其f的載子則為—39· 4dBc的水準，並以互補性32 QAM對48 或是32 kbps編碼速率進行調變。8 PSK調變方式則是用於 由（fo — llf〗）至（ί。^)，以及由（匕+ 2匕）至（fjllf〗）的範 圍内之各載子上，其編碼速率為16 kbps。而針對這三種 編碼速率，在（fG-l2fi)以及（fQ + 12fi)上的載子可負載補充 性資料，並且可以利用3 2 QAM予以調變。 數位載子的其他群組則是置放於該第一群組之外。藉由 限制該類比A Μ信號的頻寬，該等數位波形即可無需相對於 该類比信號為同正分相位。在第二與第三群組内的載子， 分別由包封1 6與18所囊括，可藉例如像是32 QAΜ對48與32 kbps速率，以及8 PSK對16 kbps速率來加以調變。而這些 載子係經設定對於所有編碼速率來說均為-30 dBc水準。 圖2係為接收如圖1合成數位與類比信號而建構之接收器 區塊圖。該天線11 0收到該包含有數位與類比信號的合成 n 波形，並將該信號傳交予傳統輸入階段1 1 2，在此可包括 射頻預選器、放大器、混合器以及本地震盪器。而輸入階 段會於線路1 1 4上產生中頻信號。該中頻信號會傳經自動 · 增益控制迴路1 1 6而到I / Q信號產生器1 1 8。該I / Q信號產生 ·

第12頁 480850 五、發明說明（8) ------ 器t線路120上產出同相位信號而在線路122上產出正分相 位L號。δ亥項輸出於線路丨2 〇上的同相位頻道會被輸入至 一類比數位轉換器124。同樣地，該項輸出於線路122上的 正刀相位頻迢會被輸入至一類比數位轉換器丨2 6。線路1 2 〇 與線路1 22上的回镇信號會被用來控制該自動增益控制迴 路116。線路120上的信號包含由如圖示區塊14()處分離出 來的類比AM信號，並會被傳經輸出階段142而後續送往喇 A144或是其他輸出裝置。

可另加用一選擇性高通濾波器1 4 6以過濾線路1 2 8上的同 相位το件，藉此消除類比Μ信號的能量並且在線路上 提供經過濾、之信號。如果不使用該高通濾波器，線路丨 上的#號會和線路128上的相同。解調變器15〇接收到線路 1 48與上30上的數位信冑，並且產生輸出信號於線路工η 上。這些輸出信號會通過等化器丨56，而該等化器輸出會 $到切換器1 58。為了獲取較高的互補性載子信號雜訊比 (NR)，故將互補性載子的訐丁輸出阻對予以合併。切換器 的輸出會被送往解交錯器迴路1 68以及向前錯誤校正解碼^ 器164，以便改善貢料的完整性。該解交錯器/向前錯誤校 正迴路的輸出再被送往來源解碼器丨66。迴路丨68會延遲該 來源解碼器的輸出，藉以便補償傳輸器上的類比信號延遲 以及在接收器端的類比與數位信號的時間對齊。該延遲迴 路1 6 8的輸出會被數位類比轉換器1 6 〇轉換成類比信號，以 產生U 2上的信號而前往輸出階段丨42。該模式掠制與資料 處理器163與正常/訓練同步區塊165可提供另外的控制功

第13頁 480850 五、發明說明（9)

，。該模式控制與資料處理器163可處理控制資訊並且決 定内部交錯器的語音編碼速率與邊界。該正常/訓練同步 區塊可決宗所接收到的鮑率係屬正常或訓練鮑率。 μ圖3為進一步說明符合於本發明解調變器丨5 〇與一調適性 等化器1 56運作的功能性區塊圖示。利用該SNR估計值可藉 此控制等化器的收斂因數，當SNR為較高可對頻道變化產 生快速回應，而當SNR為較低時可為強固而抵抗雜訊。而 且該SNR估計值亦可用於錯誤校正處理以獲得經改善之效 成。同相位（I )與正分相位（Q )兩者信號會被提供給線路 148與130，以作為透窗與保護邊帶間隔移除迴路17〇的輸 =項二=利用類似於如圖2說明的下行轉換器元件來提供 故些彳§號。施加該透窗之目的，係藉此讓該等數位載子保 持其正交性，或是至少彼等數位載子之間缺少正交性的問 題可保持為最低，而不會影響到系統效能。將該丨與9兩者 h 5虎同步於經傳輸之鮑率間隔，並且各個鮑率會被輸入至 一FFT迴路172。在呆些情況下，先執行透窗與保護邊帶移 除作業然後再由高通濾波器U6處理會較為有利。透窗盥 保護邊帶間隔移除迴路170的輸出會被輸入到FFT 172。^亥 FFT輸出經線路154而輸入至係數乘法器174。該係數乘法X 器針對各個數位載子調整資料的強度與相位，以補償頻 效應、傳輸器與接收器過濾以及其他會影響到所接收之數 位資訊強度與相位的諸多因素。該係數乘法器的輸出合 用以製作符號決策，決定既經傳輸之星座點圖。處理二 176決定所傳輸者為何項頻域星座。這些決策：伴隨著^預

480850 五、發明說明（ίο) — 等化之星座點與等化器先前數值，一起被如圖中的區塊 1 7 8處用以作為更新該等化器各項係數。該區塊1 7 8可利用 諸如「最少均方（LMS)」或是「遞迴最少平方（RLS)」等眾 知演算法來更新等化器各項係數。 j 本發明特別適用於使用格子編碼調變及利用‘資訊之SNR 於該格子編碼器之輸入的接收機。本發明包括一方法，其 中在一 OF DM數位音頻廣播系統中之載子的SNR之兩個估計 值被計算出來，其中一者係基於所接收到之數位編碼音頻 資訊，而另一者係基於所接收到的訓練序列。該S N R估計 值中較可信賴者被選取乃用於執行對於典_型干擾情況之咿 設測試及可能地改進_該估計值，因此該較可信賴的估計值$ 可被用於該格子編碼器。該較可信賴的估計值亦可用於設 定一等化器中之收斂參數。 美國專利案號5，5 5 9，8 3 0中描述一種具有等化器係數更 新演算法的等化器作業模式。本發明可藉由如區塊1 8 0所 述般估計該SNR值，來強化等化器作業與等化器係數更新 演算法。區塊1 8 2說明該SN R估計值可用以調整該等化器收 斂因數。該S NR估計值也可用於改善錯誤校正處理的效 能。使用迴旋或是渦輪數碼與t;r el 1 is編碼調變技術的錯 誤校正處理，即屬該SNR估計值可用於改進錯誤校正效能 之其中數項實例。如圖2與3所示，由區塊1 8 0而來的載子 SNR估計值會被輸入至切換器1 5 8處。當目前鮑率經區塊 册 1 6 5而決定為正常鮑率時，該切換器將載子SNR估計值傳至 該解交錯與FEC處理區塊164處。 - I™

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第15頁 480850 五、發明說明（11) ^圖3所示，該符號決策資訊與該經等化之頻域資料， 作業係坪、.、a於圖4内。對於各個數位载子，該 供於線路184與186上的等化$ ^ , 、 寺器輸出，當封閉切換器192與 收到吊貧料鮑率時，會該線路188與190所供之符號 :策：扣除，或是當封閉切換器2〇〇與2〇2收到訓練鮑率 =’線路196與198所提供之已知訓練資訊中所扣除。 ”扣广後之結果以向量a與15形式表示，予以平方後以求得 一雜訊功率估計值，如區塊204、20 6、2 08與210所示。注 意當符號決策，正確時，例如像是所收到的SNR為高電 位，則由正常貧料鮑率來的資訊會轉為snr的良好估計 值丄反之1當符號決策非屬正確時，則由正常資料鮑率來 的貝上不=可罪’而僅有訓練鮑率來的資訊會被轉為sNr 的良=估计值。不過，由於比起訓練鮑率資訊該正常資料 鮑率Ϊ訊會較常被傳輸，故如果可能還是使用該正常資料 鮑率資Λ為較佳。該正常與訓練資料鮑率來的資訊可實際 估片出雜f功率’但是如果數位載子係以固定平均功率傳 輸’則可藉將雜訊功率估計值予以正規化的方式來決定 SNR值。如圖4所示’低通濾波器212、214、216與218可用 以，化違SNR估計值。可加調整該低通濾波器各項參數以 便邊该低通慮波器頻寬會因SNR估計值數目增加而行遞 減。而在低通慮波器之後，該等自所有載子而來的正常與 訓練鮑估計值，會被輸入到假設檢定迴路22〇。

該假設檢定迴路22〇可處理SNR資訊，根據已知之典型AM

第16頁 480850 五、發明說明（12) — 頻段干擾情i兄而決定出最可能干擾情境，以及可根據該最 可能干擾情境來改善估計值。該等最可能干擾情境其中之 一為該第二相鄰頻道干擾。圖5顯示當頻率較低的第二相 鄰干擾性混合數位語音廣播信號222所引發生的頻譜重疊 狀況。如圖所示，干擾性信號222來的數位載子會在由約 為-15 kHz到約-5 kHz的區域22 6處，覆蓋到所欲之混合數 位語音廣播信號22 4來的數位載子。而在此可作出及模擬 決定第二相：鄰干擾者是否出現的假設檢定過程。該檢定會 按照兩個約為1 0 kHz群組的方式來處理SNR估計值，其延 伸範圍約為-15 kHz到約-5 kHz，另一為5 kHz到約if kHz，以分別偵測兩個具有較低或較高頻率的相鄰站台。 可對於各個區域而計算出該平均SNR，單位為dB。如果平 均水準係低於預設門檻值，則由訓練鮑率所估計之SNR會 被應用在該區域内所有的載子之上，因為 計之SNR或屬不正確。相反地，如果平均水準係吊高飽於车預= 門權值、’則會應用由正常鮑率而得之SNR估計值。以1〇 kHz區域上的平均SNR，而非各個載子上分別來盥門檻值進 行比較的優點是當第二相鄰干擾者出現時，1〇 kHz區域上 的平均值會給定出具有較低變異數的SNR估計值。 蓉：：ϊ其他諸如第三相鄰、第一相鄰與共同頻道干擾等 /、的干擾情境，發展出類似的假設檢定作業。例如， Ϊ生於#出現卜相鄰干擾性混合數位語音廣播 彳m頻譜覆蓋的情況。由於在±10 kHz的附近並未 有數位载子，而第一相鄰AM載子可位於該處，目此在該頻

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五 、發明說明（13) ί ΐ置出現顯著能量可用於作為是否出現第一相鄰站台的 ==。此外，如果對於以約到土 5 kHz範圍内而較遠於該 - ψ之載f該等數位載子的SNR估計值會增加，則這更表 二IrH現有第一相鄰干擾者。同時，在由所欲之AM載子處約 』乡約5 kHz内各數位載子的數位載子SNR ‘估計值，可 / ^ ί t ί疋是否出現第一相鄰干擾性站台的數位部 口 = =有第一相鄰干擾•，則可根據距離該 I忉I興裂頻瑨斜坡的知識，來管 約為=kHz的載子之SNR估計值。這種方二、’ 離該：子約5 kHz的數位載子之挪，上點疋距 靠近f干擾性AM載子的數位載子之SNR， ：於位在 的功率頻譜密度亦屬相似。 冋AM站α ^ ：AM ^ ^ -SNR „ tf 干擾者，如果資料鮑率估計值係低於一之弟二相鄰 檢定玎僅採用訓練鮑率。 1孤值’則該假設 <利用載子SNR估計值來控制應用 的收敏因數，或是調適常數。各個數。。更新演算法 的等化器收斂因數，其一用於正當赖率=于=有兩個相關 率。這些等化器係數可藉如「最少均方另—用於訓練鲍 迴最少平方（RLS)」等演算法而予以_更MSj」或是「遞 有一個可控制回應時間來改變頻 3 些演算法具 應，即對應於較大的收斂因數，、可予快遺/數。快速回 而慢速回應，即對應於較小的收斂因數，、，蹤頻道狀況。 可於出現雜訊時

480850 五 發明說明（14) 提供較為強固的效能。如圖3所示，利用這些載子SNR估計 值來調整等化器收斂因數。當該載子的SNR估計值相對較 向時’其收斂因數可為較大。而等化器係數更新演算法會 仰賴正確的符號決策資訊。由於各個訓練鮑率的符號資訊 係屬已知’訓練鮑率會用到比起正常鮑率的較大之收斂因 數’此因倘若載子SNR為低值，則該符號決策即非屬可 靠。使用這種具有如同前述之載子SNR估計演算法之等化 器收斂因數調整演算法，比起使用固定收斂因數或是迷未 採行假設檢定以估計數位載子SNR值之系統來說，確可展 現出較佳的效能。在另一具體實施例中，可利用兩個信銳 雜訊比估計值的組合來構成一個信號雜訊比估計值。其結 果h號雜訊比估計值可用於控制該收斂因數以及用於錯誤 校正處理程序。 、 本發明提供一種用以於估計SNR與調適地等化調幅相容 數位語音廣播信號内傳輸與接收控制資訊的方法與裝置。 鈾述之規格雖說明數種本發明之較佳實作與具體實施例， 然應知悉本發明亦可另按後述申請專利範圍之範疇而得 實作。

第19頁 480850 修正] 丨月Η曰案號89112412 fb年（ί月二7曰 修正 元件符號說明 10 曲線 12 項號 1 4，1 6 ，1 8 包封 110 天線 112 傳統輸入階段 114 ，120， 1 22 ，1 28， 1 30 ， 148 88， 190， ^ 1 96 198 線 路 116 1 動 增 益 控制 迴 路 118 I/O 信 號 產生 器 124 ，126 類比數位轉換器 140 區 塊 142 出 階 段 144 口刺 叭 146 選 擇 性 高 通濾 波 器 150 解 調 變 器 156 等 化 器 158 切 換 器 160 數 位 類 比 轉換 器 163 模 式 控 制 與資 料 同 步處理器 164 向 前 錯 誤 校正 解 石馬 器 165 正 常 / 訓 練別 步 塊 166 來 源 解 石馬 器 168 延 遲 迴 路 154 ， 184 ， 186

O:\64\64885.ptc 第20頁 480850 _案號89112412_f〇年ί /月3了曰_修正 五、發明說明（16) 1 70 透窗與保護邊帶間隔移除迴路 1 72 FET迴路 174 係數乘法器 1 76 處理器 178 ， 180 ， 182 ， 204 ， 206 ， 208 ， 210 區塊 1 9 2 ，1 9 4，2 0 0 ，2 0 2 封閉切換器 2 1 2，2 1 4，2 1 6，2 1 8 低通濾波器 2 2 0 假設檢定迴路 2 2 2 第二相鄰干擾性混合數位語音廣播信號 2 2 4 混合數位語音廣播信號 2 2 6 區塊 2 2 8 第一相鄰干擾性混合數位語音廣播信號

O:\64\64885.ptc 第21頁 480850 _案號89112412_介年（丨月丄7日 修正 圖式簡單說明 O:\64\64885.ptc 第22頁

Claims (1)

1. 480850 Γ~ ; 號89112412_作年/(月a了日 修正_ -來對以數位資訊進行調變之多個載子SNR進行 估計的方法，其中該數位資訊包含資料鮑率以及訓練鮑 率，該方法包含下列步驟： 接收該多個載子； 決定該資料鮑率的第一 S N R ; 決定該訓練鮑率的第二SNR ; 將該第一SNR與第二SNR至少其中之一與某一預定選取 標準加以比較；以及 根據其比較結果而選取該第一 SNR與第二SNR其中之 —· 〇 2 .如申請專利範圍第1項之方法，其中該決定該資料鮑 率的第一 S N R的步驟，包含估計該資料鮑率之雜訊功率， 以及正規化該資料鮑率雜訊功率的步驟；並且 其中該決定該訓練鮑率的第二SNR的步驟，包含估計 該訓練鮑率之雜訊功率，以及正規化該訓練鮑率雜訊功率 的步驟。 3 .如申請專利範園第1項之方法，其中更包括利用既選 之第一SNR與第二SNR二者之一而於等化器内控制收斂因數 的步驟。 4 ·如申請專利範圍第3項之方法，其中該第一 SNR既經選 定，則更包括利用該第一 SNR與第二SNR二者組合來於等化 器内控制收斂因數的步驟。 5 .如申請專利範圍第3項之方法，其中該訓練鮑率的收 斂因數會大於該資料鮑率的收斂因教。

   O:\64\64885.ptc 第23頁 480850 _案號 89112412_fo 年月二7 曰_^_ 六、申請專利範圍 6 .如申請專利範圍第1項之方法，其中更包括下列步 驟： 利用既選之第一SNR與第二SNR二者之一而強化該資料 鮑率的錯誤校正功能。 7. 如申請專利範圍第6項之方法，其中韻第一 SNR既經選/ 定，則更包括利用該第一SNR與第二SNR二者組合來強化該 資料鮑率的錯誤校正功能的步驟。 8. 如申請專利範圍第1項之方法，其中將該第一 SNR與第 二SNR至少其中之一與某一預定選取標準加以比較的步驟 中包括下列步驟： 將該第一 SNR與一預定之門檻水準進行比較。 9 .如申請專利範圍第1項之方法，其中更包括下列步 驟： 處理該等載子以為對該各個載子產生其等化器輸出； 以及 處理該等化器輸出以對該各個載子產生符號決策； 其中，決定該資料鮑率之第一 SNR的步驟包括，當收 到資料鮑率時即將該等化器輸出自符號決策中扣除，以產 生第一差值，而將該第一差值予以平方而得第一雜訊估 計，並且藉信號功率而正規化該第一雜訊估計以決定第一 S N R估計等步驟；並且 決定該訓練鮑率之第二SNR的步驟包括，當收到訓練 鮑率時也會將該等化器輸出自預定之訓練資料中扣除，以 產生第二差值，而將該第二差值予以平方而得第二雜訊估

   O:\64\64885.ptc 第24頁 480850 _案號 89Π2412_年丨丨月>了曰__ 六、申請專利範圍 計，並且藉信號功率而正規化該第二雜訊估計以決定第二 S N R估計等步驟。 1 〇 .如申請專利範圍第1項之方法，其中更包括下列步 驟： 於進行該第一與第二SNR至少其中之一與某一預定選 取標準加以比較的步驟前，先將該第SNR —與第二SNR予以 低通濾波。 1 1 .如申請專利範圍第1 0項之方法，其中更包括下列步 驟： 當進行額外的S N R決定作業時，減少用於該低通濾波 步驟内的低通濾波器頻寬。 1 2 .如申請專利範圍第1項之才法，其中決定該資料鮑率 的第一 SNR的步驟包括下列步驟： 在位於兩個預設頻帶内的多個載子所選定的其中之一 内估計其資料鮑率S N R ; 將該兩個頻帶内的資料鮑率S N R予以平均化，藉以產 生一平均SNR ;以及 利用該平均SNR於該第一與第二SNR至少其中之一與某 一預定選取標準加以比較的步驟。 1 3.如申請專利範圍第1 2項之方法，其中該頻段個別係 1 0 k Η z的寬度。 1 4.如申請專利範圍第1項之方法，其中更包括下列步 驟： 偵測由中央頻道頻率處約± 1 0 k Η ζ位置處的第一相鄰

   O:\64\64885.ptc 第25頁 480850 _案號89112412_年/(月>了曰_«_ 六、申請專利範圍 信號能量。 1 5 .如申請專利範圍第1項之方法，其中更包括下列步 驟： 將位於由中央頻道頻率處約±5 kHz位置處之載子上 的資料鮑率第一SNR予以平均化。 1 6 .如申請專利範圍第1項之方法，其中該決定該資料鮑 率的第一 SNR之步驟包括下列步驟： 利用位於自中央頻道頻率處約- 1 5 k Η z到約-5 k Η z的 第一頻段内，以及另一自中央頻道頻率處約+ 5 k Η ζ到約 + 1 5 kHz的第二頻段範圍内載子上之資料鮑率來估計SNR 值；以及 將位於該第一與第二頻段内各個載子上的資料鮑率 SNR值予以平均化。 1 7. —種用來對以數位資訊進行調變之多個載子「信號 雜訊比（S N R )」進行估計的裝置，其中該數位資訊包含資 料鮑率以及訓練鮑率，該裝置包含： 一用以接收多個載子之裝置； 一用以決定該資料鮑率的第一 SNR之裝置； 一用以決定該訓練鮑率的第二SNR之裝置； 一用以將該第一 SNR與第二SNR至少其中之一與某一預 定選取標準加以比較之裝置；以及 一用以根據其比較結果而選取該第一SNR與第二SNR其 中之一之裝置。 1 8 .如申請專利範圍第1 7項之裝置，其中該用以決定該

   O:\64\64885.ptc 第26頁 480850 _案號 89112412_f〇 年 11 月二了曰___ 六、申請專利範圍 資料鮑率的第一 s NR的裝置，包含估計該資料鮑率之雜訊 功率，以及正規化該資料鮑率雜訊功率的裝置；並且 其中該用以決定該訓練鮑率的第二SNR的裝置，包含 估計該訓練鮑率之雜訊功率，以及正規化該訓練鮑率雜訊 功率的裝置。 1 9 .如申請專利範圍第1 7項之裝置，其中更包括一用以 利用既選之第一SNR與第二SNR二者之一而於等化器内控制 收斂因數的裝置。 2 〇 .如申請專利範圍第1 9項之裝置，其中該第一 SN R既經 選定，則更包括一用以利用該第一 SNR與第二SNR二者組合 來於等化器内控制收斂因數的裝置。 21 .如申請專利範圍第1 9項之裝置，其中該第二SNR之收 斂因數會大於該第一 SNR的收斂因數。 2 2 .如申請專利範圍第1 7項之裝置，其中更包括一用以 利用既選之第一SNR與第二SNR二者之一而強化該資料鮑率 的錯誤校正功能之裝置。 2 3 .如申請專利範圍第2 2項之裝置，其中該第一 SNR既經 選定，則更包括一用以利用該第一 SNR與第二SNR二者組合 來強化該資料鮑率的錯誤校正功能之裝置。 2 4.如申請專利範圍第1 7項之裝置，其中用以將該第一 SNR與第二SNR至少其中之一與某一預定選取標準加以比較 的裝置中，包括： 一用以將該第一 S N R與一預定之門檻水準進行比較之 裝置。

   O:\64\64885.ptc 第27頁 480850 _案號 89112412_f0 年 月 曰__ 六、申請專利範圍 2 5 .如申請專利範圍第1 7項之裝置，其中更包括： 一用以處理該等載子以為對該各個載子產生其等化器 輸出之裝置；以及 一用以處理該等化器輸出以對該各個載子產生符號決 策之裝置； 其中，該用以決定該資料鮑率之第一 SNR的裝置，包 括一用以當收到資料鮑率時即將該等化器輸出自符號決策 中扣除，以產生第一差值之裝置，與一用以將該第一差值 予以平方而得第一雜訊估計，並且藉信號功率而正規化該 第一雜訊估計以決定第一 S NR估計等之裝置；並且 該用以決定該訓練鮑率之第二SNR的裝置，包括一用 以當收到訓練鮑率時也會將該等化器輸出自預定之訓練資 料中扣除，以產生第二差值之裝置，與一用以將該第二差 值予以平方而得第二雜訊估計，並且藉信號功率而正規化 該第二雜訊估計以決定第二SNR估計等之裝置。 2 6 .如申請專利範圍第1 7項之裝置，其中更包括： 一用以於進行該第一與第二SNR至少其中之一與某一 預定選取標準加以比較的步驟前，先將該第一與第二SNR 予以低通濾波之裝置。 2 7.如申請專利範圍第2 6項之裝置，其中更包括： 一用以當進行額外的S NR決定作業時，減少用於該低 通濾波步驟内的低通濾波器頻寬之骞置。 2 8 .如申請專利範圍第1 7項之裝置，其中用以決定該資 料鮑率的第一 SNR之裝置包括：

   O:\64\64885.ptc 第28頁 480850 _案號89112412_和年N月>7曰_iMz_ 六、申請專利範圍 一用以在位於兩個預設頻帶内的多個載子所選定的其 中之一内估計其資料鮑率SNR之裝置； 一用以將該兩個頻帶内的資料鮑率S N R予以平均化， 藉以產生一平均SNR之裝置；以及 一用以利用該平均SNR於該第一與第二SNR至少其中之 一與某一預定選取標準加以比較之裝置。 2 9 .如申請專利範圍第2 8項之裝置，其中該頻段個別係 10 kHz的寬度。 3 0 .如申請專利範圍第1 7項之裝置，其中更包括下列步 驟： 一用以偵測由中央頻道頻率處約± 1 0 kHz位置處的第 一相鄰信號能量之裝置。 3 1 .如申請專利範圍第1 7項之裝置，其中更包括下列步 驟： 一用以將位於由中央頻道頻率處約±5 kHz位置處之 載子上的資料鮑率第一 SNR予以平均化之裝置。 3 2 .如申請專利範圍第1 7項之裝置，其中用以決定該資 料鮑率的第一 SNR之裝置包括： 一用以利用位於自中央頻道頻率處約-1 5 kH z到約- 5 kHz的第一頻段内，以及另一自中央頻道頻率處約+5 kHz 到約+ 1 5 k Η z的第二頻段範圍内載子上之資料鮑率來估計 SNR值之裝置；以及 一用以將位於該第一與第二頻段内各個載子上的資料 鮑率SNR值予以平均化之裝置。

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