KR20020026466A

KR20020026466A - 신호 대 잡음비 추정 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20020026466A
Application number: KR1020017016477A
Authority: KR
Inventors: 골드스턴던로이; 매서린마르쿠스엠
Original assignee: 쥬리 제프리 피; 아이비큐티 디지털 코포레이션
Priority date: 1999-06-24
Filing date: 2000-06-22
Publication date: 2002-04-10
Also published as: AR026863A1; WO2000079710A1; AU5757900A; US6532258B1; JP2003502937A; BR0011814A; CN1358365A; EP1190511A1; TW480850B; CN1173496C; RU2235435C2; MXPA01013125A; CA2374182A1

Abstract

디지털 정보로 변조된 다수의 반송파에 대한 SNR를 추정하는 방법으로서, 여기서, 디지털 정보는 데이터 보드 및 트레이닝 보드를 포함하며, 이러한 방법은, 다수의 반송파를 수신하는 단계와, 데이터 보드에 대한 제 1 SNR를 결정하는 단계와, 트레이닝 보드에 대한 제 2 SNR를 결정하는 단계와, 제 1 SNR과 제 2 SNR 중 하나를 소정의 선택 기준과 비교하는 단계와, 그 비교 단계를 기초로 하여 제 1 SNR 및 제 2 SNR 중 하나를 선택하는 단계를 포함한다. 바람직한 실시예에서, 반송파는 반송파 각각에 대한 등화기 출력을 생성하도록 처리되며, 등화기 출력은 반송파 각각에 대한 기호 결정값을 생성하도록 처리된다. 등화기 출력은 데이터 보드가 수신되어 제 1 차이값을 생성할 때 기호 결정값에서 감산되며, 제 1 차이값은 제곱되어 제 1 SNR 추정값을 생성한다. 등화기 출력은 트레이닝 보드가 수신되어 제 2 차이값을 생성할 때 소정의 트레이닝 데이터에서 또한 감산되며, 제 2 차이값은 제곱되어 제 2 신호 대 잡음 추정값을 생성한다. 상술한 방법을 수행하는 장치를 또한 포함하고 있다.

Description

신호 대 잡음비 추정 방법 및 장치{METHOD FOR ESTIMATING SIGNAL-TO-NOISE RATIO OF DIGITAL CARRIERS IN AN AM COMPATIBLE DIGITAL AUDIO BROADCASTING SYSTEM}

디지털 인코딩 오디오 신호를 방송하여 오디오 충실도를 향상시키는 가능성에 대한 관심이 증가하고 있다. 몇가지 방안이 제안되어 왔다. 그 한가지 방안으로, 미국 특허 제 5,588,022 호에서는 표준 AM 방송 채널에서 아날로그 신호와 디지털 신호를 동시에 방송하는 방법을 개시하고 있다. 제 1 주파수 스펙트럼을 가진 진폭 변조의 무선 주파수 신호가 방송된다. 진폭 변조의 무선 주파수 신호는 아날로그 프로그램 신호에 의해 변조된 제 1 반송파를 포함하고 있다. 동시에, 다수의 디지털 변조의 반송파 신호는 제 1 주파수 스펙트럼을 포함하는 대역폭내에서 방송된다. 각각의 디지털 변조의 반송파 신호는 디지털 프로그램 신호의 일부에의해 변조된다. 제 1 그룹의 디지털 변조의 반송파 신호는 제 1 주파수 스펙트럼 내에 있으며, 제 1 반송파 신호로 직교 변조된다. 제 2 및 제 3 그룹의 디지털 변조의 반송파 신호는 제 1 주파수 스펙트럼의 외측에 있으며, 제 1 반송파 신호로 동상 및 직교 변조된다.

미국 특허 제 5,588,022 호에 기재된 AM 호환성의 디지털 오디오 반송 시스템의 파형은 아날로그 AM 채널과의 혼선을 피하면서 디지털 신호에 충분한 데이터 처리량을 제공하도록 구성되어 있다. 통신 정보를 보유하기 위해 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)에 의해 다수의 반송파가 사용된다.

소비자의 AM 라디오의 모노포닉 검파기는 수신된 신호의 엔벨루프(envelope)에만 응답하고 그 위상에는 응답하지 않는다. 다수의 디지털 변조 반송파를 사용하기 때문에, 이러한 하이브리드 신호에 의해 발생되는 엔벨루프 왜곡을 감소시키는 수단이 필요하다. 본 발명의 양수인에게 양도된 미국 특허 제 5,859,876 호는 AM 호환성의 디지털 오디오 방송 시스템의 엔벨루프 왜곡을 감소시키는 방법을 개시하고 있다. 아날로그 AM 반송파의 주파수 위에 있는 특정 디지털 반송파는 아날로그 AM 반송파 아래의 동일 주파수 오프셋에 있는 관련 디지털 반송파를 가지고 있다. 상위 디지털 반송파 위에 배치된 데이터 및 변조와 그 사본은 그들의 부가로 인해 생성되는 신호가 아날로그 AM 반송파와 동상인 성분을 가지고 있지 않도록 되어 있다. 이러한 방식으로 배열된 디지털 반송파 쌍은 상보 관계에 있다고 한다. 이러한 구성으로, AM 호환성의 디지털 방송 신호의 아날로그 AM 수신에서의 충실도를 상당히 향상시킬수 있다.

수신기에서, 디지털 신호는 고속 푸리에 변환(FFT)에 의해 복조된다. 한가지 방법 및 장치가 미국 특허 제 5,633,896 호에 기재되어 있다. 이 특허는, 수신된 OFDM 디지털 신호의 동상 및 직교 위상 성분 각각에 대하여 이중의 고속 푸리에 변환 과정을 사용함으로써, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 변조 형태를 사용하는 AM 호환성의 디지털 오디오 방송(AM DAB) 시스템에서 아날로그 신호와 디지털 신호간의 불필요한 혼선을 최소화하는 복조 기술을 기재하고 있다. 직교 채널의 출력은 상보 데이터를 복구하는데 사용되며, 최종적으로 처리된 성분의 신호는 비상보 데이터를 회복하도록 합산된다.

수신된 다중 반송파 신호는, 동적 채널 응답 변화가 있는 경우에, 등화(equalization)가 필요하다. 이러한 등화가 없으면, 상당히 왜곡된 신호가 검파될 수 있고, 디지털 방송 신호 정보를 복구할 수 없을 것이다. 등화기는 디지털 오디오 방송 신호 정보의 복구를 향상시킨다. 이러한 등화기는 미국 특허 제 5,559,830 호에 기재되어 있다. 이러한 특허에 기재된 등화기는 AM 호환성의 디지털 오디오 방송 파형을 수신하고 그 파형을 파형 벡터로서 저장하는 수단을 포함하고 있다. 그 다음, 등화기는 파형 벡터에 등화 벡터를 승산하여 그 파형을 처리한다. 이러한 등화 벡터는 다수의 등화기 계수를 포함하며, 여기서, 각각의 계수는 초기에 소정값으로 설정된다. 그 다음, 등화기는 처리된 파형 벡터의 각각의 위치를 저장된 파형 벡터와 비교한다. 등화기는 저장된 파형 벡터에 가장 근접한 벡터 위치를 신호로서 선택한다. 바람직하게, 등화기는, 그 파형 벡터를 이용하여 등화기 계수, 처리된 파형 벡터 및 저장된 파형 벡터를 갱신하여, 노이즈를 막고 전파채널에서의 변화에 응답하는 수단을 포함한다.

미국 특허 제 5,633,896 호 및 제 5,559,830 호의 등화기에서, 주파수 영역 정보는 주파수 영역 벡터로서 등화기에 제공된다. 주파수 영역 정보의 각 블럭은 저장 어레이에 저장된다. 이러한 저장 어레이 벡터는 다수의 등화기 계수에 의해 승산된다. 이러한 승산의 최종적인 결과는 등화된 신호이다. 정확한 값의 세트는, 등화 신호의 각각의 벡터 위치를 비교할 수 있는 등화기의 우선 순위(priori)를 알고 있다. 벡터 위치에 기재된 값에 가장 근접한 이상적인 값은 실제 신호 값으로서 선택된다. 결정 벡터는 결정 어레이에 저장된다. 수신된 신호, 등화 신호 및 결정 어레이를 이용하면, 등화기 계수 추정기는 계수 추정치를 계산한다. 계수 갱신 비율은 등화기의 노이즈 면역성 및 수렴 비율을 결정한다. 대역의 상이한 부분에서의 계수는 왜곡 메카니즘의 인식(knowledge)에 따라 상이한 비율로 갱신될 수 있다. 본 명세서에서, 미국 특허 제 5,633,896 호 및 미국 특허 제 5,559,830 호는 참조 문헌이다.

한가지 제안된 AM DAB 시스템은 디지털 반송파의 트렐리스 코드 변조법을 이용한다. 트렐리스 코드 변조법이 사용되는 경우에, 수신기의 성능은 수신된 SNR이 트렐리스 디코딩에 사용될 때 향상시킬 수가 있다. 이러한 사실은 일부 반송파에 대한 SNR이 주파수 대역의 한 부분에만 영향을 미치는 간섭 또는 주파수 선택적 페이딩으로 인해, 다른 반송파의 SNR과는 상당히 차이가 있을 수 있는 OFDM 시스템에서 더욱 그러하다. 따라서, 직교 주파수 분할 다중화를 이용하는 대역내 온 채널(In-Band On-Channel)(IBOC) DAB 시스템에서 정확한 SNR 추정이 필요하다.

본 발명은 무선 방송에 관한 것이며, 보다 상세하게는, 진폭 변조의 호환성 디지털 방송 시스템에서 디지털 반송파의 신호 대 잡음비(SNR)를 추정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

본 발명은 첨부한 도면을 기준으로 하며 당업자에게는 쉽게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 종래의 합성 아날로그 AM 및 디지털 방송 신호를 도시하는 도면,

도 2는 본 발명의 SNR를 포함할 수 있는 수신기의 블록도,

도 3는 본 발명의 SNR 추정 방법을 이용하는 복조기 및 어댑티브 등화기의 동작을 도시하는 기능적인 블록도,

도 4는 본 발명의 SNR 추정 방법을 도시하는 기능적인 블록도,

도 5 및 도 6은 본 발명의 방법 및 장치를 이용하여 처리될 수 있는 대역내 온 채널 디지털 오디오 방송 신호에 대한 간섭 시나리오의 파워 스펙트럼 밀도를 도시하는 도면.

본 발명은 디지털 정보로 변조된 다수의 반송파에 대한 SNR를 추정하는 방법을 제공하며, 여기서, 디지털 정보는 데이터 보드(Baud) 및 트레이닝 보드를 포함하며, 이러한 방법은, 다수의 반송파를 수신하는 단계와, 데이터 보드에 대한 제 1 SNR를 결정하는 단계와, 트레이닝 보드에 대한 제 2 SNR를 결정하는 단계와, 제 1 SNR과 제 2 SNR 중 하나를 소정의 선택 기준과 비교하는 단계와, 그 비교 단계를 기초로 하여 제 1 SNR 및 제 2 SNR 중 하나를 선택하는 단계를 포함한다.

바람직한 실시예에서, 반송파는 반송파 각각에 대한 등화기 출력을 생성하도록 처리되며, 등화기 출력은 반송파 각각에 대한 기호 결정값을 생성하도록 처리된다. 등화기 출력은 데이터 보드가 수신되어 제 1 차이값을 생성할 때 기호 결정값에서 감산되며, 제 1 차이값은 제곱되어 제 1 SNR 추정값을 생성한다. 등화기 출력은 트레이닝 보드가 수신되어 제 2 차이값을 생성할 때 소정의 트레이닝 데이터에서 또한 감산되며, 제 2 차이값은 제곱되어 제 2 SNR 추정값을 생성한다.

본 발명은 상술한 방법을 이용하는 무선 주파수 수신기의 동작과, 그 방법을 수행하는 장치 및 그 장치를 포함하는 무선 주파수 수신기를 또한 포함한다.

하이브리드 대역내 온 채널(IBOC) 디지털 오디오 방송 시스템에 의해, 동일 채널내의 아날로그 및 디지털 인코딩 오디오 신호를 동시에 송신할 수 있다. 송신된 신호는 대략 5 kHz의 오디오 대역폭으로 대역이 제한된 기존의 아날로그 AM 신호와, AM 반송파로부터 대략 ± 15 kHz 확장된 디지털 반송파를 포함한다. 디지털 인코딩 오디오를 송신함과 동시에, 디지털 반송파는 트레이닝 시퀀스로 알려진 기존의 데이터를 또한 주기적으로 반송한다. 이러한 방송은 다수의 직교 주파수 분할 변조(OFDM) 반송파에 의해 디지털 파형을 송신함으로써 이루어지며, 여기서, 일부 반송파는 아날로그 AM 신호로 직교 변조되며, 표준 AM 방송 신호가 상당한 에너지를 가지고 있는 스펙트럼 영역내에 배치된다. 남은 디지털 반송파는 아날로그 AM 신호로 동상 및 직교 변조되며, 동일 채널내에 아날로그 AM 신호로서 배치되지만, 아날로그 AM 신호가 상당한 에너지를 가지고 있지 않은 스펙트럼 영역내에 배치된다. 미국내에서, AM 방송국의 전파 방출은 미연방 통신 위원회(FCC) 규제에 따라 제한되어 다음과 같이 정의된 신호 레벨 마스크내에 배치된다. 즉, 아날로그 반송파로부터 제거된 10.2 kHz 내지 20 kHz의 전파 방출은 미변조의 아날로그 반송파 레벨 아래의최소한 25 dB로 감소되어야 하며, 아날로그 반송파에서 제거된 20 kHz 내지 30 kHz의 전파 방출은 미변조의 아날로그 반송파 레벨 아래의 최소한 35 dB로 감쇠되어야 하며, 아날로그 반송파에서 제거된 30 kHz 내지 60 kHz의 전파 방출은 미변조의 아날로그 반송파 레벨 아래의 최소한 [35 dB + 1 dB/kHz]로 감쇠되어야 한다.

도 1은 본 발명에 의해 이용될 수 있는 유형의 AM 디지털 오디오 방송 신호의 스펙트럼을 도시하고 있다. 곡선(10)은 표준 방송의 진폭 변조 신호의 크기 스펙트럼을 나타내며, 여기서, 반송파는 f₀의 주파수를 가지고 있다. FCC 전파 방출 마스크는 아이템 숫자(12)로 표시된다. OFDM 파형은 f₁= 59.535 ·10⁶/(131072), 즉 대략 454 Hz로 이격된 일련의 데이터 반송파로 구성되어 있다. 24 개의 제 1 그룹의 디지털 변조 반송파는, 도 1에서 14로 표시된 엔벨루프로 표시된 바와 같이, (f₀- 12 f₁) 와 (f₀+ 12 f₁) 사이의 주파수 대역내에 배치되어 있다. 여기서, 이러한 신호의 대부분은, 아날로그 AM 신호와의 혼선을 최소화하기 위해서, 미변조의 AM 반송파 신호의 레벨보다 낮은 39.4 dB에 배치된다. 또한, 혼선은, 아날로그 AM 파형과의 직교성을 보장하는 방식으로 디지털 정보를 인코딩함으로써 추가로 감소된다. 이러한 유형의 인코딩을 상보 인코딩(즉, 상보 BPSK, 상보 QPSK, 또는 상보32 QAM)이라 하며, 이미 상술한 미국 특허 제 5,859,876 호에 충분히 설명되어 있다. 상보 BPSK 변조는 타이밍 복구를 용이하게 하기 위해 가장 안쪽에 있는 디지털 반송파 쌍에 대해 사용된다. 이러한 반송파는 -28 dBc의 레벨에 설정된다. 이러한 제 1 그룹내의 다른 모든 반송파는 -39.4 dBc의 레벨에 설정되고, 48 및 32 kbps 인코딩 속도에 맞는 상보 32 QAM을 이용하여 변조된다. 상보 8 PSK 변조는 16 kbps 인코딩 속도를 위해 (f₀- 11f₁)와 (f₀- 2f₁) 사이의 반송파 및 (f₀+ 2f₁)와 (f₀+ 11f₁) 사이의 반송파에 대해 사용된다. 3개의 속도 모두에 대하여, (f₀- 12f₁)의 반송파 및 (f₀+ 12f₁)의 반송파는 추가 데이터를 반송하며, 상보 32 QAM를 이용하여 변조될 수 있다.

다른 그룹의 디지털 반송파는 제 1 그룹의 외측에 배치된다. 이러한 디지털 파형이 아날로그 신호로 직교되어야 하는 필요성은 아날로그 AM 신호 대역폭을 제한함으로써 제거할 수 있다. 각각 엔벨루프(16) 및 엔벨루프(18)로 둘러싸인 제 2 그룹내의 반송파 및 제 3 그룹내의 반송파는, 예를 들어, 48 kbps 및 32 kbps 속도에 대하여 32 QAM를, 16 kbps 속도에 대하여는 8 PSK를 이용하여 변조될 수 있다. 이러한 반송파는 모든 인코딩 속도에 대하여 -30 dBc의 레벨로 설정된다.

도 2는 도 1의 디지털 및 아날로그 합성 신호를 수신하도록 구성된 수신기의 블록도이다. 안테나(110)는 디지털 및 아날로그 신호를 포함하는 합성 파형을 수신하여 일반적인 입력단(112)으로 전달하고, 여기서, 입력단은 무선 주파수 사전선택기, 증폭기, 혼합기 및 국부 발진기를 포함할 수 있다. 라인(114) 상에는 입력단에 의해 중간 주파수 신호가 생성된다. 이러한 중간 주파수 신호는 자동 이득 제어 회로(AGC : 116)를 지나 I/Q 신호 발생기(118)로 전달된다. I/Q 신호 발생기는, 라인(120)에는 동상 신호를 생성하고, 라인(122)에는 직교 신호를 생성한다. 라인(120) 상의 동상 채널 출력은 아날로그-디지털 변환기(124)로 입력된다. 유사하게, 라인(122)상의 직교 채널 출력은 다른 아날로그-디지털 변환기(126)로 입력된다. 라인(120) 및 라인(122) 상의 피드백 신호는 자동 이득 제어 회로(116)를 제어하는데 사용된다. 라인(120) 상의 신호는, 블록(140)으로 표시된 바와 같이 분리 출력되어 출력단(142)으로 전달된 후에, 스피커(144) 또는 다른 출력 장치로 전달되는 아날로그 AM 신호를 포함하고 있다.

옵션인 고역 통과 필터(146)는, 아날로그 AM 신호의 에너지를 배제하기 위해, 라인(128) 상의 동상 성분을 필터링하고, 라인(148) 상의 필터링 신호를 제공하는데 사용될 수 있다. 고역 통과 필터를 사용하지 않으면, 라인(148) 상의 신호는 라인(128) 상의 신호와 동일하다. 복조기(150)는 라인(148) 및 라인(130)상의 디지털 신호를 수신하고, 라인(154) 상에 출력 신호를 생성한다. 이러한 출력 신호는 등화기(156) 및 스위치(158)로 전달된다. 상보 반송파에 대해 보다 높은 신호 대 잡음비(SNR)를 얻기 위해서, 상보 반송파 쌍에 대한 FFT 출력들이 결합된다. 스위치의 출력은 데이터 완전성을 향상시키기 위해, 디인터리빙 회로(deinterleaving circuit) 및 순방향 오류 정정(FEC) 디코더(164)로 전송된다. 디인터리버/순방향 오류 정정 회로의 출력은 소스 디코더(166)로 전달된다. 소스 디코더의 출력은 회로(168)에 의해 지연되어 송신기에서의 아날로그 신호를 보상하고, 수신기에서의 아날로그 및 디지털 신호를 시간적으로 배열한다. 딜레이 회로(168)의 출력은 디지털-아날로그 변환기(160)에 의해 아날로그 신호로 변환되어, 출력단(142)으로 진행하는 신호를 라인(162) 상에 생성한다. 다른 제어 특징은 모드 제어 및 데이터 동기 프로세서(163) 및 정규/트레이닝 동기 블록(165)에 의해 제공된다. 모드 제어 및 데이터 동기 프로세서(163)는 제어 정보를 처리하고, 내부의 인터리버의 경계와 오디오 인코딩 속도를 결정한다. 정규/트레이닝 동기 블록은 수신된 보드가 정규 보드 또는 트레이닝 보드인지 여부를 결정한다.

도 3은 본 발명에 따른 복조기(150) 및 어댑티브 등화기(156)의 동작을 설명하는 기능적인 블록도이다. SNR 추정치는, SNR이 높을 경우의 채널 변화에 대한 신속한 응답 및 SNR이 낮을 경우의 노이즈에 대한 로버스트니스를 가능하도록, 등화기의 수렴 계수를 제어하는데 사용될 수 있다. 또한, SNR 추정치는 오류 정정 처리에서 성능을 향상시키는데 사용될 수 있다. 동상(I) 신호 및 직교(Q) 신호는 입력으로서 라인(148) 및 라인(130) 상에서 윈도우 및 보호 간격 제거 회로(170)에 둘 다 제공된다. 이러한 신호는 도 2에 도시된 것과 유사한 다운 컨버터 구성 요소를 이용하여 제공될 수 있다. 윈도우는, 디지털 반송파가 직교로 남아 있도록 적용되거나, 최소한 디지털 반송파 간의 직교성 결여는 시스템 성능에 충격이 가하지 않을 정도로 충분히 적다. I 및 Q 신호는 송신된 보드 간격에서 동기화되고, 각각의 보드는 FFT 회로(172)에 입력된다. 일부의 경우에, 고역 통과 필터(146)에 의해 처리되기 전에 윈도우 및 보호 대역 제거 동작을 수행하는 것이 바람직하다. 윈도우 및 보호 간격 제거 회로(170)에서 나오는 출력은 FFT(172)로 입력된다.FFT의 출력은 라인(154)에 의해 계수 승산기(174)로 입력된다. 계수 승산기는 각각의 디지털 반송파에 대한 데이터의 크기 및 위상을 조정하여 채널 효과, 송신기 및 수신기의 필터링, 및 수신된 디지털 정보의 크기 및 위상에 영향을 줄 수 있는 다른 인자를 보상한다. 계수 승산기 입력은 기호 결정값을 생성하는데 사용되고, 이것은 송신되었던 콘스텔레이션 포인트를 결정한다. 사전 등화된 콘스텔레이션 포인트 및 등화기 계수의 이전 값과 함께 이러한 결정값들은 블록(178)으로 표시된 바와 같이 등화기 계수를 갱신하는데 사용된다. 블록(178)은 최소 평균 제곱(Least mean squares : LMS) 또는 재귀적 최소 제곱(Recursive Least Squares : RLS)과 같은 기존의 알고리즘을 이용하여 등화기의 계수를 갱신할 수 있다.

본 발명은, 트렐리스 코드 변조를 이용하여 트렐리스 디코더로의 입력에 정보의 SNR를 이용하는 수신기에 특히 적용가능하다. 본 발명은 OFDM 디지털 오디오 방송 시스템에서의 반송파에 대한 SNR의 두가지 추정치를 계산하는 방법을 포함하며, 여기서, 한가지 추정치는 수신된 디지털 인코딩 오디오 정보를 기초로 하며, 다른 하나의 추정치는 수신된 트레이닝 시퀀스를 기초로 한다. SNR 추정치 중에서 가장 신뢰할 수 있는 추정치가 선택되어 전형적인 간섭 시나리오에 대한 가정 시험을 행하고, 보다 신뢰할 수 있는 추정치가 트렐리스 디코더에 사용될 수 있도록 그 추정치를 개량하는 것이 가능하다. 보다 신뢰할 수 있는 추정치는 등화기에서 수렴 인자를 설정하는데 또한 사용될 수 있다.

미국 특허 제 5,559,830 호에는 등화기 계수의 갱신 알고리즘을 가진 등화기에 대한 하나의 동작 모드를 개시되어 있다. 본 발명은 블록(180)으로 예시되어있는 바와 같이 SNR을 추정함으로써 등화기의 동작 및 등화기 계수의 갱신 알고리즘을 향상시킨다. 블록(182)은 SNR 추정치가 등화기 수렴 인자를 조정하는데 사용되는 것을 예시하고 있다. SNR 추정치는 오류 정정 처리의 기능을 향상시키는데 또한 사용될 수 있다. 콘벌루션 또는 터보 코드 및 트렐리스 코드 변조를 사용하는 오류 정정은, SNR 추정치가 오류 정정 기능을 향상시키는데 사용될 수 있는 경우의 예를 나타내고 있다. 도 2 및 도 3에 도시된 바와 같이, 블록(180)으로부터의 반송파의 SNR 추정치는 스위치(158)에 입력된다. 현재의 보드가 블록(165)에 의해 정규 보드인 것으로 결정된 경우에, 스위치는 반송파의 SNR 추정치를 디인터리빙 및 FEC 처리 블록(164)으로 전달한다.

도 3에 도시된 바와 같이, 기호 결정 정보 및 등화된 주파수 영역 데이터는 디지털 반송파에 대한 SNR을 추정하는데 사용된다. 반송파의 SNR 추정 처리의 동작은 도 4에 상세히 나타나 있다. 각각의 디지털 반송파에 있어서, 라인(184) 및 라인(186) 상에 제공되는 등화기 출력은, 정규 데이터 보드가 폐쇄 스위치(192, 194)에 의해 수신된 경우에 라인(188, 190) 상에 공급된 기호 결정값에서 감산되거나, 트레이닝 보드가 폐쇄 스위치(200, 202)에 의해 수신된 경우에 라인(196, 198) 상에 공급된 기존의 트레이닝 정보로부터 감산된다. 벡터 a 및 벡터 b의 기준인 감산 결과는, 블록(204, 206, 208, 210)에 예시된 바와 같이, 제곱되어 노이즈의 멱급수 추정치를 제공한다. 수신된 SNR이 높은 경우와 같이, 기호 결정이 올바른 경우에, 정규 데이터 보드로부터의 정보는 결과적으로 SNR의 양호한 추정치가 될 것이다. 그러나, 기호 결정이 올바르지 않을 경우에, 정규 데이터 보드로부터의정보는 신뢰할 수 없을 것이며, 트레이닝 보드로부터의 정보만이 결과적으로 SNR의 양호한 추정치가 될 것이다. 그러나, 정규 데이터 보드 정보는 트레이닝 보드 정보 보다 매우 자주 송신되기 때문에, 가능한 한 정규 데이터 보드 정보를 이용하는 것이 바람직하다. 정규 및 트레이닝 보드로부터의 정보는 실질적으로 노이즈의 멱급수를 추정하지만, 디지털 반송파가 일정한 평균 멱급수로 송신되는 경우에는, SNR은 노이즈 멱급수 추정치의 평균값에 의해 결정될 수 있다. 도 4에 도시된 바와 같이, 저역 통과 필터(212, 214, 216, 218)는 SNR 추정치를 평탄하게 하는데 사용될 수 있다. 저역 통과 필터의 파라미터는, 저역 통과 필터의 대역폭이 SNR의 추정 수가 증가함에 따라 감소하게 되도록 조정될 수 있다. 저역 통과 필터링에 이어서, 모든 반송파로부터의 정규 및 트레이닝 보드 SNR 추정치는 가정 실험 회로(220)에 입력된다.

가정 실험 회로(220)는 SNR 정보를 처리하고, AM 대역에서 기존의 전형적인 간섭 시나리오를 기초로 하여 가장 유사한 간섭 시나리오를 결정하고, 가장 유사한 간섭 시나리오를 기초로 하여 추정치를 향상시킬 수 있다. 가장 유사한 시나리오 중 하나는 제 2 인접 채널 간섭의 시나리오이다. 도 5는 주파수에서 하위에 있는 제 2 인접 간섭의 하이브리드 디지털 오디오 방송 신호(222)가 제공될 때 발생하는 스펙트럼 겹침(overlap)을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 간섭 신호(222)로부터의 디지털 반송파는 대략 - 15 kHz 에서 대략 - 5 kHz까지의 영역(226)에서 소망의 하이브리드 디지털 오디오 방송 신호(224)로부터의 디지털 반송파와 겹치게 된다. 제 2 인접 간섭의 존재 유무를 결정하는 가정 실험이 개발되어 모의실험되었다. 이러한 실험은 대략 10 kHz인 두 그룹 - 이 두그룹은 대략 - 15 kHz에서 대략 - 5 kHz까지 그리고 대략 5 kHz에서 대략 15 kHz까지의 범위를 가지고 있음 - 으로 처리되어 주파수에서 상위 또는 하위에 각각 있는 제 2 인접국을 검출한다. 각각의 영역에 있어서, dB 단위의 평균 SNR이 계산된다. 평균 레벨이 사전 설정된 임계치보다 적은 경우에, 트레이닝 보드로부터의 그 추정된 SNR은, 정규 보드로부터의 추정된 SNR이 부정확할 수 있기 때문에 그 영역에서의 모든 반송파에 대하여 사용된다. 역으로, 평균 레벨이 사전 설정된 임계치보다 큰 경우에, 정규 보드로부터의 SNR 추정치가 사용된다. 각각의 반송파를 임계치와 비교하는 대신에, 10 kHz 영역 위에서의 평균 SNR을 임계치와 비교하는 것의 장점은, 제 2 인접 간섭이 존재하는 경우에, 10 kHz 영역위에서의 평균은 하위 변수를 가진 SNR 추정치를 제공한다는 것이다.

유사한 가정 실험이, 제 3 인접, 제 1 인접, 및 공통 채널 간섭과 같은 다른 전형적인 간섭 시나리오에 대하여 개발될 수 있다. 예를 들어, 도 6은 제 1 인접 간섭의 하이브리드 디지털 오디오 방송 신호(228)가 존재하는 경우에 발생하는 스펙트럼 겹침을 도시하고 있다. 제 1 인접 AM 반송파가 위치될 수 있는 대략 ± 10 kHz에는 디지털 반송파가 존재하지 않기 때문에, 이러한 스펙트럼 위치에 상당한 에너지가 존재하는 것은 제 1 인접국이 존재한다는 것으로 표시할 수 있다. 또한, 디지털 반송파에 대한 SNR 추정치가 이러한 위치에서 더 멀리 위치한, 즉, 최대 ± 5 kHz로 멀리 위치한 반송파에 대해서 증가하는 경우에, 제 1 인접 간섭이 존재함을 또한 표시할 수 있다. 또한, 소망의 AM 반송파로부터의 대략 ± 5 kHz의 디지털 반송파에 대한 SNR 추정치는 평균치가 되어 제 1 인접 간섭국의 디지털 부분의 존재를 결정할 수 있다. 제 1 인접 간섭계가 존재한다고 결정되는 경우에, 대략 ± 10 kHz 부근에 있는 반송파에 대한 SNR 추정치는 간섭의 AM 반송파로부터 대략 5 kHz에 떨어진 영역에서의 반송파의 SNR을 기초로, 또한 AM국의 아날로그 부분의 전형적인 스펙트럼 기울기에 대한 지식을 기초로 하여 계산될 수 있다. 이러한 방법의 장점은, 간섭 AM 반송파로부터 대략 5 kHz 떨어진 디지털 반송파에 대한 SNR이 간섭 AM 반송파 부근에 위치한 디지털 반송파에 대한 SNR 보다 높을 수 있다는 것과, 상이한 AM 국에 대한 파워 스펙트럼 밀도가 유사하다는 것이다. 이러한 방식의 처리는 간섭 AM 반송파 부근의 영역에서 SNR 추정치를 향상시킬 수 있다. 제 2 인접 간섭에 대하여 상술한 바와 같이, 가정 실험은 데이터 보드 추정치가 임계치 아래에 있는 경우에 트레이닝 보드 추정치만을 사용할 수 있다.

반송파의 SNR 추정은, 등화기 갱신 알고리즘에 있어서, 수렴 인자 또는 적용 상수를 제어하는데 사용된다. 각각의 디지털 반송파는 두 개의 관련 등화기 수렴 인자, 즉, 정규 보드에 대한 것과 트레이닝 보드에 대한 것을 가지고 있다. 등화기 계수는 최소 평균 제곱(LMS) 또는 재귀적 최소 제곱(RLS)과 같은 알고리즘을 이용하여 갱신될 수 있다. 이러한 알고리즘은 채널 조건 변화에 대한 응답 시간을 제어하는 파라미터를 가지고 있다. 큰 수렴 인자에 대응하는 고속 응답에 의해 채널 조건의 고속 추적이 가능하다. 작은 수렴 인자에 대응하는 저속 응답에 의해서는, 노이즈가 있는 경우에 보다 많은 로버스트 수행이 가능하다. 도 3에 도시된 바와 같이, 반송파의 SNR 추정치는 등화기 수렴 인자를 조정하는데 사용된다. 반송파에 대한 SNR 추정치가 상대적으로 높을 경우에, 그 수렴 인자는 커질 수 있다. 등화기 계수 갱신 알고리즘은 올바른 기호 결정 정보에 의존한다. 기호 정보는 각각의 트레이닝 보드에 있어서 알고 있기 때문에, 보다 큰 수렴 인자를 정규 보드보다는 트레이닝 보드에 대해서 사용할 수 있는데, 그 이유는 반송파의 SNR이 낮은 경우에 기호 결정을 신뢰할 수 없기 때문이다. 상술한 바와 같이 이러한 등화기 수렴 인자 조정 알고리즘을 반송파의 SNR 추정 알로리즘과 함께 사용하는 것이, 결과적으로, 일정한 수렴 인자를 이용하거나 디지털 반송파의 SNR을 추정하기 위해 가정 실험을 이용하지 않는 시스템에 비해 성능이 향상된다는 것을 보여 주고 있다. 대체 실시예에서, 두 개의 신호 대 잡음비 추정의 결합은 하나의 신호 대 잡음비 추정을 형성하는데 사용될 수 있다. 이러한 최종 신호 대 잡음비 추정은 수렴 인자를 제어하는데 사용되고 오류 정정 처리에 사용된다.

본 발명은 진폭 변조의 호환성 디지털 오디오 방송 신호를 적절히 등화시키고 SNR를 추정하는 시스템을 제공한다. 상술한 명세서에서, 본 발명의 특정의 바람직한 실시예가 설정되었지만, 다음의 청구범위내에서 다른 방법으로 실시될 수 있다는 것을 알 수 있다.

Claims

데이터 보드 및 트레이닝 보드를 포함하는 디지털 정보로 변조된 다수의 반송파에 대한 신호 대 잡음비(SNR)를 추정하는 방법에 있어서,

상기 다수의 반송파를 수신하는 단계와,

상기 데이터 보드에 대한 제 1 SNR를 결정하는 단계와,

상기 트레이닝 보드에 대한 제 2 SNR를 결정하는 단계와,

상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR 중 하나를 사전 결정된 선택 기준과 비교하는 단계와,

상기 비교 단계를 기초로 하여 상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR 중 하나를 선택하는 단계

를 포함하는 신호 대 잡음비 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 데이터 보드에 대한 제 1 SNR를 결정하는 상기 단계는 상기 데이터 보드에 대한 노이즈 멱급수를 추정하여 데이터 보드의 노이즈 멱급수를 정규화하는 단계를 포함하는

신호 대 잡음비 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR 중에서 선택된 하나의 SNR를 이용하여 등화기에서 수렴 인자를 제어하는 단계를 더 포함하는

신호 대 잡음비 추정 방법.
제 3 항에 있어서,

상기 제 1 SNR은 선택되며, 상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR의 조합을 이용하여 상기 등화기에서 수렴 인자를 제어하는 단계를 더 포함하는

신호 대 잡음비 추정 방법.
제 3 항에 있어서,

상기 트레이닝 보드에 대한 상기 수렴 인자는 상기 데이터 보드에 대한 상기 수렴 인자보다 큰

신호 대 잡음비 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR 중에서 선택된 하나의 SNR를 이용하여 상기 데이터 보드의 오류 정정을 향상시키는 단계를 더 포함하는

신호 대 잡음비 추정 방법.
제 6 항에 있어서,

상기 제 1 SNR이 선택되며, 상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR의 조합을 이용하여 상기 데이터 보드의 오류 정정을 향상시키는 단계를 더 포함하는

신호 대 잡음비 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR 중 적어도 하나의 SNR를 사전 결정된 선택 기준과 비교하는 상기 단계는 상기 제 1 SNR를 사전 결정된 임계 레벨과 비교하는 단계를 포함하는

신호 대 잡음비 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 반송파를 처리하여 반송파 각각에 대해 등화기 출력을 생성하는 단계와,

상기 등화기 출력을 처리하여 반송파 각각에 대해 기호 결정을 생성하는 단계

를 더 포함하되,

상기 데이터 보드에 대한 제 1 SNR을 결정하는 상기 단계는, 데이터 보드가 수신된 경우에 상기 기호 결정으로부터 상기 등화기 출력을 감산하여 제 1 차이값을 생성하는 단계, 상기 제 1 차이값을 제곱하여 제 1 노이즈 추정값을 생성하는 단계, 및 신호 파워에 의해 제 1 노이즈 추정값을 정규화하여 제 1 SNR 추정치를 결정하는 단계를 포함하며,

상기 트레이닝 보드에 대한 제 2 SNR을 결정하는 상기 단계는, 트레이닝 보드가 수신되어 제 2 차이값이 생성될 때 상기 등화기 출력을 사전 결정된 트레이닝 데이터에서 감산하는 단계, 상기 제 2 차이값을 제곱하여 제 2 노이즈 추정값을 생성하는 단계, 및 신호 파워에 의해 제 2 노이즈 추정값을 정규화하여 제 2 SNR 추정값을 결정하는 단계를 포함하는

신호 대 잡음비 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR중 적어도 하나의 SNR를 사전 결정된 선택 기준과 비교하는 단계에 앞서 상기 제 1 SNR 및 상기 제 2 SNR를 저역 필터링하는 단계를 더 포함하는 신호 대 잡음비 추정 방법.
제 10 항에 있어서,

다른 SNR이 결정될 때, 상기 저역 필터링 단계에서 사용된 저역 통과 필터의 대역폭을 감소시키는 단계를 더 포함하는

신호 대 잡음비 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 데이터 보드에 대한 제 1 SNR를 결정하는 상기 단계는

2개의 사전 결정된 주파수 대역내에 있는 상기 다수의 반송파 중 선택된 반송파의 데이터 보드에 대한 SNR를 추정하는 단계와,

상기 2개의 주파수 대역의 상기 데이터 보드에 대한 SNR를 평균화하여 평균 SNR를 생성하는 단계와,

상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR중 적어도 하나의 SNR를 사전 결정된 선택 기준과 비교하는 상기 단계에서 상기 평균 SNR를 이용하는 단계

를 포함하는 신호 대 잡음비 추정 방법.
제 12 항에 있어서,

상기 주파수 대역은 각각이 대략 10 kHz의 폭을 가지고 있는

신호 대 잡음비 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

중앙의 채널 주파수로부터 대략 ± 10 kHz에 위치한 주파수에서 제 1 인접 신호 에너지를 검출하는 단계를 더 포함하는

신호 대 잡음비 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

중앙의 채널 주파수로부터 대략 ± 5 kHz에 위치한 반송파 상의 데이터 보드에 대한 상기 제 1 SNR를 평균화하는 단계를 더 포함하는

신호 대 잡음비 추정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 데이터 보드에 대한 제 1 SNR를 결정하는 상기 단계는

중앙의 채널 주파수로부터 대략 - 15 kHz 에서 대략 - 5 kHz까지의 제 1 주파수 대역에 위치한 반송파 상의, 그리고, 중앙의 채널 주파수로부터 대략 + 5 kHz에서 대략 + 15 kHz까지의 제 2 주파수 대역에 위치한 반송파 상의 데이터 보드에 대한 SNR를 추정하는 단계와,

상기 제 1 및 제 2 주파수 대역내의 반송파 상에서 데이터 보드에 대한 SNR를 평균화하는 단계

를 포함하는 신호 대 잡음비 추정 방법.
데이터 보드 및 트레이닝 보드를 포함하는 디지털 정보로 변조된 다수의 반송파에 대한 신호 대 잡음비(SNR)를 추정하는 장치에 있어서,

상기 다수의 반송파를 수신하는 수단과,

상기 데이터 보드에 대한 제 1 SNR를 결정하는 수단과,

상기 트레이닝 보드에 대한 제 2 SNR를 결정하는 수단과,

상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR 중 적어도 하나의 SNR를 사전 결정된 선택 기준과 비교하는 수단과,

상기 비교 단계를 기초로 하여, 상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR중에서 하나를 선택하는 수단

을 포함하는 신호 대 잡음비 추정 장치.
제 17 항에 있어서,

상기 데이터 보드에 대한 제 1 SNR을 결정하는 상기 수단은 상기 데이터 보드에 대한 노이즈 파워를 추정하고 상기 데이터 보드의 노이즈 파워를 정규화하는 수단을 포함하며,

상기 트레이닝 보드에 대한 제 2 SNR를 결정하는 상기 수단은 상기 트레이닝 보드에 대한 노이즈 파워를 추정하고 상기 트레이닝 보드의 노이즈 파워를 정규화하는 수단을 포함하는

신호 대 잡음비 추정 장치.
제 17 항에 있어서,

상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR 중에서 선택된 하나의 SNR를 이용하여, 등화기에서 수렴 인자를 제어하는 수단을 더 포함하는

신호 대 잡음비 추정 장치.
제 19 항에 있어서,

상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR의 조합을 이용하여, 상기 등화기에서 수렴 인자를 제어하는 수단을 더 포함하는

신호 대 잡음비 추정 장치.
제 19 항에 있어서,

상기 제 2 SNR에 대한 상기 수렴 인자는 상기 제 1 SNR에 대한 상기 수렴 인자보다 큰

신호 대 잡음비 추정 장치.
제 17 항에 있어서,

상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR중에서 선택된 하나의 SNR를 이용하여, 상기 데이터 보드의 오류 정정을 향상시키는 수단을 더 포함하는

신호 대 잡음비 추정 장치.
제 22 항에 있어서,

상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR의 조합을 이용하여, 상기 데이터 보드의 오류 정정을 향상시키는 수단을 더 포함하는

신호 대 잡음비 추정 장치.
제 17 항에 있어서,

상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR 중 적어도 하나를 사전 결정된 선택 기준과 비교하는 상기 수단은

상기 제 1 SNR를 사전 선택된 임계 레벨과 비교하는 수단을 포함하는

신호 대 잡음비 추정 장치.
제 17 항에 있어서,

상기 반송파를 처리하여 각각의 반송파에 대한 등화기 출력을 생성하는 수단과,

상기 등화기 출력을 처리하여 각각의 반송파에 대한 기호 결정을 생성하는 수단

을 더 포함하되,

상기 데이터 보드에 대한 제 1 SNR을 결정하는 상기 수단은, 데이터 보드가 수신되어 제 1 차이값을 생성할 때 상기 기호 결정으로부터 상기 등화기 출력을 감산하는 수단, 상기 제 1 차이값을 제곱하여 제 1 노이즈 추정값을 생성하는 수단, 및 신호 파워에 의해 상기 제 1 노이즈 추정값을 정규화하여 제 1 신호 대 잡음 추정값을 결정하는 수단을 포함하며,

상기 트레이닝 보드에 대한 제 2 SNR을 결정하는 상기 수단은, 트레이닝 보드가 수신되어 제 2 차이값을 생성할 때 상기 등화기 출력을 사전 결정된 트레이닝 데이터로부터 감산하는 수단, 상기 제 2 차이값을 제곱하여 제 2 노이즈 추정값을 생성하는 수단, 및 신호 파워에 의해 제 2 노이즈 추정값을 정규화하여 제 2 신호 대 잡음 추정값을 결정하는 수단을 포함하는

신호 대 잡음비 추정 장치.
제 17 항에 있어서,

상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR 중 적어도 하나의 SNR를 사전 결정된 선택 기준과 비교하기 전에 상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR을 저역 필터링하는 수단을 더 포함하는

신호 대 잡음비 추정 장치.
제 26 항에 있어서,

다른 SNR이 결정될 때, 상기 저역 필터링에서 사용된 저역 통과 필터의 대역폭을 감소시키는 수단을 더 포함하는

신호 대 잡음비 추정 장치.
제 17 항에 있어서,

상기 데이터 보드에 대한 제 1 SNR을 결정하는 상기 수단은

2개의 사전 결정된 주파수 대역내에 있는 상기 다수의 반송파 중에서 선택된 반송파의 데이터 보드에 대한 SNR을 추정하는 수단과,

상기 2개의 주파수 대역의 데이터 보드에 대한 SNR을 평균화하여 평균 SNR을 생성하는 수단과,

상기 제 1 SNR과 상기 제 2 SNR 중 적어도 하나를 사전 결정된 선택 기준과 비교하는 상기 수단에서 상기 평균 SNR을 이용하는 수단

을 포함하는 신호 대 잡음비 추정 장치.
제 28 항에 있어서,

상기 주파수 대역은 각각이 대략 10 kHz의 폭을 가지고 있는

신호 대 잡음비 추정 장치.
제 17 항에 있어서,

중앙의 채널 주파수로부터 대략 ±10 kHz에 위치한 주파수에서 제 1 인접 신호 에너지를 검출하는 수단을 더 포함하는

신호 대 잡음비 추정 장치.
제 17 항에 있어서,

중앙의 채널로부터 대략 ±5 kHz에 위치한 반송파 상의 데이터 보드에 대한 상기 제 1 SNR을 평균화하는 수단을 더 포함하는

신호 대 잡음비 추정 장치.
제 17 항에 있어서,

상기 데이터 보드에 대한 제 1 SNR을 결정하는 상기 수단은

중앙의 채널 주파수로부터 대략 - 15 kHz에서 대략 - 5 kHz까지의 제 1 주파수 대역에 위치한 반송파 상의, 그리고, 중앙의 채널 주파수로부터 대략 + 5 kHz에서 대략 + 15 kHz까지의 제 2 주파수 대역에 위치한 반송파 상의 데이터 보드에 대한 SNR을 추정하는 수단과,

상기 제 1 주파수 대역과 상기 제 2 주파수 대역내의 반송파 상의 데이터 보드에 대한 SNR을 평균화하는 수단

을 포함하는 신호 대 잡음비 추정 장치.