MÉTODO PARA ESTIMAR LA RELACIÓN SEÑAL A RUIDO DE LOS PORTADORES DIGITALES EN UN SISTEMA DE AUDIO RADIODIFUSIÓN
DIGITAL COMPATIBLE CON AM DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN Esta invención se relaciona a radiodifusión y, más particularmente, a los métodos de y aparatos para estimar la relación señal a ruido (SNR) de los portadores digitales en un sistema de radiodifusión digital compatible con amplitud modulada. Ha habido un interés incrementado en la posibilidad de difundir las señales de audio codificadas digitalmente para proporcionar una fidelidad de auciio mejorada. Se han sugerido varios procedimientos. Uno de tales procedimientos, indicado en la Patente de los Estados Unidos No. 5,588,022, enseña un método para difundir simultáneamente las señales analógicas y digitales en un canal de radiodifusión AM estándar. Se difunde una señal cíe radio frecuencia de amplitud modulada que tiene un primer espectro de frecuencia. La señal de radio frecuencia de amplitud modulada incluye un primer portador modulado por una señal de programa analógico. Simultáneamente, 5¿=-difunde una pluralidad de señales portadoras modulad-^ digitalmente dentro de un ancho de banda que comprende 1 primer espectro de frecuencia. Cada una de las señales portadoras moduladas digitalmente es modulada por una porción de una señal de programa digital. Un primer grupo de las señales portadoras moduladas digitalmente está dentro del primer espectro de frecuencia y se modula en cuadratura con la primera señal portadora. El segundo, y tercer grupos de las señales portadoras moduladas digitalmente escá fuera del primer espectro de frecuencia y se modula tanto en fase y en cuadratura con la primera señal portadora. La forma de onda en el sistema ae uai radiodifusión digital compatible con AM descrito en la Patente de los Estados Unidos No. 5,588,022, se ha formulado para proporcionar suficiente rendimiento de datos para ia señal digital mientras que evita la diafonía en el canal AM analógico. Se emplean múltiples portadores por medio del multiplexeo de división de frecuencia ortogonal (OFDM) para portar la información comunicada. Los detectores monofónicos para los radios AM de consumidores responden solamente a la cubierta y no 1.5 fase de la señal recibida. Debido al uso de los p-. c -. i. ~ : --modulados digitalmente múltiples, hay una necesidad a _r. medio para reducir la distorsión de cubierta provocada por esta señal híbrida. La Patente de los Estados Unidos NO. 5,859,876, concedida a la cesionaria de la presence invención, describe un método para reducir la distorsión de la cubierta en un sistema de audio radiodifusión digital compatible con AM. Ciertos portadores digitales que es' ":-.
sobre la frecuencia del portador AM analógico tienen un portador digital asociado que está en frecuencia ig -ii compensada debajo del portador AM analógico. Los datos y la modulación colocados en el portador digital superior y su contraparte son de tal forma que la señal resultante a partir de su adición no tiene componente que esté en fase con el portador AM analógico. Los pares de portadores digitales dispuestos en esta forma se dice que son complementarios. Esta configuración suministra las mejoras de fidelidad dramáticas a la recepción AM analógica de señales de radiodifusión digital compatible con AM. En el receptor, se desmodula la señal digital por medio de la Transformada de Fast Fourier (FFT). Se describe un método posible y aparato asociado en la Patente de l:s Estados Unidos No. 5,633,896. Esta patente describe una técnica de desmodulación la cual minimiza la diafonía no deseada entre la señal analógica y las señales digitales e.\ un sistema de audio radiodifusión digital compatible con AM
(AM DAB) usando un formato dé* modulación multiplexeado de división de frecuencia ortogonal (OFDM), al emplear 1:3 procesos de la transformada de Fast Fourier dual en componentes separados respectivos en fase y fase er. cuadratura de una señal digital OFDM recibida. Se usa . -. salida del canal de cuadratura para recuperar los dai complementarios, y se suman las señales de componentes procesadas resultantes para recuperar los daco= ;-..__. complementarios . La señal multiportadora recibida requiere ecualización en la presencia de variaciones, de respuesta de canal dinámico. Sin tal ecualización, puede ser detectada una señal muy distorsionada y la información de la señal ae radiodifusión digital puede no ser recuperable. Un. ecualizador incrementa la recuperabilidad de la información de la señal de audio radiodifusión digital. Uno de tales ecualizadores se describe en la Patente de los Es t ados Unidos No. 5,559,830. El ecualizador descrito en la r-^'- -incluye un medio pai^a recibir una forma de onda de aud o radiodifusión digital compatible con AM y almacenar esd forma de onda como un vector de forma de onda. El ecualizador procesa entonces esa forma de or.i-a a'l multiplicar el vector de la forma de onda por un vector de ecualización. Este vector d*e ecualización comprende una pluralidad de coeficientes de ecualizador, cada uno d? l?f coeficientes inicialmente se fija a un valor predeterrrin-.d' . El ecualizador .entonces compara cada ubicación del vector de forma de onda procesado con un vector de forma de onda almacenado. El ecualizador selecciona la señal de aquella ubicación del vector más cercana al vector de forma de opaa almacenada. Preferentemente, el ecualizador incluye u medie para actualizar los coeficientes del ecualizador usando el vector de forma de onda, el vector de forma de onda procesado, y el vector de la forma de onda almacenado para proporcionar inmunidad al ruido y respuesta a los cambios en el canal de propagación. En los ecualizadores de ambas la Pat- -~- "..' - .
,633,896 y la Patente No. . 5,559,830, se presenta la información del dominio de frecuencia al ecualizador como un vector de dominio de frecuencia. Cada bloque de inforrracirr. del dominio de frecuencia se almacena en una disposición de almacenamiento. Este vector de disposición de almacenamiento se multiplica por una pluralidad de coeficientes de ecualizador. El producto resultante de esta mult ipii.:ac :cr es la señal ecualizada. Se conoce un juego de valores exactos a priori en el ecualizador contra el cual cad ubicación del vector de la señal ecualizada puede ser comparada. El valor ideal más cercano a aquel descrito en ia ubicación del vector se elige como el valor de la señai real. Se almacena el vector de decisiones en una disposició de decisión. Usando la señal recibida, la señal ecualiíada y la disposición de decisión, un estimador del coeficiente de ecualizador calcula los estimados de coeficientes. La relación de actualización de coeficiente determina ia inmunidad del ruido del ecualizador y la relacen i-convergencia. Los coeficientes en diferentes partes de ia banda pueden ser actualizados en diferentes relaciones dependiendo del conocimiento del mecanismo de distors:;:.. Se incorporan para referencia en la presente la Patente de los Estados Unidos No. 5,633,896 y la Patente de los Estados Unidos No. 5,559,830. Un sistema DAB de AM propuesto usa modulación codificada enrejada de los portadores digitales. Cuando se usa la modulación codificada enrejada, el comportamiento del receptor mejorada puede ser posible cuando se usa SNR recibido en la decodificación enrejada. b.u c especialmente verdadero en sistemas OFDM donde la S ? para algunos de los portadores puede ser mucho muy diferente que la SNR de los otros, portadores debido al decaimiento o interferencia selectivos de la frecuencia que áíe; a solamente la parte de la banda de frecuencia. Por lo tanto, hay una necesidad para los estimados SNR exactos en los sistemas en banda en canal (IBOC) DAB usando multiplexeo de división de frecuencia ortogonal. La presente invención proporciona un método para estimar la SNR para una pluralidad de portadores modulados con información digital, en donde la información diaitai incluye los baudios de datos y los baudios de rastreo, io cual comprende las etapas de: recibir la pluralidad zo portadores; determinar una primera SNR para los baudios de datos; determinar una segunda SNR para los ba-id.-s rastreo; comparar por lo menos uno de la primera y seg rla SNR para criterios de selección predeterminados; y seleccionar uno de la primera y segunda SNR en base a la etapa de comparación. En la modalidad preferida, se procesan los portadores para producir una salida del ecualizador para cada uno de los portadores, -y se procesa la salida dei ecualizador para producir una decisión de símbolo para cada uno de los portadores. Se resta la salida del ecualizador desde la decisión de símbolo cuando se recibe un baudio de datos para producir un primer valor diferencia, y el primer valor de diferencia se eleva al cuadrado para producir n primer estimado SlSf-R. Se resta también la salida del s ecualizador a partir de datos de rastreo determinados cuando se recibe un baudio de rastreo para producir un seaundo valor diferencia, y se eleva al cuadrado el segundo valer de diferencia para producir un segundo estimado SNR. La invención también comprende la operación de los receptores de radiofrecuencia que utilizan el método anterior, así como también el aparato que realiza el método anterior y los receptores de radiofrecuencia que incluyen ei aparato. BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La invención será más fácilmente aparente para aquellos expertos en la técnica por referencia a ios aicu , anexos en donde:
AM. Además para transmitir el audio codificado digitalmente, los portadores digitales también portan periódicamente datos conocidos llamados una secuencia de rastreo. Se realiza esta radiodifusión transmitiendo una forma -de onda digital por la forma de una pluralidad de portadores moaulaacs tie división de frecuencia ortogonal (OFDM) , algunos e ios cuales se modulan en cuadratura con la señal AM analógica y se colocan dentro de la región espectral donde la señal de radiodifusión AM estándar tiene energía significa iva. J<-modulan los portadores digitales restantes tanto en fase y en cuadratura con la señal AM analógica y se colocan en e: mismo canal como la\ señal AM analógica, pero en regiones espectrales donde la señal AM analógica no tiene energía significativa. En los Estados Unidos, se restringen ias emisiones de las estaciones de radiodifusión AM de acuerdo con las regulaciones de la Federal Communications Com issio.n (FCC) para estar dentro de una máscara de nivel de señal definida de tal forma que: las emisiones de 10.2 kHz a 2C H._ removidas desde el portador analógico deben ser atenuada^ por lo menos 25 dB abajo del nivel del portador an iv :.-^ • modulado, las emisiones de 20 kHz a 30 kHz removidas desd« el portador analógico deben ser atenuadas por lo menos 35 z? abajo del nivel del portador analógico no moauiaci , , ..... emisiones de 30 kHz a 60 kHz removidas del portad- : analógico deben ser atenuadas por lo menos [35 dB + dB/kHz] abajo del nivel del portador analógico no modulado. La Figura 1 muestra el espectro de una señal de audio radiodifusión digital AM de un tipo que puede ser utilizado por la presente invención. La curva 10 representa el espectro de magnitud de una señal de amplitud modulada e.e radiodifusión estándar, en donde el portador tiene una frecuencia de fo. La máscara de emisiones FCC está representada por el artículo número 12. La forma de onda
OFDM está compuesta de una serie de portadores de dates separados en f?=59.535.106/ (131072) , o aproximadamente 454
Hz. Un primer grupo de veinticuatro de los portadores modulados digitalmeríte se colocan dentro de una banda de s frecuencia que se extiende desde (f0-12f__) a (f0+12f.., cerne se ilustra por la cubierta etiquetada con 14 en la Figura 1. La mayoría de estas señales se coloca 39.4 dB abajo del nivel de la señal del portador AM no modulado con el fin de minimizar la diafonía con la señal AM analógica. Se r-auc-^ además la diafonía al codificar esta información digital =: .k una forma que garantiza la ortogonalidad con la forma de onda AM analógica. Este tipo de codificación es llamado codificación complementaria (es decir, BPSK complementar- ., QPSK complementaria o 32 QAM complementaria) y está mas totalmente descrita en la Patente de los Estados Unidos NO. 5,859,876 discutida previamente. Se emplea la modulación BPSK complementaria en el par de portador digital ras interno en f0 + fi para facilitar la recuperación de la sincronización. Estos portadores se fijan en un nivel de -28 dBc. Todos los otros portadores en este primer grupo tienen un nivel de -39.4 dBc y se modulan, usando 32 QAM complementaria para las relaciones de codificación de 48 y 32 kbps. Se usa la modulación 8 PSK complementaria en portadores en el intervalo de (f0 - 11 fi) a (f0-2f__) y de (f0+2f1) a (fo+llfi) para la relación de codificación de 16 kbps. Para todas las tres relaciones de codificación, los portadores en (f0 - 12f_.) y (f0 + 12f_.) portan datos complementarios y pueden ser modulados usando 32 QAM complementaria. Se colocan los grupos adicionales de portadores digitales fuera del primer grupo. La necesidad para estas formas de onda digital para estar en cuadratura con la señal analógica se elimina restringiendo el ancho de banda de señal AM analógico. Los portadores en un segundo y un tercer grupo, comprendidos por las cubiertas 16 y 18 respectivamente, pueden ser modulados usando, por ejemplo 32 QAM para las relaciones de 48 y 32 kbps, y 8 PSK para la relación de 16 kbps. Los portadores se fijan en niveles de -30 dBc para todas las relaciones de codificación. La Figura 2 es un diagrama de bloque de un receptor construido para recibir las señales digitales y analógicas compuestas de la Figura 1. Una antena 110 recibe la forma de onda compuesta que contiene las señales digitales y analógicas y pasa la señal a etapas de entrada convencionales 112, las cuales pueden incluir un preselector de radiofrecuencia, un amplificador, un _ mezclador y un oscilador local. Se produce una señal de • frecuencia intermedia por las etapas de entrada en la línea 114. Esta señal de frecuencia intermedia se pasa a través de un circuito de control de ganancia automático 116 a un generador de señal I/Q 118. El generador de señai. i produce una señal en fase en la línea 120 y una señal en cuadratura en la línea 122. Se introduce la salida del canal en fase en la línea 120 a un convertidor analógico a digital 124. Similarmente, la salida del canal en cuadratura en la línea 122 se introduce a otro convertidor anal gico a digital 126. Se usan las señales de retroalimentación en las líneas 120 y 122 para controlar el circuito de cor. reí de ganancia automática 116. La señal en la línea 120 incluye la señal AM analógica la cual se separa como se ilustra per el bloque 140 y se pasa á* la etapa de salida 142 subsecuentemente a un altavoz 144 u otro dispositivo ee salida. Puede ser usado un filtro de alto paso opcional 146 para filtrar los componentes en fase en la linea lZ para eliminar la energía de la señal AM analógica y para proporcionar una señal filtrada en la línea 148. =i r.e -„-usa el filtro de alto paso, la señal en la línea 148 es la misma como aquella en la línea 128. Un desmodulador 150 recibe las señales digitales en las líneas 148 y 130, y produce las señales de salida en las líneas 154. Se pasan estas señales de salida a un ecualizador 156 y a un conmutador 158. Para obtener las relaciones señal a ruido superiores (SNR) para los portadores complementarios, se combinan las salidas de FFT para los pares de portadores complementarios. Se envía la salida del conmutador a un circuito de desintercalado y un decodi icador de -. _. _. de error hacia adelante 164 con el fin de mejorar ia integridad de los datos. Se pasa la salida del circuito JL corrección de error hacia delante/desintercalador -a decodificador de fuente 166. Se retrasa la salida del decodificador de fuente por el circuito 168 para compensar el retraso de la señal analógica en el transmisor y para alinear en tiempo las señales analógicas y digitales en ei receptor. Se convierte la salida del circuito de retrase 168 a una señal analógica por un convertidor digital a analógico 160 para producir una señal en 162 la cual va a la etapa de salida 142. Se proporcionan las características ae control adicionales por un modo de control y procesador de sincronización de datos 163 y un bloque de sincronizaci n normal/de rastreo 165. El procesador de sincronizad ;-datos y control de modo 163 procesa la información oe control y determina la relación de codificación de audio y los límites del intercalador interno. El bloque de sincronización normal/de rastreo determina si el baudio recibido es un baudio normal o un baudio de, rastreo. La Figura 3 es una diagrama de bloque te:.__,.-..___.. que ilustra la operación de un desmodulador 150 y ur. ecualizador adaptativo 156 de acuerdo con le _~rt. r. invención. Pueden ser usados los estimados de SNR para controlar los factores de convergencia de un ecualizador para permitir la respuesta rápida a los cambios de canal' cuando la SNR es alta y robusta contra el ruido cuantíe la SNR es baja. También, los estimados de la SNR pueden ser usados en el procesamiento de corrección de error para obtener el comportamiento mejorado. Se proporcionan ~ nr.-las señales en fase (I) y en cuadratura (Q) en las li-.^a^ 148 y 130 como entradas para un circuito de remoción ae intervalo de protección y ventaneo 170. Estas señales se proporcionan usando los elementos convertidores hacia aba' similares a aquellos mostrados en la Figura 2. La ventana debe ser aplicada de tal forma que los portadores digitales permanecen ortogonales, o por lo menos la carencia de ia ortogonalidad entre los portadores digitales ^¿ suficientemente pequeña para no impactar el corrpo :ar _e:.t del sistema. Se sincronizan las señales I y Q p ra 1-;. intervalos de baudios transmitidos y cada baudio se introduce a un circuito FFT 172. En algunos casos puede ser ventajoso realizar las operaciones de remoción de ventana y de banda de protección antes de procesar por el filtro de paso alto 146. Se introducen las salidas del circuito de remoción de intervalo de protección y ventaneo 1~O a la FFT 172. La salida de la FFT se introduce por la forma de las líneas 154 al multiplicador de coeficiente 174. Ei multiplicador de coeficiente ajusta la magnitud y la fase de los datos para cada portador digital para co ons :: . .-efectos del canal, filtrar el transmisor y receptor, y otros factores que pueden afectar la magnitud y la fase de la información digital recibida. Se usa la salida dei multiplicador de coeficiente para hacer decisiones ae símbolo, lo cual determina el punto de constelación que se transmite. El procesador 176 determina cual de los puntes i constelación del dominio de frecuencia se transmite. Estas decisiones, junto con los puntos de constelación preecualizados y los valores previos de los coeficientes del ecualizador se usan para actualizar los coeficientes d l ecualizador como se ilustra por el bloque 178. El bloque l"78 puede utilizar un algoritmo conocido tal como los mínimos cuadrados promedio (LMS) o mínimos cuadrados recursivos (RLS) para actualizar los coeficientes del ecualizador. Esta invención es particularmente aplicable a los receptores que usan la modulación codificada enrejada y hace uso de la SNR de la información en la entrada al decodificador enrejado. La invención incluye un método en el cual se calculan dos estimados de la SNR para los portadores en un sistema de audio radiodifusión digital OFDM, uno basado en la información de audio codificada dígita -.rente recibida y uno basado en las secuencias de rastreo recibidas. Se elige el más confiable de los estimados de SNR y se usa para realizar la prueba de hipótesis para los escenarios de interferencia típicos y posiblemente mejorar los estimados de tal forma que pueden ser usados ios estimados más confiables en el decodificador de enrejarle. El estimado más confiable puede ser usado también para fijar los factores de convergencia en un ecualizador. La Patente de los Estados Unidos No. 5,559,830 describe un modo de operación para un ecualizador que tiene un algoritmo de actualización de coeficiente de ecuaiieader. La presente invención incrementa la operación del ecualizar y el algoritmo de actualización de coeficiente de ecualizador por estimar la SNR* como se ilustra en el bloque 180. El bloque 182 ilustra que los estimados de SNR se usan para ajustar para ajustar el factor de convergencia del ecualizador. Los estimados SNR pueden ser usados tarroi n para mejorar el comportamiento del procesamiento incorrección de error. La corrección de error que usa -us códigos de circunvoluciones o turbo y la modulación uso de la SNR de la información en la entrada ai decodificador enrejado. La invención incluye un método en el cual se calculan dos estimados de la SNR para los portadores en un sistema de audio radiodifusión digital OFDM, uno basado en la información de audio codificada dígita -.-.ente recibida y uno basado en las secuencias de rastreo recibidas. Se elige el más confiable de los estimados de SNR y se usa para realizar la prueba de hipótesis para los escenarios de interferencia típicos y posiblemente mejorar los estimados de tal forma que pueden ser usados ios estimados más confiables en el decodificador de enreíatic. Ei estimado más confiable puede ser usado también para fijar los factores de convergencia en un ecualizador. La Patente de los Estados Unidos No. 5,559,830 describe un modo de operación para un ecualizador que tiene un algoritmo de actualización de coeficiente de ecuaiizader. La presente invención incrementa la operación del ecualizar y el algoritmo de actualización de coeficiente de ecualizador por estimar la SNR* como se ilustra en el bloque 180. El. bloque 182 ilustra que los estimados de SNR se usan para ajustar para ajustar el factor de convergencia de-1 ecualizador. Los estimados SNR pueden ser usados tarroiep para mejorar el comportamiento del procesamiento incorrección de error. La corrección de error que usa .os códigos de circunvoluciones o turbo y la moduiacier;
codificada enrejada son ejemplos de casos donde pueden ser usados los estimados de SNR para mejorar el comportamiento de corrección de error. Como se muestra en las Figuras 2 y 3, los estimados de la SNR del portador de bloque 180 se introducen a un conmutador 158. Cuando se determinan ios baudios reales para ser un baudio normal por el oloque ito, el conmutador pasa los estimados de SNR del portador ai desintercalador y el bloque de procesamiento FEC 164. Como se muestra en la Figura 3, la información de decisión de símbolo y los datos del dominio de frecuencia ecualizados se usan para estimar la SNR para los portaaores digitales. La operación del procesamiento de estimado de SNR del portador se detalla en la Figura 4. Para cada portador digital, la salida del ecualizador, mostrado como que se suministra en las líneas 184 y 186, se resta de las decisiones de símbolo, suministrada en las líneas 188 y 130, cuando se recibe un baudio de datos normal p~r " - ~ conmutadores de cierre 192 y 194, o a partir ^ l información de rastreo conocida, suministrada en ias linea-: 196 y 198, cuando se recibe un baudio de rastreo por its conmutadores de cierre 200 y 202. El resultado de l substracción, el cual es la norma de los vectores a y b, se eleva al cuadrado para dar un estimado del poder del ru?d , como se ilustra en los bloques 204, 206, 208 y 210. Notar que cuando se corrigen las decisiones de símbolo, tal como será el caso cuando la SNR recibida es alta, la información a partir de los baudios de datos normales resulta en un buen estimado de la SNR. Sin embargo, cuando las decisiones de símbolo no son correctas, la información a partir de los baudios de datos normales puede ser no confiable y scij~er.cc-la información desde el baudio de rastreo resulta en jn buen estimado de la SNR. Sin embargo, ya que se transmite ia información de baudios de datos normales más frecuentemente que la información de baudios de rastreo, es deseable usar la información de baudios de datos normales cuando s a posible. La información a partir de los baudios normales y de rastreo realmente- estima el poder del ruido, pero si .'retransmiten los portadores digitales en un poder promedio constante, la SNR puede ser determinada por la r.oi.t.-. -_-del estimado de poder de ruido. Como se muestra en la Figure 4, lc ; filtros de bajo paso 212, 214, 216 y 218 pueden ser usado para hacer sutiles . los estimados de SNR. Leparán", tros del filtro de bajo paso pueden ser a s ada -¡--tal forma que el ancho de banda del filtro de bajo pa?^ =>.•= disminuido en cuanto se incrementa el número de os i:.„.._ . SNR. Siguiendo la filtración de bajo paso, los e= -:^..- . SNR de baudios normales y de rastreo a partir de ' .>•'!. ^ . portadores se introducen en un circuito de rr : hipótesis 220. El circuito de prueba de hipótesis 220 procesa 1..
información de SNR, determina el escenario de í.nr- • f- : -. -más probable en base a los escenarios de interferencia típicos conocidos en la banda AM, y puede mejorar los estimados en base al escenario de interferencia más probable. Uno de los escenarios más probables es ec .... segunda interferencia de canal adyacente. La Figura 5 muestra el traslape espectral que ocurre cuando esta. presente una segunda señal de audio radiodifusión digital híbrida de interferencia adyacente 222 que es menor :•.•-frecuencia. Como puede observarse, los portadores digitales a partir de la señal de interferencia 222 translapan ios portadores digitales 'desde la señal de audio radiodi usió s digital híbrida deseada 224 en la región ZZ ¿ J.;.J-. aproximadamente -15 kHz a aproximadamente -5 kHz. Una prueoa de hipótesis para determinar la presencia de un s ^p'-ír -interférente adyacente se ha desarrollado y simulado. La prueba procesa los estimados SNR en dos grupos de aproximadamente 10 kHz, con los dos grupos que se extienden desde aproximadamente -15 kHz* a aproximadamente -^ '*-L|-aproximadamente 5 kHz a aproximadamente 15 kHz para detectar una segunda estación adyacente que es menor o inferior er. frecuencia, respectivamente. Para cada región, se calcula la
SNR promedio, en dB. Si el nivel promedie es rere :.;..•-umbral prefijado, se usa la SNR estimada a partir del baudio de rastreo para todos los portadores en esa región ya que la SNR estimada a partir de los baudios normales puede ser inexacta. Inversamente, si el nivel promedio es mayor que el umbral prefijado, se usan los estimados de SNR a partir de los baudios normales. La ventaja de comparar, la 5;;^ j. _. ^. <____. sobre una región de 10 kHz a un umbral en lugar de comparar cada portador a un umbral es que cuando está presente un segundo interferente adyacente el promedio sobre la región. de 10 kHz da un estimado de SNR con una varianza inferior. Pueden ser desarrolladas pruebas de hipótesis similares para otros escenarios de interferencia típicos tales como la interferencia tercera adyacente, primera adyacente y de cocanai. Por ejemplo, la Figura 6 muestra oi translape espectral que ocurre cuando está presente una señal de audio radiodifusión digital híbrida de interferencia primera adyacente 228. Ya que no hay portaacr digital en aproximadamente + 10 kHz, donde puede ser ubicado un primer portador AM adyacente, la presencia de energía significativa en esta ubicación espectral puede ser usada como un * indicador de la presencia de una primera estación adyacente. Además, si los estimados de SNR para los portadores digitales se incrementan para los portadores qu se alejan de esta ubicación, hasta aproximadamente _^ 5 Fr, esto puede además indicar la presencia de un prime: interferente adyacente. También, los estimados de SNR para los portadores digitales aproximadamente de -5 He aproximadamente 5 kHz desde el portador deseado de A.M pueden ser promediados para determinar la presencia de la porción digital de una primera estación de interferencia ad* :ente.
Si se determina un primer interferente adyacente para estar presente, los estimados de SNR para los portadores cerca de aproximadamente + 10 kHz pueden ser calculados en b-^ estimado de SNR de los portadores en las regiones que están aproximadamente 5 kHz lejos del portador AM de interferencia y conocimiento de una pendiente espectral típica de la porción analógica de una estación AM. La ventaja de este procedimiento es que las SNR para los portadores digitales que están aproximadamente 5 kHz lejos del portador AM de interferencia serán superiores que para los portadores digitales ubicados cerca del portador AM de interferencia, y las densidades espectrales de poder para diferentes estaciones AM es similar. Al proceder en esta forma se puede mejorar ios estimados de SNR en la región cercana al portador ."'•! interferencia. Como se describe anteriormente para ei segundo interferente adyacente, la prueba de hipótesis puede usar solamente los estimados de baudios de rastreo si ios estimados de baudios de datos están debajo de un umbral. Se usan los estimados de SNR de portador para controlar el factor de convergencia, o constante : adaptación, para el algoritmo de actualización ¡e .
ecualizador. Cada portador digital tiene dos factores ae convergencia de ecualizador asociados, uno para los baudios normales y uno para los baudios de rastreo. Los coeficientes del ecualizador pueden ser actualizados usando un algoritmo tal como los mínimos cuadrados medios (LMS) o mínimos cuadrados recursivos (RLS). Estos algoritmos tier." parámetro que controla el tiempo de respuesta para cambiar las condiciones de canal. La respuesta rápida, o;_e corresponde al factor de convergencia grande, permite ei rastreo rápido las condiciones de canal. Una respuesta inferior, que corresponde a un factor de cor,." r or~,i pequeño, permite un comportamiento más robusto en la presencia de ruido. Como se muestra en la Figura 3, se usan los estimados de SNR del portador para ajustar lo^ ' -. • • de convergencia del ecualizador. Cuando el estimado o-.. . :.:-" para un portador es relativamente alto, su factor zie convergencia puede ser grande. El algoritmo de actualización de coeficiente de ecualizador depende de la información J= decisión de símbolo correcta'. Ya que es conocida i.-j información de símbolo para cada baudio de rastreo, co ser usado un factor de convergencia mayor para baudds J-; rastreo que para baudios normales ya que las deci s i :::-;-s ~¡-símbolo no serán confiables si la S k dei • _. . , . . El uso de este algoritmo de ajuste de factor de convenen -:-? del ecualizador con el algoritmo de estimado de SNR ael portador como se describe anteriormente ha ?" --->->- -i -para resultar en un comportamiento mejorado sobre los sistemas que utilizan un factor de convergencia constante o no usan prueba de hipótesis para estimar la SNR de los portadores digitales. En una modalidad alternativa, pueae ser usada una combinación de los dos estimados de relación de señal a ruido para formar un estimado de relación de señal a ruido. Este estimado de relación de señal a ruido resultante puede ser usado para controlar el factor, ee convergencia y usado en el procesamiento de coric.^-.^.. ^ error. Esta invención proporciona un sistema para estimar la SNR y ecualizar adaptativamente una señal de audio radiodifusión digital compatible de amplitud modulada. En la especificación mencionada anteriormente se han indicado ciertas prácticas y modalidades preferidas de est invención, sin embargo, se entenderá que la invención puede ser ejemplificada de otra forma dentro del alcance -. -.-siguientes reivindicaciones. *