TW202201038A - 半導體裝置 - Google Patents

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Abstract

本發明提供一種使用兩向驅動的旋轉電流法、且可穩定地確保磁電轉換特性的對稱性的半導體裝置。半導體裝置包括設置於半導體基板的磁性開關。磁性開關包括：水平霍耳元件，包含第一電極對、及配置於與第一電極對正交的位置上的第二電極對；開關電路，具有多個開關，可自四方向選擇霍耳元件的驅動電流方向；SH比較器，交替地進行第一動作與第二動作，所述第一動作對自霍耳元件傳輸的訊號進行取樣，所述第二動作輸出基於所取樣的訊號值與基準值的比較結果所得的訊號；鎖存電路，保持所述輸出訊號並作為鎖存輸出訊號而輸出；以及控制電路，基於鎖存輸出訊號來選擇第一動作期間及第二動作期間內的所述驅動電流方向。

Description

半導體裝置
本發明是有關於一種半導體裝置。
霍耳元件（hall element）作為磁性感測器可在非接觸下進行位置或角度的檢測，因此於各種用途中使用。作為霍耳元件的用途的一例，而具有磁性開關。磁性開關例如具有霍耳元件、以及包含放大器或比較器的周邊電路，將霍耳元件及周邊電路於半導體晶片上積體化而形成。已知悉磁性開關作為著眼於磁性的檢測方法的分類，而具有可檢測S極與N極此兩極的磁場的兩極磁場檢測型、或可檢測S極與N極隨著時間經過而交替地變化的交變磁場的交變磁場檢測型的磁性開關。
於交變檢測型的磁性開關或兩極檢測型的磁性開關中，重要的是S極側臨限值與N極側臨限值之間的對稱性。另一方面，因霍耳元件本身以及配設於霍耳元件的後段的放大器及比較器所具有的偏移電壓（offset voltage）的影響而產生非對稱性。
關於磁性開關，自防止在施加零磁場時因內在及干擾雜訊引起的輸出訊號的顫動（chattering）的觀點而言，有時設定磁滯（hysteresis）寬度。磁滯寬度是由作為S極側臨限值的動作點與作為N極側臨限值的復位點的差分來定義。由動作點與復位點的平均值予以定義是指磁性偏移。磁性偏移作為表示磁極間的感度的對稱性的尺度而使用，理想而言為零。
當在動作點或復位點產生偏移時，於檢測交變磁場的用途中，會擴大輸出脈衝訊號的負載比（duty ratio）或相位的偏移。於主要使用交變檢測型磁性開關的無刷（brushless，BL）直流（Direct Current，DC）馬達中，輸出脈衝訊號的負載比或相位的偏移成為轉速波動及振動的原因，因此不令人滿意。
又，於兩極檢測型磁性開關中，若不進行組合使用的磁鐵的極性管理，則導致磁性體檢測機構的檢測距離不一致，而會產生偏移電壓。作為去除偏移電壓的方法之一，已知悉旋轉電流（Spinning current）法。提議一種使用旋轉電流法來去除霍耳元件及後段的放大器的偏移電壓，並且進一步去除由比較器的偏移電壓引起的非對稱性的技術（例如，參照專利文獻1）。
專利文獻1所記載的技術是使用所謂兩向驅動的旋轉電流法的技術。關於旋轉電流法，除了所述兩向驅動的旋轉電流法以外亦有四向驅動的旋轉電流法。兩向驅動的旋轉電流法與四向驅動的旋轉電流法各有優缺點。於處理時間的高速（短時間）化的觀點而言，兩向驅動的旋轉電流法較四向驅動的旋轉電流法優異。 [現有技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1]日本專利特開2009-2851號公報
[發明所欲解決之課題]
然而，於磁性開關的磁電轉換特性的對稱性的觀點中，如專利文獻1記載的技術等使用先前的兩向驅動的旋轉電流法的技術，遜於使用四向驅動的旋轉電流法的技術。若具體地進行說明，則於使用先前的兩向驅動的旋轉電流法的技術中，有磁性開關的磁電轉換特性未必一定於S極側與N極側成為線對稱的情況。
使用先前的兩向驅動的旋轉電流法的技術，當霍耳元件的偏移電壓的絕對值在電流驅動方向間不同時，偏移電壓會殘留。若殘留有偏移電壓，則磁性開關的磁電轉換特性成為非對稱。因此，於使用先前的兩向驅動的旋轉電流法的技術中，會產生無法獲得對稱性良好的磁電轉換特性情況。
本發明鑒於所述情形而完成，目的在於提供一種使用兩向驅動的旋轉電流法、且可穩定地確保磁電轉換特性的對稱性的半導體裝置。 [解決課題之手段]
本發明的半導體裝置包括設置於半導體基板的磁性開關，其特徵在於，所述磁性開關包括：霍耳元件，包含配置於第一直線上的第一電極及第二電極、以及配置於與所述第一直線正交的第二直線上的第三電極及第四電極；第一開關電路，具有多個開關，構成為可將所述霍耳元件的驅動電流的方向從自所述第一電極朝向所述第二電極的第一方向、自所述第二電極朝向所述第一電極的第二方向、自所述第三電極朝向所述第四電極的第三方向、及自所述第四電極朝向所述第三電極的第四方向的四方向中選擇其中一個方向；比較電路，交替地進行第一動作與第二動作，所述第一動作對自所述霍耳元件傳輸的訊號進行取樣，所述第二動作輸出基於對自所述霍耳元件傳輸的訊號與由所述第一動作所取樣的訊號的差分訊號的值跟基準值進行比較所得的結果的結果訊號；鎖存電路，保持自所述比較電路輸出的所述結果訊號，並將所保持的訊號作為鎖存輸出訊號而輸出；以及控制電路，構成為可基於所述鎖存輸出訊號來選擇第一模式與第二模式的其中一個模式，所述第一模式以於進行所述第一動作的第一期間使所述驅動電流流向所述第三方向、於進行所述第二動作的第二期間使所述驅動電流流向所述第一方向的方式，控制所述開關的開閉狀態，所述第二模式以於所述第一期間使所述驅動電流流向所述第二方向、於所述第二期間使所述驅動電流流向所述第四方向的方式控制所述開關的開閉狀態。 [發明的效果]
根據本發明，可提供一種使用兩向驅動的旋轉電流法、且可穩定地確保磁電轉換特性的對稱性的半導體裝置。
以下，參照圖式對本發明的實施形態的半導體裝置進行說明。實施形態的半導體裝置包括設置於半導體基板的磁性開關。再者，在說明時，將自作用於半導體基板的磁通密度朝類比訊號的轉換特性稱為「磁電轉換特性」，將自所述磁通密度朝邏輯訊號的轉換特性稱為「磁電轉換開關特性」。
[第一實施形態] 圖1是表示第一實施形態的半導體裝置1A的結構的概略圖。
半導體裝置1A包括設置於半導體基板2的磁性開關10A。磁性開關10A包括：驅動端子11P、驅動端子11N，輸出端子12，水平霍耳元件20，作為第一開關電路的開關SP1～開關SP4、開關SN1～開關SN4，開關SS1～開關SS4，放大器30，作為比較電路的取樣保值比較器（以下記為「SH比較器」）40A，控制電路50，以及鎖存電路80A。
水平霍耳元件20具有電極21～電極24，是獲得與垂直於半導體基板2的磁通密度Bin對應的輸出的磁性檢測元件。電極21～電極24設置於由半導體基板2的雜質擴散層或井層形成的電阻體上。電極21～電極24如後述般，配設於穿過電極21、電極22的第一直線L1（參照圖5的（a））與穿過電極23、電極24的第二直線L2（參照圖5的（a））正交的位置。換言之，作為第一電極的電極21及作為第二電極的電極22配置於第一直線L1上。作為第三電極的電極23及作為第四電極的電極24配置於第二直線L2上。
各開關SP1～開關SP4、開關SN1～開關SN4、開關SS1～開關SS4具有設置於開閉自如的電路的兩端的第一端及第二端、以及作為控制端子的開閉控制端。各開關SP1～開關SP4、開關SN1～開關SN4、開關SS1～開關SS4構成為可對應於自開閉控制端輸入的控制訊號的位準，切換將路徑斷開的斷開狀態（開放）及將路徑閉合的閉合狀態（短路）。開關SP1～開關SP4、開關SN1～開關SN4、開關SS1～開關SS4被以下述方式控制，即：自開閉控制端輸入的控制訊號的位準為高（high）（以下簡記為「H」）則成為閉合狀態，為低（low）（以下簡記為「L」）則成為斷開狀態。
放大器30包含差動放大電路，所述差動放大電路具有：供自水平霍耳元件20傳輸的訊號輸入的正相輸入端子INP及反相輸入端子INN、以及將自正相輸入端子INP及反相輸入端子INN輸入的兩個訊號的差予以放大並輸出的輸出端子OT。
SH比較器40A具體而言如將於後文所述般，具有：供自放大器30輸出的訊號S1輸入的輸入端子41、供自鎖存電路80A回饋的訊號S3輸入的輸入端子42、供基準時脈訊號CLK輸入的輸入端子44、以及供訊號輸出的輸出端子43。
控制電路50具體而言如將於後文所述般，具有：供基準時脈訊號CLK輸入的輸入端子51a、供訊號S3輸入的輸入端子51b、輸出作為控制訊號的驅動控制訊號Sd1～驅動控制訊號Sd4的輸出端子56a～輸出端子56d、以及輸出傳遞控制訊號St1、傳遞控制訊號St2的輸出端子56e、輸出端子56f。
鎖存電路80A具有：供訊號S2輸入的訊號輸入端子、供相位相對於基準時脈訊號CLK為反相的訊號即反相基準時脈訊號CLKX輸入的反轉時脈輸入端子、輸出作為鎖存輸出訊號的訊號S3的輸出端子、以及基於訊號S2、反相基準時脈訊號CLKX生成訊號S3的鎖存輸出訊號生成部（省略圖示）。鎖存電路80A構成為進行所謂的資料鎖存。
作為第一驅動端子的驅動端子11P與供給電源電壓VDD的第一電源（省略圖示）連接。又，驅動端子11P與開關SP1～開關SP4的各第一端連接。
作為第一開關的開關SP1的第二端與作為第六開關的開關SN2的第一端、電極21、開關SS1的第一端連接。該些連接點形成節點P1。
作為第五開關的開關SP2的第二端與作為第二開關的開關SN1的第一端、電極22、開關SS4的第一端連接。該些連接點形成節點P2。
作為第三開關的開關SP3的第二端與作為第八開關的開關SN4的第一端、電極23、開關SS3的第一端連接。該些連接點形成節點P3。
作為第七開關的開關SP4的第二端與作為第四開關的開關SN3的第一端、電極24、開關SS2的第一端連接。該些連接點形成節點P4。
開關SN1～開關SN4的各第二端與作為第二驅動端子的驅動端子11N連接。驅動端子11N與供給電源電壓VSS的第二電源（省略圖示）連接。
開關SS1、開關SS2的各第二端與放大器30的正相輸入端子INP連接。開關SS3、開關SS4的各第二端與放大器30的反相輸入端子INN連接。
放大器30的輸出端子OT與SH比較器40A的輸入端子41連接。SH比較器40A的輸出端子43與鎖存電路80A的訊號輸入端子連接。鎖存電路80A的輸出端子與磁性開關10A的輸出端子12、控制電路50的輸入端子51b、SH比較器40A的輸入端子42連接。
對SH比較器40A及控制電路50的結構進一步進行說明。 圖2是表示SH比較器40A的電路圖。
SH比較器40A具有：輸入端子41、輸入端子42、輸入端子44、取樣保值放大器（以下記為「SHA」）45、基準電壓電路46、比較器47、以及輸出端子43。
SHA 45具有：與輸入端子41連接的第一輸入端、與輸入端子44連接的第二輸入端、與輸入端子42連接的第三輸入端、以及輸出端。基準電壓電路46具有：與輸入端子42連接的輸入端46a、輸出端46b、以及可變電壓源46c。可變電壓源46c具有與輸出端46b連接的第一端、以及與地（Ground，GND）連接（接地）的第二端。比較器47具有：與SHA 45的輸出端連接的非反轉輸入端、與輸出端46b連接的反轉輸入端、以及與輸出端子43連接的輸出端。
圖3是表示控制電路50的一例的電路圖。圖4是表示控制電路50中的邏輯電路57的控制邏輯模式的一例的說明圖。
控制電路50包括：輸入端子51a、輸入端子51b、作為控制訊號生成電路的邏輯電路57及開關電路58、作為第一控制訊號輸出端子～第四控制訊號輸出端子的輸出端子56a～輸出端子56d、以及輸出端子56e、輸出端子56f。
控制電路50構成為可基於自輸入端子51a輸入的基準時脈訊號CLK及自輸入端子51b輸入的訊號S3，生成四個作為控制訊號的驅動控制訊號Sd1～驅動控制訊號Sd4、兩個控制訊號即傳遞控制訊號St1、傳遞控制訊號St2此六個控制訊號。基準時脈訊號CLK是將成為H位準的第一期間Φ1與成為L位準的第二期間Φ2的合計期間即期間TC 作為一個週期的週期訊號。
驅動控制訊號Sd1～驅動控制訊號Sd4分別被自輸出端子56a～輸出端子56d輸出。傳遞控制訊號St1、傳遞控制訊號St2分別被自輸出端子56e、輸出端子56f輸出。
邏輯電路57具有：分別與輸入端子51a、輸入端子51b連接的兩個輸入端、分別與輸出端子56a～56f連接的六個輸出端、以及將兩個輸入端與六個輸出端加以連接的多個邏輯演算元件。邏輯電路57構成為可依照如圖4所示的至少第一控制邏輯模式及第二控制邏輯模式的一者，輸出L位準或H位準的控制訊號、即驅動控制訊號Sd1～驅動控制訊號Sd4及傳遞控制訊號St1、傳遞控制訊號St2。
多個邏輯演算元件例如包含：逆變器52a、逆變器52b、逆變器54a～逆變器54e、反及（NOT-AND，NAND）元件53a～反及（NOT-AND，NAND）元件53d、以及異或（Exclusive-OR，EXOR）元件55。多個邏輯演算元件與開關電路58一起形成可在輸入端子51a、輸入端子51b與輸出端子56a～56f之間進行訊號傳輸的路徑。
逆變器52a、NAND元件53b、NAND元件53c及EXOR元件55的輸入端與輸入端子51a連接。又，逆變器52b的輸入端與輸入端子51b連接。NAND元件53a～NAND元件53d及EXOR元件55的第一輸入端及第二輸入端中，第二輸入端經由開關電路58或經由逆變器52b及開關電路58與輸入端子51b連接。
作為第二開關電路的開關電路58具有開閉狀態互不相同的開關SL1a、開關SL2a的對、開關SL1b、開關SL2b的對及開關SL1c、開關SL2c的對。若作為對中的一個的開關SL1a、開關SL1b、開關SL1c成為閉合狀態，則作為對中的另一個的開關SL2a、開關SL2b、開關SL2c成為斷開狀態。又，若作為對中的一個的開關SL1a、開關SL1b、開關SL1c成為斷開狀態，則作為對中的另一個的開關SL2a、開關SL2b、開關SL2c成為閉合狀態。
若開關SL1a、開關SL1b、開關SL1c成為閉合狀態，且開關SL2a、開關SL2b、開關SL2c成為斷開狀態，則NAND元件53a～NAND元件53d及EXOR元件55的第二輸入端經由第一路徑與輸入端子51b連接。若開關SL1a、開關SL1b、開關SL1c成為斷開狀態，且開關SL2a、開關SL2b、開關SL2c成為閉合狀態，則NAND元件53a～NAND元件53d及EXOR元件55的第二輸入端經由與第一路徑不同的第二路徑與輸入端子51b連接。
於NAND元件53a～NAND元件53d及EXOR元件55的第二輸入端經由第一路徑與輸入端子51b連接時所輸出的控制邏輯的模式，與第一控制邏輯模式對應。又，於NAND元件53a～NAND元件53d及EXOR元件55的第二輸入端經由第二路徑與輸入端子51b連接時所輸出的控制邏輯的模式，與第二控制邏輯模式對應。
接著，對磁性開關10A的作用進行說明。 圖5的（a）～圖5的（d）是對在水平霍耳元件20中所定義的驅動電流的方向進行說明的說明圖。
於磁性開關10A中，構成為可經由開關SP1～開關SP4、開關SN1～開關SN4將水平霍耳元件20的驅動電流的方向自四個中選擇任意一個。開關SP1～開關SP4、開關SN1～開關SN4的開閉狀態是由控制電路50控制，藉此可適當切換水平霍耳元件20的驅動電流的方向。以下，考慮為了便於說明，而將自電極21朝向電極22的方向稱為「第一方向」，將自電極22朝向電極21的方向稱為「第二方向」。又，將驅動電流自電極23朝向電極24的方向稱為「第三方向」，將驅動電流自電極24朝向電極23的方向稱為「第四方向」。
又，將第一方向與第三方向的對稱為「第一方向對」，將第二方向與第四方向的對稱為「第二方向對」。由於直線L1與直線L2為正交的關係，因此第一方向及第二方向與第三方向及第四方向分別為正交的關係。因此，「第一方向對」及「第二方向對」分別為正交的兩個方向的對。
水平霍耳元件20相對於XYZ三維正交座標系中的X-Y平面上平行地形成。當對水平霍耳元件20賦予自正面朝背面垂直地貫通紙面的方向（Z軸方向）的磁通密度Bin的環境下，於驅動電流的方向為第一方向時，於電極24與電極23之間產生正的霍耳電動勢，於驅動電流的方向為第二方向時，於電極24與電極23之間產生負的霍耳電動勢。又，於驅動電流的方向為第三方向時，於電極21與電極22之間產生正的霍耳電動勢，於驅動電流的方向為第四方向時，於電極21與電極22之間產生負的霍耳電動勢。水平霍耳元件20一般而言，針對驅動電流的各方向具有一定的規則性，產生與其輸出訊號即霍耳電動勢相比絕對值更大的偏移電壓。
水平霍耳元件20的輸出訊號自電極21～電極24經由開關SS1～開關SS4被朝放大器30傳輸。將開關SS1～開關SS4以基於傳遞控制訊號St1、傳遞控制訊號St2而開關SS2、開關SS3的開閉狀態、與開關SS1、開關SS4的開閉狀態成為不同的方式進行開閉控制。
於驅動電流的方向為第一方向時，開關SS2、開關SS3為閉合狀態，且開關SS1、開關SS4為斷開狀態，因此電極23經由開關SS3與反相輸入端子INN連接。於驅動電流的方向為第二方向時，開關SS1～開關SS4的開閉狀態與驅動電流的方向為第一方向時的開關SS1～開關SS4的開閉狀態相同。因此，電極23經由開關SS3與反相輸入端子INN連接，電極24經由開關SS2與正相輸入端子INP連接。
於驅動電流的方向為第三方向時，開關SS1、開關SS4為閉合狀態、開關SS2、開關SS3為斷開狀態，因此電極23經由開關SS3與反相輸入端子INN連接。於驅動電流的方向為第四方向時，開關SS1～開關SS4的開閉狀態與驅動電流的方向為第三方向時的開關SS1～開關SS4的開閉狀態相同。因此，電極23經由開關SS3與反相輸入端子INN連接，電極24經由開關SS2與正相輸入端子INP連接。
放大器30將正相輸入端子INP與反相輸入端子INN的差動輸入電壓ΔV以規定的放大率G予以放大，並將放大後的訊號自輸出端子OT朝SH比較器40A輸出。於放大器30中存在輸入偏移電壓VOSA ，自輸出端子OT輸出的訊號S1受到輸入偏移電壓VOSA 的影響。訊號S1是由差動輸入電壓ΔV與輸入偏移電壓VOSA 的和乘以放大率G所得的積、即由（ΔV+VOSA ）・G表示。訊號S1中所含的輸入偏移電壓VOSA 在執行所述旋轉電流法的過程中被抵消。
SH比較器40A進行對訊號S1進行取樣的動作、以及比較判定動作，該比較判定動作將差分電壓訊號、與規定的基準電壓進行比較，並輸出基於所比較的結果的結果訊號，所述差分電壓訊號作為所取樣的訊號S1與即將取樣的期間的訊號S1的差分訊號。作為第一動作的訊號S1的取樣是由SHA 45進行。作為第二動作的比較判定動作是由比較器47進行。訊號S1的取樣與比較判定動作交替地進行。
SH比較器40A對第一期間Φ1的訊號S1進行取樣，並對所取樣的第一期間Φ1的訊號S1與第二期間Φ2的訊號S1的差分電壓訊號、跟規定的基準電壓進行比較判定。SH比較器40A輸出位準與差分電壓訊號跟規定的基準電壓的比較判定的結果對應的訊號S2。訊號S2的位準例如以下述方式對應於比較判定的結果來切換，於差分電壓訊號低於規定的基準電壓的時為L位準，於差分電壓訊號與規定的基準電壓相同或較其高時為H位準。
作為基準值的規定的基準電壓是由可變電壓源46c生成。所生成的電壓與自鎖存電路80A輸出的訊號S3對應地切換成第一電壓或電壓與第一電壓不同的第二電壓中的任一電壓。
利用第一期間Φ1與第二期間Φ2的差分處理，來抵消水平霍耳元件20及放大器30的偏移電壓。於SH比較器40A中，亦可執行第一期間Φ1至第二期間Φ2的所謂自動歸零處理，來抵消SH比較器40A本身的偏移電壓。
訊號S2自SH比較器40A輸入至鎖存電路80A。鎖存電路80A在第二期間Φ2的最後的時機、即反相基準時脈訊號CLKX的下降邊緣，保持與所輸入的訊號S2的位準為相反的位準，且將所保持的訊號作為訊號S3而輸出。因此，訊號S3針對相當於基準時脈訊號CLK的一個週期的各期間TC 與訊號S3的位準對應地被更新。
圖6的（a）是說明在水平霍耳元件20中流動的驅動電流的方向為第一方向對（第一方向及第三方向的對）時的放大器30的輸入電壓相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。圖6的（b）是說明在水平霍耳元件20中流動的驅動電流的方向為第二方向對（第二方向及第四方向的對）時的放大器30的輸入電壓相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。
於圖6的（a）及圖6的（b）的各圖中，橫軸表示作用於半導體基板2的磁通密度Bin，縱軸表示電壓V。實線LID1 ～LID4 分別表示與第一方向～第四方向對應的相對於磁通密度Bin的放大器30的差動輸入電壓ΔV。差動輸入電壓ΔV相當於將自水平霍耳元件20輸出的兩個電壓、即一個正相電壓與另一個反相電壓相加所得的電壓。於磁通密度Bin為0（零）時的差動輸入電壓ΔV（以下記為「縱軸切片」），表示零磁場下的偏移電壓。直線的斜率表示磁電轉換係數。實線LID1 、實線LID4 的斜率等於磁電轉換係數KH （∂ΔV/∂Bin=KH ）。實線LID2 、實線LID3 的斜率等於磁電轉換係數-KH （∂ΔV/∂Bin=-KH ）。
虛線BL1示出驅動電流於第一方向上流動時的偏移電壓ΔV1與驅動電流於第三方向上流動時的偏移電壓ΔV3的差分的磁電轉換特性。虛線BL2示出驅動電流於第二方向上流動時的偏移電壓ΔV2與驅動電流於第四方向上流動時的偏移電壓ΔV4的差分的磁電轉換特性。
偏移電壓ΔV1與偏移電壓ΔV3的差分演算處理及偏移電壓ΔV2與偏移電壓ΔV4的差分演算處理是由SH比較器40A來執行。虛線BL1、虛線BL2的斜率是磁電轉換係數KH 與磁電轉換係數-KH 的差，且為實線LID1 、實線LID4 的斜率的兩倍（=2KH ）。
此處，若將在水平霍耳元件20中流動的驅動電流的方向為第一方向及第二方向時的偏移電壓設為偏移電壓VOS2 、將為第三方向及第四方向時的偏移電壓設為偏移電壓VOS1 ，則偏移電壓ΔV1～偏移電壓ΔV4由下述數式（1）～數式（4）來表示。 ΔV1=+KH ・Bin+VOS2 （1） ΔV3=-KH ・Bin+VOS1 （2） ΔV2=-KH ・Bin+VOS2 （3） ΔV4=+KH ・Bin+VOS1 （4）
繼而，形成第一方向對的各方向間的差分由下述數式（5）、數式（6）來表示。形成第二方向對的各方向間的差分由下述數式（7）、數式（8）來表示。 ΔV1-ΔV3=+2KH ・Bin+（VOS2 -VOS1 ）                （5） ΔV3-ΔV1=-2KH ・Bin-（VOS2 -VOS1 ）            （6） ΔV2-ΔV4=+2KH ・Bin+（VOS2 -VOS1 ）                （7） ΔV4-ΔV2=-2KH ・Bin-（VOS2 -VOS1 ）               （8）
由於偏移電壓在各方向間分別不同，因此偏移電壓的影響藉由差分處理無法抵消。形成第一方向對的各方向間的差分及形成第二方向對的各方向間的差分成為縱軸切片為（VOS2 -VOS1 ）或（VOS1 -VOS2 ）的非理想性的特性。
此處，若自斜率的值「2KH 」求取差動輸入電壓ΔV為零（ΔV=0）的磁通密度Bin（橫軸切片），則與第一方向對及第二方向對相對應的水平霍耳元件20的磁性偏移BOSDP1 、磁性偏移BOSDP2 分別可由下述數式（9）、數式（10）來表示。 BOSDP1 =（VOS2 -VOS1 ）/2KH （9） BOSDP2 =（VOS1 -VOS2 ）/2KH （10）
圖7及圖8分別是說明在圖6的（a）所示的情況下、即磁性偏移BOSDP1 為正（BOSDP1 =（VOS2 -VOS1 ）/2KH ＞0）時的訊號S1及訊號S3相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。
圖9及圖10分別是說明在圖6的（b）所示的情況下、即磁性偏移BOSDP2 為負（BOSDP2 =（VOS1 -VOS2 ）/2KH ＜0）時的訊號S1及訊號S3相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。圖7及圖9所示的虛線BLOD1 ～虛線BLOD4 分別表示與第一方向～第四方向對應的相對於磁通密度Bin的訊號S1。
根據圖7及圖9，虛線BLOD1 ～虛線BLOD4 相對於實線LID1 ～實線LID4 ，於縱軸方向上偏移電壓GVOSA 。此處，電壓GVOSA 是放大率G與輸入偏移電壓VOSA 的積。如圖8所示，若磁性偏移BOSDP1 為正，則磁電轉換開關特性的動作點BOP 及復位點BRP 均向磁通密度正方向（圖中右方向）偏移。如圖10所示，若磁性偏移BOSDP2 為負，則磁電轉換開關特性的動作點BOP 及復位點BRP 均向磁通密度負方向（圖中左方向）偏移。
於所述數式（9）、數式（10）中，若|VOS2 -VOS1 |為0或|VOS2 -VOS1 |小至可忽略磁性偏移BOSDP1 、磁性偏移BOSDP2 的程度（將此狀態稱為「大致0」）、即偏移電壓VOS2 等於偏移電壓VOS1 或差異小至可忽略磁性偏移BOSDP1 、磁性偏移BOSDP2 的程度（將此狀態稱為「相同程度」），則可忽略磁性偏移BOSDP1 、磁性偏移BOSDP2 。
然而，於半導體裝置1A中，並不一定可一直應用|VOS2 -VOS1 |為大致0的霍耳元件。因此，於本實施形態中，提議無需使用所謂的四向驅動訊號處理、而消除偏移電壓的差分（VOS2 -VOS1 ）的影響的新技術。
所述數式（9）、數式（10）的右邊為絕對值相等、符號為正負相反的關係。本實施形態著眼於此種情況，與所檢測到的磁場的極性、即鎖存電路80A的輸出訊號即訊號S3的位準對應地，將驅動電流的方向切換成第一方向對或第二方向對。
於磁性開關10A中，在不對應於訊號S3的位準來切換驅動電流的方向的情況下，動作點BOP 及復位點BRP 相對於磁通密度Bin=0為非對稱。即，在不對應於訊號S3的位準來切換驅動電流的方向的情況下，磁性開關10A例如如圖8及圖10所示般具有非對稱的磁電轉換開關特性。
磁性開關10A藉由對應於訊號S3的位準來切換驅動電流的方向，而獲得使S極側的動作點BOP 相對於Bin=0的直線反轉而成的N極側的復位點BRP 。即，磁性開關10A藉由對應於訊號S3的位準來切換驅動電流的方向，而獲得相對於Bin=0的直線成為線對稱的磁電轉換開關特性。
圖11是說明在水平霍耳元件20自身的磁性偏移BOSDP 為正時，訊號S1及訊號S3相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。
於圖11中，實線LDP1 示出在驅動電流的方向對為第一方向對時、磁性偏移BOSDP 成為正的磁電轉換特性。實線LDP2 示出在驅動電流的方向對為第二方向對時、磁性偏移BOSDP 成為負的磁電轉換特性。虛線BLid 示出磁性偏移BOS =0時的理想的磁電轉換特性。中空箭頭（1）、中空箭頭（1a）、中空箭頭（2）、中空箭頭（3）、中空箭頭（3a）及中空箭頭（4）示出磁電轉換特性的磁滯的軌跡。
又，圖11所示的磁電轉換特性是在訊號S3為H位準且於第一期間Φ1選擇第三方向、訊號S3為H位準且於第二期間Φ2選擇第一方向、訊號S3為L位準且於第一期間Φ1選擇第二方向、訊號S3為L位準且於第二期間Φ2選擇第四方向的情況的例子。所述例子與第一控制邏輯模式對應。
於第一控制邏輯模式中，作為第一控制訊號的驅動控制訊號Sd1被自輸出端子56a輸出。同樣地，作為第二控制訊號、第三控制訊號、第四控制訊號的驅動控制訊號Sd2、驅動控制訊號Sd3、驅動控制訊號Sd4分別被自輸出端子56b、輸出端子56c、輸出端子56d輸出。又，傳遞控制訊號St1、傳遞控制訊號St2分別被自輸出端子56e、輸出端子56f輸出。
藉由開關SP1～開關SP4、開關SN1～開關SN4及開關SS1～開關SS4基於驅動控制訊號Sd1～驅動控制訊號Sd4及傳遞控制訊號St1、傳遞控制訊號St2進行開閉動作，而訊號S3為H位準且於第一期間Φ1選擇第三方向，訊號S3為H位準且於第二期間Φ2選擇第一方向。
於訊號S3為H位準且磁通密度Bin朝S極側增加的階段，沿著與實線LDP1 對應的磁電轉換特性的軌跡（中空箭頭（1））。若輸入至SH比較器40A的電壓、即訊號S1的電壓超過作為第一電壓的基準電壓VBOP （ΔV・G＞VBOP ），則訊號S3朝L位準轉變。於磁電轉換特性中，基準電壓VBOP 是磁通密度Bin於動作點BOP 時的電壓。
伴隨訊號S3的位準轉變，SH比較器40A的基準電壓自基準電壓VBOP 切換成作為第二電壓的基準電壓VBRP 。於磁電轉換特性中，基準電壓VBRP 是磁通密度Bin於復位點BRP 時的電壓。基準電壓VBRP 相對於基準電壓VBOP 為正負相反的電壓。
於訊號S3為L位準的情況下，驅動電流的方向選擇第二方向或第四方向，因此朝與實線LDP2 對應的磁電轉換特性偏移（中空箭頭（2））。其後，於磁通密度Bin進一步朝S極側增加時，電壓V沿著實線LDP2 進一步朝正側增大（中空箭頭（3a））。另一方面，於磁通密度Bin轉變為S極減少、Bin=0、進而N極增加時的軌跡為中空箭頭（3）。若磁通密度Bin進一步朝N極側增加，且輸入至SH比較器40A的電壓、即訊號S1的電壓朝負側超過基準電壓VBRP （ΔV・G＜VBRP ），則訊號S3朝H位準轉變。伴隨訊號S3的位準轉變，而SH比較器40A的基準電壓自基準電壓VBRP 切換成基準電壓VBOP 。
於訊號S3為H位準的情況下，驅動電流的方向選擇第三方向或第一方向，因此朝與實線LDP1 對應的磁電轉換特性偏移（中空箭頭（4））。其後，於磁通密度Bin進一步朝N極側增加時，電壓V沿著實線LDP1 進一步朝負側增大（中空箭頭（1a））。另一方面，於磁通密度Bin轉變為N極減少、Bin=0、進而S極增加時的軌跡為所述中空箭頭（1）。於本實施形態中，磁電轉換特性中的磁滯的軌跡的形狀成為平行四邊形形狀。
於磁性開關10A中，在與實線LDP1 對應的磁電轉換特性及與實線LDP2 對應的磁電轉換特性之間進行轉變。於所述水平霍耳元件20自身的磁性偏移BOSDP 為正的情況下，於磁通密度Bin向朝S極側增加的方向變化時，使用第三方向及第一方向的驅動電流。又，於磁通密度Bin向朝N極側增加的方向變化時，使用第二方向及第四方向的驅動電流。因此，動作點BOP 自其設計值（以下記為「動作點設計值」）BOPid 朝低感度側（遠離Bin=0的方向）偏移磁性偏移BOSDP 的份額。又，復位點BRP 自其設計值（以下記為「復位點設計值」）BRPid 朝低感度側偏移磁性偏移BOSDP 的份額。
於水平霍耳元件20自身的磁性偏移BOSDP 為正的情況下，下述數式（11）～數式（16）成立。此處，BHYS 、BHYSid 及BOS 分別是磁滯寬度、磁滯寬度BHYS 的設計值及磁性開關10A的磁電轉換開關特性上的磁性偏移。 BOP =BOPid +BOSDP （11） BRP =BRPid -BOSDP （12） BHYS =BHYSid +2BOSDP （13） BOS =（BOP +BRP ）/2=0                       （14） BOPid =VBOP /（2GKH ）                       （15） BRPid =VBRP /（2GKH ）                        （16）
根據所述數式（11）及所述數式（12），動作點BOP 及復位點BRP 距其設計值即動作點設計值BOPid 及復位點設計值BRPid 的偏移量的絕對值等於BOSDP 、且為相反符號。因此，於磁性開關10A中，如在磁電轉換開關特性的對稱性得到確保的狀態下、感度於S極及N極的兩極中偏移般地運作。於所述水平霍耳元件20自身的磁性偏移BOSDP 為正的情況下，磁性開關10A如在S極及N極的兩極中朝低感度地偏移般地運作。
圖12是說明在水平霍耳元件20自身的磁性偏移BOSDP 為負的情況下，訊號S1及訊號S3相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。
於圖12中，實線LDP1 、實線LDP2 、虛線BLid以及中空箭頭（1）、中空箭頭（1a）、中空箭頭（2）、中空箭頭（3）、中空箭頭（3a）及中空箭頭（4）與圖11相同。又，圖12所示的磁電轉換特性是在訊號S3為H位準且於第一期間Φ1選擇第二方向、訊號S3為H位準且於第二期間Φ2選擇第四方向、訊號S3為L位準且於第一期間Φ1選擇第三方向、訊號S3為L位準且於第二期間Φ2選擇第一方向的情況的例子。所述例子與第二控制邏輯模式對應。
於第二控制邏輯模式中，作為第五控制訊號的驅動控制訊號Sd1被自輸出端子56a輸出。同樣地，作為第六控制訊號、第七控制訊號、第八控制訊號的驅動控制訊號Sd2、驅動控制訊號Sd3、驅動控制訊號Sd4，分別被自輸出端子56b、輸出端子56c、輸出端子56d輸出。又，傳遞控制訊號St1、傳遞控制訊號St2分別被自輸出端子56e、輸出端子56f輸出。
藉由開關SP1～開關SP4、開關SN1～開關SN4及開關SS1～開關SS4基於驅動控制訊號Sd1～驅動控制訊號Sd4及傳遞控制訊號St1、傳遞控制訊號St2進行開閉動作，而訊號S3為H位準且於第一期間Φ1選擇第二方向，訊號S3為H位準且於第二期間Φ2選擇第四方向，訊號S3為L位準且於第一期間Φ1選擇第一方向，訊號S3為L位準且於第二期間Φ2選擇第三方向。
於訊號S3為H位準且磁通密度Bin朝S極側增加的階段，沿著與實線LDP2 對應的磁電轉換特性的軌跡（中空箭頭（1））。若輸入至SH比較器40A的電壓、即訊號S1的電壓朝正側超過基準電壓VBOP （ΔV・G＞VBOP ），則訊號S3朝L位準轉變。伴隨訊號S3的位準轉變，SH比較器40A的基準電壓自基準電壓VBOP 切換成基準電壓VBRP 。
於訊號S3為L位準的情況下，驅動電流的方向選擇第三方向或第一方向，因此朝與實線LDP1 對應的磁電轉換特性偏移（中空箭頭（2））。其後，於磁通密度Bin進一步朝S極側增加時，電壓V沿著實線LDP1 進一步朝正側增大（中空箭頭（3a））。
另一方面，於磁通密度Bin轉變為S極減少、Bin=0、進而N極增加時的軌跡為中空箭頭（3）。進而，若磁通密度Bin朝N極側增加，且輸入至SH比較器40A的電壓、即訊號S1的電壓朝負側超過基準電壓VBRP （ΔV・G＜VBRP ），則訊號S3朝H位準轉變。伴隨訊號S3的位準轉變，而SH比較器40A的基準電壓自基準電壓VBRP 切換成基準電壓VBOP 。
於訊號S3為H位準的情況下，驅動電流的方向選擇第二方向或第四方向，因此朝與實線LDP2 對應的磁電轉換特性偏移（中空箭頭（4））。其後，於磁通密度Bin進一步朝N極側增加時，電壓V沿著實線LDP2 進一步朝負側增大（中空箭頭（1a））。另一方面，於磁通密度Bin轉變為N極減少、Bin=0、進而S極增加時的軌跡為所述中空箭頭（1）。
於磁性開關10A中，在與實線LDP1 對應的磁電轉換特性及與實線LDP2 對應的磁電轉換特性之間進行轉變。於所述水平霍耳元件20自身的磁性偏移BOSDP 為負的情況下，於磁通密度Bin向朝S極側增加的方向變化時，使用第二方向及第四方向的驅動電流。
又，於磁通密度Bin向朝N極側增加的方向變化時，使用第三方向及第一方向的驅動電流。因此，動作點BOP 自動作點設計值BOPid 朝高感度側（靠近Bin=0的方向）偏移磁性偏移BOSDP 的份額。又，復位點BRP 自復位點設計值BRPid 朝高感度側偏移磁性偏移BOSDP 的份額。
於所述水平霍耳元件20自身的磁性偏移BOSDP 為負的情況下，下述數式（17）～數式（19）成立。再者，磁電轉換開關特性上的磁性偏移BOS 與所述數式（14）相同，即為0。 BOP =BOPid -BOSDP （17） BRP =BRPid +BOSDP （18） BHYS =BHYSid -2BOSDP （19）
根據所述數式（17）及所述數式（18），動作點BOP 及復位點BRP 距其設計值即動作點設計值BOPid 及復位點設計值BRPid 的偏移量的絕對值等於BOSDP 、且為相反符號。因此，於磁性開關10A中，如在磁電轉換開關特性的對稱性得到確保的狀態下、感度於S極及N極的兩極中偏移般地運作。於所述水平霍耳元件20自身的磁性偏移BOSDP 為負的情況下，磁性開關10A如在S極及N極的兩極中朝高感度偏移般地運作。
繼而，對磁通密度Bin及訊號S3所示的磁性的檢測狀態的關係進行說明。 圖13是說明基準時脈訊號CLK、磁通密度Bin及磁性的檢測狀態的關係的概略圖。再者，在說明時，鎖存電路80A設為重置成時刻t=0。又，磁通密度Bin及訊號S3的時刻t=0時的值即初始值分別設為磁通密度Bin=0及訊號S3=H位準。
基準時脈訊號CLK是於第一期間Φ1成為H位準、於第二期間Φ2成為L位準的週期訊號。鎖存電路80A基於在第二期間Φ2的最後的時機下訊號S3經消除偏移後的磁電轉換特性，更新磁通密度Bin的判定結果。
若磁通密度Bin自時刻t=0隨著時間經過而朝正側（圖中自下朝上）超過動作點BOP 而轉變成S極檢測的狀態，則自最先進入第一期間Φ1的時刻t1起開始S極檢測的判定動作。於時刻t1保持緊接在前的檢測狀態即N極檢測。其後，若成為磁通密度Bin超過動作點BOP 的狀態、即成為維持S極檢測的狀態不變下經過期間TC 的時刻t2，則鎖存電路80A輸出表示S極檢測的L位準的訊號S3。即，於時刻t2，磁通密度Bin的判定結果自N極檢測被更新成S極檢測。
隨著時間進一步經過而磁通密度Bin轉變為自S極變成N極，且朝負側（圖中自上朝下）超過復位點BRP 的狀態，則自最先進入第一期間Φ1的時刻t3起開始N極檢測的判定動作。於時刻t3保持緊接在前的檢測狀態即S極檢測。其後，若維持磁通密度Bin為N極檢測的狀態不變下經過期間TC 而成為時刻t4，則鎖存電路80A輸出表示N極檢測的H位準的訊號S3。即，於時刻t4，磁通密度Bin的判定結果自S極檢測被更新成N極檢測。於磁通密度Bin週期性地變動的情況下，重覆所述動作。
藉由如此般運作，在L位準與H位準之間進行轉變的訊號S3，自鎖存電路80A被朝輸出端子12、控制電路50及SH比較器40A發送。於控制電路50中，訊號S3與基準時脈訊號CLK皆被輸入。控制電路50基於所輸入的訊號S3及基準時脈訊號CLK，生成驅動控制訊號Sd1～驅動控制訊號Sd4及傳遞控制訊號St1、傳遞控制訊號St2。
圖14的（a）～（h）是輸入至控制電路50的基準時脈訊號CLK及訊號S3以及自控制電路50輸出的驅動控制訊號Sd1～驅動控制訊號Sd4及傳遞控制訊號St1、傳遞控制訊號St2的時序圖。再者，本圖所示的時序圖是應用所述第一控制邏輯模式的情況。又，與圖13同樣地，鎖存電路80A設為重置為時刻t=0者，且磁通密度Bin及訊號S3的時刻t=0時的值即初始值分別設為磁通密度Bin=0及訊號S3=H位準。
控制電路50基於訊號S3，於依照N極檢測時的表（圖4）的第一模式、及依照S極檢測時的表（圖4）的第二模式之間切換。於圖14的（a）～（h）所示的時序圖中，於時刻0＜t＜t2及t≧t4中成為N極檢測，於時刻t2≦t＜t4中成為S極檢測。
於N極檢測中，驅動控制訊號Sd1、驅動控制訊號Sd2及傳遞控制訊號St2、傳遞控制訊號St1與基準時脈訊號CLK同步地運作。驅動控制訊號Sd1及驅動控制訊號Sd2以L位準及H位準的位準互不相同的狀態、即反相地被輸出。傳遞控制訊號St2及傳遞控制訊號St1亦與驅動控制訊號Sd1及驅動控制訊號Sd2同樣地，反相地被輸出。
因此，於成為N極檢測的時刻0＜t＜t2及t≧t4中，驅動控制訊號Sd1及傳遞控制訊號St2在第一期間Φ1成為H位準，在第二期間Φ2成為L位準。驅動控制訊號Sd2及傳遞控制訊號St1在第一期間Φ1成為L位準，在第二期間Φ2成為H位準。
另一方面，於S極檢測中，驅動控制訊號Sd3、驅動控制訊號Sd4及傳遞控制訊號St1、傳遞控制訊號St2與基準時脈訊號CLK同步地運作。驅動控制訊號Sd3及驅動控制訊號Sd4反相地被輸出。傳遞控制訊號St1及傳遞控制訊號St2反相地被輸出。
因此，於成為S極檢測的時刻t2＜t＜t4中，驅動控制訊號Sd3及傳遞控制訊號St1在第一期間Φ1成為H位準，在第二期間Φ2成為L位準。驅動控制訊號Sd4及傳遞控制訊號St2在第一期間Φ1成為L位準，在第二期間Φ2成為H位準。
如此般，磁性開關10A包括構成為可將規定的基準電壓自多個候補切換並輸出的SH比較器40A。根據磁性開關10A及包括磁性開關10A的半導體裝置1A，藉由對應於訊號S3的位準來切換驅動電流的方向，而可獲得使S極側的動作點BOP 相對於Bin=0的直線反轉後而成的N極側的復位點BRP 或使N極側的復位點BRP 相對於Bin=0的直線反轉後而成的S極側的動作點BOP 。是獲得使S極側的動作點BOP 相對於Bin=0的直線反轉後而成的N極側的復位點BRP 、還是獲得使N極側的復位點BRP 相對於Bin=0的直線反轉後而成的S極側的動作點BOP ，可藉由切換開關SL1a、開關SL1b、開關SL1c、以及開關SL2a、開關SL2b、開關SL2c的開閉狀態來變更。
根據本實施形態，使用對應於訊號S3的位準來切換驅動電流的方向的兩向驅動的旋轉電流法，可使殘留偏移電壓的影響相對於S極側及N極側產生線對稱，因此可獲得對稱性高的磁滯特性。因此，根據本實施形態，可獲得動作點BOP 與復位點BRP 的絕對值相等的磁電轉換開關特性、即在S極及N極上線對稱的磁電轉換開關特性。
如上述般，磁性開關10A整體的磁電轉換開關特性成為在S極及N極上線對稱的磁電轉換開關特性。因此，根據本實施形態，使用對應於訊號S3的位準來切換驅動電流的方向的兩向驅動的旋轉電流法，可獲得可與四向驅動的旋轉電流法同程度地抑制殘留偏移電壓的影響的磁電轉換開關特性。
又，由於使用兩向驅動的旋轉電流法，因此即便每一方向的處理時間相同，但相對於四向驅動的旋轉電流法，可將磁極的檢測判定所需的處理時間減半。因此，磁性開關10A及包括磁性開關10A的半導體裝置1A相對於使用四向驅動的旋轉電流法的磁性開關及包括所述磁性開關的半導體裝置，即便每一方向的處理時間相同，亦可在短時間內進行訊號處理。
再者，於使用四向驅動的旋轉電流法的磁性開關及包括所述磁性開關的半導體裝置中，若提高基準時脈頻率，則有可能使每一週期的處理時間相同。然而，於提高基準時脈頻率的情況下，不得不提高放大器或比較器的頻寬，而消耗電力會增大。因此，磁性開關10A及包括磁性開關10A的半導體裝置1A，相對於使用四向驅動的旋轉電流法的磁性開關及包括所述磁性開關的半導體裝置，即便於所有驅動方向（一個週期）上的處理時間相同，亦可低消耗電力地進行訊號處理。
根據本實施形態，藉由對應於訊號S3的位準將驅動電流的方向是以水平霍耳元件20自身的磁性偏移BOSDP 成為正的方式分配還是成為負的方式進行分配，而可獲得不同的兩個模式的線對稱的磁電轉換開關特性。於水平霍耳元件20自身的磁性偏移BOSDP 為正的情況下，可將表觀上的感度的偏移設為朝低感度側的偏移。於水平霍耳元件20自身的磁性偏移BOSDP 為負的情況下，可將表觀上的感度的偏移設為朝高感度側的偏移。又，根據本實施形態，可自不同的兩個模式的線對稱的磁電轉換開關特性來切換所期望的一個模式的線對稱的磁電轉換開關特性地進行選擇。
根據本實施形態，藉由事前的調整作業而可實現動作點BOP 及復位點BRP 的最佳化。例如，在驅動電流的方向的各組合的磁性偏移BOSDP 的偏差為系統性且已知磁性偏移BOSDP 的極性的情況下，只要事前調整事先預想到磁性偏移BOSDP 的偏移量的基準電壓VBRP 、基準電壓VBRP 的絕對值即可。
另一方面，於驅動電流的方向的各組合的磁性偏移BOSDP 的隨機偏差大、且極性為未知的情況下，首先對半導體裝置1A所包括的磁性開關10A的磁電轉換開關特性的磁性偏移BOS 進行測定。然後，只要追加考慮了磁電轉換開關特性中的磁性偏移BOS 的測定結果的熔斷修整（fuse trimming）或電子可抹除可程式化唯讀記憶體（Electrically Erasable Programmable read only memory，EEPROM）寫入等調整步驟即可。
根據本實施形態，可無關於水平霍耳元件20自身的磁性偏移BOSDP 的大小而使殘留偏移電壓的影響相對於S極側及N極側線對稱地產生。因此，無需為了抑制水平霍耳元件20自身的磁性偏移BOSDP ，而應用將多個霍耳元件單元並聯連接而成的水平霍耳元件20。根據本實施形態，可在不使晶片佔有面積及消耗電流增大下獲得在S極及N極上線對稱的磁電轉換開關特性。
[第二實施形態] 圖15是表示第二實施形態的半導體裝置1B的結構的概略圖。 圖16的（a）～圖16的（d）是表示半導體裝置1B所包括的垂直霍耳元件60的結構及連接狀態的概略圖。
半導體裝置1B相對於半導體裝置1A在包括垂直霍耳元件60來取代與節點P1至節點P4連接的水平霍耳元件20的方面不同，但在其他方面相同。因此，於本實施形態中，以垂直霍耳元件60為中心進行說明，且對與半導體裝置1A重覆的說明予以省略。
半導體裝置1B包括設置於半導體基板2的磁性開關10B。磁性開關10B包括：驅動端子11P、驅動端子11N、輸出端子12、垂直霍耳元件60、開關SP1～開關SP4、開關SN1～開關SN4及開關SS1～開關SS4、放大器30、SH比較器40A、控制電路50、以及鎖存電路80A。
垂直霍耳元件60具有電極61～電極65，例如電極61至電極65沿著Y軸方向空開規定距離地配置。於沿著Y軸方向的方向上的位於最端部的兩個電極61、電極65由配線66連接（短路）。電極61、電極65經由配線66與節點P3連接。電極62與節點P2連接。電極63與節點P1連接。電極64與節點P4連接。
於如上述般構成的磁性開關10B中，與磁性開關10A同樣地，可對第一電流驅動方向～第四電流驅動方向進行定義。例如，將驅動電流自電極61～電極65中的位於中心的第三個電極63朝位於最端部的第一個電極61及第五個電極65流動的方向作為第一電流驅動方向（參照圖16的（a））。將驅動電流自電極61及電極65分別朝電極63流動的方向、即與第一電流驅動方向為相反方向作為第二電流驅動方向（參照圖16的（b））。將驅動電流自電極61～電極65中的位於第二個的電極62朝位於第四個的電極64流動的方向作為第三電流驅動方向（參照圖16的（c））。將驅動電流自電極64朝電極62流動的方向、即與第三電流驅動方向為相反方向作為第四電流驅動方向（參照圖16的（d））。
若依照如上文所述的例子，則垂直霍耳元件60於第一電流驅動方向上在電極64與電極62之間產生正的霍耳電動勢，於第三電流驅動方向上在電極63與電極61、電極65之間產生正的霍耳電動勢。另一方面，垂直霍耳元件60於第二電流驅動方向上在電極64與電極62之間產生負的霍耳電動勢，於第四電流驅動方向上在電極63與電極61、電極65之間產生負的霍耳電動勢。
可使如此般構成的半導體裝置1B及磁性開關10B與半導體裝置1A及磁性開關10A同樣地運作。藉由進行與半導體裝置1A及磁性開關10A同樣的動作，而半導體裝置1B及磁性開關10B獲得與半導體裝置1A及磁性開關10A同樣的效果。
如此般，根據本實施形態，利用對應於訊號S3的位準來切換驅動電流的方向的兩向驅動的旋轉電流法，可獲得線對稱的磁電轉換開關特性。即，可獲得如下等的與第一實施形態同樣的效果：可獲得能夠與四向驅動的旋轉電流法同程度地抑制殘留偏移電壓的影響的磁電轉換開關特性。
又，若垂直霍耳元件60與水平霍耳元件20相比，則由於其非對稱的幾何學結構，而具有自身的磁性偏移BOSDP 大的傾向。因此，本實施形態中的獲得線對稱的磁電轉換特性的優點，與第一實施形態中的能夠獲得線對稱的磁電轉換特性的優點相比可謂更顯著的優點。
再者，圖16的（a）～圖16的（d）的所示的垂直霍耳元件60是於沿著Y軸的方向上配置電極61～電極65、且磁通密度Bin的方向為與X軸平行的方向的例子，但垂直霍耳元件60並不限定於所述例子。垂直霍耳元件60只要為電極61～電極65所配置的方向與磁通密度Bin的方向具有正交的關係即可。例如，垂直霍耳元件60亦可於沿著X軸的方向上配置電極61～電極65、且磁通密度Bin的方向為與Y軸平行的方向。
[第三實施形態] 圖17是表示第三實施形態的半導體裝置1C的結構的概略圖。
半導體裝置1C相對於半導體裝置1A在更包括基於訊號S3來切換輸入端子與輸出目的地的截波器開關（chopper switch）70的方面、包括SH比較器40C來取代SH比較器40A的方面、以及包括鎖存電路80C來取代鎖存電路80A的方面不同，但在其他方面相同。因此，於本實施形態中，以所述不同方面為中心進行說明，且對與半導體裝置1A重覆的說明予以省略。
半導體裝置1C包括設置於半導體基板2的磁性開關10C。磁性開關10C包括：驅動端子11P、驅動端子11N、輸出端子12、水平霍耳元件20、開關SP1～開關SP4、開關SN1～開關SN4、開關SS1～開關SS4、截波器開關70、放大器30、SH比較器40C、控制電路50、以及鎖存電路80C。
截波器開關70配設於較作為比較電路的SH比較器40C更前段。於圖17所例示的半導體裝置1C中，截波器開關70連接於開關SS1～開關SS4的各第二端與放大器30的正相輸入端子INP及反相輸入端子INN之間。
截波器開關70具有：差動輸入部；差動輸出部；切換部，可將連接差動輸入部與差動輸出部的路徑切換成兩種；以及控制端子，供輸入切換所述路徑的控制訊號即訊號S3。
於截波器開關70中，差動輸入部包含第一輸入端及第二輸入端。第一輸入端及第二輸入端分別與開關SS1、開關SS2以及開關SS3、開關SS4的各第二端連接。差動輸出部包含第一輸出端及第二輸出端。第一輸出端及第二輸出端分別與正相輸入端子INP及反相輸入端子INN連接。
截波器開關70的切換部具有將第一輸入端及第二輸入端與第一輸出端及第二輸出端之間分別可開閉地加以連接的四個路徑。所述四個路徑包含：第一路徑，將第一輸入端與第一輸出端可開閉地加以連接；第二路徑，將第一輸入端與第二輸出端可開閉地加以連接；第三路徑，將第二輸入端與第一輸出端可開閉地加以連接；以及第四路徑，將第二輸入端與第二輸出端可開閉地加以連接。所述四個路徑可基於自控制端子輸入的控制訊號切換所述開閉狀態。
截波器開關70構成為可切換成第一路徑及第四路徑閉合且第二路徑及第三路徑斷開的第一連接狀態、以及第一路徑及第四路徑斷開且第二路徑及第三路徑閉合的第二連接狀態。此處，第一連接狀態是直接連接狀態，第二連接狀態是交叉連接狀態。
截波器開關70於第一連接狀態、即直接連接狀態下，可將自第一輸入端及第二輸入端輸入的訊號保持在相同極性的情況下自第一輸出端及第二輸出端輸出。又，在第二連接狀態、即交叉連接狀態下，可使自第一輸入端及第二輸入端輸入的訊號的極性反轉（設為相反的極性）並自第一輸出端及第二輸出端輸出。
圖18是表示SH比較器40C的一例的電路圖。 SH比較器40C相對於SH比較器40A在具有基準電壓電路48來取代基準電壓電路46的方面不同，但在其他方面實質上無不同。
基準電壓電路48構成為可輸出規定的基準電壓（恆定電壓）。即，SH比較器40C自SH比較器40A省略了使基準電壓可變的功能，而將用於設定水平霍耳元件20的動作點BOP 及復位點BRP 的基準電壓一元化（合併成一個）。這是因為由於截波器開關70可將所差動輸入的訊號的極性予以反轉輸出，因此可將輸入至放大器30以後的訊號的極性統一成正及負的任一者。於本實施形態的說明中，將規定的基準電壓設為正極性的電壓即基準電壓VBOP 。
鎖存電路80C相對於鎖存電路80A，在針對所輸入的訊號S2來決定所輸出的訊號S3的邏輯方面不同、即鎖存輸出訊號生成部（省略圖示）不同，但於其他方面實質上相同。鎖存電路80C構成為可基於所輸入的訊號S2及反相基準時脈訊號CLKX，將具有與訊號S2相同的位準的訊號或具有與訊號S2相反的位準的訊號作為訊號S3而輸出。即，鎖存電路80C是構成為可進行雙態觸變（toggle）動作的所謂雙態觸變型鎖存電路。
接著，對磁性開關10C的作用進行說明。 於磁性開關10C中，與磁性開關10A同樣地，水平霍耳元件20的輸出訊號經由開關SS1～開關SS4自差動輸入部即第一輸入端子及第二輸入端子朝截波器開關70輸入。又，自鎖存電路80A輸出的訊號S3自控制端子朝截波器開關70輸入。
截波器開關70對應於訊號S3的位準轉變成在不使差動輸入的訊號的極性反轉的情況下原樣輸出的第一連接狀態、及使差動輸入的訊號的極性反轉後輸出的第二連接狀態的任一狀態。因此，截波器開關70對應於訊號S3的位準，使差動輸入的訊號原樣輸出或使差動輸入的訊號的極性反轉後輸出。差動輸入至截波器開關70的訊號的極性對應於訊號S3的位準而被切換，因此獲得相對於Bin=0（後述的圖19及圖20）的直線成為線對稱的磁電轉換開關特性。
自截波器開關70的第一輸出端子及第二輸出端子輸出的訊號，被輸入至正相輸入端子INP及反相輸入端子INN。於放大器30內的動作如上所述。
於繼放大器30之後的SH比較器40C中，與SH比較器40A同樣地，對作為所取樣的第一期間Φ1的訊號S1與第二期間Φ2的訊號S1的差分訊號的差分電壓訊號、跟規定的基準電壓進行比較判定。SH比較器40C輸出位準與差分電壓訊號跟規定的基準電壓的比較判定的結果對應的訊號S2。規定的基準電壓被自基準電壓電路48輸出，與訊號S3的位準如何無關而為恆定電壓。訊號S2自SH比較器40C被輸入至鎖存電路80C。
鎖存電路80C在第二期間Φ2的最後的時機、即反相基準時脈訊號CLKX的下降邊緣進行雙態觸變動作。若對所述雙態觸變動作具體地進行說明，則在訊號S2的位準為H位準時，輸出自當前所保持的訊號S3的位準切換成相反的位準的訊號S3。在訊號S2的位準為L位準時，輸出保持當前所保持的訊號S3的位準的訊號S3。自鎖存電路80C輸出的訊號S3被傳輸至輸出端子12、控制電路50及截波器開關70。控制電路50的動作如上文所述。
繼而，對磁性開關10C的磁電轉換開關特性進行說明。 於磁性開關10C中，不僅與磁性開關10A同樣地切換驅動電流的方向的組合，而且進一步對應於訊號S3將選擇第一方向對時的經消除偏移後的磁電轉換特性切換成使輸入至截波器開關70的訊號的極性反轉後輸出、還是不反轉地輸出的任一者。
圖19是說明當半導體裝置1C的水平霍耳元件20自身的磁性偏移為正時的訊號S1及訊號S3相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。
於圖19中，實線LDP1S 示出在驅動電流的方向對為第一方向對時、磁性偏移BOSDP 成為正的磁電轉換特性。實線LDP2C 示出在驅動電流的方向對為第二方向對時、磁性偏移BOSDP 成為負的磁電轉換特性。虛線BLid1 是在驅動電流為第一方向對時取得兩方向上的磁電轉換特性的差分的磁電轉換特性。虛線BLid2 是在驅動電流為第二方向對時取得兩方向上的磁電轉換特性的差分的磁電轉換特性。中空箭頭（1）、中空箭頭（1a）、中空箭頭（2）、中空箭頭（3）、中空箭頭（3a）及中空箭頭（4）示出磁電轉換特性的磁滯的軌跡。
又，圖19所示的磁電轉換特性是在訊號S3為H位準且於第一期間Φ1選擇第三方向、訊號S3為H位準且於第二期間Φ2選擇第一方向、訊號S3為L位準且於第一期間Φ1選擇第四方向、訊號S3為L位準且於第二期間Φ2選擇第二方向的情況的例子。又，於所述例子中，於訊號S3為H位準的期間，截波器開關70處於作為第一連接狀態的直接連接狀態。於訊號S3為L位準的期間，截波器開關70處於作為第二連接狀態的交叉連接狀態。
磁性開關10C包括截波器開關70，藉此可使輸入至截波器開關70的訊號的極性反轉後輸出。因此，實線LDP1S 與後述的圖20所示的實線LDP1C 相對於橫軸即磁通密度Bin成為對稱的線段。又，實線LDP2C 與後述的圖20所示的實線LDP2S ，相對於橫軸即磁通密度Bin成為對稱的線段。
中空箭頭（1）示出在訊號S3為H位準、且磁通密度Bin朝S極側增加時的與實線LDP1S 對應的磁電轉換特性上的軌跡。若輸入至SH比較器40C的電壓、即訊號S1的電壓超過基準電壓VBOP （ΔV・G＞VBOP ），則訊號S3朝L位準轉變。
若訊號S3朝L位準轉變，則所選擇的驅動電流的方向被切換成第二方向對，進而截波器開關70自直接連接狀態切換成交叉連接狀態。伴隨訊號S3的位準轉變，自與實線LDP1S 對應的磁電轉換特性上的軌跡朝與實線LDP2C 對應的磁電轉換特性上的軌跡轉變（中空箭頭（2））。其後，於磁通密度Bin進一步朝S極側增加時，電壓V沿著實線LDP2C 進一步朝負側增大（中空箭頭（3a））。
另一方面，於磁通密度Bin轉變為S極減少、Bin=0、進而N極增加時的軌跡為中空箭頭（3）。若磁通密度Bin進一步朝N極側增加、且訊號S1的電壓超過基準電壓VBOP （ΔV・G＞VBOP ），則訊號S3朝H位準轉變。
若訊號S3朝H位準轉變，則所選擇的驅動電流的方向被切換成第一方向對，進而截波器開關70自交叉連接狀態切換成直接連接狀態。伴隨訊號S3的位準轉變，自與實線LDP2C 對應的磁電轉換特性上的軌跡朝與實線LDP1S 對應的磁電轉換特性上的軌跡轉變（中空箭頭（4））。其後，於磁通密度Bin進一步朝N極側增加時，電壓V沿著實線LDP1S 進一步朝負側增大（中空箭頭（1a））。另一方面，於磁通密度Bin轉變為N極減少、Bin=0、進而S極增加時的軌跡為所述中空箭頭（1）。
圖20是說明當半導體裝置1C的水平霍耳元件20自身的磁性偏移為負時的訊號S1及訊號S3相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。又，圖21是將部分Pa（參照圖20）放大地示出的放大圖。
於圖20中，實線LDP1C 示出在驅動電流的方向對為第一方向對時、磁性偏移BOSDP 成為正的磁電轉換特性。實線LDP2S 示出在驅動電流的方向對為第二方向對時、磁性偏移BOSDP 成為負的磁電轉換特性。虛線BLid1 是在驅動電流為第一方向對時取得兩方向上的磁電轉換特性的差分的磁電轉換特性。虛線BLid2 是在驅動電流為第二方向對時取得兩方向上的磁電轉換特性的差分的磁電轉換特性。中空箭頭（1）、中空箭頭（1a）、中空箭頭（2）、中空箭頭（3）、中空箭頭（3a）及中空箭頭（4）示出磁電轉換特性的磁滯的軌跡。
又，圖20所示的磁電轉換特性是在訊號S3為H位準且於第一期間Φ1選擇第四方向、訊號S3為H位準且於第二期間Φ2選擇第二方向、訊號S3為L位準且於第一期間Φ1選擇第三方向、訊號S3為L位準且於第二期間Φ2選擇第一方向的情況的例子。又，於所述例子中，於訊號S3為H位準的期間，截波器開關70處於作為第一連接狀態的直接連接狀態。於訊號S3為L位準的期間，截波器開關70處於作為第二連接狀態的交叉連接狀態。
中空箭頭（1）示出在訊號S3為H位準、且磁通密度Bin朝S極側增加時的與實線LDP2S 對應的磁電轉換特性的軌跡。若輸入至SH比較器40C的電壓、即訊號S1的電壓超過基準電壓VBOP （ΔV・G＞VBOP ），則訊號S3朝L位準轉變。
若訊號S3朝L位準轉變，則所選擇的驅動電流的方向被切換成第一方向對，進而截波器開關70自直接連接狀態切換成交叉連接狀態。伴隨訊號S3的位準轉變，自與實線LDP2S 對應的磁電轉換特性上的軌跡朝與實線LDP1C 對應的磁電轉換特性上的軌跡轉變（中空箭頭（2））。其後，於磁通密度Bin進一步朝S極側增加時，電壓V沿著實線LDP1C 進一步朝正側增大（中空箭頭（3a））。
另一方面，磁通密度Bin轉變為S極減少、Bin=0、進而N極增加時的軌跡為中空箭頭（3）。若磁通密度Bin進一步朝N極側增加、且訊號S1的電壓超過基準電壓VBOP （ΔV・G＞VBOP ），則訊號S3朝H位準轉變。
若訊號S3朝H位準轉變，則所選擇的驅動電流的方向被切換成第二方向對，進而截波器開關70自交叉連接狀態切換成直接連接狀態。伴隨訊號S3的位準轉變，自與實線LDP1C 對應的磁電轉換特性上的軌跡朝與實線LDP2S 對應的磁電轉換特性上的軌跡轉變（中空箭頭（4））。
其後，於磁通密度Bin進一步朝N極側增加時，電壓V沿著實線LDP2S 進一步朝負側增大（中空箭頭（1a））。另一方面，於磁通密度Bin轉變為N極減少、Bin=0、進而S極增加時的軌跡為所述中空箭頭（1）。於本實施形態中，磁電轉換特性中的磁滯的軌跡的形狀為8字狀。如此般，本實施形態的磁電轉換特性中的磁滯的軌跡的形狀與第一實施形態、第二實施形態的磁電轉換特性中的磁滯的軌跡的形狀、即平行四邊形形狀不同。
於本實施形態中，例如可應用基準電壓VBOP 等一個規定的基準電壓來切換磁電轉換特性。又，於本實施形態中，應用一個基準電壓來切換磁電轉換特性，因此磁性開關10C可應用電路規模較基準電壓電路46小的基準電壓電路48。因此，磁性開關10C與磁性開關10A、磁性開關10B相比將電路規模更小地構成。
根據本實施形態，藉由對一個基準電壓切換磁電轉換特性，而與對於包含基準電壓VBOP 及基準電壓VBRP 的兩個基準電壓切換磁電轉換特性的第一實施形態、第二實施形態相比可容易地抑制作為S極/N極間的非對稱性的原因的基準電壓的偏差。又，磁性開關10C的基準電壓VBOP 的偏差與磁性開關10A、磁性開關10B中的兩個獨立的基準電壓VBOP 及基準電壓VBRP 的偏差相比得到抑制。因此，根據本實施形態，可獲得S極/N極間的對稱性良好的磁電轉換開關特性。
再者，本發明並不限定於保持所述實施形態不變，於實施階段，除了所述例子以外亦能夠以各種形態進行實施，在不脫離發明的主旨的範圍內，可進行各種省略、置換、變更。例如，可還設置使驅動控制訊號Sd1～驅動控制訊號Sd4及傳遞控制訊號St1、傳遞控制訊號St2延遲規定時間後輸出的延遲元件或緩衝器（buffer）。
所述半導體裝置1C及磁性開關10C是包括水平霍耳元件20來作為霍耳元件的例子，但亦可如半導體裝置1B及磁性開關10B般，包括垂直霍耳元件60代替水平霍耳元件20來作為霍耳元件。又，截波器開關70亦可為具有同樣功能的其他電路。即，於磁性開關10C中，可應用下述電路來取代截波器開關70，即：具有所述差動輸入部、差動輸出部、切換部及控制端子，且基於自控制端子輸入的訊號S3，將所輸入的訊號切換成同相或反相後輸出。
例如，可應用將基於自控制端子輸入的訊號S3接通（短路）或切斷（開路）的開關並聯地配置於訊號傳輸路徑而構成的開關電路來取代截波器開關70。應用所述開關電路的磁性開關10C，與應用截波器開關70的磁性開關10C相比，串聯電阻成分受到抑制，而可獲得更良好的噪音特性。因此，若應用所述開關電路來取代截波器開關70，則可提供具有再現性良好的磁電轉換開關特性的磁性開關10C。
磁性開關10C可包括具有極性反轉功能的放大器30來取代截波器開關70及不具有極性反轉功能的放大器30。
又，所述磁性開關10A～磁性開關10C是交變檢測型的磁性開關，但亦可構成為兩極檢測型的磁性開關。於磁性開關10A～磁性開關10C構成為兩極檢測型的磁性開關的情況下，只要將磁性開關10A～磁性開關10C構成為可對應於訊號S3的訊號位準，來切換放大器30的放大率或放大器30的放大率及SH比較器40A、SH比較器40C的規定的基準電壓的絕對值即可。
可對放大器30的放大率或放大器30的放大率及SH比較器40A、SH比較器40C的規定的基準電壓的絕對值進行切換的結構，例如可包含：邏輯電路、包含基於訊號S3進行開閉的開關的開關電路、或組合了該些電路而成的電路。再者，於將磁性開關10A～磁性開關10C形成為兩極檢測型的磁性開關的情況下，即便對所組合的磁鐵的極性不予管理，但仍可減小包括本實施形態的半導體裝置的磁性體檢測機構的檢測距離的偏差。
又，所述磁性開關10A～磁性開關10C亦可構成為所謂單極檢測型磁性開關。單極檢測型磁性開關是於S極及N極任一極性上具有動作點BOP 及復位點BRP 兩者的磁性開關。於磁性開關10A～磁性開關10C構成為單極檢測型磁性開關的情況下，若在製造時追加控制邏輯的切換步驟，則可以於S極及N極的任一極性上具有動作點BOP 及復位點BRP 兩者的方式來調整動作點BOP 及復位點BRP 。
於所述實施形態中，例示了水平霍耳元件20具有形成於正方形的四角的電極21～電極24的結構（例如，參照圖1、圖17），但並不限定於此。水平霍耳元件20只要至少為可將驅動電流的方向定義為所述第一方向～所述第四方向的四方向的形狀即可。即，水平霍耳元件20除了正方形以外，亦可形成為十字型、八角形、圓形等形狀。又，電極21～電極24的數目亦可為四個以上。
又，於所述實施形態中，例示了具有五個電極61～電極65、即具有五端子的垂直霍耳元件60，但並不限定於此。垂直霍耳元件60只要至少構成為可將驅動電流的方向定義為所述第一方向～所述第四方向的四方向即可。
於所述實施形態中，邏輯電路57並不限定於圖3所例示的邏輯演算元件及電路結構。若為在所述輸入訊號被輸入的情況下能夠獲得相同邏輯演算結果的電路，則所使用的邏輯演算元件及電路結構為任意。
又，於所述實施形態中，作為切換控制邏輯模式的機構的一例，而對切換控制邏輯模式的開關電路58進行了說明，但切換控制邏輯模式的機構，並不限定於此。例如，開關SL1a、開關SL2a、開關SL1b、開關SL2b、開關SL1c、開關SL2c亦可為機械式開關、電晶體等的電子式開關、或該些開關的組合。
又，開關SL1a、開關SL2a、開關SL1b、開關SL2b、開關SL1c、開關SL2c亦可為具有控制端子的開關。在應用對應於自控制端子輸入的訊號而可進行開閉動作的開關SL1a、開關SL2a、開關SL1b、開關SL2b、開關SL1c、開關SL2c的情況下，可構建對應於所關注的要因的變化而可自動地切換第一控制邏輯模式及第二控制邏輯模式的半導體裝置及磁性開關。
例如，將所關注的要因設為霍耳元件的電壓偏移的非對稱性的極性，而於磁性開關10A～磁性開關10C還設置對霍耳元件的電壓偏移的非對稱性的極性進行檢測的檢測電路。檢測電路輸出基於對霍耳元件的電壓偏移的非對稱性的極性檢測後的結果的訊號。磁性開關可構成為將自檢測電路輸出的訊號輸入至開關SL1a、開關SL2a、開關SL1b、開關SL2b、開關SL1c、開關SL2c的各控制端子。如此般構成的磁性開關及包括所述磁性開關的半導體裝置，可對應於霍耳元件的電壓偏移的非對稱性的極性，將控制邏輯模式切換成第一控制邏輯模式或第二控制邏輯模式。
再者，亦可設為下述結構，即：還設置對霍耳元件的電壓偏移差分的絕對值進行評估的電路，基於表示所述電路的評估結果的訊號，對放大器30的放大率G、SH比較器40A的基準電壓VBOP 及基準電壓VBRP 的至少任一者進行校正。此種情況下，不僅可將磁電轉換開關特性上的磁性偏移BOS 調整為零，而且可抑制因霍耳元件的磁性偏移BOSDP 而產生的動作點BOP 及復位點BRP 自設計值的偏移。
進而，切換控制邏輯模式的機構亦可構成為包括：控制電路，進行依照第一控制邏輯模式的控制動作；第二控制電路，進行依照第二控制邏輯模式的控制動作；以及控制電路選擇開關，切換成所述控制電路及所述第二控制電路的一者。
例如，以圖3例示的將開關SL1a、開關SL1b、開關SL1c設為「接通」，將開關SL2a、開關SL2b、開關SL2c設為「切斷」後的連接狀態的控制電路50作為進行依照第一控制邏輯模式的控制動作的控制電路。又，以將開關SL1a、開關SL1b、開關SL1c設為「切斷」、將開關SL2a、開關SL2b、開關SL2c設為「接通」後的連接狀態的控制電路50作為第二控制電路。此種情況下，控制電路選擇開關只要構成為將控制電路與第二控制電路並聯連接，而可對將成為訊號S3被輸入的目的地的電路以及成為驅動控制訊號Sd1～驅動控制訊號Sd4及傳遞控制訊號St1、傳遞控制訊號St2被輸出的來源的電路設為控制電路還是第二控制電路進行切換即可。
於所述實施形態中，開關電路58包括於控制電路50，但亦可形成為與控制電路50不同的獨立的電路。此種情況下，藉由開關電路58將訊號位準經切換的基準時脈訊號CLK及訊號S3輸入至控制電路50。
於所述實施形態中，對水平霍耳元件20及垂直霍耳元件60為單一的元件的情況進行了說明，但自抑制磁性偏移BOSDP 的大小的觀點而言，亦可採用將多個霍耳元件單元並聯連接而成的結構。根據將多個霍耳元件單元並聯連接而成的結構，可減小動作點BOP 及復位點BRP 自設計值的偏移份額。因此，應用將多個霍耳元件單元並聯連接而構成的霍耳元件的磁性開關10A～磁性開關10C，與不是將多個霍耳元件單元並聯連接而構成的、即包括作為單一元件的霍耳元件的磁性開關10A～磁性開關10C相比，可獲得更接近設計值的磁電轉換開關特性。
又，在重視處理速度的情況下，包括將多個霍耳元件單元並聯連接而構成的霍耳元件的磁性開關10A～磁性開關10C，可抑制霍耳元件的輸出電阻及時間常數，因此與包括由單一元件構成的霍耳元件的磁性開關10A～磁性開關10C相比可將處理速度高速化。
於所述實施形態中，對驅動端子11P與第一電源連接、且驅動端子11N與第二電源連接的情況，即磁性開關10A～磁性開關10C的驅動電源為恆定電壓源的情況進行了說明，但磁性開關10A～磁性開關10C的驅動電源亦可為恆定電流源。
於應用恆定電壓源作為驅動電源的情況下，無需驅動用的恆定電流源電路，因此與應用恆定電流源作為驅動電源的情況相比具有電路規模變小的優點。又，於應用恆定電流源作為驅動電源的情況下，與應用恆定電壓源作為驅動電源的情況相比具有霍耳元件的殘留偏移電壓相對變小的優點。
又，於所述實施形態中，對磁性開關10A～磁性開關10C的訊號處理為電壓模式的情況進行了說明，但亦可將其一部分或全部設為電流模式。電流模式的訊號處理與電壓模式的訊號處理相比更為快速，因此與採用電壓模式的訊號處理的情況相比易於提升基準時脈頻率。因此，訊號處理為電流模式的磁性開關10A～磁性開關10C，與訊號處理為電壓模式的磁性開關10A～磁性開關10C相比，可進一步提高檢測精度及訊號處理速度。
於所述實施形態中，對應用差動輸入單相輸出型的放大器30及單相輸入型的SH比較器40A、SH比較器40C的磁性開關10A～磁性開關10C的結構例進行了說明。然而，放大器30及SH比較器40A、SH比較器40C並不限定於所述例子。於磁性開關10A～磁性開關10C中，亦可應用差動入輸出型的放大器30及差動輸入型的SH比較器40A、SH比較器40C。此種情況下，可提供相對於自電源等疊加的同相噪音相對穩健的磁性開關10A～磁性開關10C。
該些實施形態及其變形包含於發明的範圍及主旨內，且包含於申請專利範圍所記載的發明及其均等的範圍內。
1A～1C:半導體裝置 2:半導體基板 10A～10C:磁性開關 11P、11N:驅動端子 12:輸出端子 20:水平霍耳元件 21～24、61～65:電極 30:放大器 40A、40C:SH比較器 41、42、44:SH比較器的輸入端子 43:SH比較器的輸出端子 45:SHA 46、48:基準電壓電路 46a:基準電壓電路的輸入端 46b:基準電壓電路的輸出端 46c:基準電壓電路的可變電壓源 47:比較器 50:控制電路 51a、51b:控制電路的輸入端子 52a、52b、54a～54e:逆變器 53a～53d:NAND元件 55:EXOR元件 56a～56f:控制電路的輸出端子 57:邏輯電路 58:開關電路 60:垂直霍耳元件 66:配線 70:截波器開關 80A、80C:鎖存電路 BHYS :磁滯寬度 BHYSid :磁滯寬度的設計值 BOP :動作點 BOPid :動作點設計值 BOS 、BOSDP 、BOSDP1 、BOSDP2 :磁性偏移 BRP :復位點 BRPid :復位點設計值 Bin:磁通密度 CLK:基準時脈訊號 CLKX:反相基準時脈訊號 INN:反相輸入端子 INP:正相輸入端子 L1:第一直線 L2:第二直線 OT:放大器的輸出端子 P1～P4:節點 Pa:部分 S1～S2:訊號 S3:訊號（鎖存輸出訊號） Sd1～Sd4:驅動控制訊號 SL1a、SL2a、SL1b、SL2b、SL1c、SL2c:開關 SN1～SN4、SP1～SP4、SNA～SND、SPA～SPD、SS1～SS4:開關（第一開關電路） St1、St2:傳遞控制訊號 TC :期間 t、t1～t4:時刻 V、GVOSA :電壓 VBOP 、VBRP :基準電壓 VOS1 、VOS2 :偏移電壓 X、Y、Z:軸 Φ1:第一期間 Φ2:第二期間 （1）、（1a）、（2）、（3）、（3a）、（4）:磁電轉換特性的磁滯的軌跡
圖1是第一實施形態的半導體裝置的概略圖。 圖2是表示本實施形態的半導體裝置中的取樣保值（sample-and-hold）比較器的一例的電路圖。 圖3是表示實施形態的半導體裝置中的控制電路的一例的電路圖。 圖4是表示控制電路中的邏輯電路的控制邏輯模式的一例的說明圖。 圖5的（a）～圖5的（d）是對本實施形態的半導體裝置中的水平霍耳元件的驅動電流的方向進行說明的說明圖。 圖6的（a）是說明放大器的輸入電壓相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。圖6的（b）是說明當在所述水平霍耳元件中流動的驅動電流的方向為第二方向對時的放大器的輸入電壓相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。 圖7是說明當在本實施形態的半導體裝置的水平霍耳元件中流動的驅動電流的方向為第一方向對時的放大器的輸出電壓相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。 圖8是說明當在本實施形態的半導體裝置的水平霍耳元件中流動的驅動電流的方向為第一方向對時的鎖存電路的輸出電壓相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。 圖9是說明當在本實施形態的半導體裝置的水平霍耳元件中流動的驅動電流的方向為第二方向對時的放大器的輸出電壓相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。 圖10是說明當在本實施形態的半導體裝置的水平霍耳元件中流動的驅動電流的方向為第二方向對時的鎖存電路的輸出電壓相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。 圖11是說明當本實施形態的半導體裝置的水平霍耳元件自身的磁性偏移為正時的放大器的輸出電壓及鎖存電路的輸出電壓相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。 圖12是說明當本實施形態的半導體裝置的水平霍耳元件自身的磁性偏移為負時的放大器的輸出電壓及鎖存電路的輸出電壓相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。 圖13是說明輸入至控制電路的基準時脈訊號、磁通密度Bin及磁性的檢測狀態的關係的概略圖。 圖14的（a）～（h）是輸入至控制電路的基準時脈訊號、鎖存輸出訊號以及自控制電路輸出的驅動控制訊號及傳遞控制訊號的時序圖。 圖15是第二實施形態的半導體裝置的概略圖。 圖16的（a）～圖16的（d）是說明本實施形態的半導體裝置的垂直霍耳元件的驅動電流的方向的說明圖。 圖17是第三實施形態的半導體裝置的概略圖。 圖18是表示本實施形態的半導體裝置中的取樣保值比較器的一例的電路圖。 圖19是說明當本實施形態的半導體裝置的水平霍耳元件自身的磁性偏移為正時的放大器的輸出電壓及鎖存電路的輸出電壓相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。 圖20是說明當本實施形態的半導體裝置的水平霍耳元件自身的磁性偏移為負時的放大器的輸出電壓及鎖存電路的輸出電壓相對於磁通密度Bin的關係的概略圖。 圖21是將部分Pa放大地示出的放大圖。
1A:半導體裝置
2:半導體基板
10A:磁性開關
11P、11N:驅動端子
12:輸出端子
20:水平霍耳元件
21~24:電極
30:放大器
40A:SH比較器
50:控制電路
80A:鎖存電路
Bin:磁通密度
CLK:基準時脈訊號
CLKX:反相基準時脈訊號
INN:反相輸入端子
INP:正相輸入端子
OT:放大器的輸出端子
P1~P4:節點
S1~S2:訊號
S3:訊號(鎖存輸出訊號)
Sd1~Sd4:驅動控制訊號
SN1~SN4、SP1~SP4、SS1~SS4:開關(第一開關電路)
St1、St2:傳遞控制訊號

Claims (10)

  1. 一種半導體裝置，包括設置於半導體基板的磁性開關，且所述半導體裝置的特徵在於：  所述磁性開關包括：霍耳元件，包含配置於第一直線上的第一電極及第二電極、以及配置於與所述第一直線正交的第二直線上的第三電極及第四電極； 第一開關電路，具有多個開關，構成為能夠從自所述第一電極朝向所述第二電極的第一方向、自所述第二電極朝向所述第一電極的第二方向、自所述第三電極朝向所述第四電極的第三方向、及自所述第四電極朝向所述第三電極的第四方向的四方向中選擇一方向作為所述霍耳元件的驅動電流的方向； 比較電路，交替地進行第一動作與第二動作，所述第一動作對自所述霍耳元件傳輸的訊號進行取樣，所述第二動作輸出基於對自所述霍耳元件傳輸的訊號與由所述第一動作所取樣的訊號的差分訊號的值跟基準值進行比較所得的結果的結果訊號； 鎖存電路，保持自所述比較電路輸出的所述結果訊號，並將所保持的訊號作為鎖存輸出訊號而輸出；以及 控制電路，構成為可基於所述鎖存輸出訊號來選擇第一模式與第二模式的其中一個模式，所述第一模式以於進行所述第一動作的第一期間使所述驅動電流流向所述第三方向、於進行所述第二動作的第二期間使所述驅動電流流向所述第一方向的方式來控制所述開關的開閉狀態，所述第二模式以於所述第一期間使所述驅動電流流向所述第二方向、於所述第二期間使所述驅動電流流向所述第四方向的方式來控制所述開關的開閉狀態。
  2. 如請求項1所述的半導體裝置，其中所述控制電路具有：第一輸入端子，供所述鎖存輸出訊號輸入； 第二輸入端子，供將所述第一期間與所述第二期間的合計期間作為一個週期的基準時脈訊號輸入； 控制訊號生成電路，基於自所述第一輸入端子輸入的所述鎖存輸出訊號，生成與自所述第二輸入端子輸入的所述基準時脈訊號同步的四個控制訊號；以及 輸出所述四個控制訊號中的第一個控制訊號的第一控制訊號輸出端子、輸出第二個控制訊號的第二控制訊號輸出端子、輸出第三個控制訊號的第三控制訊號輸出端子、及輸出第四個控制訊號的第四控制訊號輸出端子。
  3. 如請求項1所述的半導體裝置，其中所述控制電路具有：  第一輸入端子，供所述鎖存輸出訊號輸入； 第二輸入端子，供將所述第一期間與所述第二期間的合計期間作為一個週期的基準時脈訊號輸入； 邏輯電路，包含與所述第一輸入端子及所述第二輸入端子連接的邏輯演算元件，基於自所述第一輸入端子輸入的所述鎖存輸出訊號，獲得與自所述第二輸入端子輸入的所述基準時脈訊號同步的四個控制訊號；以及 輸出所述四個控制訊號中的第一個控制訊號的第一控制訊號輸出端子、輸出第二個控制訊號的第二控制訊號輸出端子、輸出第三個控制訊號的第三控制訊號輸出端子、及輸出第四個控制訊號的第四控制訊號輸出端子。
  4. 如請求項3所述的半導體裝置，其中所述邏輯電路具有設置於所述第一輸入端子及所述第二輸入端子與所述邏輯演算元件之間的第二開關電路， 所述第二開關電路構成為包含能夠將所述第一輸入端子及所述第二輸入端子與所述邏輯演算元件之間相互切換的第一路徑及與第一路徑不同的第二路徑。
  5. 如請求項4所述的半導體裝置，其中所述控制電路構成為：基於經由所述第一路徑而輸入的所述鎖存輸出訊號，生成第一控制訊號、第二控制訊號、第三控制訊號及第四控制訊號作為與自所述第二輸入端子輸入的所述基準時脈訊號同步的所述四個控制訊號，且將所述第一控制訊號自所述第一控制訊號輸出端子輸出，將所述第二控制訊號自所述第二控制訊號輸出端子輸出，將所述第三控制訊號自所述第三控制訊號輸出端子輸出，將所述第四控制訊號自所述第四控制訊號輸出端子輸出， 且所述控制電路構成為基於經由所述第二路徑而輸入的所述鎖存輸出訊號，生成第五控制訊號、第六控制訊號、第七控制訊號及第八控制訊號作為與自所述第二輸入端子輸入的所述基準時脈訊號同步的所述四個控制訊號，且將所述第五控制訊號自所述第一控制訊號輸出端子輸出，將所述第六控制訊號自所述第二控制訊號輸出端子輸出，將所述第七控制訊號自所述第三控制訊號輸出端子輸出，將所述第八控制訊號自所述第四控制訊號輸出端子輸出。
  6. 如請求項2所述的半導體裝置，更包括： 第二控制電路，具有所述第一輸入端子及所述第二輸入端子、所述控制訊號生成電路、以及所述第一控制訊號輸出端子至所述第四控制訊號輸出端子，構成為能夠基於所述鎖存輸出訊號，選擇與所述第一模式及所述第二模式的一者相對的另一模式；以及 控制電路選擇開關，構成為能夠將供所述鎖存輸出訊號輸入的端子及對所述四個控制訊號進行輸出的端子切換設為所述控制電路的所述第一輸入端子及所述第一控制訊號輸出端子至所述第四控制訊號輸出端子、或設為所述第二控制電路的所述第一輸入端子及所述第一控制訊號輸出端子至所述第四控制訊號輸出端子。
  7. 如請求項2所述的半導體裝置，更包括： 第一驅動端子，與第一電源連接；以及 第二驅動端子，與第二電源連接，且 所述霍耳元件經由所述多個開關與所述第一驅動端子及所述第二驅動端子分別連接， 所述多個開關具有： 第一開關，包含供自所述第一控制訊號輸出端子輸出的控制訊號輸入的控制端子，能夠將所述第一驅動端子與所述第一電極之間的路徑進行開閉； 第二開關，包含供自所述第一控制訊號輸出端子輸出的控制訊號輸入的控制端子，能夠將所述第二電極與所述第二驅動端子之間的路徑進行開閉； 第三開關，包含供自所述第二控制訊號輸出端子輸出的控制訊號輸入的控制端子，能夠將所述第一驅動端子與所述第三電極之間的路徑進行開閉； 第四開關，包含供自所述第二控制訊號輸出端子輸出的控制訊號輸入的控制端子，能夠將所述第四電極與所述第二驅動端子之間的路徑進行開閉； 第五開關，包含供自所述第三控制訊號輸出端子輸出的控制訊號輸入的控制端子，能夠將所述第一驅動端子與所述第二電極之間的路徑進行開閉； 第六開關，包含供自所述第三控制訊號輸出端子輸出的控制訊號輸入的控制端子，能夠將所述第一電極與所述第二驅動端子之間的路徑進行開閉； 第七開關，包含供自所述第四控制訊號輸出端子輸出的控制訊號輸入的控制端子，能夠將所述第一驅動端子與所述第四電極之間的路徑進行開閉；以及 第八開關，包含供自所述第四控制訊號輸出端子輸出的控制訊號輸入的控制端子，能夠將所述第三電極與所述第二驅動端子之間的路徑進行開閉。
  8. 如請求項1所述的半導體裝置，其中所述比較電路具有： 基準電壓電路，包含將自第一電壓、及電壓與所述第一電壓不同的第二電壓中選擇的任一電壓作為所述基準值而輸出的輸出端； 取樣保值放大器，包含：第一輸入端，供自所述霍耳元件傳輸的訊號輸入；第二輸入端，供將所述第一期間與所述第二期間的合計期間作為一個週期的基準時脈訊號輸入；以及輸出端，輸出在所述第一期間所取樣的訊號與在所述第二期間自所述霍耳元件傳輸的訊號的差分訊號的值；以及 比較器，包含：第一輸入端，與所述取樣保值放大器的輸出端連接；第二輸入端，與所述基準電壓電路的輸出端連接；以及輸出端，輸出基於對自所述第一輸入端輸入的訊號的值、與自所述第二輸入端輸入的所述基準值進行比較所得的結果的結果訊號。
  9. 如請求項1至請求項7中任一項所述的半導體裝置，其更包括截波器開關，所述截波器開關具有：第一輸入端及第二輸入端；第一輸出端，與所述第一輸入端經由能夠開閉的第一路徑而連接且與所述第二輸入端經由能夠開閉的第二路徑而連接；第二輸出端，與所述第二輸入端經由能夠開閉的第三路徑而連接且與所述第二輸入端經由能夠開閉的第四路徑而連接；以及控制端子，供所述鎖存輸出訊號輸入；構成為能夠基於自所述控制端子輸入的所述鎖存輸出訊號，切換成第一連接狀態與第二連接狀態，所述第一連接狀態將所述第一路徑及所述第四路徑閉合、且將所述第二路徑及所述第三路徑斷開；所述第二連接狀態將所述第一路徑及所述第四路徑斷開、且將所述第二路徑及所述第三路徑閉合； 所述截波器開關設置於較所述比較電路更前段， 所述比較電路具有： 取樣保值放大器，包含：基準電壓電路，輸出規定的基準電壓；第一輸入端，供自所述霍耳元件傳輸的訊號輸入；第二輸入端，供將所述第一期間與所述第二期間的合計期間作為一個週期的基準時脈訊號輸入；以及輸出端，輸出在所述第一期間所取樣的訊號與在所述第二期間自所述霍耳元件傳輸的訊號的差分訊號的值；以及 比較器，包含：第一輸入端，與所述取樣保值放大器的輸出端連接；第二輸入端，與所述基準電壓電路的輸出端連接；以及輸出端，輸出基於對自所述第一輸入端輸入的訊號的值、與自所述第二輸入端輸入的所述基準值進行比較所得的結果的結果訊號。
  10. 如請求項1至請求項9中任一項所述的半導體裝置，其中所述霍耳元件是獲得與垂直於所述半導體基板的磁通密度對應的輸出的水平霍耳元件或獲得與平行於所述半導體基板的磁通密度對應的輸出的垂直霍耳元件。
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