DE102017108974A1

DE102017108974A1 - Magnetsensor-Integrierte-Schaltung, Motoranordnung und Gebrauchsgerät

Info

Publication number: DE102017108974A1
Application number: DE102017108974.8A
Authority: DE
Inventors: Guang Jie CAI; Chun Fai WONG
Original assignee: Johnson Electric SA
Current assignee: Johnson Electric International AG
Priority date: 2016-04-29
Filing date: 2017-04-26
Publication date: 2017-11-02
Also published as: US10374534B2; US20170317622A1

Abstract

Eine Magnetsensor-Integrierte-Schaltung umfasst eine Gleichrichterschaltung, eine Magnetfelderfassungsschaltung und eine Zeitsteuereinheit. Die Gleichrichterschaltung wandelt eine externe Energie in eine Gleichstromenergie um. Die Magnetfelderfassungsschaltung erfasst eine Polarität eines externen Magnetfelds und gibt ein Magneterfassungssignal aus; und die Magnetfelderfassungsschaltung umfasst einen ersten Zerhackschalter, eine erste Verstärkereinheit und ein Filtermodul mit geschaltetem Kondensator. Die Zeitsteuereinheit gibt an den ersten Zerhackschalter und an die erste Verstärkereinheit ein erstes Taktsignal aus und gibt an das Filtermodul mit geschaltetem Kondensator ein zweites Taktsignal aus, das um das erste Taktsignal mit einer ersten vorgegebenen Zeit verzögert ist.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Vorliegende Erfindung betrifft die Magnetfelderfassung und insbesondere eine Magnetsensor-Integrierte-Schaltung, eine Motoranordnung und ein Gebrauchsgerät.
HINTERGRUND
Magnetsensoren finden in der heutigen Industrie bei elektronischen Produkten vielfach Verwendung, um eine Magnetfeldstärke zum Messen von physikalischen Parametern wie Strom, Position und Richtung zu induzieren. Der Motor ist ein wesentliches Anwendungsgebiet des Magnetsensors. Der Magnetsensor kann als Sensor für die Magnetpolposition eines Läufers in dem Motor dienen.
Der Magnetsensor kann normalerweise nur ein Magnetfelderfassungssignal ausgeben. Das Magnetfelderfassungssignal ist jedoch schwach und mit einem Versatz des Magnetsensors gemischt. Ein genaues Magnetfelderfassungssignal lässt sich daher nur schwer erhalten.
ÜBERSICHT
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Magnetsensor-Integrierte-Schaltung vorgeschlagen, umfassend: eine Gleichrichterschaltung, die eine externe Energie in eine Gleichstromenergie umwandelt; eine Magnetfelderfassungsschaltung, die eine Polarität eines externen Magnetfelds erfasst und ein Magnetfelderfassungssignal ausgibt; wobei die Magnetfelderfassungsschaltung einen ersten Zerhackschalter, einen ersten Verstärker und ein Filtermodul mit geschaltetem Kondensator umfasst; eine Zeitsteuereinheit, die an den ersten Zerhackschalter und an die erste Verstärkereinheit ein erstes Taktsignal ausgibt; und die an das Filtermodul mit geschaltetem Kondensator ein zweites Taktsignal ausgibt, das um das erste Taktsignal mit einer vorgegebenen Zeit verzögert ist.
Vorzugsweise umfasst die Magnetsensor-Integrierte-Schaltung einen Wandler; wobei die Zeitsteuereinheit ein drittes Taktsignal an den Wandler ausgibt; und wobei das zweite Taktsignal um das dritte Taktsignal mit einer zweiten vorgegebenen Zeit verzögert ist.
Vorzugsweise ist die erste vorgegebene Zeit länger als die zweite vorgegebene Zeit.
Vorzugsweise beträgt die erste vorgegebene Zeit eine Viertelperiode des ersten Taktsignals.
Vorzugsweise haben das erste, das zweite und das dritte Taktsignal die gleiche Frequenz.
Vorzugsweise haben das erste, das zweite und das dritte Taktsignal eine Frequenz in einem Bereich von 100 KHz bis einschließlich 600 KHz.
Vorzugsweise umfasst das erste Taktsignal wenigstens zwei sich nicht überlappende Untertaktsignale; und das zweite Taktsignal umfasst wenigstens zwei sich nicht überlappende Untertaktsignale.
Vorzugsweise umfasst ein von dem Magnetsensor ausgegebenes Differenzsignal ein Magnetfeldsignal und ein Versatzsignal. Die Signalverarbeitungseinheit umfasst einen ersten Zerhackschalter zum Modulieren des Magnetfeldsignals und des Versatzsignals jeweils auf einen Hochfrequenzbereich und eine Basisbandfrequenz.
Eine Motoranordnung umfasst einen Motor, der mit Wechselstrom betrieben wird, und die Magnetsensor-Integrierte-Schaltung wie vorstehend beschrieben.
Ein Gebrauchsgerät enthält eine Motoranordnung wie vorstehend beschrieben.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die technischen Lösungen gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung und gemäß der bisherigen Technologie werden nachstehend unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen erläutert. Dabei zeigen die Zeichnungen nur einen Teil der möglichen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, so dass der Fachmann auf der Basis dieser Ausführungsformen ohne erfinderisches Zutun gegebenenfalls zu weiteren Ausführungsformen gelangen kann.
1a zeigt ein Blockdiagramm einer Magnetsensor-Integrierten-Schaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
1b zeigt ein Zeitablaufdiagramm von Taktsignalen der Magnetsensor-Integrierten-Schaltung von 1a;
2 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer Gleichrichterschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
3a zeigt ein Strukturdiagramm eines Magnetsensors und eines ersten Zerhackschalters gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
3b zeigt ein Zeitablaufdiagramm von vier Untertaktsignalen des Magnetsensors und des ersten Zerhackschalters von 3a;
3c zeigt schematisch ein Diagramm von Steuersignalen eines Entladeschalters und eines ersten Zerhackschalters von 3a;
3d zeigt ein schematisches Signaldiagramm einer in 3a gezeigten Schaltung;
4 zeigt ein schematisches Diagramm einer ersten Verstärkereinheit gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
5 zeigt schematisch ein Filtermodul mit geschaltetem Kondensator gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
6a zeigt ein Schaltungsdiagramm des Filtermoduls mit geschaltetem Kondensator von 5;
6b ist ein Zeitablaufdiagramm von Taktsignalen von 6a;
6c zeigt ein schematisches Diagramm eines Addierers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
7a zeigt ein schematisches Diagramm eines Wandlers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
7b zeigt in einem schematischen Diagramm ein Prinzip zum Bestimmen einer Polarität eines Magnetfelds gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
8 zeigt schematisch Ausgänge von periodischen Taktsignalen gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
9 zeigt ein Blockdiagramm einer Magnetsensor-Integrierten-Schaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
10 zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Ausgangssteuerschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
11 zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Ausgangssteuerschaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
12 zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Ausgangssteuerschaltung gemäß einer noch weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
13 zeigt ein schematisches Strukturdiagramm einer Schaltung einer Motoranordnung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
14 zeigt ein schematisches Strukturdiagramm eines Synchronmotors gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
DETAILBESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die technischen Lösungen gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nachstehend unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen verständlich und umfassend beschrieben. Dabei sind die beschriebenen Ausführungsformen nicht erschöpfend. Sofern der Fachmann auf der Basis von Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ohne erfinderisches Zutun zu weiteren Ausführungsformen gelangt, fallen diese sämtlich in den Schutzbereich der vorliegenden Erfindung.
Wie in dem Abschnitt "Hintergrund der Erfindung" ausgeführt ist, kann eine Magnetsensor-Integrierte-Schaltung gemäß der konventionellen Technologie lediglich ein Magnetfelderfassungsergebnis ausgeben, und es wird eine zusätzliche Peripherieschaltung benötigt, um das Ergebnis der magnetischen Erfassung zu verarbeiten. Die gesamte Schaltung ist entsprechend teuer und wenig zuverlässig.
In Anbetracht der vorstehenden Ausführungen werden eine Magnetsensor-Integrierte-Schaltung, eine Motoranordnung und ein Gebrauchsgerät gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, um die Kosten der gesamten Schaltung zu verringern und um die Zuverlässigkeit der gesamten Schaltung durch die Erweiterung von Funktionen einer Magnetsensor-Integrierten-Schaltung zu erhöhen. Um dieses Ziel zu erreichen, werden die technischen Lösungen gemäß den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung im Zusammenhang mit den Zeichnungs1a bis 14 im Detail erläutert.
1a zeigt schematisch ein Strukturdiagramm einer Magnetsensor-Integrierten-Schaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Magnetsensor-Integrierte-Schaltung kann eine Gleichrichterschaltung 100, eine Magneterfassungsschaltung 200 und eine Zeitsteuereinheit 300 umfassen.
Die Gleichrichterschaltung 100 kann eine externe Energie in eine Gleichstromenergie umwandeln und Energie für die Magnetfelderfassungsschaltung 200 liefern.
Die Magnetfelderfassungsschaltung 200 kann eine Polarität eines externen Magnetfelds erfassen und ein Magnetfelderfassungssignal ausgeben. In der Ausführungsform kann die Magnetfelderfassungsschaltung 200 einen Magnetsensor 201, einen ersten Zerhackschalter 202, eine erste Verstärkereinheit 203, ein Filtermodul 204 mit einem geschalteten Kondensator, eine zweite Verstärkereinheit 205 und einen Wandler 206 umfassen, die der Reihe nach elektrisch verbunden sind.
Die Zeitsteuereinheit 300 kann ein erstes Taktsignal an den ersten Zerhackschalter 202 und die erste Verstärkereinheit 203 ausgeben, kann ein zweites Taktsignal an das Filtermodul 204 mit geschaltetem Kondensator ausgeben und kann ein drittes Taktsignal an den Wandler 206 ausgeben. In der Ausführungsform ist das zweite Taktsignal um das erste Taktsignal mit einer ersten vorgegebenen Zeit verzögert, das zweite Taktsignal ist um das dritte Taktsignal mit einer zweiten vorgegebenen Zeit verzögert; und die erste vorgegebene Zeit ist länger als die zweite vorgegebene Zeit.
In der Ausführungsform können das erste, das zweite und das dritte Taktsignal die gleiche Frequenz aufweisen, wie in 1b gezeigt ist. Die erste vorgegebene Zeit kann einer Viertelperiode des ersten Taktsignals entsprechen, die zweite vorgegebene Zeit kann einige Nanosekunden betragen, zum Beispiel fünf Nanosekunden. 1b zeigt lediglich einen Zeitablauf des ersten, zweiten und dritten Taktsignals, zeigt jedoch nicht die tatsächliche Form der Taktsignale der Magnetsensor-Integrierten-Schaltung.
In der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die externe Energie über den Eingangs-Port an die Gleichrichterschaltung geliefert, wobei der Eingangs-Port einen ersten Eingangs-Port 11 und einen zweiten Eingangs-Port 12 umfassen kann, die mit der externen Energie elektrisch verbunden sind. In der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann die Verbindung zwischen dem Eingangs-Port und der externen Energie eine direkte Verbindung oder eine indirekte Verbindung sein. Diesbezüglich bestehen hier keine Einschränkungen. Die Verbindung ist nach Maßgabe der tatsächlichen Anwendungen zu gestalten. In der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die von der Gleichrichterschaltung empfangene Energie eine Wechselstromenergie. Darüber hinaus kann durch die Gleichrichterschaltung der konstante Strom, der keinem Einfluss durch Temperaturänderungen unterliegt und der von dem Magnetsensor empfangen wird, bereitgestellt werden, wobei hier keine Einschränkungen gegeben sind.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann die Gleichrichterschaltung 100 eine Vollwellengleichrichterbrücke und eine Spannungsstabilisierungseinheit aufweisen, die mit einem Ausgangsende der Vollwellengleichrichterbrücke verbunden ist. Die Vollwellengleichrichterbrücke kann ein von der Wechselstromquelle ausgegebenes Wechselstromsignal in ein Gleichstromsignal umwandeln, und die Spannungsstabilisierungseinheit kann das von der Vollwellengleichrichterbrücke ausgegebene Gleichstromsignal in einem vorgegebenen Bereich stabilisieren. 2 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer Gleichrichterschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wobei eine Vollwellengleichrichterbrücke 110 eine erste Diode 111 und eine zweite Diode 112 umfassen kann, die in Reihe geschaltet sind, und eine dritte Diode 113 und eine vierte Diode 114, die in Reihe geschaltet sind. Ein erstes Eingangsende 11 ist ein gemeinsames Ende zwischen der ersten Diode 111 und der zweiten Diode 112 und ist elektrisch mit einer Wechselstromquelle VAC+ verbunden, und ein zweites Eingangsende 12 ist ein gemeinsames Ende zwischen der dritten Diode 113 und der vierten Diode 114 und ist elektrisch mit einer Wechselstromquelle VAC- verbunden.
Ein Eingangsende der ersten Diode 111 ist elektrisch mit einem Eingangsende der dritten Diode 113 verbunden, um ein erstes Ausgangsende V1 der Vollwellengleichrichterbrücke 110 zu bilden, und ein Ausgangsende der zweiten Diode 112 ist elektrisch mit einem Ausgangsende der vierten Diode 114 verbunden, um ein zweites Ausgangsende V2 der Vollwellengleichrichterbrücke 110 zu bilden. Das zweite Ausgangsende V2 gibt eine Gleichspannung von etwa 16V aus. Vorzugsweise wird die Ausgangssteuerschaltung 400 mit Gleichspannung betrieben, die von dem zweiten Ausgangsende V2 der Vollwellengleichrichterbrücke 110 ausgegeben wird.
Darüber hinaus enthält eine Spannungsstabilisierungseinheit 120 eine Zenerdiode 121, einen ersten Widerstand 122, einen zweiten Widerstand 123, eine Zenerdiode 124 und einen Transistor 125, die elektrisch zwischen das erste Ausgangsende V1 und das zweite Ausgangsende V2 der Vollwellengleichrichterbrücke 110 geschaltet sind. Eine Anode der Zenerdiode 121 und eine Anode der Zenerdiode 124 sind mit dem ersten Ausgangsende V1 der Vollwellengleichrichterbrücke 110 verbunden. Eine Kathode der Zenerdiode 121 und ein erstes Ende des ersten Widerstands 122 sind mit dem zweiten Ausgangsende V2 der Vollwellengleichrichterbrücke 110 verbunden. Ein zweites Ende des ersten Widerstands 122 ist mit einem ersten Ende des zweiten Widerstands 123 und einem ersten Ende des Transistors 125 verbunden. Ein zweites Ende des zweiten Widerstands 123 ist elektrisch mit einem Gatter des Transistors 125 und einer Kathode der Zenerdiode 124 verbunden. Ein zweites Ende des Transistors 125 und eine Anode der Zenerdiode 124 dienen jeweils als zwei Ausgangsenden der Spannungsregelungseinheit, d.h. als zwei Ausgangsenden der Gleichrichterschaltung. Eine Ausgangsspannung des ersten Ausgangsendes AVDD der Gleichrichterschaltung ist eine Gleichstromspannung von circa 5V, und das zweite Ausgangsende AVSS ist geerdet.
Wie in 1 gezeigt ist, ist ein Eingangsanschluss des Magnetsensors 201 mit einen Ausgangsende der Gleichrichterschaltung 100 elektrisch verbunden. Der Magnetsensor 201 ist konfiguriert für die Erfassung der Polarität des externen Magnetfelds und für die Ausgabe eines Magnetdifferenzsignals an den ersten Zerhackschalter 202. Das Magnetdifferenzsignal kann ein Magnetfeldsignal und ein Versatzsignal umfassen. Der erste Zerhackschalter 202 kann das Magnetfeldsignal und das Versatzsignal des von dem Magnetsensor 201 ausgegebenen Differenzsignals unter der Steuerung durch die Zeitsteuereinheit 300 jeweils auf einen Hochfrequenzbereich und eine Basisbandfrequenz modulieren. Vorzugsweise ist eine Frequenz des Hochfrequenzbereichs größer als 100 KHz, und eine Basisbandfrequenz ist kleiner als 200 Hz.
Es wird auf die 3a bis 3c Bezug genommen. 3a zeigt ein Strukturdiagramm eines Magnetsensors und eines ersten Zerhackschalters gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. 3b zeigt ein Zeitablaufdiagramm von vier Untertaktsignalen des Magnetsensors und des ersten Zerhackschalters in 3a. 3c zeigt ein schematisches Diagramm von Signalsteuerungen eines Entladeschalters und des ersten Zerhackschalters in 3a.
Der Magnetsensor 201 hat vier Kontaktanschlüsse. Der Magnetsensor 201 hat einen ersten Anschluss A und einen dritten Anschluss C, die einander gegenüberliegen, und einen zweiten Anschluss B und einen vierten Anschluss D, die einander gegenüberliegen. In der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Magnetsensor 201 ein Hall-Plättchen. Der Magnetsensor 200 wird durch eine erste Stromquelle 13 gespeist, die durch die Gleichrichterschaltung 100 bereitgestellt werden kann. In der Ausführungsform ist die erste Stromquelle 13 eine Konstantstromquelle, die nicht dem Einfluss durch Temperaturänderungen unterliegt.
Der erste Zerhackschalter 202 umfasst acht Schalter: K1 bis K8, wie in 3a gezeigt, die elektrisch mit den vier Anschlüssen verbunden sind. Insbesondere umfasst der erste Zerhackschalter 202 einen ersten Schalter K1, einen zweiten Schalter K2, einen dritten Schalter K3, einen vierten Schalter K4, einen fünften Schalter K5, einen sechsten Schalter K6, einen siebten Schalter K7 und einen achten Schalter K8. Der erste Schalter K1 ist elektrisch zwischen die erste Stromquelle 13 und den ersten Anschluss A geschaltet. Der zweite Schalter K2 ist elektrisch zwischen die erste Stromquelle 13 und den zweiten Anschluss B geschaltet. Der dritte Schalter K3 ist elektrisch zwischen ein geerdetes Ende GND und den dritten Anschluss C geschaltet. Der vierte Schalter K4 ist elektrisch zwischen das geerdete Ende GND und den vierten Anschluss D geschaltet. Der fünfte Schalter K5 ist zwischen ein erstes Ausgangsende P und den vierten Anschluss D geschaltet. Der sechste Schalter K6 ist elektrisch zwischen das erste Ausgangsende P und den dritten Anschluss C geschaltet. Der siebte Schalter K7 ist elektrisch zwischen ein zweites Ausgangsende N und den zweiten Anschluss B geschaltet. Der achte Schalter K8 ist elektrisch zwischen das zweite Ausgangsende N und den ersten Anschluss A geschaltet. Das erste Taktsignal umfasst ein erstes Untertaktsignal CK2B, ein zweites Untertaktsignal CK1B, ein drittes Taktsignal CK2 und ein viertes Untertaktsignal CK1. Der erste Schalter K1 und der zweite Schalter K2 werden jeweils durch das erste Untertaktsignal CK2B und das zweite Untertaktsignal CK1B gesteuert. Der dritte Schalter K3 und der vierte Schalter K4 werden jeweils durch das dritte Untertaktsignal CK2 und das vierte Untertaktsignal CK1 gesteuert. Der fünfte Schalter K5 und der sechste Schalter K6 werden jeweils durch das dritte Untertaktsignal CK2 und das vierte Untertaktsignal CK1 gesteuert. Der siebte Schalter K7 und der achte Schalter K8 werden jeweils durch das dritte Untertaktsignal CK2 und das vierte Untertaktsignal CK1 gesteuert.
Um die Genauigkeit eines Ausgangssignals sicherzustellen, umfasst das erste Taktsignal mindestens zwei sich nicht überlappende Untertaktsignale. Eine Phase des ersten Untertaktsignals CK2B ist zu einer Phase des dritten Untertaktsignals CK2 entgegengesetzt, und eine Phase des zweiten Untertaktsignals CK1B ist zu einer Phase des vierten Untertaktsignals CK1 entgegengesetzt. Das dritte Untertaktsignal CK2 und das vierte Untertaktsignal CK1 sind einander nicht überlappende Untertaktsignale.
Wenn der erste Anschluss A elektrisch mit der ersten Stromquelle 13 und der dritte Anschluss C elektrisch mit dem geerdeten Ende GND verbunden ist, ist der zweite Anschluss B elektrisch mit dem zweiten Ausgangsende N verbunden, und der vierte Anschluss D ist elektrisch mit dem ersten Ausgangsende P verbunden. Wenn der zweite Anschluss B elektrisch mit der ersten Stromquelle 13 und der vierte Anschluss D elektrisch mit dem geerdeten Ende GND verbunden ist, ist der erste Anschluss A elektrisch mit dem zweiten Ausgangsende N und der dritte Anschluss C elektrisch mit dem ersten Ausgangsende P verbunden. Das erste Ausgangsende P gibt ein Differenzsignal P1 aus, und das zweite Ausgangsende N gibt ein Differenzsignal N1 aus.
Neben dem Magnetsensor 201 und dem ersten Zerhackschalter 202, die beschrieben wurden, umfasst der Magnetsensor 201 ferner einen ersten Entladezweig 14, der elektrisch zwischen den ersten Anschluss A und den dritten Anschluss C geschaltet ist, d.h. einen Zweig zwischen dem ersten Anschluss A und dem dritten Anschluss C, und umfasst einen zweiten Entladezweig 15, der elektrisch zwischen den zweiten Anschluss B und den vierten Anschluss D geschaltet ist, d.h. einen Zweig zwischen dem zweiten Anschluss B und dem vierten Anschluss D. Bevor der erste Anschluss D und der dritte Anschluss C als Stromeingangsenden und der zweite Anschluss B und der vierte Anschluss D als Ausgangsenden für das magnetisch erfasste Signal dienen, wird der zweite Entladezweig 15 leitend. Bevor der erste Anschluss A und der dritte Anschluss C als Ausgangsenden für das magnetisch erfasste Signal und der zweite Anschluss B und der vierte Anschluss D als Stromeingangsenden dienen, wird der erste Entladezweig 14 leitend.
In einer möglichen Implementierung kann der erste Entladezweig 14 einen ersten Entladeschalter S1 und einen zweiten Entladeschalter S2 umfassen, die elektrisch in Reihe geschaltet sind. Der erste Entladeschalter S1 und der zweite Entladeschalter S2 werden jeweils durch das erste Untertaktsignal CK2B und das zweite Untertaktsignal CK1B gesteuert. Der zweite Entladezweig 15 umfasst einen dritten Entladeschalter S3 und einen vierten Entladeschalter S4, die elektrisch in Reihe geschaltet sind. Der dritte Entladeschalter S3 und der vierte Entladeschalter S4 werden jeweils durch das erste Untertaktsignal CK2B und das zweite Untertaktsignal CK1B gesteuert.
Wenn der erste Anschluss A und der dritte Anschluss C als Stromeingangsenden und der zweite Anschluss B und der vierte Anschluss D als Ausgangsenden für das Magnetfeldsignal dienen, werden der erste Entladeschalter S1 und der zweite Entladeschalter S2 während einer Periode, in der sich das erste Untertaktsignal CK2B mit dem zweiten Untertaktsignal CK1B überlappt, gleichzeitig aktiviert. Wenn der erste Anschluss A und der dritte Anschluss C als Ausgangsenden des Magnetfeldsignals und der zweite Anschluss B und der vierte Anschluss D als Stromeingangsenden dienen, werden der dritte Entladeschalter S3 und der vierte Entladeschalter S4 während einer Periode, in der sich das erste Untertaktsignal CK2B mit dem zweiten Untertaktsignal CK1B überlappt, gleichzeitig aktiviert.
Wie in 3b gezeigt ist, umfassen die vier Untertaktsignale zwei sich nicht überlappende Steuersignale, d.h. das dritte Untertaktsignal CK1 und das vierte Untertaktsignal CK2, und zwei sich überlappende Steuersignale, d.h. das zweite Untertaktsignal CK1B und das erste Untertaktsignal CK2B. CK1 ist entgegengesetzt zu CK1B, und CK2 ist entgegengesetzt zu CK2B. Während der Periode, in der sich CK1B und CK2B überlappen, d.h. während einer Zeitspanne, die zwischen zwei gestrichelten Linien in 3b dargestellt ist, weisen beide Untertaktsignale CK1B und CK2B einen hohen Pegel auf. Die beiden sich nicht überlappenden Untertaktsignale CK1 und CK2 und die beiden sich überlappenden Untertaktsignale CK1B und CK2B können eine Frequenz aufweisen, die in einem Bereich von 100 KHz bis einschließlich 600 KHz liegt und bevorzugt von 400 KHz beträgt.
In der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung können die acht Schalter, die in dem ersten Zerhackschalter 202 umfasst sind, und die vier Entladeschalter, die in den Entladezweigen enthalten sind, jeweils ein Transistor sein. Ferner gilt: wenn CK1 einen hohen Pegel aufweist, weist CK2B einen hohen Pegel auf, und CK2 und CK1B weisen einen niedrigen Pegel auf. Wie im Zusammenhang mit 3c gezeigt ist, sind der zweite Anschluss B und der vierte Anschluss D jeweils elektrisch mit der ersten Stromquelle 13 und mit dem geerdeten Ende GND verbunden und dienen als Stromeingangsenden, die Schalter zwischen dem dritten Anschluss C und dem ersten Ausgangsende P sind aktiviert, die Schalter zwischen dem ersten Anschluss A und dem zweiten Ausgang N sind aktiviert, und der erste Anschluss A und der dritte Anschluss C dienen als Ausgangsenden des Magnetfeldsignals. Eine kurze Zeitspanne direkt nach dem Übergang von CK1 von dem hohen zu dem niedrigen Pegel, d.h. eine Zeitspanne zwischen den ersten beiden gestrichelten Linien in 3b, ist eine Überlappungsperiode der beiden sich überlappenden Untertaktsignale CK1B und CK2B. In der Überlappungsperiode weisen CK1B und auch CK2B einen hohen Pegel auf, der dritte Entladeschalter S3 und der vierte Entladeschalter S4 zwischen dem zweiten Anschluss B und dem vierten Anschluss D sind gleichzeitig aktiviert, und der zweite Anschluss B ist mit dem vierten Anschluss D kurzgeschlossen, wodurch Ladungen eliminiert werden, die in einem parasitären Kondensator zwischen dem zweiten Anschluss B und dem vierten Anschluss D gespeichert sind. Wenn nach der Überlappungsperiode der Pegel von CK1 niedrig ist, ist der Pegel von CK2B niedrig, und der Pegel von CK2 und CK1B ist hoch. In diesem Fall sind der erste Anschluss A und der dritte Anschluss C jeweils elektrisch mit dem ersten Stromquelle und mit dem geerdeten Ende GND verbunden und dienen als Stromeingangsenden, die Schalter zwischen dem zweiten Anschluss B und dem ersten Ausgangsende P sind aktiviert, die Schalter zwischen dem vierten Anschluss D und dem zweiten Ausgangsende N sind aktiviert, und der zweite Anschluss B und der vierte Anschluss D dienen als Ausgangsenden für das Magnetfeldsignal. Eine kurze Zeitspanne unmittelbar vor dem Übergang von CK1 von dem niedrigen zu dem hohen Pegel, d.h. eine Zeitspanne zwischen den beiden gestrichelten Linien in 3b, ist eine Überlappungsperiode der beiden Untertaktsignale CK1B und CK2B. In dieser Periode ist der Pegel von CK1B und CK2B hoch, der erste Entladeschalter S1 und der zweite Entladeschalter S2 zwischen dem ersten Anschluss A und dem dritten Anschluss C sind aktiviert, und der Anschluss A ist mit dem dritten Anschluss C kurzgeschlossen, wodurch Ladungen eliminiert werden, die in einem parasitären Kondensator zwischen dem ersten Anschluss A und dem dritten Anschluss C gespeichert sind.
3d zeigt ein schematisches Diagramm von Signalen in der Schaltung, die in 3a gezeigt ist. In 3d ist CK ein Taktsignal, Vos ist ein Versatzspannungssignal des Magnetsensors 201, von dem angenommen werden kann, dass es in jedem Moment innerhalb eines Taktsignalzyklus konstant ist und von den physikalischen Eigenschaften des Hall-Plättchens 201 abhängig ist. Vin und –Vin sind ideale Magnetfeldsignale, die von dem ersten Zerhackschalter jeweils in einem ersten Halbzyklus und in einem zweiten Halbzyklus des Taktsignals CK ausgegeben werden, d.h. ideale Ausgaben des Hall-Plättchens 201, die nicht durch ein Versatzsignal gestört sind. Wie vorstehend beschrieben wurde, sind in dem ersten Halbzyklus des Taktsignals CK die Anschlüsse A und C jeweils mit der ersten Stromquelle und mit der Erde elektrisch verbunden, und die Anschlüsse B und D sind mit den Ausgangsenden elektrisch verbunden. In der zweiten Hälfte des Zyklus des Taktsignals CK sind die Anschlüsse B und D jeweils mit der ersten Stromquelle und mit der Erde elektrisch verbunden, und die Anschlüsse A und C sind mit den Ausgangsenden elektrisch verbunden. In dem ersten und in dem zweiten Halbzyklus des Taktsignals CK sind die von dem ersten Zerhackschalter ausgegebenen idealen Magnetfeldsignale gleich groß und haben und die gleiche Richtung. Vout ist ein Ausgangssignal des ersten Zerhackschalters, welches eine Signalüberlagerung des Versatzsignals Vos und des idealen Magnetfeldsignals Vin ist. Auf diese Weise wird das Magnetfeldsignal mit dem ersten Zerhackschalter auf den Hochfrequenzbereich moduliert.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist das von dem Magnetsensor 200 ausgegebene ideale Magnetfeldspannungssignal äußerst schwach. Normalerweise beträgt die Stärke des idealen Magnetfeldsignals lediglich einige wenige Zehntel Millivolt, und das Versatzsignal nähert sich 10 Millivolt. Deshalb ist es notwendig, das Versatzsignal zu eliminieren und im Anschluss das ideale Magnetfeldsignal zu verstärken. Wie in 1 gezeigt ist, verstärkt die erste Verstärkereinheit 203 gemäß der Ausführungsform das von dem Zerhackschalter 202 ausgegebene Differenzsignal, demoduliert das Magnetfeldsignal des von dem ersten Zerhackschalter 202 ausgegebenen Differenzsignals auf einen niedrigen Frequenzbereich und gibt basierend auf der Steuerung durch die Zeitsteuereinheit 300 das demodulierte Differenzsignal aus.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann die erste Verstärkereinheit 203 eine Zerhackerverstärkereinheit wie in 4 dargestellt sein. Das heißt, die erste Verstärkereinheit 203 umfasst einen ersten Verstärker A1, einen zweiten Zerhackschalter Z2 und einen zweiten Verstärker A2, die der Reihe nach elektrisch verbunden sind. Der erste Verstärker A1 und der zweite Verstärker A2 können Eingangssignale verstärken. Der zweite Zerhackschalter Z2 kann das Magnetfeldsignal des von dem zweiten Zerhackschalter 202 ausgegebenen Differenzsignals auf den niedrigen Frequenzbereich demodulieren. Der erste Verstärker A1 kann ein gefalteter Kaskadenverstärker sein, und der zweite Verstärker A2 kann ein einstufiger Verstärker sein.
Bezugnehmend auf die in 3 gezeigte integrierte Schaltung sind der erste Verstärker A1 und der zweite Verstärker A2 derart konfiguriert, dass sie die Eingangssignale verstärken. Der zweite Zerhackschalter Z2 ist für die Demodulation des Magnetfeldsignals des Erfassungssignals, das von dem ersten Zerhackschalter 202 ausgegeben wird, auf einen niedrigen Frequenzbereich unter der Steuerung durch das erste Taktsignal konfiguriert.
In der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung empfängt der erste Verstärker A1 ein Paar von Differenzsignalen P1 und N1, die von dem ersten Zerhackschalter 202 ausgegeben werden, und gibt ein Paar von Differenzsignalen aus. Der zweite Zerhackschalter Z2 gibt das Paar von Differenzsignalen, das von dem ersten Verstärker A1 ausgegeben wird, in einem ersten Halbzyklus jedes Taktzyklus direkt aus und tauscht die beiden von dem ersten Verstärker A1 ausgegebenen Differenzsignale aus und gibt die ausgetauschten Differenzsignale in einem zweiten Halbzyklus jedes Taktzyklus aus. Die Ausgangssignale des zweiten Zerhackschalters Z2 sind mit P2 und N2 angegeben.
Wie in 5 gezeigt ist, tastet das Filtermodul 204 mit geschaltetem Kondensator gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung nach der vorausgehenden Signalverarbeitung die von der ersten Verstärkereinheit 203 ausgegebenen Differenzsignale ab, eliminiert den Versatz des abgetasteten Signals, um ein Differenzsignal zu erhalten, verstärkt das Differenzsignal und gibt das verstärkte Differenzsignal unter der Steuerung durch die Zeitsteuereinheit 300 aus. Wahlweise kann eine Abtastfrequenz des Filtermoduls 204 mit geschaltetem Kondensator in der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung die gleiche sein wie eine Zerhackfrequenz des ersten Zerhackschalters, das heißt, die Frequenzen des ersten Taktsignals und des zweiten Taktsignals, die von der Zeitsteuereinheit ausgegeben werden, sind gleich. Das von der ersten Verstärkereinheit 203 ausgegebene Differenzsignal umfasst ein erstes Unterdifferenzsignal und ein zweites Unterdifferenzsignal.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann das Filtermodul mit geschaltetem Kondensator ein Filtermodul mit geschaltetem Kondensator der in 5 dargestellten Art sein. Das Filtermodul 204 mit geschaltetem Kondensator umfasst ein erstes Filter SCF1 mit geschaltetem Kondensator, ein zweites Filter SCF2 mit geschaltetem Kondensator, ein drittes Filter SCF3 mit geschaltetem Kondensator und ein viertes Filter SCF4 mit geschaltetem Kondensator. Das erste Filter SCF1 mit geschaltetem Kondensator und das zweite Filter SCF2 mit geschaltetem Kondensator tasten das von der ersten Verstärkereinheit während ihres ersten Halbzyklus ausgegebene Differenzsignal als erstes abgetastetes Signal ab. Das dritte Filter SCF3 mit geschaltetem Kondensator und das vierte Filter SCF4 mit geschaltetem Kondensator können das von der ersten Verstärkereinheit während ihres zweiten Halbzyklus ausgegebene Differenzsignal als zweites abgetastetes Signal abtasten.
6a zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm des Filters mit geschaltetem Kondensator. 6b zeigt ein Zeitablaufdiagramm des Filters mit geschaltetem Kondensator von 6a. Das erste Filter SCF1 mit geschaltetem Kondensator, das zweite Filter SFC2 mit geschaltetem Kondensator, das dritte Filter SCF3 mit geschaltetem Kondensator und das vierte Filter SCF4 mit geschaltetem Kondensator können jeweils zwei Übertragungsgatterschalter und zwei Kondensatoren (gestrichelter Rahmen in 6a) umfassen.
Das erste Filter SCF1 mit geschaltetem Kondensator und das zweite Filter SCF2 mit geschaltetem Kondensator sind konfiguriert für die Abtastung des ersten Unterdifferenzsignals und des zweiten Unterdifferenzsignals, die von der ersten Verstärkereinheit 203 in ihren ersten Halbzyklen ausgegeben werden, jeweils als ein erstes unterabgetastetes Signal und ein zweites unterabgetastetes Signal. Das dritte Filter SCF3 mit geschaltetem Kondensator und das vierte Filter SCF4 mit geschaltetem Kondensator können das erste Unterdifferenzsignal und das zweite Unterdifferenzsignal, die von der ersten Verstärkereinheit 203 in ihren zweiten Halbzyklen ausgegeben werden, als drittes Unterabtastsignal und viertes Unterabtastsignal abtasten. Wie in 6a gezeigt ist, kann ein Abtast-Taktsignal des Filtermoduls 204 mit geschaltetem Kondensator vier Untertaktsignale CK1', CK2', CK1B' und CK2B' umfassen, wobei jeder Übertragungsgatterschalter durch ein Untertaktsignal gesteuert wird.
Wenn die Differenzsignale P2 und N2 von dem Filtermodul 204 mit geschaltetem Kondensator empfangen werden, werden in ersten Halbzyklen erste Übertragungsgatterschalter TG1 des ersten Filters SCF1 mit geschaltetem Kondensator und des zweiten Filters SCF2 mit geschaltetem Kondensator aktiviert, zweite Übertragungsgatterschalter TG2 des ersten Filters SCF1 mit geschaltetem Kondensator und des zweiten Filters SCF2 mit geschaltetem Kondensator werden deaktiviert, erste Übertragungsgatterschalter TG1 des dritten Filters SCF3 mit geschaltetem Kondensator und des vierten Filters SCF4 mit geschaltetem Kondensator werden deaktiviert, und zweite Übertragungsgatterschalter TG2 des dritten Filters SCF3 mit geschaltetem Kondensator und des vierten Filters SCF4 mit geschaltetem Kondensator werden aktiviert. In zweiten Halbzyklen werden die ersten Übertragungsgatterschalter TG1 des ersten Filters SCF1 mit geschaltetem Kondensator und des zweiten Filters SCF2 mit geschaltetem Kondensator deaktiviert, die zweiten Übertragungsgatterschalter TG2 des ersten Filters SCF1 mit geschaltetem Kondensator und des zweiten Filters SCF2 mit geschaltetem Kondensator werden aktiviert, die ersten Übertragungsgatterschalter TG1 des dritten Filters SCF3 mit geschaltetem Kondensator und des vierten Filters SCF4 mit geschaltetem Kondensator werden aktiviert, und die zweiten Übertragungsgatterschalter TG2 des dritten Filters SCF3 mit geschaltetem Kondensator und des vierten Filters SFC4 mit geschaltetem Kondensator werden deaktiviert. Das erste und das dritte Filter mit geschaltetem Kondensator tasten jeweils das erste Differenzsignal P2 in ersten und zweiten Halbzyklen ab; und das zweite und vierte Filter mit geschaltetem Kondensator tasten jeweils zweite Differenzsignale N2 in ersten und zweiten Halbzyklen ab.
Wie 6a zeigt, ist eine Mehrzahl von Metall-Isolator-Metall-Kondensatoren (MIM-Kondensatoren) zwischen dem ersten Filter SCF1 mit geschaltetem Kondensator und dem zweiten Filter SCF2 mit geschaltetem Kondensator parallelgeschaltet. Eine Mehrzahl von Metall-Isolator-Metall-Kondensatoren (MIM-Kondensatoren) ist zwischen das dritte Filter SCF3 mit geschaltetem Kondensator und das vierte Filter SCF4 mit geschaltetem Kondensator geschaltet. Zwei Gruppen von Kondensatoren sind zwischen das erste Filter SCF1 mit geschaltetem Kondensator und das zweite Filter SCF2 mit geschaltetem Kondensator geschaltet, wobei jede Kondensatorgruppe zwei Kondensatoren umfassen kann, die parallelgeschaltet sind. Eine Kondensatorgruppe ist elektrisch zwischen einen gemeinsamen Anschluss der beiden Übertragungsgatterschalter des ersten Filters SCF1 mit geschaltetem Kondensator und einen gemeinsamen Anschluss der beiden Übertragungsgatterschalter des zweiten Filters SCF2 mit geschaltetem Kondensator geschaltet; und die andere Kondensatorgruppe ist elektrisch zwischen einen Ausgangsanschluss des zweiten Übertragungsgatterschalters TG2 des ersten Filters SCF1 mit geschaltetem Kondensator und einen Ausgangsanschluss des zweiten Übertragungsgatterschalters TG2 des zweiten Filters SCF2 mit geschaltetem Kondensator geschaltet. Zwei Kondensatorgruppen sind zwischen das dritte Filter SCF3 mit geschaltetem Kondensator und das vierte Filter SCF4 mit geschaltetem Kondensator geschaltet, wobei jede Kondensatorgruppe zwei Kondensatoren umfassen kann, die parallelgeschaltet sind. Eine Kondensatorgruppe ist elektrisch zwischen einen gemeinsamen Anschluss der beiden Übertragungsgatterschalter des dritten Filters SCF3 mit geschaltetem Kondensator und einen gemeinsamen Anschluss der beiden Übertragungsgatterschalter des vierten Filters SCF4 mit geschaltetem Kondensator geschaltet; und die andere Kondensatorgruppe ist elektrisch zwischen einen Ausgangsanschluss des zweiten Übertragungsgatterschalters TG2 des dritten Filters SCF3 mit geschaltetem Kondensator und einen Ausgangsanschluss des zweiten Übertragungsgatterschalters TG2 des vierten Filters SCF4 mit geschaltetem Kondensator geschaltet.
Eine Frequenz der Abtast-Taktsignale ist die gleiche wie die Frequenz des Taktsignals des Magnetsensors. Die Abtast-Taktsignale sind um das Taktsignal des Magnetsensors mit einer vorgegebenen Zeit verzögert, zum Beispiel um eine Viertelperiode des Taktsignals des Magnetsensors, wobei sich ein Maximalwert und ein Minimalwert der Differenzsignale vermeiden lassen.
Das erste Filter SCF1 mit geschaltetem Kondensator und das zweite Filter SCF2 mit geschaltetem Kondensator tasten jeweils die Differenzsignale P2 und N2 in ihren ersten Halbzyklen als erstes unterabgetastetes Signal P2A und als zweites unterabgetastetes Signal N2A ab. Das dritte Filter SCF3 mit geschaltetem Kondensator und das vierte Filter SCF3 mit geschaltetem Kondensator tasten jeweils die Differenzsignale P2 und N2 in ihren zweiten Halbzyklen als drittes unterabgetastetes Signal P2B und als viertes unterabgetastetes Signal N2B ab.
Der Versatz wird eliminiert, indem das erste unterabgetastete Signal mit dem dritten unterabgetasteten Signal addiert wird, und der Versatz wird eliminiert, indem das zweite unterabgetastete Signal mit dem vierten unterabgetasteten Signal addiert wird. Wie 6c zeigt, hat das Filtermodul 204 mit geschaltetem Kondensator ferner einen Addierer 2041, der konfiguriert ist für die Eliminierung des Versatzes durch Addieren des ersten abgetasteten Signals mit dem zweiten abgetasteten Signal, um ein Differenzsignal zu erhalten, und zum Verstärken des Differenzsignals. Insbesondere ist der Addierer 2041 konfiguriert für das Addieren des ersten unterabgetasteten Signals P2A mit dem dritten unterabgetasteten Signal P2B, um den Versatz zu eliminieren, und für das Addieren des zweiten unterabgetasteten Signals N2A mit dem vierten unterabgetasteten Signal N2B, um den Versatz zu eliminieren, um Differenzsignale zu erhalten, und zum Verstärken der Differenzsignale. Von dem Addierer ausgegebene Differenzsignale werden als P3 und N3 definiert. Wahlweise ist der Addierer gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein Transkonduktanzverstärker mit einem Verstärkungsfaktor von 2.
Wie in 6c dargestellt ist, die ein Strukturdiagramm eines Addierers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, hat der Addierer einen Operationsverstärker A', einen ersten Spannungs-Strom-Wandler M1, einen zweiten Spannungs-Strom-Wandler M2 und einen dritten Spannungs-Strom-Wandler M3. Jeder der Spannungs-Strom-Wandler ist mit einer Stromquelle elektrisch verbunden und hat zwei Metalloxid-Halbleiter-Transistoren (MOS-Transistoren). Bei dem ersten Spannungs-Strom-Wandler M1 empfängt ein Gatter des MOS-Transistors das abgetastete Signal P2A, und ein Ausgangsende des MOS-Transistors ist mit einem nichtinvertierenden Ende des Operationsverstärkers A' elektrisch verbunden; ein Gatter des anderen MOS-Transistors ist konfiguriert für den Empfang des abgetasteten Signals N2A, und ein Ausgangsende des anderen MOS-Transistors ist mit einem invertierenden Ende des Operationsverstärkers A' elektrisch verbunden. Bei dem zweiten Spannungs-Strom-Wandler M2 ist ein Gatter eines MOS-Transistors konfiguriert für den Empfang des abgetasteten Signals P2B, und ein Ausgangsende des MOS-Transistors ist mit dem nichtinvertierenden Ende des Operationsverstärkers A' elektrisch verbunden; ein Gatter des anderen MOS-Transistors kann das abgetastete Signal N2B empfangen, und ein Ausgangsende des anderen MOS-Transistors ist mit dem invertierenden Ende des Operationsverstärkers A' elektrisch verbunden. Bei dem dritten Spannungs-Strom-Wandler M3 kann ein Gatter des MOS-Transistors das von dem Operationsverstärker A' ausgegebene Differenzsignal N3 empfangen; und ein Ausgangsende des MOS-Transistors ist mit dem nichtinvertierenden Ende des Operationsverstärkers A' elektrisch verbunden; ein Gatter des anderen MOS-Transistors kann das von dem Operationsverstärker A' ausgegebene Differenzsignal P3 empfangen; und ein Ausgangsende des MOS-Verstärkers ist mit dem invertierenden Ende des Operationsverstärkers A' elektrisch verbunden. Die Spannungs-Strom-Wandler des Addierers wandeln abgetastete Signale in Ströme um und eliminieren den jeweiligen Versatz, indem sie die Ströme addieren. Die Ströme werden ausgegeben, nachdem sie durch den Operationsverstärker des Addierers verstärkt wurden. Vorzugsweise ist ein Source-Degenerationswiderstand an dem Eingangsende des Addierers angeordnet, um sicherzustellen, dass der MOS-Transistor des Spannungs-Strom-Wandlers in einer Sättigungszone arbeitet. Das heißt, wie in 6c gezeigt ist, ist ein Reihenwiderstand R' elektrisch zwischen Source-Elektroden der beiden MOS-Transistoren des Spannungs-Strom-Wandlers geschaltet, um sicherzustellen, dass die MOS-Transistoren des Spannungs-Strom-Wandlers in der Sättigungszone arbeiten können.
Die Signalverarbeitungseinheit hat ferner eine zweite Verstärkereinheit 205, die elektrisch zwischen das Filtermodul 204 mit geschaltetem Kondensator und den Wandler 206 geschaltet ist und konfiguriert ist für die Verstärkung des von dem Addierer ausgegebenen Differenzsignals. Die zweite Verstärkereinheit gibt verstärkte Differenzsignale P3 und N3 aus. In der Ausführungsform ist die zweite Verstärkereinheit ein Verstärker mit programmierbarem Verstärkungsfaktor, wobei der Verstärkungsfaktor 5 beträgt.
In der Ausführungsform reicht der Gesamtverstärkungsfaktor der ersten Verstärkereinheit, des Addierers und des zweiten Verstärkers in Bezug auf die Verstärkung des Magnetfeldsignals von 800 bis einschließlich 2000 und beträgt vorzugsweise 1000. In anderen Ausführungsformen kann das Magnetfeldsignal mit einem benötigten Verstärkungsfaktor verstärkt werden, indem für die erste Verstärkereinheit, für den Addierer und für die zweite Verstärkereinheit unterschiedliche Verstärkungsfaktoren eingestellt werden.
Wie 1a zeigt, muss das Differenzsignal nach seiner Verarbeitung durch die Filtereinheit mit geschaltetem Kondensator und die zweite Verstärkereinheit unter der Steuerung durch die Zeitsteuereinheit 300 in ein Magnetfeldsignal umgewandelt werden, um die Ausgangssteuerschaltung zu steuern. 7a zeigt ein Strukturdiagramm eines Wandlers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der Wandler umfasst: einen ersten Komparator C1, einen zweiten Komparator C2 und eine Latch-Logikschaltung S.
Der erste Komparator C1 und der zweite Komparator C2 sind elektrisch mit einem Paar von Differenz-Referenzspannungen Vh und Vl und einem Paar von Differenzsignalen P3 und N3 verbunden, die von der zweiten Verstärkereinheit ausgegeben werden. Das Paar von Differenz-Referenzspannungen des ersten Komparators C1 und das Paar von Differenz-Referenzspannungen des zweiten Komparators C2 sind umgekehrt elektrisch verbunden. Der erste Komparator C1 ist konfiguriert für den Vergleich eines von der zweiten Verstärkereinheit mit einer hohen Schwelle Rh ausgegebenen Spannungssignals, und der zweite Komparator C2 ist konfiguriert für den Vergleich des von der zweiten Verstärkereinheit mit niedriger Schwelle Rl ausgegebenen Spannungssignals. Ausgangsenden des ersten Komparators C1 und des zweiten Komparators C2 sind elektrisch mit Eingangsenden der Latch-Logikschaltung S verbunden.
Wie in 7b gezeigt ist, ist der erste Komparator C1 konfiguriert für die Ausgabe eines Ergebnisses eines Vergleichs zwischen dem von der zweiten Verstärkereinheit ausgegebenen Spannungssignal und der hohen Schwelle Rh oder eines Ergebnisses eines Vergleichs zwischen einer Stärke des externen Magnetfelds und eines vorgegebenen Betriebspunkts Pop. Der zweite Komparator C2 ist konfiguriert für die Ausgabe eines Ergebnisses eines Vergleichs zwischen dem von der zweiten Verstärkereinheit ausgegebenen Spannungssignal und der niedrigen Schwelle Rl oder eines Ergebnisses eines Vergleichs zwischen der Stärke des externen Magnetfelds und einem vorgegebenen Freigabepunkts Brp.
Die Latch-Logikschaltung S ist dahingehend konfiguriert, dass sie die Signalverarbeitungseinheit 300 zur Ausgabe eines Signals mit einem ersten Pegel (z.B. dem hohen Pegel) veranlasst, um eine Magnetpolarität des externen Magnetfelds darzustellen, wenn das von dem ersten Komparator C1 ausgegebene Vergleichsergebnis anzeigt, dass das von der zweiten Verstärkungseinheit ausgegebene Spannungssignal größer ist als die hohe Schwelle Rh oder dass die Stärke des externen Magnetfelds den vorgegebenen Betriebspunkt Pop erreicht.
Die Latch-Logikschaltung S ist derart konfiguriert, dass sie die Signalverarbeitungseinheit 300 zur Ausgabe eines Signals mit einem zu dem ersten Pegel entgegengesetzten zweiten Pegel (niedrigen Pegel) veranlasst, um eine weitere Art einer Magnetpolarität des externen Magnetfelds darzustellen, wenn das von dem zweiten Komparator C2 ausgegebene Vergleichsergebnis anzeigt, dass das von der zweiten Verstärkungseinheit ausgegebene Spannungssignal kleiner ist als die niedrige Schwelle Rl oder dass die Stärke des externen Magnetfelds den vorgegebenen Freigabepunkt Brp nicht erreicht.
Die Latch-Logikschaltung S veranlasst die Magneterfassungsschaltung 200 zur Ausgabe in einem ursprünglichen Ausgabezustand, wenn die von dem ersten Komparator C1 und dem zweiten Komparator C2 ausgegebenen Vergleichsergebnisse anzeigen, dass das von der zweiten Verstärkereinheit ausgegebene Spannungssignal kleiner als die höhere Schwelle Rh und größer als die niedrigere Schwelle Rl ist, oder anzeigen, dass die Stärke des externen Magnetfelds den Betriebspunkt Pop nicht erreicht und den Freigabepunkt Brp erreicht.
Das von der Zeitsteuereinheit an die Latch-Logikschaltung S ausgegebene zweite Taktsignal ist gegenüber dem dritten Taktsignal um eine zweite vorgegebene Zeit verzögert, beispielsweise um fünf Nanosekunden, um den Schaltpunkt des Filters mit geschaltetem Kondensator zu vermeiden. Die Signalverarbeitung durch die Signalverarbeitungseinheit gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf 8 im Detail erläutert. Der linke Teil von 8 zeigt Differenzsignale, die unter der Steuerung durch Taktsignale von den jeweiligen Modulen ausgegeben werden, und der rechte Teil von 8 zeigt ein schematisches Diagramm eines Signals entsprechend den Differenzsignalen in einem Frequenzbereich.
Aus der vorstehenden Beschreibung ist ersichtlich, dass das Ausgangssignal Vout des ersten Zerhackschalters eine Überlagerung des Versatzsignals Vos und des idealen Magnetfeldsignals Vin ist und gleich einer Differenz zwischen den Differenzsignalen P1 und N1 entspricht. Die Differenzsignale P1 und N1 sind gleich groß und ihre Richtung ist entgegengesetzt. Wie der vorstehenden Beschreibung zu entnehmen ist, haben ideale Magnetfeldspannungssignale, die von dem ersten Zerhackschalter ausgegeben werden, für den ersten und den zweiten Halbzyklus des Taktsignals CK1 die gleiche Größe und entgegengesetzte Richtungen. Wie in dem linken Teil von 8 gezeigt ist, ist das Signal P1 in dem ersten und in dem zweiten Halbzyklus des Taktsignals jeweils als P1A und P1B dargestellt, und das Signal N1 ist in dem ersten Halbzyklus und in dem zweiten Halbzyklus des Taktsignals jeweils als N1A und N1B dargestellt. P1A, P1B, N1A und N1B werden jeweils dargestellt als: P1A = (Vos + Vin)/2; P1B = (Vos – Vin)/2 N1A = –P1A = –(Vos + Vin)/2; N1B = –P1B = –(Vos – Vin)/2.
Zum leichteren Verständnis wird der Koeffizient 1/2 des Differenzsignals in der nachstehenden Beschreibung weggelassen. Ein Paar von Differenzsignalen P1' und N1' wird über den ersten Verstärker in den zweiten Zerhackschalter eingegeben. Das Signal P1 wird in dem ersten und in dem zweiten Halbzyklus des Taktsignals jeweils als P1A' und P1B' dargestellt, und das Signal N1' wird in dem ersten Halbzyklus und in dem zweiten Halbzyklus des Taktsignals jeweils als N1A' und N1B' dargestellt. Wegen einer Bandbreiteneinschränkung des ersten Verstärkers A1 sind die über den ersten Verstärker A1 ausgegebenen Differenzsignale Dreieckwellen-Differenzsignale. Die folgende Formel ist nur eine Signalform. Die Signale werden jeweils wie folgt dargestellt: P1A' = A(Voff + Vin)/2; P1B' = A(Voff – Vin)/2 N1A' = –P1A' = –A(Voff + Vin)/2; N1B' = –P1B' = –A(Voff – Vin)/2.
A ist der Verstärkungsfaktor des ersten Verstärkers. Voff ist der Versatz (Offset) des Ausgangssignals des ersten Verstärkers, der gleich einer Summe eines inhärenten Versatzes Vos des Magnetsensors 200 und des Versatzes des ersten Verstärkers ist. Der Versatz Voff ist wegen der Bandbreiteneinschränkung des ersten Verstärkers A1 variabel. Zum besseren Verständnis werden in der nachstehenden Beschreibung ein Differenzsignal und ein Verstärkungskoeffizient des Verstärkers weggelassen.
Der zweite Zerhackschalter Z2 ist derart konfiguriert, dass dieser das Paar von Differenzsignalen in einem ersten Halbzyklus jedes Taktzyklus direkt ausgibt und die Differenzsignale austauscht und die ausgetauschten Differenzsignale in einem zweiten Halbzyklus jedes Taktzyklus ausgibt. Die von dem zweiten Zerhackschalter ausgegebenen Differenzsignale werden dargestellt als P2 und N2. Das Signal P2 ist in dem ersten Halbzyklus und in dem zweiten Halbzyklus des Taktsignals dargestellt als P2A und P2B, und das Signal N2 ist in dem ersten Halbzyklus und in dem zweiten Halbzyklus des Taktsignals dargestellt als N2A und N2B. Ausgaben der Signale P2 und N2 werden jeweils wie folgt dargestellt: P2A = P1A' = (Voff + Vin); P2B = N1B' = –(Voff – Vin) N2A = N1A' = –(Voff + Vin); N2B = P1B' = (Voff – Vin).
Die vier Filter mit geschaltetem Kondensator des Filtermoduls 303 mit geschaltetem Kondensator tasten in dem ersten Halbzyklus und in dem zweiten Halbzyklus jedes Taktzyklus jeweils jedes Signal ab, das in den Differenzsignalen P2 und N2 enthalten ist und geben zwei Paare von abgetasteten Signalen aus. Das heißt, ein von dem Filtermodul mit geschaltetem Kondensator erfasstes Paar von abgetasteten Signalen enthält P2A und P2B, und das andere Paar von abgetasteten Signalen, das von dem Filtermodul mit geschaltetem Kondensator erfasst wird, enthält N2A und N2B.
Die vier abgetasteten Signale werden in den Addierer eingegeben, und der Addierer gibt P3 und N3 aus. Der Addierer addiert zwei Paare von jeweiligen abgetasteten Signalen der beiden Paare und gibt P3 und N3 aus, wobei gilt: P3 = P2A + P2B = (Voff + Vin) + (–(Voff – Vin)) = 2Vin; und N3 = N2A + N2B = –(Voff + Vin) + (Voff – Vin) = –2Vin.
Wie zu erkennen ist, enthalten die Signale P3 und N3, die von dem Addierer ausgegeben werden, nur verstärke ideale Magnetfeldspannungssignale, und die Versatzsignale sind eliminiert.
Die Magnetsensor-Integrierte-Schaltung gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung hat außerdem einen Zähler 207, der mit dem Wandler 206 elektrisch verbunden ist. Der Zähler 207 kann ein von dem Wandler 206 ausgegebenes Magnetfelderfassungssignal (d.h. das Differenzsignal) ausgeben, nachdem eine vorgegebene Zeit gezählt wurde. Die Ausgabe des Magnetfelderfassungssignals wird durch den Zählvorgang des Zählers 207 um eine vorgegebene Zeit (z.B. 50 Mikrosekunden) verzögert, um auf diese Weise eine ausreichende Ansprechzeit der gesamten Schaltung zu gewährleisten.
9 zeigt ein Blockdiagramm einer Magnetsensor-Integrierten-Schaltung. Die Magnetsensor-Integrierte-Schaltung umfasst weiterhin einen Ausgangs-Port 20 und eine Ausgangssteuerschaltung 30, der zwischen die Magnetfelderfassungsschaltung 200 und die Ausgangssteuerschaltung 30 geschaltet ist.
Die Ausgangssteuerschaltung 30 kann die Magnetsensor-Integrierte-Schaltung derart steuern, dass diese wenigstens in dem ersten Zustand oder wenigstens in dem zweiten Zustand arbeitet. In der Ausführungsform kann der erste Zustand ein Stromfluss von dem Ausgangs-Port 20 nach außen und der zweite Zustand ein Stromfluss von außen in den Ausgangs-Port 20 sein. Die Ausgangssteuerschaltung 30 wird mit einer Gleichspannung des zweiten Ausgangsendes V2 der Vollwellengleichrichterbrücke 110 gespeist. Im Detail kann die Magnetsensor-Integrierte-Schaltung in dem ersten Zustand arbeiten, in welchem der Laststrom aus dem Ausgangs-Port 20 ausfließt, oder kann in dem zweiten Zustand arbeiten, in welchem der Laststrom in den Ausgangs-Port 20 einfließt, oder kann alternierend in dem ersten Zustand und in dem zweiten Zustand arbeiten. Aus diesem Grund kann in einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Ausgangssteuerschaltung 30 ferner derart konfiguriert sein, dass diese unter einer vorgegebenen Bedingung auf ein Steuersignal reagiert. Die integrierte Schaltung arbeitet zumindest in dem ersten Zustand, in welchem der Laststrom von dem Ausgangs-Port 20 nach außen fließt, oder zumindest in dem zweiten Zustand, in welchem der Laststrom von außen in den Ausgangs-Port 20 fließt; und wenn die vorgegebene Bedingung nicht erfüllt wird, arbeitet die integrierte Schaltung in einem dritten Zustand, in welchem der Betrieb im ersten Zustand oder im zweiten Zustand verhindert wird. In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Frequenz des Auftretens des dritten Zustands direkt proportional zu einer Frequenz der Wechselstromquelle.
Bei der Magnetsensor-Integrierten-Schaltung gemäß den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann eine Art des dritten Zustands der Ausgangssteuerschaltung 30 basierend auf Nutzeranforderungen konfiguriert sein, solange die Ausgangssteuerschaltung 30 daran gehindert wird, in den ersten Zustand oder in den zweiten Zustand einzutreten. Wenn die Ausgangssteuerschaltung 30 zum Beispiel in dem dritten Zustand arbeitet, reagiert die Ausgangssteuerschaltung 30 auf das Magnetfelderfassungssignal nicht (was dahingehend zu verstehen ist, dass das Magnetfelderfassungssignal nicht erfasst werden kann), oder der Strom am Ausgangs-Port 20 ist wesentlich geringer als der Laststrom (zum Beispiel geringer als ein Viertel des Laststroms, wobei der Strom in diesem Fall im Hinblick auf den Laststrom im Wesentlichen entfallen kann).
Der Zähler 207 kann den Zählvorgang in Reaktion auf die Erfassung eines vorgegebenen Auslösesignals starten. Wenn die Zeitzählperiode die vorgegebene Zeit erreicht, wird darauf hingewiesen, dass die Magnetsensor-Integrierte-Schaltung eine vorgegebene Bedingung erfüllt, und der Betrieb der Magnetsensor-Integrierten-Schaltung setzt ein. Insbesondere kann das vorgegebene Auslösesignal erzeugt werden, wenn eine spezifizierte Spannung in der Magnetsensor-Integrierten-Schaltung ansteigt und eine vorgegebene Schwelle erreicht. In der Ausführungsform kann die spezifizierte Spannung die Versorgungsspannung der Signalverarbeitungseinheit sein. In dem dritten Zustand tritt die Ausgangssteuerschaltung 400 in den ersten oder in den zweiten Zustand ein, nachdem der Zähler 306 nach Erfassung des vorgegebenen Auslösesignals die vorgegebene Zeit wie z.B. 50 Mikrosekunden gezählt hat.
Basierend auf den vorstehenden Ausführungsformen hat die Ausgangssteuerschaltung 30 in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung einen ersten Schalter und einen zweiten Schalter. Der erste Schalter und der Ausgangs-Port sind in einem ersten Strompfad elektrisch verbunden, und der zweite Schalter und der Ausgangs-Port sind in einem zweiten Strompfad elektrisch verbunden, dessen Richtung zu einer Richtung des ersten Strompfads entgegengesetzt ist. Der erste Schalter und der zweite Schalter werden unter einer Steuerung durch das Magnetfelderfassungssignal selektiv aktiviert. Wahlweise ist der erste Schalter eine Diode, und der zweite Schalter ist eine Diode oder ein Transistor. Dies ist abhängig von der Situation und unterliegt vorliegend keiner Einschränkung.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind ein erster Schalter 31 und ein zweiter Schalter 32 ein Paar von komplementären Halbleiterschaltern, wie in 10 gezeigt. Der Schalter 31 wird aktiviert, wenn der niedrige Pegel anliegt, und der Schalter 32 wird aktiviert, wenn der hohe Pegel anliegt, Der erste Schalter 31 und der Ausgangs-Port 20 sind in dem ersten Strompfad elektrisch verbunden, und der zweite Schalter 402 und der Ausgangs-Port 20 sind in dem zweiten Strompfad elektrisch verbunden. Steuerenden des ersten Schalters 31 und des zweiten Schalters 32 sind mit der Magnetfelderfassungsschaltung 200 elektrisch verbunden. Ein Stromeingangsende des ersten Schalters 31 ist mit einer hohen Spannung (z.B. einer Gleichstromenergie) verbunden, ein Stromausgangsende des ersten Schalters 31 ist mit einem Stromeingangsende des zweiten Schalters 32 elektrisch verbunden, und ein Stromausgangsende des zweiten Schalters 32 ist mit einer niedrigen Spannung (z.B. einem geerdeten Ende) elektrisch verbunden. Wenn das von der Magnetfelderfassungsschaltung 200 ausgegebene Magnetfelderfassungssignal einen niedrigen Pegel aufweist, wird der erste Schalter 31 aktiviert, der zweite Schalter 32 hingegen deaktiviert, und es fließt über den ersten Schalter 31 und den Ausgangs-Port 20 ein Laststrom von einer hohen Spannungsquelle aus. Wenn das von der Magnetfelderfassungsschaltung 200 ausgegebene Magnetfelderfassungssignal den hohen Pegel aufweist, wird der zweite Schalter 32 aktiviert, der erste Schalter 31 hingegen deaktiviert, und der Laststrom fließt von außen in den Ausgangs-Port 20 und fließt durch den zweiten Schalter 32. In einem Beispiel, das in 10 gezeigt ist, ist der erste Schalter 31 ein p-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (p-Typ-MOSFET), und der zweite Schalter 32 ist ein n-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (n-Typ-MOSFET). Es versteht sich, dass in anderen Ausführungsformen der erste und der zweite Schalter Halbleiterschalter eines anderen Typs sein können, zum Beispiel andere Feldeffekttransistoren wie ein Sperrschicht-Feldeffekttransistor (JFET) und ein Metall-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MESFET).
In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, die in 11 gezeigt ist, wird der erste Schalter 31 aktiviert, wenn der hohe Pegel anliegt, wobei der zweite Schalter 32 eine unidirektionale leitende Diode ist. Ein Steuerende des ersten Schalters 31 und eine Kathode des zweiten Schalters 32 sind elektrisch mit einem Ausgangsende des Wandlers verbunden. Ein Stromeingangsende des ersten Schalters 31 ist elektrisch mit einem Ausgangsende der Gleichrichterschaltung verbunden, und ein Stromausgangsende des ersten Schalters 31 ist elektrisch mit einer Anode des zweiten Schalters 31 und mit einem Ausgangs-Port 20 verbunden. Der erste Schalter 31 und der Ausgangs-Port 20 sind in dem ersten Strompfad elektrisch verbunden, und der Ausgangs-Port 20, der zweite Schalter 32 und die Magnetfelderfassungsschaltung 200 sind in dem zweiten Strompfad elektrisch verbunden. Wenn das von der Magnetfelderfassungsschaltung 200 ausgegebene Magnetfelderfassungssignal den hohen Pegel aufweist, wird der erste Schalter 31 aktiviert, der zweite Schalter 32 hingegen deaktiviert, und es fließt ein Laststrom von der Gleichrichterschaltung über den ersten Schalter 31 und den Ausgangs-Port 20 nach außen. Wenn das von der Magneterfassungsschaltung 200 ausgegebene Magneterfassungssignal den niedrigen Pegel aufweist, wird der zweite Schalter 32 aktiviert, der erste Schalter 31 hingegen deaktiviert, und es fließt ein Laststrom von außen in den Ausgangs-Port 20 und durch den zweiten Schalter 32. Es versteht sich, dass in anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung der erste Schalter 31 und der zweite Schalter 32 andere Strukturen aufweisen können. Dies ist abhängig von der Situation und unterliegt hier keiner Einschränkung.
In einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung hat die Ausgangssteuerschaltung einen ersten Strompfad, in welchem ein Strom von dem Ausgangs-Port nach außen fließt, einen zweiten Strompfad, in welchem ein Strom von dem Ausgangs-Port nach innen fließt, und einen Schalter, der mit dem ersten Strompfad oder mit dem zweiten Strompfad verbunden ist. Der Schalter wird durch ein von der Signalverarbeitungseinheit ausgegebenes Magnetfelderfassungssignal gesteuert, um den ersten Strompfad und den zweiten Strompfad wahlweise zu aktivieren. Optional ist in dem jeweils verbleibenden ersten oder verbleibenden zweiten Strompfad kein Schalter angeordnet.
In einer Implementierung, die in 12 gezeigt ist, hat die Ausgangssteuerschaltung 30 einen unidirektionalen leitenden Schalter 33, der in dem ersten Strompfad mit dem Ausgangs-Port 20 elektrisch verbunden ist. Ein Stromeingangsende des unidirektionalen leitenden Schalters 33 kann mit einem Ausgangsende der Magnetfelderfassungsschaltung 200 elektrisch verbunden sein. Das Ausgangsende der Magnetfelderfassungsschaltung 200 kann über einen Widerstand R1 in dem zweiten Strompfad, dessen Richtung zu einer Richtung des ersten Strompfads entgegengesetzt ist, mit dem Ausgangs-Port 20 elektrisch verbunden sein. Der unidirektionale leitende Schalter 33 wird aktiviert, wenn der Pegel des Magnetfelderfassungssignals hoch ist, und es fließt ein Laststrom über den unidirektionalen Schalter 33 und den Ausgangs-Port 20 nach außen. Der unidirektionale leitende Schalter 33 wird deaktiviert, wenn der Pegel des Magnetfelderfassungssignals der niedrige Pegel ist, und es fließt ein Laststrom von außen in den Ausgangs-Port 20 und durch den Widerstand R1 und die Magnetfelderfassungsschaltung 200. Alternativ kann der Widerstand R1 in dem zweiten Pfad durch einen unidirektionalen leitenden Schalter ersetzt werden, der mit dem unidirektionalen leitenden Schalter 33 Rückseite an Rückseite elektrisch parallelgeschaltet ist, so dass der Laststrom, der aus dem Ausgangs-Port ausfließt, mit dem Laststrom, der in den Ausgangs-Port einfließt, im Gleichgewicht ist.
In einer weiteren Implementierung, die in 12a gezeigt ist, umfasst die Ausgangssteuerschaltung 30 Dioden D1 und D2, einen Widerstand R1 und einen Widerstand R2. Die Dioden D1 und D2 sind zwischen dem Ausgangsende der Magnetfelderfassungsschaltung 200 und dem Ausgangs-Port 20 elektrisch umgekehrt in Reihe geschaltet. Der Widerstand R1 ist mit den elektrisch in Reihe geschalteten Dioden D1 und D2 elektrisch parallelgeschaltet. Der Widerstand R2 ist zwischen einen Strom Vcc und ein gemeinsames Ende der Dioden D1 und D2 geschaltet. Eine Kathode der Diode D1 ist elektrisch mit dem Ausgangsende der Magnetfelderfassungsschaltung 200 verbunden. Die Diode D1 wird durch die Magnetfelderfassungsinformation gesteuert. Wenn das Magneterfassungssignal den hohen Pegel aufweist, wird die Diode D1 abgeschaltet, und es fließt ein Laststrom über den Widerstand R2 und die Diode D2 von einem Ausgangs-Port Pout nach außen. Wenn das Magnetfelderfassungssignal den niedrigen Pegel aufweist, fließt ein Laststrom von außen in den Ausgangs-Port Pout und fließt durch den Widerstand R1 und durch die Magnetfelderfassungsschaltung 200.
Im Folgenden wird die Magnetsensor-Integrierte-Schaltung gemäß den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung im Zusammenhang mit einer speziellen Anwendung beschrieben.
Wie in 13 gezeigt ist, ist ferner eine Elektromotoranordnung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung vorgesehen. Die Elektromotoranordnung umfasst einen Elektromotor 2000, der mit Wechselstrom 1000 betrieben wird, einen bidirektionalen leitenden Schalter 3000, der mit dem Elektromotor 2000 elektrisch in Reihe geschaltet ist, und eine Magnetsensor-Integrierte-Schaltung 4000 gemäß einer der vorstehenden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung. Ein Ausgangs-Port der Magnetsensor-Integrierten-Schaltung 4000 ist elektrisch mit einem Steuerende des bidirektionalen leitenden Schalters 3000 verbunden. Der bidirektionale leitende Schalter 3000 kann bevorzugt einen Trioden-Wechselstromschalter (TRIAC) sein. Es versteht sich, dass der bidirektionale Schalter durch andere geeignete Arten von Schaltern implementiert sein kann. Zum Beispiel kann der bidirektionale leitende Schalter zwei siliziumgesteuerte Gleichrichter umfassen, die elektrisch antiparallel geschaltet sind, und eine entsprechende Steuerschaltung. Die beiden siliziumgesteuerten Gleichrichter werden in einer vorgegebenen Weise basierend auf einem von dem Ausgangs-Port der Magnetsensor-Integrierten-Schaltung ausgegebenen Ausgangssignal durch die Steuerschaltung gesteuert. Der Motor hat vorzugsweise ferner eine Spannungsreduzierschaltung 5000 zum Reduzieren der Spannung der Wechselstromquelle 1000 und zum Bereitstellen der reduzierten Spannung an die Magnetsensor-Integrierte-Schaltung 4000. Die Magnetsensor-Integrierte-Schaltung 4000 ist in der Nähe eines Läufers des Elektromotors 2000 angeordnet, um eine Änderung des Magnetfelds des Läufers zu erfassen.
Basierend auf der vorstehenden Ausführungsform ist der Elektromotor in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein Synchron-Elektromotor. Es versteht sich, dass die Magnetsensor-Integrierte-Schaltung gemäß vorliegender Erfindung nicht ausschließlich bei dem Synchron-Elektromotor verwendet wird, sondern auch bei anderen Arten von Permanentmagnet-Elektromotoren, zum Beispiel bei einem bürstenlosen Gleichstrommotor. Wie 14 zeigt, hat der Synchronmotor einen Ständer und einen Läufer 1001, der sich relativ zu dem Ständer dreht. Der Ständer hat einen Ständerkern 1002 und eine Ständerwicklung 1006, die um den Ständerkern 1002 herumgeführt ist. Der Ständerkern 1002 kann aus einem weichmagnetischen Material bestehen, zum Beispiel aus reinem Eisen, aus Gusseisen, aus gegossenem Stahl, aus Elektrostahl und aus Siliziumstahl. Der Läufer 1001 hat einen Permanentmagnet. Wenn die Ständerwicklung 1006 mit der Wechselstromquelle in Reihe geschaltet wird, dreht sich der Läufer 1001 mit einer konstanten Geschwindigkeit einer konstanten Drehrate von (60f/p) Umdrehungen pro Minute in einem stationären Zustand, wobei f eine Frequenz der Wechselstromquelle und p eine Anzahl von Polpaaren des Läufers ist. In der Ausführungsform hat der Ständerkern 1002 zwei Polabschnitte 1004, die einander gegenüberliegend angeordnet sind. Jeder der Polabschnitte hat eine Polbogenfläche 1005. Eine Außenfläche des Läufers 1001 ist der Polbogenfläche 1005 zugewandt, wobei dazwischen ein im Wesentlichen einheitlicher Luftspalt gebildet ist. Der im Wesentlichen einheitliche Luftspalt ist in der vorliegenden Beschreibung dahingehend zu verstehen, dass ein Großteil des Luftspalts zwischen dem Ständer und dem Läufer einheitlich und ein kleiner Teil des Luftspalts zwischen dem Ständer und dem Läufer uneinheitlich ist. Vorzugsweise ist an der Polbogenfläche 1005 des Polabschnitts des Ständers eine konkave Anlaufnut 1007 angeordnet. Mit Ausnahme der Anlaufnut 1007 an der Polbogenfläche 1005 sind die anderen Bereiche zu dem Läufer konzentrisch. Mit den vorstehenden Konfigurationen kann ein ungleichmäßiges Magnetfeld gebildet werden, das sicherstellt, dass eine Polachse S1 des Läufers bei stillstehendem Läufer relativ zu einer zentralen Achse S2 des Polabschnitts des Ständers unter einem Winkel geneigt ist, so dass der Läufer immer dann, wenn der Motor unter der Wirkung der Integrationsschaltung angetrieben wird, über ein Anlaufdrehmoment verfügen kann. Die Polachse S1 des Läufers ist eine Grenze zwischen zwei Magnetpolen des Läufers mit unterschiedlicher Polarität. Die zentrale Achse S2 des Polabschnitts 1004 des Ständers ist eine Verbindungslinie, die durch die Zentren der beiden Polabschnitte 1004 des Ständers verläuft. In der Ausführungsform haben der Ständer und der Läufer jeweils zwei Magnetpole. Es versteht sich, dass die Anzahl von Magnetpolen des Ständers in anderen Ausführungsformen eine andere sein kann als die Anzahl von Magnetpolen des Läufers und dass der Ständer und der Läufer mehr Magnetpole aufweisen können, beispielsweise vier oder sechs Magnetpole.
Die Ausgangssteuerschaltung 30 ist bevorzugt derart konfiguriert, dass sie den bidirektionalen leitenden Schalter 3000 aktiviert, wenn sich die Wechselstromquelle 1000 in einem positiven Halbzyklus befindet und der Magnetsensor detektiert, dass ein Magnetfeld des Permanentmagnetläufers eine erste Polarität aufweist, oder wenn sich die Wechselstromquelle 1000 in einem negativen Halbzyklus befindet und der Magnetsensor detektiert, dass das Magnetfeld des Permanentmagnetläufers eine zur ersten Polarität entgegengesetzte zweite Polarität aufweist. Die Ausgangssteuerschaltung 30 deaktiviert den bidirektionalen leitenden Schalter 3000, wenn sich die Wechselstromquelle 1000 in dem negativen Halbzyklus befindet und der Permanentmagnetläufer die erste Polarität aufweist oder wenn sich die Wechselstromquelle 1000 in dem positiven Halbzyklus befindet und der Permanentmagnetläufer die zweite Polarität aufweist.
Basierend auf der vorstehenden Ausführungsform ist die Ausgangssteuerschaltung 30 in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konfiguriert für die Aktivierung des bidirektionalen leitenden Schalters 3000, wenn sich die Wechselstromquelle 1000 in dem positiven Halbzyklus befindet und die Magnetfelderfassungsschaltung 200 detektiert, dass das Magnetfeld des Permanentmagnetläufers die erste Polarität aufweist, oder wenn sich die Wechselstromquelle 1000 in dem negativen Halbzyklus befindet und die Magnetfelderfassungsschaltung detektiert, dass das Magnetfeld des Permanentmagnetläufers die zur ersten Polarität entgegengesetzte zweite Polarität aufweist; und die Ausgangssteuerschaltung 30 ist derart konfiguriert, dass sie den bidirektionalen leitenden Schalter 3000 deaktiviert, wenn sich die Wechselstromquelle 1000 in dem negativen Halbzyklus befindet und der Permanentmagnetläufer die zweite Polarität aufweist oder wenn sich die Wechselstromquelle 1000 in dem positiven Halbzyklus befindet und der Permanentmagnetläufer die zweite Polarität aufweist.
Vorzugsweise ist die Ausgangssteuerschaltung 30 konfiguriert zum Steuern eines Stromflusses von der integrierten Schaltung zu dem bidirektionalen leitenden Schalter 3000, wenn sich das von der Wechselstromquelle 1000 ausgegebene Signal in dem positiven Halbzyklus befindet und der Magnetsensor detektiert, dass das Magnetfeld des Permanentmagnetläufers die erste Polarität aufweist; und zum Steuern eines Stromflusses von dem bidirektionalen leitenden Schalter 3000 zu der integrierten Schaltung, wenn sich das von der Wechselstromquelle 1000 ausgegebene Signal in dem negativen Halbzyklus befindet und der Magnetsensor detektiert, dass das Magnetfeld des Permanentmagnetläufers die zur ersten Polarität entgegengesetzte zweite Polarität aufweist. Es versteht sich, dass der Strom, wenn der Permanentmagnetläufer die erste Magnetpolarität aufweist und die Wechselstromquelle sich in dem positiven Halbzyklus befindet, über den gesamten oder einen Teil des positiven Halbzyklus aus der integrierten Schaltung ausfließen kann und dass der Strom, wenn der Permanentmagnetläufer die zweite Polarität aufweist und die Wechselstromquelle sich in dem negativen Halbzyklus befindet, über den gesamten oder einen Teil des negativen Halbzyklus in die integrierte Schaltung einfließen kann.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung hat die Gleichrichterschaltung 100 eine Schaltung wie in 2 gezeigt, und die Ausgangssteuerschaltung 400 hat eine Schaltung wie in 10 gezeigt. Das Stromeingangsende des ersten Schalters 31 der Ausgangssteuerschaltung 30 ist elektrisch mit dem zweiten Ausgangsende V2 der Vollwellengleichrichterbrücke 110 verbunden, und das Stromausgangsende des zweiten Schalters 32 ist elektrisch mit einem geerdeten Ende der Vollwellengleichrichterbrücke 110 verbunden. Wenn ein von der Wechselstromquelle 1000 ausgegebenes Signal sich in einem positiven Halbzyklus befindet und wenn der Magnetsensor ein Signal mit niedrigem Pegel ausgibt, wird in der Ausgangssteuerschaltung 30 der erste Schalter 31 aktiviert und der zweite Schalter 32 deaktiviert, und es fließt ein Strom der Reihe nach durch die Wechselstromquelle 1000, den Elektromotor 2000, ein erstes Eingangsende der Magnetsensor-Integrierten-Schaltung 4000, eine Spannungsreduzierschaltung (in der Zeichnung nicht gezeigt), die zweite Diode 112 der Vollwellengleichrichterbrücke 110 und den ersten Schalter 31 der Ausgangssteuerschaltung 400 und fließt von dem Ausgangs-Port zu dem bidirektionalen leitenden Schalter 3000 und zurück zur Wechselstromquelle 1000. Wenn der bidirektionale leitende Schalter 3000 aktiviert wird, wird ein durch die Spannungsreduzierschaltung 5000 und die Magnetsensor-Integrierte-Schaltung 4000 gebildeter Serienzweig kurzgeschlossen, die Magnetsensor-Integrierte-Schaltung 4000 stoppt die Ausgabe infolge einer fehlenden Versorgungsspannung, und der bidirektionale leitende Schalter 3000 bleibt aktiviert, während kein Ansteuerstrom zwischen einem Steuerpol und einer ersten Anode des bidirektionalen leitenden Schalters 3000 fließt, da eine durch die beiden Anoden des bidirektionalen leitenden Schalters 3000 fließender Strom ausreichend groß ist (größer als ein Haltestrom des bidirektionalen leitenden Schalters 3000). Wenn sich das von der Wechselstromquelle 1000 ausgegebene Signal in einem negativen Halbzyklus befindet und ein von dem Magnetsensor ausgegebenes Magnetfelderfassungssignal den hohen Pegel aufweist, wird in der Ausgangssteuerschaltung 30 der erste Schalter 31 deaktiviert, während der zweite Schalter 32 aktiviert wird, und es fließt ein Strom von der Wechselstromquelle 1000 über den bidirektionalen leitenden Schalter 3000 in den Ausgangs-Port und über den zweiten Schalter 32 der Ausgangssteuerschaltung 30, die erste Diode 111 der Vollwellengleichrichterbrücke 110, das erste Eingangsende der Magnetsensor-Integrierten-Schaltung 4000 und den Elektromotor 200 zurück zur Wechselstromquelle 1000. Ähnlich wird bei einer Aktivierung des bidirektionalen leitenden Schalters 3000 die Magnetsensor-Integrierte-Schaltung 4000 kurzgeschlossen und stoppt die Ausgabe, und der bidirektionale leitende Schalter 3000 kann aktiviert bleiben. Wenn das von der Wechselstromquelle 1000 ausgegebene Signal sich in dem positiven Halbzyklus befindet und das von dem Magnetsensor ausgegebene Magnetfelderfassungssignal den hohen Pegel aufweist, oder wenn sich das von der Wechselstromquelle 1000 ausgegebene Signal in dem negativen Halbzyklus befindet und das von dem Magnetsensor ausgegebene Magneterfassungssignal den niedrigen Pegel aufweist, werden der erste Schalter 31 und der zweite Schalter 32 der Ausgangssteuerschaltung 30 deaktiviert, und der bidirektionale leitende Schalter 3000 wird deaktiviert. Daher kann die Ausgangssteuerschaltung 30 die integrierte Schaltung basierend auf einer Polaritätsänderung und auf einem Differenzsignal der Wechselstromquelle 1000 derart steuern, dass der bidirektionale leitende Schalter 3000 in einer vorgegebenen Weise aktiviert und deaktiviert wird. Solchermaßen wird die Stromspeisung der Ständerwicklung 1006 gesteuert, und ein von dem Ständer erzeugtes sich änderndes Magnetfeld stimmt mit einer Magnetfeldposition des Läufers überein, wodurch der Läufer für eine Drehung entlang einer Signalrichtung geschleppt wird und auf diese Weise sichergestellt wird, dass sich der Läufer immer dann, wenn der Elektromotor angeschaltet wird, in einer festgelegten Richtung dreht.
In der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist das Magnetfelderfassungssignal ein Schalt-Erfassungssignal. In einer stationären Phase des Elektromotors beträgt eine Schaltfrequenz des Schalt-Erfassungssignals das Zweifache der Frequenz der Wechselstromquelle.
Es versteht sich, dass die erfindungsgemäße Magnetsensor-Integrierte-Schaltung gemäß vorstehender Ausführungsform lediglich im Zusammenhang mit einer möglichen Anwendung beschrieben wurde und dass der erfindungsgemäße Magnetsensor nicht darauf beschränkt ist. Der Magnetsensor kann beispielsweise nicht nur beim Antrieb eines Motors verwendet werden, sondern auch bei anderen Anwendungen mit Magnetfelderfassung.
Bei einem Motor gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann der Motor zwischen zwei Enden einer externen Wechselstromquelle mit einem bidirektionalen leitenden Schalter in Reihe geschaltet sein. Ein erster Serienzweig, der durch den Motor und den bidirektionalen leitenden Schalter gebildet wird, ist mit einem zweiten Serienzweig, der durch eine Spannungsreduzierschaltung und eine Magnetsensor-Integrierte-Schaltung gebildet wird, elektrisch parallelgeschaltet. Ein Ausgangs-Port der Magnetsensor-Integrierten-Schaltung ist mit dem bidirektionalen leitenden Schalter elektrisch verbunden, um den bidirektionalen leitenden Schalter in einer vorgegebenen Weise zum An- und Abschalten zu steuern, wodurch die Art und Weise der Stromspeisung einer Ständerwicklung gesteuert wird.
Ferner wird ein Gebrauchsgerät gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bereitgestellt. Das Gebrauchsgerät hat einen Motor, der mit Wechselstrom betrieben wird, einen bidirektionalen leitenden Schalter, der mit dem Motor elektrisch in Reihe geschaltet ist, und die Magnetsensor-Integrierte-Schaltung gemäß einer der vorstehenden Ausführungsformen. Ein Ausgangs-Port der Magnetsensor-Integrierten-Schaltung ist elektrisch mit einem Steuerende des bidirektionalen leitenden Schalters verbunden. Das Gebrauchsgerät kann wahlweise eine Pumpe, ein Gebläse, ein Haushaltsgerät, ein Fahrzeug und dergleichen sein. Das Haushaltsgerät kann beispielsweise eine Waschmaschine, ein Geschirrspüler, ein Dunstabzug, ein Abzugsgebläse oder dergleichen sein.
Die vorstehende Beschreibung der Ausführungsformen ermöglicht dem Fachmann die praktische Ausführung der vorliegenden Erfindung. Ferner wird der Fachmann erkennen, dass verschiedene Modifikationen möglich sind und das Grundprinzip der Erfindung durch andere Ausführungsformen implementiert werden kann, ohne den Erfindungsgedanken zu verlassen. Vorliegende Beschreibung ist daher nicht auf die beschriebenen Ausführungsformen beschränkt, sondern entspricht der breitest möglichen Auslegung der beschriebenen neuartigen Merkmale.

Claims

Magnetsensor-Integrierte-Schaltung, umfassend: eine Gleichrichterschaltung (100), die eine externe Energie in eine Gleichstromenergie umwandelt; eine Magnetfelderfassungsschaltung (200), die eine Polarität eines externen Magnetfelds erfasst und ein Magnetfelderfassungssignal ausgibt; wobei die Magnetfelderfassungsschaltung (200) einen Magnetsensor (201), einen ersten Zerhackschalter (202), eine erste Verstärkereinheit (203) und ein Filtermodul (204) mit geschaltetem Kondensator umfasst; und eine Zeitsteuereinheit (300), die an den ersten Zerhackschalter (202) und an die erste Verstärkereinheit (203) ein erstes Taktsignal ausgibt und an das Filtermodul (204) mit geschaltetem Kondensator ein zweites Taktsignal ausgibt, das um das erste Taktsignal mit einer ersten vorgegebenen Zeit verzögert ist.
Magnetsensor-Integrierte-Schaltung nach Anspruch 1, ferner umfassend einen Wandler (206); wobei die Zeitsteuereinheit (300) an den Wandler (206) ein drittes Taktsignal ausgibt und das zweite Taktsignal um das dritte Taktsignal mit einer zweiten vorgegebenen Zeit verzögert ist.
Magnetsensor-Integrierte-Schaltung nach Anspruch 2, wobei die erste vorgegebene Zeit länger ist als die zweite vorgegebene Zeit.
Magnetsensor-Integrierte Schaltung nach Anspruch 1, wobei die erste vorgegebene Zeit eine Viertelperiode des ersten Taktsignals beträgt.
Magnetsensor-Integrierte-Schaltung nach Anspruch 2, wobei das erste, das zweite und das dritte Taktsignal die gleiche Frequenz aufweisen.
Magnetsensor-Integrierte-Schaltung nach Anspruch 2, wobei das erste, das zweite und das dritte Taktsignal eine Frequenz in einem Bereich von 100 KHz bis einschließlich 600 KHz aufweisen.
Magnetsensor-Integrierte-Schaltung nach Anspruch 1, wobei das erste Taktsignal wenigstens zwei sich nicht überlappende Untertaktsignale umfasst; und wobei das zweite Taktsignal wenigstens zwei sich nicht überlappende Untertaktsignale umfasst.
Magnetsensor-Integrierte-Schaltung nach Anspruch 1, wobei ein von dem Magnetsensor (201) ausgegebenes Differenzsignal ein Magnetfeldsignal und ein Versatzsignal umfasst, wobei der erste Zerhackschalter (202) das Magnetfeldsignal und das Versatzsignal jeweils auf einen Hochfrequenzbereich und eine Basisbandfrequenz moduliert.
Motoranordnung, umfassend einen Motor (2000), der mit Wechselstrom betrieben wird, und eine Magnetsensor-Integrierte-Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8.
Gebrauchsgerät, enthaltend eine Motoranordnung, wobei die Motoranordnung einen Motor umfasst, der mit Wechselstrom betrieben wird, und eine Magnetsensor-Integrierte-Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8.