TW201914183A - 用於共源共柵開關電源元件的過電壓保護 - Google Patents

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Abstract

本發明的各個方面提出了一種功率半導體元件，耦合到流通負載電流的負載上，包括一個電源開關，其第一端耦合到負載上，以及一個控制器耦合到電源開關的控制端。控制器包括一個柵極驅動電路，用於在正常的開關操作中控制電源開關的控制端；一個過電壓檢測電路，用於檢測在電源開關第一端發生的過電壓情况；以及一個過電壓保護電路，用於在檢測到過電壓時，控制電源開關的控制端。

Description

用於共源共柵開關電源元件的過電壓保護
本發明主要涉及半導體器件，更確切地說是用於功率半導體元件的過電壓保護。
微處理器和儲存元件等集成電路包括多個金屬-氧化物-半導體場效應電晶體（MOSFET），提供基本的開關功能，用於配置邏輯門、數據儲存、電源開關及其他元件。功率MOSFET典型應用於要求功率開關和功率放大的應用。
在一種應用中，返馳變換器從交流或直流輸入端産生直流輸出，是一種利用功率MOSFET的簡單的開關模式電源。圖1表示一種傳統的返馳返馳變換器。當MOSFET開關S接通時，施加來自輸入電源Vin 的能量，電流流經初級繞組，激勵變壓器T。變壓器T的初級端中的電流傾斜上升，正比於輸入電源Vin 。在此期間，輸出二極體D反向偏置並斷開。二極體D上的電壓等於輸出電壓Vout 加上反射的輸入電源（即Vin *(N2 /N1 )）。在MOSFET開關S接通期間，輸出電容器C提供負載電流I0 。
當變壓器T 的初級端裏儲存的能量足夠多時，MOSFET開關S斷開，變壓器T 中的能量轉移到次極端，電流流經二極體D。二極體D正向偏置，在輸出電容器C中再補充能量，並供給負載。變壓器T次極端中的電流傾斜下降，正比於輸出電壓Vout 。在此期間，初級端看成是一個開路。MOSFET開關S上的電壓等於輸入電源Vin 加上反射的輸出電壓（即Vout *(N1 /N2 )）。
然而，當用於高輸入電壓（例如300V交流以上）時，QR模式中返馳變換器的優勢被削弱。這是由於較高的返馳電壓需要使用帶有相對較高的擊穿電壓速率的MOSFET。使用擊穿電壓較高的MOSFET增加了成本，增大了MOSFET的漏源導通電阻（Rds-on ）以及開關電容。在低負載和高線電壓處，可以使用較低擊穿的MOSFET，但零電壓開關性能受到損害，並且在滿負載範圍內沒有實現。一種方法是使用一個共源共柵開關，使反射電壓最大，並利用允許QR操作的MOSFET電壓電平。共源共柵開關通常具有兩個或兩個以上的電源電晶體（例如MOSFET）串聯。負載電壓分布在所有串聯的電源電晶體上。因此，使用共源共柵開關增大了總的擊穿電壓，不會增加成本或使MOSFET的性能明顯下降。
對於電源元件（例如返馳變壓器中的開關）來說，過電壓始終是一個極具挑戰的難題。過電壓包括來自寄生電容和變壓器電感的電壓尖峰、突波以及快速瞬變，經常在返馳變壓器正常運行和啓動時發生。過電壓可以導致電源電晶體的場故障。因此，在電源元件運行過程中，有必要識別故障情况（例如故障電流和故障電壓），以便啓動合適的補救措施。
正是在這樣的背景下，提出了本發明的實施例。
本發明公開了一種耦合到可以流通負載電流的負載上的功率半導體元件，包括：一個具有第一端的電源開關，第一端耦合到負載上；以及一個耦合到電源開關的控制端上的控制器，其中控制器包括：a)一個柵極驅動電路，用於在正常的開關操作中控制電源開關的控制端；b)一個過電壓檢測電路，用於檢測電源開關第一端處發生的過電壓情况；以及c)一個過電壓保護電路，用於在檢測到過電壓情况時，控制電源開關的控制端。
其中，過電壓保護電路在發生過電壓時，通過將電源開關的漏源電壓鉗位在低於電源開關受損電平的電平下提供過電壓保護。
其中，具有第一電源電晶體的電源開關耦合到負載上，第二電源電晶體串聯在第一電源電晶體和地之間，其中第一和第二電源電晶體構成一個共源共柵開關，用於切換通過負載的負載電流。
其中，柵極驅動電路包括一個第一柵極驅動器，耦合到第一電源電晶體的控制端，用於驅動第一電源電晶體，以及一個第二柵極驅動器，耦合到第二電源電晶體的控制端，用於驅動第二電源電晶體。
其中，第一柵極驅動器包括一個第一開關和一個第二開關，第二柵極驅動器包括一個第三開關和一個第四開關，其中第一和第二開關分別用於在正常的開關操作中實現第一電源電晶體所需的接通和斷開開關操作，第三和第四開關分別 用於在正常的開關操作中實現第二電源電晶體所需的接通和斷開開關操作。
其中，過電壓檢測電路包括一個比較器形式的探測器，帶有滯後限定設置電壓和重置電壓，用於控制第一電源電晶體的第一端處的電壓，以便在發生過電壓時保持在安全的電平下。
其中，控制器耦合到第一和第二電源電晶體的控制端，其中過電壓保護電路耦合在柵極驅動電路和第二電源電晶體的控制端之間，用於在發生過電壓時提供電源開關的控制，通過將第二電源電晶體的控制端處的電壓鉗位在第二電源電晶體的鉗位電壓下，並在一延遲的時段斷開第二電晶體。
其中，控制器設置一時間控制設置，以控制第二電源電晶體斷開的延遲時段。
其中，過電壓保護電路包括一個第五開關和一個第一阻抗，耦合在電壓源和第二電源電晶體的控制端之間，一個第二阻抗和一個第六開關耦合在第二電晶體的控制端和地之間，其中過電壓保護電路設置允許第二電源電晶體的控制端處的電壓軟上升，並將其鉗位在正比於第一和第二阻抗的電阻比值的第二電源電晶體的鉗位電壓電平上。
其中，控制端設置時間控制設置，以便設置延遲時段，在第五開關斷開之後，斷開第六開關。
其中，第一和第二電源電晶體都是MOSFET，第一電源電晶體具有高額定值。
其中，第一和第二電源電晶體都是MOSFET，具有低額定值。
其中，控制器耦合到第一和第二電源電晶體的控制端，其中過電壓保護電路包括一個第一過電壓保護電路，耦合在第一柵極驅動器和第一電源電晶體的控制端之間，以及一個第二過電壓保護電路耦合在第二柵極驅動器和第二電源電晶體的控制端之間，其中過電壓保護電路在過電壓發生時提供電源開關的控制，通過利用第一過電壓保護電路將第一電源電晶體的控制端處的電壓鉗位在第一電源電晶體的第一鉗位電壓下，利用第二過電壓保護電路將第二電源電晶體的控制端處的電壓鉗位在第二電源電晶體的第二鉗位電壓下，在第一延遲時段斷開第二電源電晶體，在第二延遲時段斷開第一電源電晶體。
其中，控制器配置第一時間控制設置，以控制第二電源電晶體斷開的第一延遲時段，配置第二時間控制設置以控制第一電源電晶體斷開的第二延遲時段。
其中，第二過電壓保護電路包括一個第五開關、一個第一阻抗、一個第二阻抗和一個第六開關，其中第一過電壓保護電路包括一個第七開關、一個第三二極體、一個第四阻抗和一個第八開關，其中第二過電壓保護電路允許第二電源電晶體控制端處的電壓軟上升，並將其鉗位在正比於第一和第二阻抗的電阻比值的第二電源電晶體的第二鉗位電壓電平，其中第一過電壓保護電路允許第一電源電晶體控制端處的電壓軟上升，並將其鉗位在正比於第三和第四阻抗的電阻比值的第一電源電晶體的第一鉗位電壓電平。
其中，控制器配置第一時間控制設置，以控制第五開關斷開後，斷開第六開關的第一延遲時段，以及配置第二時間控制設置，用於控制第七開關斷開後的第八開關斷開。
在以下詳細說明中，參考附圖，該附圖構成了本發明的一部分，並且通過圖示以實施本發明的特定實施例的方式示出。
本發明的各個方面提出了一種使用帶有集成過電壓保護的共源共柵開關的電源變壓器。本發明的一個方面提出了一種用於共源共柵開關的過電壓保護方法，通過軟鉗位低端開關的柵極電壓，控制高端開關的擊穿漏電流，以及軟斷開低端開關防止震盪。本發明的一個方面提出了一種用於共源共柵開關的過電壓保護方法，通過軟鉗位低端和高端開關的柵極電壓，控制導通電流，並且軟斷開低端和高端開關，防止震盪。
圖2表示依據本發明的各個方面，一種電源變壓器的電路結構圖。電源變壓器200包括一個共源共柵開關210，耦合到負載220上，以及一個控制器230，耦合到開關210上。
共源共柵開關210包括一個第一電源電晶體212，耦合到負載220上，以及一個第二電源電晶體214，串聯在第一電源電晶體212和地之間。接通和斷開電源電晶體212和214，以便切換所需的負載電流。本文中，第一電晶體212稱爲高端電晶體或高端開關，第二電晶體214稱爲低端電晶體或低端開關。在一個實施例中，電源電晶體212和214可以是功率MOSFET。在其他實施例中，電源電晶體212和214可以是絕緣柵雙極電晶體（IGBT）。另外，上述類型的共源共柵開關可以用於其他需要較高承載電壓的應用中，例如半橋結構和正向轉換器拓撲結構。
共源共柵開關210耦合到負載220上。作爲示例，但不作爲侷限，負載220可以是一個具有初級線圈和次級線圈的變壓器，通過類似於圖1所示變壓器T的磁導率磁芯電磁耦合在一起。在這樣的實施例中，通過一個輸出二極體，變壓器的初級線圈（圖中沒有表示出）連接到輸入源上，次級線圈連接到負載上。高端開關212的漏極耦合到變壓器的初級線圈上。
電源變壓器200的控制器230用於提供所需開關操作（例如返馳操作）的正常控制，並且在發生過電壓時，提供柵極電壓控制，接通和斷開低端和高端開關212和214。控制器230包括一個柵極驅動電路232、一個過電壓保護電路234以及一個過電壓檢測電路236。在一個實施例中，控制器230是一個QR控制器。控制器230中的柵極驅動電路232用於承載正常的返馳操作。過電壓檢測電路236用於檢測故障的發生或過電壓情况，例如在高端開關212的漏極，並通過過電壓保護電路234啟動過電壓保護功能。
依據本發明所述的過電壓保護設計使初級線圈電感電流中感應的能量在共源共柵開關210中消耗，開關210的漏源電容電壓鉗位在一個電平上，使其不會增大到共源共柵開關210的受損電平以上。漏源電容電壓的效果與漏源電壓一樣。通過過電壓檢測電路236中的滯後帶，將電平限定在設置和重置電壓上。圖3表示共源共柵開關210對應其漏極電流的漏源電壓的訊號波形。在t1時刻，共源共柵開關210的漏源電壓達到設置電壓。開關210的漏極電流開始通過柵極控制緩慢增大。因此，初級電感電流的流動方向變化到開關210，其漏源電壓鉗位到特定電平。在t2時刻，開關210的漏極電流等於初級電感電流。開關的漏源電容(CDS )開始放電，因此其漏源電壓開始下降。下降斜率取决於漏極電流和漏源電容的值。在t3時刻，開關210的漏源電壓達到重置電平。在這時，漏極電流通過軟柵極控制下降，以實現開關210的安全斷開。如圖3所示，在電流下降間隔時間內（即t3-t4時間內），開關210的漏源電壓降至重置電平以下。在t4時刻，開關210斷開，過電壓保護結束。變壓器的初級端儲存的剩餘能量轉移到次級端，流至輸出二極體，供給負載。控制器230的詳細說明及其柵極電壓控制將在下文結合圖4-7詳細介紹。
實施例1
圖4表示依據本發明的一個方面，在電源開關中配置的控制器的電路圖。圖5表示與圖4所示控制器的操作有關的訊號波形的時序圖。在本實施例中，控制器400包括一個用於共源共柵開關的過電壓保護，通過鉗位低端開關404的柵極電壓控制高端開關402的擊穿漏電流，然後斷開低端開關404。
控制器400耦合到高端開關402的柵極以及低端開關404的柵極上。在本實施例中，低端開關404可以是一個帶有相對較低評級的功率MOSFET，高端開關402可以是一個帶有比低端開關404更高評級的功率MOSFET。在一個示例中，高端開關402可以是基於能夠承受高達600伏的超級結電晶體。控制器400具有一個LS柵極驅動器B1，用於驅動低端開關404的柵極，以及一個HS柵極驅動器B3，用於驅動高端開關402的柵極。控制器400還有一個過電壓保護電路B2，耦合在LS柵極驅動器B1和低端開關404的柵極之間。另外，控制器400包括一個過電壓檢測電路B5，用於檢測高端開關402的漏極處是否發生故障。
LS柵極驅動器B1至少包括開關M1和M2，HS柵極驅動器B3包括開關M6和M7。在一個實施例中，開關M1、M2、M6和M7都是MOSFET電晶體。在正常的返馳操作中，LS柵極驅動器B1的開關M1和M2以及HS柵極驅動器B3的開關M6和M7都根據主輸入信號VIN ，接通和斷開。確切地說，LS柵極驅動器B1中的開關M 1和第一阻抗Z1組合在一起，實現低端開關404所需的接通開關性能。另外，開關M2和第二阻抗Z2組合在一起，實現低端開關404的優化斷開。與之類似，HS柵極驅動器B3中開關M 6和第三阻抗Z7組合在一起，實現高端開關402所需的接通開關性能，開關M7和第四阻抗Z8組合在一起，實現高端開關402所需的優化斷開。作爲示例，但不作爲侷限，阻抗Z1、Z2、Z7和Z8都作爲電阻器或者電阻器和電容器的組合。
控制器400的過電壓檢測電路B5至少包括一個探測元件。在一個實施例中，探測元件是一個滯後過電壓探測元件HOVD，這是一種由滯後帶和快速響應時間表征的高增益比較器。探測器HOVD可以使用帶隙參考電壓(即設置和重置電壓)，精確控制高端開關402漏極處的電壓，在發生電壓突波等故障時，穩定在安全的電平上。
過電壓檢測電路B5還包括一個帶有時間控制設置T1的開關M5。時間控制設置T1和開關M5組合在一起，爲整個PWM接通時間以及PWM從接通到斷開的轉換提供數字濾波，以避免過電壓保護因噪聲耦合而失效。另外，過電壓檢測電路B5中的第五阻抗Z6，在探測器HOVD和高端開關402的漏極之間，爲開關M5提供ESD保護，爲探測器HOVD提供模擬濾波。第五阻抗Z6可以由電阻器或電阻器和電容器的組合提供。
一旦高端開關漏極處的電壓高於故障電壓的設置電平，探測器HOVD探測到過電壓，傳輸訊號，使開關M2失效（例如通過非門N1），同時啟動過電壓保護電路B2。在這時，由於主輸入信號VIN很低，因此開關M1斷開。
過電壓保護電路B2至少包括開關M3和M4。在一個實施例中，開關M3和M4都是MOSFET。開關M3和M4在正常的返馳操作中斷開。當過電壓保護電路B2被過電壓探測器B5啟動時，開關M3和M4同時接通。開關M3和M4的組合以及阻抗Z3和Z4允許低端開關404的柵極電壓的軟上升超過其閾值電壓。低端開關404最大的柵極電壓由過電壓保護電路B2（即開關M3和M4以及阻抗Z3和Z4）保持或鉗位在正比於阻抗Z3和Z4阻抗比的電壓電平上（即Z4/(Z3+Z4)*Vcc）。作爲示例，但不作爲侷限，阻抗Z3和Z4可以是電阻器或電阻器和電容器的組合。在這時，低端開關404的漏極電流開始傾斜上升，使其漏極電壓放電，直到高端開關402的漏源電壓達到其擊穿電壓。當高端開關402達到其擊穿電壓時，高端開關402産生漏電流，漏電流反之使高端開關402的漏極電壓放電。過電壓保護電路B2允許低端開關404的柵極電壓軟鉗位（通過使用開關M3和M4以及阻抗Z3和Z4），從而控制高端開關402的擊穿漏電流。
然後，當過電壓檢測電路B5的探測器HOVD探測到高端開關402的漏極電壓低於故障電壓的重置電平時（或者當時間控制設置T3過期時，兩者無論先後），開關M3會失效。隨著時間控制設置T2，開關M4保持接通一段固定的時間，提供低端開關404的軟斷開。在所示示例中，當時間控制T2過期時，低端開關404斷開，高端開關402在過電壓發生時始終斷開。根據本發明所述的控制器通過調節時間控制設置T2，可以控制閉鎖電壓的共享。當時間控制T2過期時，開關M4斷開，開關M2再次接通，爲低端開關404的柵極提供有力的拉低。M3將通過ROV（而不是通過一次擊發）接通和斷開，其原因是ROV升高或降低超出OV設置，OV重置的閾值所需的時間比一次擊發時間要短。在M3上升邊緣，M4保持接通一段額外的時間。當過電壓發生時，OV_OUT降低，M3將接通，當OV_OUT升高或者一次擊發時，兩者無論先後，在發生過電壓時，M3將斷開。因此，過電壓保護時間結束，過電壓保護電路B2失效。在這時，正常返馳操作繼續進行。
依據本發明的各個方面，低端開關404的柵極電壓可以鉗位，並且無需任何過衝現象就能精確控制，過衝現象可能發生在傳統的穩壓二極體鉗位方法中。依據本發明的各個方面，控制器無需一個用於參考電壓的額外的電壓源，這時因爲低端開關404的電壓鉗位由Z3和Z4的比值設置。控制器還可以提供柵極電壓控制，可以不考慮因阻抗Z3和Z4相同的溫度依賴而引起的溫度變化。對於安全的斷開，低端開關404所需的軟斷開，由開關M4和阻抗Z4的組合實現。因此，過電壓保護電路可以與現有的柵極驅動電路方便地集成在一起。
實施例2
圖6表示依據本發明的一個方面，在電源開關中配置的控制器的電路圖。圖7表示與圖6所示控制器的運行有關的訊號波形的時序圖。在本實施例中，控制器600包括一個用於共源共柵開關的過電壓保護，提供軟鉗位低端和高端開關604和602的柵極電壓，控制低端和高端開關604和602的導通電流和軟斷開，以避免發生震盪。
控制器600耦合到高端開關602的柵極以及低端開關604的柵極上。在本實施例中，高端開關602和低端開關604可以是一個功率MOSFET，其額定擊穿電壓低於傳統的不帶過電壓保護的設計。作爲示例，高端開關602和低端開關604可以具有相同的擊穿電壓，例如600V。控制器600具有一個LS柵極驅動器B1，用於驅動低端開關604的柵極，以及一個HS柵極驅動器B3用於驅動高端開關602的柵極。控制器600還有一個LS過電壓保護電路B2，耦合在LS柵極驅動器B1和低端開關604的柵極之間，HS過電壓保護電路B4耦合在HS柵極驅動器B3和高端開關602的柵極之間。另外，控制器600包括一個過電壓檢測電路B5，用於檢測高端開關602的漏極處是否發生故障。
LS柵極驅動器B1至少包括開關M1和M2，HS柵極驅動器B3包括開關M6和M7。在一個實施例中，開關M1、M2、M6和M7都是MOSFET電晶體。在正常的返馳操作中，LS 柵極驅動器B1的開關M1和M2以及HS柵極驅動器B3的開關M6和M7都根據主輸入訊號VIN 接通和斷開。確切地說，LS柵極驅動器B1中開關M1和阻抗Z1的組合用於實現低端開關604所需的軟接通開關性能。另外，開關M2和阻抗Z2的組合用於實現低端開關604最優的斷開。與之類似，HS柵極驅動器B3中開關M6和阻抗Z7的組合用於實現高端開關602所需的接通開關性能，開關M7和阻抗Z8的組合用於實現高端開關602最優的斷開。在一個實施例中，阻抗Z1、Z2、Z7和Z8都是電阻器或電阻器和電容器的組合。
控制器600的過電壓檢測電路B5至少包括一個探測器。在一個實施例中，探測器是滯後過電壓探測元件HOVD，它是一種帶有滯後帶和快速響應時間的高增益比較器。探測器HOVD可以使用帶隙參考電壓（即設置和重置電壓），以便在發生電壓突波引起的故障時，精確地控制高端開關602漏極處的電壓保持在安全的電平上。過電壓檢測電路B5還包括一個帶有時間控制設置T1的開關M5。時間控制設置T1和開關M5組合在一起，爲整個PWM接通時間以及PWM從接通到斷開的轉換提供數字濾波，以避免過電壓保護因噪聲耦合而失效。另外，過電壓檢測電路B5中的阻抗Z6，在探測器HOVD和高端開關402的漏極之間，爲開關M5提供ESD保護，爲探測器HOVD提供模擬濾波。
一旦高端開關漏極處的電壓高於故障電壓的設置電平，探測器HOVD探測到過電壓，傳輸信號，使開關M2和M7失效，同時啟動過電壓保護電路B2和B4。在這時，由於主輸入訊號VIN 很低，因此開關M1和M6斷開。
過電壓保護電路B2至少包括開關M3和M4。過電壓保護電路B4至少包括開關M8和M9。在一個實施例中，開關M3、M4、M8和M9都是MOSFET電晶體。開關M3、M4、M8和M9在正常的返馳操作中斷開。當過電壓保護電路B2被過電壓探測器B5啟動時，開關M3和M4同時接通。開關M3和M4的組合以及阻抗Z3和Z4允許低端開關604的柵極電壓的軟上升超過其閾值電壓。低端開關604最大的柵極電壓由過電壓保護電路B2（即開關M3和M4以及阻抗Z3和Z4）保持或鉗位在正比於阻抗Z3和Z4阻抗比的電壓電平上（即Z4/(Z3+Z4)*Vcc）。在一個實施例中，阻抗Z3和Z4是電阻器或電阻器和電容器的組合。
通過脈衝産生器、電平移動、訊號處理器和邏輯開關，過電壓探測器B5啟動過電壓保護電路B4。因此，開關M8和M9接通。開關M8和M9以及阻抗Z9和Z10的組合允許高端開關602的柵極電壓軟上升超過其閾值電壓。高端開關604最大的柵極電壓由過電壓保護電路B4（即開關M8和M9以及阻抗Z9和Z10）保持或鉗位在正比於阻抗Z9和Z10電阻比值的電壓電平上（即Z10/(Z9+Z10) * (VCC – VDIODE )）。在一個實施例中，阻抗Z9和Z10是電阻器或電阻器和電容器的組合。
當低端和高端開關的柵極電壓鉗位時，低端和高端漏極電流開始上升，放電低端和高端漏極電壓。過電壓保護電路B2和B4允許低端開關604和高端開關602的柵極電壓軟鉗位（利用開關M3、M4、M8和M9以及阻抗Z3、Z4、Z9和Z10），從而控制HS開關602和LS開關604的導通電流。因爲HS開關602和LS開關604串聯，其中電流較低者將占主導地位。
接著，當過電壓檢測電路B5的檢測器HOVD檢測到高端開關602的漏極電壓低於故障電壓的複位電平時，或者當時間控制設置T3到期時，以先發生者爲准，開關M3和M8被停用。隨著時間控制設置T2和T4，開關M4和M9分別保持固定時間的接通，以提供低端開關604和高端開關602的軟關斷。軟關斷可以防止柵極和線路振盪。根據本發明的控制器可以通過調整時間控制設置T2和T4來控制阻塞電壓的共享。當時間控制T2和T4過期時，開關M4和M9關斷，開關M2和M7再次接通，以提供低端開關604和高端開關602的柵極的强拉低。M3和M8將被斷開ROV（不是一次擊發）接通和斷開，因爲ROV升高或降低超出OV設置，OV重置的閾值所需的時間比一次擊發時間要短。在M3上升沿M4和M9保持額外的時間。過電壓保護周期由此結束，過電壓保護電路B2被停用。此時，正常的返馳操作恢復。在過電壓事件中，M3和M8將在OV_OUT變低時接通，當OV_OUT 變高時或通過一次擊發，無論哪個在過電壓事件中最先出現時，M3和M8都將被斷開。
依據本發明的各個方面，低端開關604的柵極電壓和高端開關602可以鉗位，並且無需任何過衝現象就能精確控制，在傳統的穩壓二極體鉗位方法中會發生過衝現象。依據本發明的各個方面，控制器無需一個用於參考電壓的額外的電壓源，這時因爲低端和高端開關604和602的電壓鉗位分別由Z3和Z4的比值以及Z9和Z10的比值設置。控制器還可以提供柵極電壓控制，可以不考慮因阻抗Z3、Z4、Z9和Z10相同的溫度依賴而引起的溫度變化。對於安全的斷開，低端開關604和高端開關602所需的軟斷開，由開關M4和M9以及阻抗Z4和Z10的組合實現。因此，過電壓保護電路可以與現有的柵極驅動電路方便地集成在一起。
儘管本發明關於某些較佳的版本已經做了詳細的叙述，但是仍可能存在各種不同的修正、變化和等效情况。因此，本發明的範圍不應由上述說明决定，與之相反，本發明的範圍應參照所附的申請專利範圍書及其全部等效內容。任何可選件（無論首選與否），都可與其他任何可選件（無論首選與否）組合。在以下申請專利範圍中，除非特別聲明，否則不定冠詞「一個」或「一種」都指下文內容中的一個或多個項目的數量。除非用「意思是」明確指出限定功能，否則所附的申請專利範圍並不應認爲是意義-加-功能的侷限。
210‧‧‧共源共柵開關
212‧‧‧第一電源電晶體
214‧‧‧第二電源電晶體
230‧‧‧控制器
232‧‧‧柵極驅動電路
234‧‧‧過電壓保護電路
236‧‧‧過電壓檢測電路
閱讀以下詳細說明並參照附圖之後，本發明的各個方面及優勢將顯而易見： 圖1表示一種傳統的返馳變壓器的電路圖。 圖2表示依據本發明的各個方面，電源變壓器的結構圖。 圖3表示圖2所示的共源共柵開關對應其漏極電流的漏源電壓的訊號波形。 圖4表示依據本發明的各個方面，一種配置在電源開關中的控制器的電路圖。 圖5表示與圖4所示的控制器運行有關的訊號波形的時序圖。 圖6表示依據本發明的各個方面，一種配置在電源開關中的控制器的電路圖。 圖7表示與圖6所示的控制器運行有關的訊號波形的時序圖。

Claims (16)

  1. 一種耦合到可以流通負載電流的負載上的功率半導體元件， 包括： 一個具有第一端的電源開關，該第一端耦合到負載上；以及 一個耦合到該電源開關的控制端上的控制器，其中該控制器包括： a)一個柵極驅動電路，用於在正常的開關操作中控制該電源開關的控制端； b)一個過電壓檢測電路，用於檢測該電源開關第一端處發生的過電壓情况；以及 c)一個過電壓保護電路，用於在檢測到過電壓情况時，控制該電源開關的控制端。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之元件，其中該過電壓保護電路在發生過電壓時，通過將該電源開關的漏源電壓鉗位在低於該電源開關受損電平的電平下提供過電壓保護。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之元件，其中一具有第一電源電晶體的電源開關耦合到負載上，一第二電源電晶體串聯在該第一電源電晶體和地之間，其中該第一和第二電源電晶體構成一個共源共柵開關，用於切換通過負載的負載電流。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之元件，其中該柵極驅動電路包括一個第一柵極驅動器，耦合到該第一電源電晶體的控制端，用於驅動該第一電源電晶體，以及一個第二柵極驅動器，耦合到該第二電源電晶體的控制端，用於驅動該第二電源電晶體。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之元件，其中該第一柵極驅動器包括一個第一開關和一個第二開關，該第二柵極驅動器包括一個第三開關和一個第四開關，其中該第一和第二開關分別用於在正常的開關操作中實現該第一電源電晶體所需的接通和斷開開關操作，第三和第四開關分別 用於在正常的開關操作中實現該第二電源電晶體所需的接通和斷開開關操作。
  6. 如申請專利範圍第3項所述之元件，其中該過電壓檢測電路包括一個比較器形式的探測器，帶有滯後限定設置電壓和重置電壓，用於控制該第一電源電晶體的第一端處的電壓，以便在發生過電壓時保持在安全的電平下。
  7. 如申請專利範圍第3項所述之元件，其中該控制器耦合到該第一和第二電源電晶體的控制端，其中該過電壓保護電路耦合在該柵極驅動電路和該第二電源電晶體的控制端之間，用於在發生過電壓時提供電源開關的控制，通過將該第二電源電晶體的控制端處的電壓鉗位在該第二電源電晶體的鉗位電壓下，並在一延遲的時段斷開該第二電晶體。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之元件，其中該控制器設置一時間控制設置，以控制該第二電源電晶體斷開的延遲時段。
  9. 如申請專利範圍第7項所述之元件，其中該過電壓保護電路包括一個第五開關和一個第一阻抗，耦合在電壓源和該第二電源電晶體的控制端之間，一個第二阻抗和一個第六開關耦合在該第二電晶體的控制端和地之間，其中該過電壓保護電路設置允許該第二電源電晶體的控制端處的電壓軟上升，並將其鉗位在正比於第一和第二阻抗的電阻比值的該第二電源電晶體的鉗位電壓電平上。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之元件，其中該控制端設置一時間控制設置，以便設置延遲時段，在該第五開關斷開之後，斷開該第六開關。
  11. 如申請專利範圍第3項所述之元件，其中該第一和第二電源電晶體都是MOSFET，該第一電源電晶體具有高額定值。
  12. 如申請專利範圍第3項所述之元件，其中該第一和第二電源電晶體都是MOSFET，具有低額定值。
  13. 如申請專利範圍第4項所述之元件，其中該控制器耦合到該第一和第二電源電晶體的控制端，其中該過電壓保護電路包括一個第一過電壓保護電路，耦合在該第一柵極驅動器和該第一電源電晶體的控制端之間，以及一個第二過電壓保護電路耦合在該第二柵極驅動器和該第二電源電晶體的控制端之間，其中該過電壓保護電路在過電壓發生時提供電源開關的控制，通過利用該第一過電壓保護電路將該第一電源電晶體的控制端處的電壓鉗位在該第一電源電晶體的第一鉗位電壓下，利用該第二過電壓保護電路將該第二電源電晶體的控制端處的電壓鉗位在該第二電源電晶體的第二鉗位電壓下，在第一延遲時段斷開該第二電源電晶體，在第二延遲時段斷開該第一電源電晶體。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之元件，其中該控制器配置一第一時間控制設置，以控制該第二電源電晶體斷開的該第一延遲時段，配置一第二時間控制設置以控制該第一電源電晶體斷開的該第二延遲時段。
  15. 如申請專利範圍第13項所述之元件，其中該第二過電壓保護電路包括一個第五開關、一個第一阻抗、一個第二阻抗和一個第六開關，其中該第一過電壓保護電路包括一個第七開關、一個第三二極體、一個第四阻抗和一個第八開關，其中該第二過電壓保護電路允許該第二電源電晶體控制端處的電壓軟上升，並將其鉗位在正比於第一和第二阻抗的電阻比值的該第二電源電晶體的第二鉗位電壓電平，其中該第一過電壓保護電路允許該第一電源電晶體控制端處的電壓軟上升，並將其鉗位在正比於第三和第四阻抗的電阻比值的該第一電源電晶體的第一鉗位電壓電平。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之元件，其中該控制器配置一第一時間控制設置，以控制該第五開關斷開後，斷開該第六開關的該第一延遲時段，以及配置一第二時間控制設置，用於控制該第七開關斷開後的該第八開關斷開。
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