TW201705186A - 具有以直接上轉換對微波場之旋轉頻率進行數位控制的電漿反應器 - Google Patents

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Abstract

一種用於處理工件的電漿反應器具有微波源與使用者介面，微波源具有使用直接數位上轉換來作數位同步的旋轉頻率，使用者介面用於控制該旋轉頻率。

Description

具有以直接上轉換對微波場之旋轉頻率進行數位控制的電 漿反應器 【相關申請案的交叉引用】
本申請案依專利法主張於Satoru Kobayashi等人在2015年12月18日提出申請的第14/974,376號發明名稱為「具有以直接上轉換對微波場之旋轉頻率進行數位控制的電漿反應器」的美國專利申請案之優先權權益，其主張於Satoru Kobayashi等人在2015年3月23日提出申請的第62/136,737號發明名稱為「具有對微波場之旋轉頻率進行數位控制的電漿反應器」的美國專利臨時申請案之優先權權益；及主張於Satoru Kobayashi等人在2015年4月28日提出申請的第62/153,688號發明名稱為「具有以直接上轉換對微波場之旋轉頻率進行數位控制的電漿反應器」的美國專利臨時申請案之優先權權益。
本發明申請案係關於針對使用微波電漿源處理工件(如半導體晶圓)的電漿反應器。
微波電漿源產生的電漿特徵在於具有低鞘電壓與反應氣體的高離解。在微波電漿處理的許多應用中，圓形徑向波導通常用於製造均勻電漿以處理圓形晶圓。然而，由於微波施用器的非均勻(non-uniform)場分佈，以及部分由於表面波的激發，所得到的電漿通常在徑向方向與方位角方向的一者或兩者中具有不均勻(inhomogeneous)的離子密度分佈。
為了改善電漿均勻性，已經提出了將微波施用器使用於TE111模式的高均勻場在鄰近處理區域的圓柱形凹孔中所旋轉的地方。這是通過從兩個空間正交的方向引入時間相位差90度的微波來達到。為了激發圓形在凹孔中的完美圓形(perfectly circular)旋轉，在兩個正交位置處監控圓柱形凹孔中的電磁波的相位與波幅。所測得的相位和波幅反饋回雙輸出數位微波產生器以確保完美圓形旋轉。在這個微波應用的系統中，波場凹孔內圓形地旋轉，使得特別在方位角方向預期有相當均勻的電漿分佈。
這種方法對於在低腔室壓力的電漿是有效的，如小於200mTorr的壓力。在高壓處(如在大於1Torr的壓力)，電漿通常是局部的，取決於第一引燃點發生的地方。在這種情況下，即使微波場的旋轉可能是完美圓形，但是因為旋轉週期相對於微波頻率係極短的，局部電漿可能無法跟隨(follow)旋轉磁場。旋轉週期可以是約0.5ns(如1/2.45GHz)的量級，這比 全局電漿反應時間(其可以超過1ms)少得多。提供一種增進電漿均勻性而不損及電漿在高壓(如1Torr)下跟隨2.45GHz的場旋轉之能力的方法係有所需要的。
一種電漿反應器，包括：圓柱形微波凹孔，該圓柱形微波凹孔在工件處理腔室之上，及該圓柱形微波凹孔的一側壁中的第一與第二耦接孔以一角度分隔開；微波源，該微波源具有一微波頻率且包括一對微波控制器，該對微波控制器具有耦接至該第一與第二耦接孔中的相應各者之微波輸出。該等微波控制器之各者包含(a)第一與第二數位調變訊號的一源，該第一與第二數位調變訊號具有對應於慢速旋轉頻率的一頻率；(b)第一數位載波訊號的一源，該第一數位載波訊號具有一中頻；(c)一乘法器級，該乘法器級包含一對乘法器，該對乘法器中的各個乘法器具有一對輸入，該乘法器級經耦接以分別接收(a)該第一數位調變訊號、該第二數位調變訊號與該第一數位載波訊號，該乘法器級具有對應的輸出in1與in2；(d)一數位轉類比的轉換器，該數位轉類比的轉換器經耦接以接收該等對應的輸出in1與in2且具有對應於該等輸出in1與in2的類比輸出；及一上轉換器，該上轉換器具有與該等類比輸出耦接的輸入，該上轉換器包含該等微波輸出。
在一個實施例中，該對乘法器中的第一個乘法器經耦接以接收該第一數位調變訊號與該數位載波訊 號，且具有包含該輸出in1的第一乘法器輸出，而該對乘法器中的第二個乘法器經耦接以接收該第二數位調變訊號與該數位載波訊號，且具有包含該乘法器輸出in2的一第二乘法器輸出。
在另一個實施例中，反應器進一步包括中頻的第二數位載波訊號源，其中：該第一數位載波訊號的該源耦接至該輸出in1；該對乘法器中的第一個乘法器經耦接以接收該第一數位調變訊號與該第一數位載波訊號；該對乘法器中的第二個乘法器經耦接以接收該第二數位調變訊號與該第二數位載波訊號，且具有包含該乘法器輸出in2的第二乘法器輸出；其中該乘法器級進一步包括加法器，該加法器經耦接以接收該第一與第二乘法器的輸出，該加法器具有包含該輸出in2的輸出。
在一個實施例中，第一與第二波幅調變訊號分別包括一餘弦形式分量I與一正弦形式分量Q。
在一個實施例中，第一與第二波幅調變訊號的源包括第一RAM(隨機存取記憶體)、第二RAM與低時脈指針(low clock pointer)，該第一RAM包含該餘弦形式分量I的連續取樣，該第二RAM包含該正弦形式分量Q的連續取樣，該低時脈指針指向I與Q的連續取樣而與該慢速旋轉頻率同步。
在一個實施例中，數位載波訊號的源包括第三RAM與低時脈指針，該第三RAM包含該數位載波訊 號的連續取樣，該低時脈指針指向該數位載波訊號的連續取樣而與該中頻同步。
在一個實施例中，上轉換器具有等於該微波頻率的一輸出頻率。
在一個實施例中，該等乘法器的各者產生該等訊號的乘積(product)在其輸入處。
在一個實施例中，電漿反應器進一步包括使用者介面，該使用者介面允許使用者指定該慢速旋轉頻率。在一個實施例中，該使用者介面進一步允許使用者指定該等微波訊號輸出之間的相位差。
根據一個實施例，提供一種方法以產生一旋轉微波場於凹孔中，該凹孔具有以一角度偏置的一對微波注入口，該旋轉微波場具有受控的慢速旋轉頻率(slow rotation frequency)。該方法包括以下步驟：產生低於微波場頻率的中頻第一與第二數位載波，該第一與第二數位載波是彼此的餘函數(co-function)；產生對應於慢轉動頻率之慢頻率的第一與第二數位調變訊號中的至少一個，該第一與第二數位調變訊號對應於餘弦形式與正弦形式的分量；產生低於微波場頻率的中頻第一與第二數位載波，該第一與第二數位載波是彼此的餘函數；至少將第二數位調變訊號與該第一和第二數位載波中的至少一個混合以產生一對數位輸出in1與in2中的至少一個；及將該數位輸出上 轉換為微波頻率以產生一對偏移(offset)的微波訊號，並將該對偏移的微波訊號施用於該對微波注入口。
在一個實施例中，該方法進一步包括將第一和第二數位調變訊號與第一和第二數位載波中相對應的數位載波混合，以產生該對數位輸出in1和in2中相對應的數位輸出。
在一個實施例中，該方法進一步包括以下步驟：提供第一數位載波訊號作為輸出in1；將第一和第二數位載波與第一和第二數位調變訊號中相對應的數位調變訊號混合，並加入相應乘積(products)以產生輸出in2。
根據採用直接上轉換的另一個態樣，電漿反應器包括圓柱形微波凹孔，該圓柱形微波凹孔在工件處理腔室之上，及該圓柱形微波凹孔的側壁中的第一與第二耦接孔以一角度分隔開；微波源，該微波源具有一微波頻率且包括耦接至該第一與第二耦接孔中的相應各者之微波輸出。微波源包含數位調變訊號的同相(in-phase)分量1-A與正交(quadrature)分量2-A的一源，該數位調變訊號具有對應於慢速旋轉頻率的一頻率；數位轉類比的轉換器，該數位轉類比的轉換器經耦接以接收同相與正交分量1-A與1-B，且具有相對應的類比輸出in1與in2；及上轉換器，該上轉換器包含：(a)第一組合器函數，該第一組合器函數包含該類比輸出in1與該微波頻率的一同相分量之對應輸入，及對應 於該等微波輸出中的第一個微波輸出之第一乘積輸出；及(b)第二組合器函數，該第二組合器函數包含該類比輸出in2與該微波頻率的同相分量的對應輸入，該第二組合器函數包含第二乘積輸出。
在一個實施例中，第二乘積輸出耦接至該等微波輸出中的第二個微波輸出。
在一不同的實施例中，微波源進一步包括恆定訊號A的一源，且其中該上轉換器進一步包括：第三組合器函數，該第三組合器函數具有經耦接以接收該恆定訊號A的一個輸入及經耦接以接收該微波頻率的該正交分量的另一個輸入，及第三乘積輸出；及加法器函數，該加法器函數具有分別耦接至該第二與第三乘積輸出的輸入及耦接至該等微波輸出中的該第二個微波輸出的和數輸出。
在一個實施例中，該數位調變訊號的同相分量的源產生該數位調變訊號與該恆定訊號A的總和。
在一個實施例中，該同相與正交分量分別包括餘弦形式分量I與正弦形式分量Q。在一個實施例中，該數位調變訊號的同相分量的源包括第一RAM，該第一RAM包含該餘弦形式分量I的連續取樣；該數位調變訊號的該正交分量的該源包括第二RAM，該第二RAM包含該正弦形式分量Q的連續取樣；及低時脈指針，該低時脈指針指向I與Q的該等連續取樣而與該慢速旋轉頻率同步。
在一個實施例中，上轉換器具有等於該微波頻率的一輸出頻率。
在一個實施例中，每個該組合器函數經調整以產生該訊號的乘積在其輸入處。
在一個實施例中，角度為90度。
在一個實施例中，電漿反應器進一步包括使用者介面，該使用者介面允許使用者指定慢速旋轉頻率。在一個實施例中，使用者介面進一步允許使用者指定個別微波輸出之間的相位差。
根據進一步的態樣，在電漿反應器中，圓柱形微波凹孔在工件處理腔室之上，且圓柱形微波凹孔的壁中之第一與第二耦接孔以一角度分隔開。微波源具有一微波頻率且包括耦接至該第一與第二耦接孔中的相應各者之個別微波輸出，微波源進一步包含數位調變訊號的同相分量2-A與正交分量2-B的源，該數位調變訊號具有對應於慢速旋轉頻率的一頻率；數位轉類比的轉換器，該數位轉類比的轉換器經耦接以接收該同相與正交分量2-A與2-B，且具有相對應的類比輸出2-Iin與2-Qin；及上轉換器，該上轉換器包含：(a)第一組合器函數，該第一組合器函數對應於恆定訊號A與微波頻率的同相分量之乘積，及耦接至微波輸出中之第一個微波輸出；(b)第二組合器函數，該第二組合器函數對應於類比輸出2-Iin與微波頻率的同相分量之乘積；(c)第三組合器輸出，該第三組合器輸出對應於類比輸出 2-Qin與微波頻率的正交分量之乘積，及加法器，該加法器包含第二與第三組合器輸出及耦接至該等微波輸出中的第二個微波輸出的和數輸出。
在一個實施例中，同相與正交分量分別包括餘弦形式分量I與正弦形式分量Q。在一個實施例中，該數位調變訊號的同相分量的源包括第一RAM，該第一RAM包含該餘弦形式分量I的連續取樣；該數位調變訊號的該正交分量的該源包括第二RAM，該第二RAM包含該正弦形式分量Q的連續取樣；及低時脈指針，該低時脈指針指向I與Q的該等連續取樣而與該慢速旋轉頻率同步。
一種產生一微波頻率的一旋轉微波場於凹孔中的方法，該凹孔具有以一角度偏置的一對微波注入口，該方法包括以下步驟：產生對應於慢速旋轉頻率的一頻率的調變訊號之同相與正交分量中的至少一個；產生該調變訊號的同相和正交分量與微波頻率的同相分量或正交分量中的至少一個之組合以及自該等組合中產生一對輸出訊號，並將該對輸出訊號施用於該對微波注入口。
在一個實施例中，該生產組合的步驟包括產生：調變訊號的同相分量與微波頻率的同相分量之第一乘積，及調變訊號的正交分量與微波頻率的正交分量之第二乘積。
在一個實施例中，該方法進一步包括以下步驟之一：(a)將第一與第二乘積相加以產生一對輸出訊號，或(b)提供第一與第二乘積作為該對輸出訊號。
在一個實施例中，上述方法是通過經程式化以執行該方法的電腦所實施的。
100‧‧‧電漿反應器
110‧‧‧處理腔室
111‧‧‧側壁
112‧‧‧工件支撐件
114‧‧‧工件
120‧‧‧微波凹孔
121a‧‧‧側壁
121b‧‧‧頂板
122‧‧‧底板
124‧‧‧溝槽
130‧‧‧介電板
Set-1‧‧‧微波模組
Set-2‧‧‧微波模組
340‧‧‧雙數位相位與波幅產生器
350‧‧‧放大器
352‧‧‧循環器
354‧‧‧調諧器
356‧‧‧傳輸線
358‧‧‧同軸波導變壓器
360‧‧‧耦接孔
362‧‧‧虛擬負載
600‧‧‧PLL模組
602‧‧‧電腦
604‧‧‧FPGA
606‧‧‧上轉換器
607-1‧‧‧DDUP IC
607-2‧‧‧DDUP IC
608‧‧‧數位轉類比轉換器(DAC)
610‧‧‧記憶體
612‧‧‧記憶體
620‧‧‧記憶體
622‧‧‧記憶體
623‧‧‧記憶體
630‧‧‧數位乘法器
640‧‧‧數位乘法器
660‧‧‧數位乘法器
662‧‧‧數位乘法器
663‧‧‧數位乘法器
644‧‧‧加法器
720‧‧‧記憶體
722‧‧‧記憶體
802‧‧‧混合器
804‧‧‧混合器
806‧‧‧加法器
810‧‧‧開口
820‧‧‧輔助點火電極
830‧‧‧RF源
本發明的示範實施例已簡要概述於前，並在以下有更詳盡之討論，可以藉由參考所附圖式中繪示之本發明實施例以作瞭解。應當理解的是，為了不混淆本發明，特定習知的處理過程未於本說明書作討論。
圖1A是一個實施例中採用的反應器之正視圖。
圖1B是對應於圖1A的平面圖。
圖1C繪示包括點火電極(ignition electrode)的圖1B的實施例之調整(modification)。
圖2是一個實施例中系統的方塊圖。
圖3是圖2系統中的訊號處理元件之方塊圖。
圖4是圖3系統的部分之方塊圖。
圖5A至圖5H繪示針對使用者所選耦接至圓形凹孔的兩個微波訊號之間的不同相位角Φ值之微波場行為。
圖6是根據第二實施例的圖3系統的部分之方塊圖。
圖7是根據第三實施例的圖3系統的部分之方塊圖。
圖8是使用直接數位上轉換以產生旋轉微波場的系統之方塊圖。
圖8A是常見於圖8系統中採用的DDUP IC之功能函數的簡化方塊圖。
圖9是經配置用於波幅調變的圖8系統的FPGA的方塊圖。
圖10是經配置用於相位調變的圖8系統的FPGA的方塊圖。
圖11是經配置用於同步(simultaneous)慢速和快速旋轉模式的圖8系統的FPGA的方塊圖。
為便於理解，在可能的情況下，使用相同的數字編號代表圖示中相同的元件。可以預期，一個實施例中的元件與特徵可有利地用於其它實施例中而無需贅述。然而，值得注意的是，所附圖式只繪示了本發明的示範實施例，而由於本發明可允許其他等效之實施例，所附圖式並不會視為本發明範圍之限制。
為了解決高腔室壓力下電漿均勻性的問題，在高腔室壓力下電漿無法跟隨(follow)微波場的快速旋轉，下面描述的實施例提供微波凹孔激發的新模式。第一模式是藉由波幅調變激發慢速旋轉模式。第二模式是由相位調變激發慢速脈動(slow pulsing)模式。 在這些模式中，調變頻率可以是任意低，通常為0.1-1000Hz，其相當於1ms-10s的旋轉週期。在這樣低的旋轉頻率下，在高壓腔室壓力下的局部電漿可以跟隨旋轉，因而能夠使電漿離子密度有均勻分佈。
圖1A是電漿反應器100的簡化側視圖，電漿反應器100包括處理腔室110與工件支撐件112，處理腔室110由壁111圍繞及在真空壓力下內含氣體，工件支撐件112用於支撐工件114。在處理腔室110上的圓柱形凹孔120由側壁121a、頂板121b與底板122包圍，底板122具有圖1B所示的溝槽124。壁121a和111可以藉由金屬結構連接，這取決於應用。介質板130提供底板122下的真空密封件。介電板130最好由對微波輻射透明的材料形成。圖1C繪示一個實施例，其中底板122具有開口810且用真空密封件(未示出)將輔助點火電極820設置在開口810中。輔助點火電極820由範圍為100Hz-10MHz的RF頻率的RF源830驅動。RF源830可包括阻抗匹配(未示出)。底板122與(或)處理腔室110的壁111可以作為相對於輔助點火電極820的接地平面之功能。或者，輔助點火電極可藉由提供額外的開口與真空密封件而設置於壁111上。電極820與接地平面僅藉由開口810分離。總而言之，輔助點火電極820與接地平面(即底板122與(或)凹孔110的壁111)一起形成電容耦接RF點燃電路，以幫助最終由微波功率維持的電漿點火。
圖2表示注入圓柱形凹孔120的雙微波系統。兩個相同的微波模組Set-1與Set-2以空間上正交的位置(P和Q)而連接到圓柱形凹孔120。模組Set-1和Set-2的相對端連接到雙數位相位與波幅產生器340。雙數位相位與波幅產生器340分別提供微波種子訊號(seed signals)RF1out與RF2out到模組Set1與Set2。在每個模組Set-1與Set-2中，放大器350放大種子訊號，且種子訊號被傳送到循環器352和調諧器354(通常為3短線調諧器(3-stub tuner))，以用於阻抗匹配。同軸傳輸線356將來自放大器350的輸出之微波功率傳導至調諧器354。在這個實例中，同軸波導(coaxial-to-waveguide)變壓器358插入於調諧器354與圓柱形凹孔120的耦接孔360之間。然而，如果採用電桿(pole)或環形天線而不採用耦接孔，則不需要變壓器358。虛擬負載(dummy load)362連接到循環器352的一個埠，在該埠中反射的功率可被卸載(dumped)以保護放大器350。通過各模組Set-1與Set-2的耦接孔360而將微波引入圓柱形凹孔120中，並激發圓柱形凹孔120中的TE111模式。在圖2中，θ表示方位座標，其中在點P處θ=0，而在Q處θ=π/2。φ表示微波種子訊號RF2out參照微波種子訊號RF1out的時間相位角差。
藉由波幅調變激發慢速旋轉模式：
可以藉由對雙數位相位與波幅產生器340的給定角頻率ω之圓柱形凹孔120的半徑與高度作適當選擇而提供TE111模式。當微波在此狀態下通過P處的耦接孔時，順時針與逆時針旋轉的波以相同機率被同時發射。可以使用第一類(first kind)的貝索函數(Bessel function)J1將在位置(r、θ、z)處的TE111模式的軸向磁場分量H z 寫為H z =A[cos(θ-ωt)+cos(θ+ωt)]J 1(κr)cos(βz) (1)其中A是波幅，β是凹孔高度決定的軸向波數，κ是由定義的徑向波數。考慮r與z的固定位置，方程式(1)可以用標準形式重寫為η P =a[cos(θ-ωt)+cos(θ+ωt)]=2a cosθ cosωt (2)。
以相同的方法，自位置Q處的耦接孔發射的波帶有相位延遲φ而可以被寫為：η Q =b[sin(θ-ωt+φ-π/2)+cos(θ+ωt-φ-π/2)]=2b sinθ cos(ωt-φ) (3)。
在載波頻率ω同相注入(φ=0)的情況下，來自P與Q的同步雙注入產生所得的場(resultant field)：η=η P +η Q =2(a cosθ+b sinθ)cosωt (4)。
對於慢速旋轉，波幅a與b以低角頻率Ωa(<<ω)調變為a=c cosΩ a t (5)
b=c cos(Ω b t-γ) (6)其中γ是該調變中的相位差。 接著方程式(4)簡化為：η=A cos(Ωa t+ψ)cos ωt (7)其中波幅A與相位ψ由以下方程式者給定
在γ=π/2(正的正交(positive quadrature))的特殊情況下，一個較簡單的關係式適用：η=2c cos(θ-Ωa t)cos ωt (10)。在γ=-π/2(負的正交(negative quadrature))的情況下，方程式(7)、(8)與(9)簡化為類似的關係式：η=2c cos(θ+Ωa t)cos ωt (11)。方程式(10)和(11)分別表示在低調變頻率Ωa的順時針和逆時針旋轉。
前面的描述是基於軸向磁分量H z 提供。然而，磁場的所有其它分量以及電場隨H z 旋轉。
為了激發方程式10(或方程式11)所代表的順時針旋轉的波，自P和Q發射的波應具有分別正比於方程式5與方程式6的形式且具有載波角頻率ω及γ=π/2(或-π/2)：ζ p =α cosΩa t cos ωt (12)和ζ Q =±α sinΩat cos ωt (13) 圓柱形凹孔120內的波場隨著角頻率Ωa旋轉，方向(順時針或逆時針)取決於方程式(13)的正負號。針對Ω引入初始相位φ l 及針對ω引入初始相位φ h ，方程式(12)與(13)可以用更一般式表示為ζ P =α cos(Ωa t+φ l )cos(ωt+φ h )和ζ Q =±α sin(Ωa t+φ l )cos(ωt+φ h )其中φ l 與φ h 為任意初始相位。在不失一般性下，在本說明書的其餘部分φ l 設定為0，提供以下簡化：ζ P =α cosΩa t cos(ωt+φ h ) (14)
ζ Q =±α sinΩa t cos(ωt+φ h ) (15)
傳統的類比波幅調變器可以產生由方程式(14)和(15)表示的輸入訊號。然而，在這樣的類比調變器中，改變旋轉頻率是很難的。為了解決此問題，本說明的實施例使用數位控制器(如使用不同隨機存取記憶體(RAM)的現場可程式邏輯閘陣列(FPGA))，以產生所需的波形。然而，為了實現數位控制器中的方程式(14)和(15)，sinΩat與cos(ωt+φ h )之間的時間尺度差應慎重考慮。否則，可能需要不必要的大量RAM來實現cosΩat與sinΩat項。
雙數位相位與波幅產生器340產生提供給模組Set1與Set2的微波訊號RF1out與RF2out。根據一個實施例，波幅產生器340的內部結構由圖3的方塊圖所表示。圖3的以下說明係參照方程式(14)與(15)， 但為了簡化起見，只有考慮對應正號的方程式(15)的版本。系統控制時脈f sys與上轉換頻率f mixRef產生於PLL(相位鎖定迴路)模組600中。經由使用者介面輸入使用者所選的與方程式(14)和(15)相關之φ h 、B、f Ω值，使用者介面可實施為電腦或PC 602，其中B正比於α。這些數據被傳輸到f sys驅動的FPGA(現場可程式邏輯閘陣列)604。FPGA 604以下述的方式產生兩個數位訊號，中頻的in1與in2。數位訊號in1與in2分別被傳輸到DAC(數位轉類比轉換器)608。DAC608分別將數位訊號in1與in2轉換為B cosΩ a t cos(ω if t+φ h )與B sinΩ a t cos(ω if t+φ h ).界定的類比IF(中頻)訊號。中間角頻率是ω if =2πf if 。上轉換器612使用上轉換頻率f mixRef 將兩個類比IF訊號B cosΩ a t cos(ω if t+φ h )與B sinΩ a t cos(ω if t+φ h ).上轉換為微波角頻率ω=2πf，以產生方程式(14)與(15)的輸出訊號。這些輸出訊號在圖3中被標記為RFout1和RFout2，且耦接通過相對應的模組Set-1和Set-2到圖2中圓柱形凹孔120的位置P與Q處相對應的耦接孔360。
圖4是FPGA 604的一個實施例之方塊圖。RAM 610使用系統控制時脈f sys 產生第一數位IF載波 ，其中N sys =2 n 係載波模數(modulus)而n sys 係載波的計數(count of the carrier wave)。n的值由使用者選擇，且n一般可在5至7的範圍內。
RAM 620與622使用對應於所需的低頻旋轉之一頻率f lclk (=N lclk f Ω)的低時脈來產生微波場的慢速 旋轉所需要的波幅調變波。在一個實施例中，f lclk =N lclk f Ω。一般來說，N lclk =2 m 。整數m是任意數。一個典型的選擇是N sys =2 n =N lclk 。
RAM 620產生具有慢速波計數n lclk 及慢速波模數N lclk 的一餘弦形式(同相)分量I為
低時脈計數n lclk 為指向儲存I的連續取樣之RAM 620中的連續位置之位址指針的函數。
RAM 622產生根據低時脈計數n lclk 與低時脈模數N lclk 的一正弦形式(正交)分量，Q，為
低時脈計數n lclk 為指向儲存Q的連續取樣之RAM 622中的連續位置之位址指針的函數。
數位乘法器630組合餘弦形式分量I與來自RAM 610的數位IF載波，以產生數位訊號in1。數位乘法器630組合正弦形式分量Q與來自RAM 610的數位IF載波，以產生數位訊號in2。
如以上參照圖3所述，在DAC 608分別將數位訊號in1和in2轉換為B cosΩ a t cos(ω if t+φ h )與B sinΩ a t cos(ω if t+φ h )定義的類比IF(中頻)訊號。如以上參照圖3所述，上轉換器606將數位IF訊號上轉換為相對應的微波訊號RF1out和RF2out。微波訊號RF1out和RF2out耦接至圖2的圓柱形凹孔120。
藉由相位調變激發慢速旋轉和振盪模式：
考慮方程式(2)與(3)中的恆定波幅a=b的情況，所得的場變成：η=η P +η Q =2a[cos θ cos ωt+sinθ cos(ωt-φ)] (16)。在特殊的情況下，方程式(16)簡化為η=2a cos(θ ωt). (17)。
方程式(17)表示微波頻率ω的圓形順時針/逆時針旋轉。在此情況下，經由考慮耦合效應，在P和Q處進入的微波在方程式(12)和(13)中分別表示為ζ P =α cos(ωt+φ h ) (17-2)和ζ Q =±α sin(ωt+φ h ) (17-3)。在任意相位φ的情況中，方程式(16)可以簡化為η=C cos(ωt+ψ) (18)其中 和
可藉由引入以下方程式將線性相位調變引入方程式(18)-(20)：φ=Ω p t (其中Ω p <<ω) (21)。在此情況下，φ隨時間斜線上升(ramped)，及示於方程式(19)中的波幅C表示在極座標中對於圖5A至5H所示的連續φ值之微波場的分佈。從圖5A至5H中，可以 看出，當φ隨著時間斜線上升時，所得到的微波場分佈於轉動和振盪之間依次交替。
藉由驅動以下訊號的圖2的位置P與Q處的微波輸入獲得Ω p 旋轉頻率下的振盪與慢速旋轉：ζ P =α cos(ωt+φ h ) (22)和ζ Q =α cos(ωt+φ h -Ω p t)=α[cos(ωt+φ h )cosΩ p t+sin(ωt+φ h )sinΩ p t] (23) (23)在這種情況下，凹孔中的波以頻率Ω p 交替振盪和旋轉，而產生一脈動模式。
傳統的類比相位調變實施方程式(22)。然而，Ω p 的選擇是有限的。在方程式(22)和(23)的數位實施中，ω與Ω p 之間的時間尺度差應予以考慮。為了產生方程式(22)和(23)的訊號，圖3的FPGA 604具有圖6所示的內部結構，其為圖4結構的變化。在圖6中，RAM 610、620和622以上面參考圖4所述的方式運作。圖6的RAM 623提供常數a。圖6實施例中額外的RAM 612使用系統控制時脈，f sys ，以產生第二數位IF載波： 其中N sys =2 n 是載波模數而n sys 是載波的計數。
RAM 620與622儲存產生cosΩ p t與sinΩ p t的方程式23所代表的線性調變之訊號，其中Ω p 係所需的慢速旋轉/振盪頻率。因為個別的調變訊號包含相對應的正弦 與餘弦項，所以該等個別的調變訊號係互為彼此的餘函數。
RAM 610的輸出作為數位訊號in1使用。數位乘法器660與RAM 610和620一起的輸出相乘。數位乘法器662與RAM 612和622一起的輸出相乘。加法器664將數位乘法器660、662和663的乘積一起加起來，並提供所得到的總和作為數位訊號in2。數位轉類比轉換器608將因此所產生的數位訊號in1與in2轉換為相對應的類比訊號，該等相對應的類比訊號依以上參照圖4所述的方式處理而產生微波訊號RFout1與RFout2。三個模式的疊加(superposition)：在上述中，已經描述三個模式：(1)具有角頻率ω作為載波頻率的快速旋轉模式(方程式(17-2)和(17-3))；(b)具有角頻率Ω(Ω≪ω)的慢速旋轉模式((方程式(14)和(15))；及(c)具有角頻率Ω p 其中Ω p ≪ω的慢速脈動模式(方程式(22)和(23))。在方程式(14)與(15)的波幅調變中，例如，可針對常數μ改變波幅為(1+μ sinΩa t)，並加上相位調變項-Ωpt，而產生下列幾組方程式：ζ P =α cosΩa t cos(ωt+φ h ) (24-1)
ζ Q =±α(1+μ sinΩ a t)cos(ωt+φ h -Ω p t) (24-2)此雙注入的類型包括上面提到的三個旋轉模式。當結合模式(a)和(b)時，圖6的FPGA被修改為圖7中所示的結構。
直接數位上轉換：
圖8至圖11繪示採用直接數位上轉換(DDUP)的實施例，其代替來自中頻的上轉換。在圖8至11的實施例中，不需要到中頻的任何轉換。現在所描述的是如何產生微波訊號RFout1和RFout2，其使用直接數位上轉換而被饋送至圖2的圓柱形凹孔120。圖8的FPGA 604經調整而合成較低頻率的數位訊號，微波場訊號RFout1和RFout2由該等較低頻率的數位訊號所產生。在圖8的實施例中，FPGA 604可以產生各較低頻率的波幅調變訊號之同相數位分量與正交數位分量。各波幅調變訊號是微波場訊號RFout1和RFout2中相對應的一個之前驅物(precursor)。
在圖8中，數位轉類比轉換器(DAC)608將低頻數位訊號轉換為類比訊號。DAC 608分別具有數位輸入1-A、1-B、2-A和2-B以及類比輸出1-Iin、1-Qin、2-Iin和2-Qin。在數位輸入1-A、1-B、2-A和2-B處的數位訊號分別被轉換為在類比輸出1-Iin、1-Qin、2-Iin和2-Qin處相對應的類比訊號。
對應於RFout1的數位同相分量對應到數位輸入1-A，而對應於RFout1數位正交分量對應到數位輸入1-B。同樣地，對應於RFout2的數位同相分量對應到數位輸入2-A，而相應於RFout2的數位正交分量對應到數位輸入2-B。
兩個DDUP積體電路(DDUP IC)被用來將低頻波幅調變訊號直接上轉換為微波載波頻率ω。DDUP IC 607-1結合類比輸出1-Iin與微波頻率ω的同相分量，以產生第一乘積。DDUP IC 607-1進一步結合類比輸出1-Qin與微波頻率ω的正交分量，以產生第二乘積。DDUP IC 607-1將第一和第二乘積相加，以產生微波訊號RF1out。
DDUP IC 607-2結合類比輸出2-Iin與微波頻率ω的同相分量，以產生第三乘積。DDUP IC 607-2結合類比輸出2-Qin與微波頻率ω的正交分量，以產生第四乘積。DDUP IC 607-2將第三和第四乘積相加，以產生微波訊號RF2out。每個DDUP IC的功能示於在圖8A中，繪示典型的DDUP IC(如DDUP IC 607-1)，為具有組合(混合器)函數802、另一個組合函數804與加法器806，組合函數802用於混合同相類比訊號與微波頻率的同相分量，組合函數804用於混合正交類比訊號與微波頻率的正交分量，加法器806用於將來自混合器函數802和804的兩個乘積相加。
圖8的FPGA 604包括4個隨機存取記憶體(RAM)620、720、622和722，其具有連接至DAC 608的四個數位輸入1-A、1-B、2-A和2-B中相對應的數位輸入之輸出，如圖9所示。圖9繪示用於實施藉由波幅調變產生慢速旋轉微波場的模式之FPGA 604的一個配置。
在圖9的模式中，RAM 720具有零內容(zero content)，使得沒有訊號被施加於DAC 608的數位輸入1B，而RAM 722具有零內容，使得沒有訊號被施加於DAC 608的數位輸入2B。在圖9的模式中，RAM 620依參照圖4以上所述的方式操作以產生波幅調變訊號的數位同相分量 其施加於DAC 608的數位輸入1A。該DAC將此訊號轉換為類比波幅調變訊號B cosΩ a t於類比輸出1-Iin處。DDUP IC 607-1混合類比調變訊號B cosΩ a t與微波頻率同相分量cos(ωt+φ h )以產生微波訊號RF1out為：RFout1=α B cosΩ a t cos(ωt+φ h ),，其中α是混合增益，Ωa是使用者選擇的慢速旋轉頻率而ω是微波頻率。
在圖9的模式中，RAM 622依以上參照圖4所述的方式操作以產生波幅調變訊號的數位正交分量 其施加於DAC 608的數位輸入2A。該DAC 608將此訊號轉換為類比波幅調變訊號B sinΩ a t於類比輸出2-Qin處。DDUP IC 607-2混合類比調變訊號B sinΩ a t與微波頻率同相分量cos(ωt+φ h )以產生微波訊號RF2out為：RFout2=α B sinΩ a t cos(ωt+φ h )，其中α是混合增益，Ωa是使用者選擇的慢速旋轉頻率而ω是微波頻率。
圖10繪示用於實施藉由線性相位調變產生慢速旋轉微波場之FPGA 604的一配置。在圖10的模式中，RAM 620提供一常數a至DAC 608的數位輸入1A，其被傳送到類比輸出1-Iin。RAM 720具有零內容，使得沒有訊號施用於DAC 608的數位輸入1B，且沒有訊號存在於相對應的DAC 608的類比輸出1-Qin處。在圖10的模式中，RAM 622依參照圖4以上所述的方式操作以產生波幅調變訊號的數位同相分量 其施加於DAC 608的數位輸入2A。該DAC 608將此訊號轉換為類比波幅調變訊號α cosΩ a t於類比輸出2-Iin處。RAM 722產生波幅調變訊號的數位正交分量 其施加於DAC 608的數位輸入2B。該DAC 608將此訊號轉換為類比波幅調變訊號α cosΩ a t於類比輸出2-Qin處。
DDUP IC 607-1混合自輸出1-Iin接收的常數a與微波頻率同相分量cos(ωt+φ l)以產生微波訊號RF1out為：RFout1=α．a cos(ωt+φ h )，其中α是混合增益，ω是微波頻率。
DDUP IC 607-2混合類比調變訊號α．cosΩ a t與微波頻率同相分量cos(ωt+φ h )以產生第一乘積訊號 α．a cosΩ a t cos(ωt+φ h ),其中α是混合增益，Ωa是使用者選擇的慢速旋轉頻率而ω是微波頻率。
DDUP IC 607-2混合類比調變訊號α．sinΩ a t(存在於類比輸出2-Qin)與微波頻率正交分量sin(ωt+φ h )以產生第二乘積訊號α．a sinΩ a t sin(ωt+φ h ),其中α是混合增益，Ωa是使用者選擇的慢速旋轉頻率而ω是微波頻率。
DDUP IC 607-2將第一和第二乘積訊號相加，以產生微波輸出訊號RFout2為RFout2=α．[cosΩ a t cos(ωt+φ h )+cosΩ a t cos(ωt+φ h )]。
圖11繪示用於實施分別產生頻率ω與頻率Ωa的快速與慢速旋轉微波場的模式之FPGA 604的配置。在圖11的模式中，RAM 620提供常數A與波幅調變訊號的數位同相分量之合，為 其施加於DAC 608的數位輸入1A。該DAC 608將此訊號轉換為類比波幅調變訊號A+B cosΩ a t於類比輸出1-Iin處。RAM 720具有零內容，使得沒有訊號施用於DAC 608的數位輸入1B，而沒有訊號存在於相對應的DAC 608的類比輸出1-Qin處。
在圖11的模式中，RAM 622產生波幅調變訊號的數位正交分量 其施加於DAC 608的數位輸入2A。該DAC 608將此訊號轉換為類比波幅調變訊號B sinΩ a t於類比輸出2-Iin處。RAM 722輸出常數A，其施加於DAC 608的數位輸入2B並通過類比輸出2-Qin。
DDUP IC 607-1混合在類比輸出1-Iin處的類比波幅調變訊號A+B cosΩ a t與微波頻率同相分量cos(ωt+φ h )以產生微波訊號RF1out為：RFout1=α[A+B cosΩ a t]cos(ωt+φ h ),其中α是混合增益，Ωa是使用者選擇的慢速旋轉頻率而ω是微波頻率。
DDUP IC 607-2混合在類比輸出2-Iin處的類比波幅調變訊號B sinΩ a t與微波頻率同相分量cos(ω t +φ h )以產生第一乘積訊號αBsinΩ a tcos(ω t +φ h )，且其中α是混合增益。
DDUP IC 607-2混合在類比輸出2-Qin處的常數A與微波頻率正交分量sin(ωt+φ h )以產生第二乘積訊號α A sin(ωt+φ h )，其中α是混合增益。
DDUP IC 607-2將第一和第二乘積訊號相加在一起，以產生微波輸出訊號RFout2為：RF2out=α[B．sinΩ a t cos(ωt+φ h )+A．sin(ωt+φ h )]其中α是混合增益，Ωa是使用者選擇的慢速旋轉頻率而ω是微波頻率。
前述實施例可藉由電腦(如電腦602)儲存或存取可執行指令以用於執行上述實施例的功能來實施。該等指令可自網路或網際網路連接、自磁碟存取，從磁盤(disk)或自其它合適的媒介來存取。藉由提供經由電腦用於執行該功能或方法的可執行指令的存取，電腦可以說是經編程以執行該功能或方法。
優點：
本發明的實施例藉由旋轉電漿源的微波場來提供跨大腔室壓力範圍之均勻處理結果。數位合成微波旋轉使得可以將旋轉頻率盡可能設置得低，而使電漿即使在高腔室壓力下能夠跟隨轉動。
雖然前面所述係針對本發明的實施例，但在不背離本發明基本範圍下，可設計本發明的其他與進一步之實施例。
122‧‧‧底板
124‧‧‧溝槽
810‧‧‧開口
820‧‧‧輔助點火電極
830‧‧‧RF源

Claims (20)

  1. 一種電漿反應器，包括：一圓柱形微波凹孔，該圓柱形微波凹孔在一工件處理腔室之上，及該圓柱形微波凹孔的一側壁中的第一與第二耦接孔以一角度分隔開；一微波源，該微波源具有一微波頻率且包括一微波控制器，該微波控制器具有耦接至該第一與第二耦接孔中的相應各者之個別微波輸出，該等微波控制器之各者包含：(a)第一與第二數位調變訊號的一源，該第一與第二數位調變訊號具有對應於一慢速旋轉頻率的一頻率；(b)一第一數位載波訊號的一源，該第一數位載波訊號具有一中頻；(c)一乘法器級(multiplier stage)，該乘法器級包含一對乘法器，該對乘法器中的各個乘法器具有一對輸入，該乘法器級經耦接以分別接收(a)該第一數位調變訊號、該第二數位調變訊號與該第一數位載波訊號，該乘法器級具有對應的輸出in1與in2；(d)一數位轉類比的轉換器，該數位轉類比的轉換器經耦接以接收該等對應的輸出in1與in2 且具有對應於該等輸出in1與in2的類比輸出；及一上轉換器，該上轉換器具有與該等類比輸出耦接的輸入，該上轉換器包含該等微波輸出。
  2. 如請求項1所述之電漿反應器，其中：該對乘法器中的一第一個乘法器經耦接以接收該第一數位調變訊號與該第一數位載波訊號，且具有包含該輸出in1的一第一乘法器輸出；及該對乘法器中的一第二個乘法器經耦接以接收該第二數位調變訊號與該第一數位載波訊號，且具有包含該輸出in2的一第二乘法器輸出。
  3. 如請求項1所述之電漿反應器進一步包括該中頻的一第二數位載波訊號的一源，其中：該第一數位載波訊號的該源耦接至該輸出in1；該對乘法器中的一第一個乘法器經耦接以接收該第一數位調變訊號與該第一數位載波訊號；該對乘法器中的一第二個乘法器經耦接以接收該第二數位調變訊號與該第二數位載波訊號，且具有包含該乘法器輸出in2的一第二乘法器輸出；及其中該乘法器級進一步包括一加法器，該加法器經耦接以接收該對乘法器的輸出，該加法器具有包含該輸出in2的一輸出。
  4. 如請求項2所述之電漿反應器，其中該第一 與第二數位調變訊號分別包括一餘弦形式分量I與一正弦形式分量Q。
  5. 如請求項4所述之電漿反應器，其中第一與第二數位調變訊號的該源包括：一第一RAM、一第二RAM與一低時脈指針，該第一RAM包含該餘弦形式分量I的連續取樣，該第二RAM包含該正弦形式分量Q的連續取樣，該低時脈指針指向I與Q的該等連續取樣而與該慢速旋轉頻率同步。
  6. 如請求項5所述之電漿反應器，其中一數位載波訊號的該源包括：一第三RAM與一低時脈指針，該第三RAM包含該數位載波訊號的連續取樣，該低時脈指針指向該數位載波訊號的該等連續取樣而與該中頻同步。
  7. 如請求項2所述之電漿反應器，其中該上轉換器具有等於該微波頻率的一輸出頻率。
  8. 如請求項1所述之電漿反應器，其中該等乘法器的各者產生該等訊號的一乘積(product)在其輸入處。
  9. 如請求項1所述之電漿反應器，其中該角度係90度。
  10. 如請求項1所述之電漿反應器進一步包 括一使用者介面，該使用者介面允許一使用者指定該慢速旋轉頻率。
  11. 一種電漿反應器，包括：一圓柱形微波凹孔，該圓柱形微波凹孔在一工件處理腔室之上，及該圓柱形微波凹孔的一壁中的第一與第二耦接孔以一角度分隔開；一微波源，該微波源具有一微波頻率且包括耦接至該第一與第二耦接孔中的相應各者之個別微波輸出，該等微波源進一步包含：一數位調變訊號的一同相分量1-A與一正交(quadrature)分量2-A的一源，該數位調變訊號具有對應於一慢速旋轉頻率的一頻率；一數位轉類比的轉換器，該數位轉類比的轉換器經耦接以接收該等同相與正交分量1-A與1-B，且具有相對應的類比輸出in1與in2；及一上轉換器，該上轉換器包含：(a)一第一組合器函數，該第一組合器函數包含該類比輸出in1與該微波頻率的一同相分量的對應輸入，及對應於該等微波輸出中的一第一個微波輸出之一第一乘積輸出；及(b)一第二組合器函數，該第二組合器函數包含該類比輸出in2與該微波頻率的一同相分量的 對應輸入，該第二組合器函數包含一第二乘積輸出。
  12. 如請求項11所述之電漿反應器，其中該第二乘積輸出耦接至該等微波輸出中的一第二個微波輸出。
  13. 如請求項11所述之電漿反應器，其中該微波源進一步包括一恆定訊號A的一源，且其中該上轉換器進一步包括：一第三組合器函數，該第三組合器函數具有經耦接以接收該恆定訊號A的一個輸入及經耦接以接收該微波頻率的該正交分量的另一個輸入，及一第三乘積輸出；及一加法器函數，該加法器函數具有分別耦接至該第二與第三乘積輸出的輸入及耦接至該等微波輸出中的該第二個微波輸出的一和數輸出。
  14. 如請求項13所述之電漿反應器，其中該數位調變訊號的一同相分量的該源產生該數位調變訊號與該恆定訊號A的一總和。
  15. 如請求項12所述之電漿反應器，其中該等同相與正交分量分別包括一餘弦形式分量I與一正弦形式分量Q。
  16. 如請求項15所述之電漿反應器，其中： 該數位調變訊號的該同相分量的該源包括一第一RAM，該第一RAM包含該餘弦形式分量I的連續取樣；該數位調變訊號的該正交分量的該源包括一第二RAM，該第二RAM包含該正弦形式分量Q的連續取樣；及一低時脈指針，該低時脈指針指向I與Q的該等連續取樣而與該慢速旋轉頻率同步。
  17. 如請求項13所述之電漿反應器，其中該等同相與正交分量分別包括一餘弦形式分量I與一正弦形式分量Q。
  18. 如請求項17所述之電漿反應器，其中：該數位調變訊號的該同相分量的該源包括一第一RAM，該第一RAM包含該餘弦形式分量I的連續取樣；該數位調變訊號的該正交分量的該源包括一第二RAM，該第二RAM包含該正弦形式分量Q的連續取樣；及一低時脈指針，該低時脈指針指向I與Q的該等連續取樣而與該慢速旋轉頻率同步。
  19. 如請求項11所述之電漿反應器，其中該上轉換器具有等於該微波頻率的一輸出頻率。
  20. 如請求項11所述之電漿反應器，其中每個該組合器函數經調整以產生該等訊號的一乘積在其輸入處。
TW105108504A 2015-03-23 2016-03-18 具有以直接上轉換對微波場之旋轉頻率進行數位控制的電漿反應器 TWI671783B (zh)

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