TW201639310A - 實數m元信號編碼方法及用此之編碼裝置 - Google Patents

實數m元信號編碼方法及用此之編碼裝置 Download PDF

Info

Publication number
TW201639310A
TW201639310A TW105108278A TW105108278A TW201639310A TW 201639310 A TW201639310 A TW 201639310A TW 105108278 A TW105108278 A TW 105108278A TW 105108278 A TW105108278 A TW 105108278A TW 201639310 A TW201639310 A TW 201639310A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
signal
ary
real
pam
signals
Prior art date
Application number
TW105108278A
Other languages
English (en)
Inventor
鄭海
鄭漢
Original Assignee
Idac控股公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Idac控股公司 filed Critical Idac控股公司
Publication of TW201639310A publication Critical patent/TW201639310A/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
    • H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
    • H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
    • H04L25/4917—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M5/00—Conversion of the form of the representation of individual digits
    • H03M5/02—Conversion to or from representation by pulses
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M5/00—Conversion of the form of the representation of individual digits
    • H03M5/02—Conversion to or from representation by pulses
    • H03M5/20—Conversion to or from representation by pulses the pulses having more than three levels
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
    • H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0009—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the channel coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
    • H04L27/04—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/365—Modulation using digital generation of the modulated carrier (not including modulation of a digitally generated carrier)
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Dc Digital Transmission (AREA)

Abstract

揭露了一種實數M元信號編碼方法以及使用該編碼方法的編碼裝置，其中M是具有N時間維度和L頻率維度的實數。根據本發明的實數M元編碼裝置包括：編碼單元，用於對二元資料DATA的每K（K是整數）個二元位元單元進行編碼，以產生第一輸入代碼和第二輸入代碼；第一信號產生器，用於接收該第一輸入代碼並產生N1 個M1 元信號；第二信號產生器，用於接收該第二輸入代碼並產生N2 個M2 元信號；以及第一分時多工模組，用於對該N1 個M1 元信號和該N2 個M2 元信號進行時間多工，以產生實數M元信號，其利用用於M1 元和M2 元信號的電壓比率a（a=A2 /A1 ）以最小化傳輸誤差率。

Description

實數M元信號編碼方法及用此之編碼裝置
根據本發明的概念的實施方式與一種信號編碼方法以及使用該方法的編碼裝置有關，並且更特別地，與一種能夠以高傳輸效率和高品質傳送資料的實數M元信號編碼方法、以及使用該編碼方法的編碼裝置有關。
隨著數位通信技術的推進，至今開發了各種M元調變技術以供使用。在有線通信領域中，廣泛使用基帶類型的脈衝調幅（PAM）技術。PAM-2可以認為是一種二元碼。除了PAM-3、PAM-4以及PAM-5之外，最近在該領域中還使用了PAM-16。與之類似，PAM有趨勢用於更廣的應用。
用於產生調變載波例如幅移鍵控（ASK）、頻移鍵控（FSK）、相移鍵控（PSK）、正交調幅（QAM）等的技術用於有線/無線調變器和衛星通信。特別地，QAM技術正用於4G行動通信、WiFi、超高畫質（UHD）TV傳輸，並且被計畫應用於5G行動通信。
在原則上來說，M元調變技術是用於將k位元（k是大於0的整數）二元資料映射到M信號分量以進行傳送的技術，並且在這裡，為信號分量數的M需要是指數，即2k ，其限制了設計自由。
換句話說，雖然當M能夠基於傳送信號所在的頻道的狀態而被自由確定時有利於進行更高效的信號傳輸，但是M需要根據常規的M元信號調變技術而被選擇為滿足M=2k 。因此，非常需要能夠促進更高效信號傳輸的新的M元信號調變技術。
技術問題
本發明要實現的技術目的是提供一種能夠根據頻道狀態來改進傳輸效率的實數M元信號編碼方法、以及使用該編碼方法的編碼裝置。
技術方案
根據本發明的一個實施方式的實數M元編碼裝置包括：編碼單元，用於對二元資料DATA的每K（K是整數）個二元位元單元進行編碼，以產生第一輸入代碼和第二輸入代碼；第一信號產生器，用於接收該第一輸入代碼並產生N1 個M1 元信號；第二信號產生器，用於接收該第二輸入代碼並產生N2 個M2 元信號；以及第一分時多工模組，用於對該N1 個M1 元信號和該N2 個M2 元信號進行時間多工，以產生實數M元信號。
在這裡N1 、N2 、M1 以及M2 分別是整數，並且N是等於N1 +N2 的整數。
根據本發明的一個實施方式，M是由頻道的誤差率和每位元的平均信號雜訊比（SNR）確定的實數，並且M1 和M2 分別被確定為M1 =[M]和M2 =[M]+1，其中[M]是不大於M的最大整數。
根據本發明的一個實施方式，該第一信號產生器包括用於產生N1 個第一PAM信號的第一脈衝調幅（PAM）產生器，該第一PAM信號中的每個第一PAM信號可具有M1 個電壓位準，並且該第二信號產生器包括用於產生N2 個第二PAM信號的第二PAM產生器，該第二PAM信號中的每個第二PAM信號可具有M2 個電壓位準。
根據本發明的一個實施方式，該實數M元編碼裝置更包括：第三PAM產生器，用於產生N1 個第三PAM信號，該第三PAM信號中的每個第三PAM信號可具有M1 個電壓位準；第四PAM產生器，用於產生N2 個第四PAM信號，該第四PAM信號中的每個第四PAM信號可具有M2 個電壓位準；以及第二分時多工模組，用於對該第三PAM信號和該第四PAM信號進行時間多工，以產生第二實數M元信號。
根據本發明的一個實施方式，一種實數M元編碼方法，包括：對二元資料DATA的每K（K是整數）個二元位元單元進行編碼；將編碼後的二元資料DATA映射到N1 個M1 元信號；將編碼後的二元資料（DATA）映射到N2 個M2 元信號；以及對該N1 個M1 元信號和該N2 個M2 元信號進行時間多工以產生第一實數M元信號。
在這裡，N1 、N2 、M1 以及M2 分別是整數，並且N是等於N1 +N2 的整數。
在這裡，M至少是Mj (j=1, 2)的平均數，並且N是Nj (j=1, 2)的和。 有益效果
根據本發明的實施方式的實數M元編碼方法和實數M元編碼裝置，藉由使用M元信號來執行編碼過程，保證了高傳輸效率，其中M能夠根據頻道狀態和SNR來自由選擇。
本說明書或申請案中揭露的本發明的實施方式的特定配置和功能描述僅僅是為了描述本發明的實施方式；但是本發明的實施方式可以用各種形式實踐，而不是解釋為限於本說明書或申請案中描述的那些實施方式。
由於本發明的實施方式能夠用各種方式變化、並且具有各種形式，具體實施方式將會在附圖中解釋並且在本說明書或申請案中更詳細地解釋。但是，提供附圖不是為了將根據本發明的內容的實施方式限制到特定揭露的方面，而是應當理解為本發明的實施方式包括了落入技術精神且包括在本發明的技術範圍中的所有變化、等效物以及代替物。
雖然諸如“第一”及/或“第二”之類的術語可以用於描述各種元件，但是元件不限於這些術語。所述術語僅用於將一個元件與其他元件區別，也就是說，在不偏離本發明的概念的範圍的情況下，第一元件可以標記為第二元件，並且按照類似的方式，第二元件可以標記為第一元件。
當提及某個元件“耦合”或“連接到”不同元件時，某個元件可以直接耦合或連接到不同元件；但是，應當理解在這兩個元件之間可以存在其他元件。相反，當提及某個元件“直接耦合”或“直接連接”到不同元件時，應當理解在兩個元件之間不存在其他元件。相同的原理適用於用於描述元件之間的關係的其他表示，例如“~與~之間”和“直接在~與~之間”以及“與~相鄰”和“與~直接相鄰”。
說明書中使用的術語僅用於描述特定實施方式，而不是用於限制本發明。單數描述也包括複數描述，除非根據上下文以其他方式指明。在本說明書中，術語“包括”或“具有”僅用於指明存在描述的特徵、數位、步驟、操作、元件、部件或其組合，並且應當理解它們不排除存在或添加一個或多個其他特徵、數位、步驟、操作、元件、部件或其組合的可能性。
除非以其他方式定義，包括說明書中使用的技術和科學術語的所有術語具有本發明所屬技術領域中具有通常知識者正常理解的相同意思。本領域中正常使用的詞典所定義的術語要解釋為具有與相關領域的上下文意思一致的意思，並且不能將它們解釋為理想或太形式的意思，除非在本說明書中有這樣指明。
在下文中，本發明將藉由參考附圖描述本發明的較佳實施方式來進行解釋。各個圖中顯示的相同元件符號代表相同的構件。
本發明的實施方式提供了N維度M元信號編碼方法，其可以藉由使M為任意有理數來根據頻道狀態選擇最佳M值。
本發明的實施方式提供了一種M元信號編碼方法，其中Mj (j=1, 2)的平均數是通過將N1 個連續M1 元信號與N2 個連續M2 元信號進行合併得到的有理數。
第1A圖是系統表示了根據本發明的一個實施方式的實數M元編碼裝置的配置方塊圖。當參考第1A圖時，根據本發明的一個實施方式的實數M元編碼裝置10包括編碼單元11和實數M元調變器12。實數M元調變器12包括第一信號產生器13、第二信號產生器15以及分時多工模組17。
編碼單元11接收二元資料BDAT、對二元資料BDAT的每K個二元位元進行編碼、並且為第一信號產生器13和第二信號產生器15提供編碼後的結果作為輸入代碼SD1、SD2。編碼單元11能夠包括串並聯轉換器110和符號映射器120，其將參考第2圖進行解釋。
第一信號產生器13調變第一輸入代碼SD1並輸出第一調變信號MD1。具體來說，第一信號產生器13輸出時間上連續的N1 個M1 元信號作為第一調變信號MD1。因此，第一信號產生器13可以稱為N1 時間維度M1 元信號產生器。
第二信號產生器15調變第二輸入代碼SD2並輸出第二調變信號MD2。具體來說，第二信號產生器15輸出時間上連續的N2 個M2 元信號作為第二調變信號MD2。因此，第二信號產生器15可以稱為N2 時間維度M2 元信號產生器。在下文中，術語“時間維度”可以縮短為“維度”。
分時多工模組17在時間上對第一調變信號MD1和第二調變信號MD2進行多工、並且輸出實數M元調變信號OUT（輸出）。
實數M元調變信號OUT為N維度M元信號，其中N為N1 +N2 ，並且M是由數學式（4）定義的M1 和M2 的平均數。
根據本發明的一個實施方式的實數M元編碼裝置10可以藉由將K位元元資料映射到N個連續M元信號來產生實數M元調變信號OUT。因為一個符號波形由N1 個連續M1 元信號和N2 個連續M2 元信號組成，因此能夠產生的符號波形的數量將為。因此，具有數量為K=[N1 log2 M1 +N2 log2 M2 ]的位元塊的符號將被映射到N維度M元信號。
根據本發明的一個實施方式的實數M元編碼裝置10對兩個或更多個不同調變信號進行組合以產生一個符號波形。例如，實數M元編碼裝置10對兩個不同調變信號（M1 元信號MD1和M2 元信號MD2）進行組合以產生一個符號波形。
當對N1 個時間連續的M1 元信號和N2 個時間連續的M2 元信號進行組合時，能夠產生用數學式（1）所示的G個代碼，(1) 其中Mj (j=1, 2)是整數。並且N是與總體元數（即時間維度）對應的N1 與N2 的和，其中。也就是說，N1 和N2 中的一者一直大於0。因此，為能夠傳送的N維度M元信號的每個符號波形的位元數的K可以用數學式（2）表示，(2) 其中[X]是不大於X的最大整數。
並且，當k(M,N) 被定義為每個信號分量的平均傳輸位元數時，k(M,N) 將用數學式（3）表示。(3)
其中N(N1 +N2 )是所有時間維度（亦即，元）的和。並且，當Mj 的平均數定義為M時，M將用數學式（4）表示，且其為有理數。(4)
其中E[Mj ]代表Mj 的平均數。
由於高斯函數應用於數學式（2）中，不是使用了能夠產生的所有符號波形，並且因此有效信號分量的數量Me 將用數學式（5）表示。(5)
由於有效信號分量的數量Me 為2至有理數的冪，因此它是實數。
因此，根據本發明的一個實施方式的實數M元編碼裝置10產生具有任意實數的M元信號OUT。
由於，數學式（6）能夠從數學式（4）和數學式（5）獲得，(6)
根據本發明的一個實施方式的實數M元編碼方法將描述如下。這裡的‘編碼’過程可以代表數學式（7）中顯示的對應關係，其中x 是由K個元素組成的二元資料向量，並且y 是由N個元素組成的M元信號向量，(7) 其中x =[x0 , …, xK-1 ]且y =[y0 , …, yN-1 ]。雖然常規M元信號代表向量到純量的對應關係，但是根據本發明的一個實施方式的編碼裝置代表向量到向量的對應關係，並且它產生實數M元信號。
根據本發明的一個實施方式的實數M元編碼裝置10能夠應用於所有信號編碼方案，包括ASK、FSK、PSK、QAM、振幅和相移鍵控（APSK）以及振幅、相位和頻移鍵控（APFSK）。
當從第1A圖中所示的實施方式移除了第一信號產生器13和第二信號產生器15中的一者、並且然後移除了分時多工模組17，即N1 和N2 中的一者為0時，編碼裝置10可以為任意整數M元編碼裝置。
第1B圖是概要地表示根據本發明的另一實施方式的實數M元編碼裝置的配置方塊圖。當參考第1B圖時，根據本發明的另一實施方式的實數M元編碼裝置20包括編碼單元11和調變塊21。調變塊21包括I頻道信號產生器22、Q頻道信號產生器24以及加法器26。
I頻道信號產生器22包括I頻道M元調變器12a和第一乘法器23，而Q頻道信號產生器24包括Q頻道M元調變器12b和第二乘法器25。
I頻道M元調變器12a和Q頻道M元調變器12b中的每一個的配置與第1A圖所示的實數M元調變器12的配置相同。
第一乘法器23將I頻道M元調變器12a的輸出OUT1乘以第一餘弦信號cos2πfc t以產生I頻道調變信號，而第二乘法器25將Q頻道M元調變器12b的輸出OUT2乘以與第一餘弦信號cos2πfc t正交的第一正弦信號-sin2πfc t以產生Q頻道調變信號。
加法器26計算I頻道調變信號與Q頻道調變信號的和、並且傳送所計算的和。
因此，根據本發明的一個實施方式，能夠產生N維度M元振幅和相移鍵控（APSK）信號。
第1C圖是概要地表示根據本發明的再一實施方式的實數M元編碼裝置的配置方塊圖。當參考第1C圖時，根據本發明的再一實施方式的實數M元編碼裝置30包括編碼單元11、平行連接的多個（L）調變塊21(1), …, 21(L)、以及加法器31。
調變塊21(1), …, 21(L)中的每個具有與第1B圖中所示的調變塊21配置相同的配置。但是，輸入到該調變塊中的每個調變塊的正弦（或餘弦）信號的頻率會變化。
例如，第一調變塊21（1）使用具有第一頻率f1的第一餘弦信號cos2πf1 t和第一正弦信號-sin2πf1 t，而第L個調變塊21（L）使用具有第L頻率fL 的第L餘弦信號cos2πfL t和第L正弦信號-sin2πfL t。
在這方面，當L個調變塊根據該頻率而平行連接時，可以產生具有N時間維度和L頻率維度的實數M元信號。在這種情況下，能產生的代碼數量從數學式（1）或數學式（9）中的G擴大到GL 。
在載波間干擾（ICI）嚴重的區域中，可以分配代碼以逐一跳過頻率。並且，當ICI更嚴重時，可能跳過兩個或更多個頻率來降低不可用代碼的數量。執行這一過程來藉由犧牲傳輸速率改進誤差率相關的性能。
加法器31對由第一頻率（f1 ）調變的信號OUT1到由第L調頻的信號OUTL求和並傳送該和。
因此，根據本發明的一個實施方式，可能藉由使用由頻率平行連接的多個調變塊來產生具有N個時間維度與L個頻率維度合併的實數M元信號。
第2圖是概要地表示根據本發明的一個實施方式的N維度M元脈衝調幅（PAM）調變器的配置方塊圖。第3圖是顯示了根據本發明的一個實施方式的3維度24/3 元PAM信號的波形的圖，並且第4圖是根據本發明的一個實施方式的3維度24/3 元PAM信號的星座圖。
當參考第2圖時，根據本發明的一個實施方式的N維度M元編碼裝置100包括串並聯轉換器110、符號映射器120、K分頻器130、N倍頻器140以及實數M元PAM信號產生器150。
串並聯轉換器110回應於輸入時鐘信號CLK而將二元資料BDAT串轉換為K位元平行資料CDAT。
符號映射器120回應於分頻的時鐘信號DCLK而將K位元二元資料CDAT映射到待傳送的符號波形。
K分頻器130將輸入時鐘信號CLK除以K以產生分頻的時鐘信號DCLK。
N倍頻器140將分頻的時鐘信號DCLK的頻率乘以N以產生倍頻的時鐘信號MCLK。
實數M元PAM信號產生器150能夠包括第一PAM產生器160、第二PAM產生器170以及分時多工模組180。
第一PAM產生器160產生N1 維度M1 元PAM信號MD1。第二PAM產生器170產生N2 維度M2 元PAM信號MD2。
當確定實數M時，M1 和M2 可以用數學式（8）確定，(8) 其中M是不大於M的最大整數。因此，當確定實數M時，M1 被確定為不超過M的最大整數，M2 被確定為不超過M1 +‘1’的最大整數。
例如，當假設實數M為3.5時，M1 被確定為3，而M2 可以被確定為4。
接下來，Nj 的值能夠藉由考慮複雜度和效率來確定。在複雜度與效率之間存在折衷，並且Nj可以由複雜度與效率之間的這種折衷確定。下文中將進行解釋。
當確定了Mj 和Nj 時，K由數學式（2）確定。因此，串並聯轉換器110將串列輸入的二元資料BDAT轉換為K位元平行資料CDAT。K位元平行資料CDAT組成符號。因此，當具有速度R[位元/s]的二元資料BDAT被輸入以便由串並聯轉換器110轉換為平行資料時，符號的速度將為R/K。
符號映射器120能夠產生在鄰近符號波形之間維持僅一個位元間隔的格雷碼，以最小化符號的誤差率。
根據本發明的一個實施方式，符號映射器120能夠包括映射表，當k位元二元資料CDAT為輸入x 時，根據數學式（7），該映射表格將輸入x 映射到輸出y 。
根據本發明的一個實施方式，當對於實數M元信號來說時，存在如第4圖中的灰色點所示沒有二元資料被分配的代碼。另外，符號映射器120能夠根據考慮諸如功率消耗和針對誤差的強健性的參數的策略來區分要使用的波形和不使用的波形。
如上所述，實數M元信號被產生為兩個任意整數Mj 元信號的組合。
第一PAM產生器160產生N1 個PAM信號MD1，每個PAM信號MD1具有M1 電壓位準，而第二PAM產生器170產生N2 個PAM信號MD2，每個PAM信號MD2具有M2 電壓位準。在這裡，Mj 是任意整數並且不必為2k 。
分時多工模組180用於交替傳送N1 個M1 元信號波形和N2 個M2 元信號波形。
在第2圖的實施方式中，我們假設(M1 , N1 )=(2, 1)和(M2 , N2 )=(3, 2)。然後，如第3圖所示，第2圖的編碼裝置100能夠產生由一個二元信號和兩個三元信號組成的3維度M元PAM信號。
當參考第2圖和第3圖時，根據本發明的一個實施方式的3維度M元PAM信號OUT可以由兩個三元PAM信號和一個二元PAM組成，其是基帶類型的。
第一PAM產生器160產生一個二元PAM信號MD1，而第二PAM產生器170產生兩個三元PAM信號MD2。
分時多工模組180重複執行傳送一個二元PAM信號MD1（其是基帶信號）以及然後以無縫方式傳送兩個三元PAM信號MD2的操作。
如第3圖所示，分時多工模組180在T11週期期間傳送從第一PAM產生器160輸出的二元PAM信號MD1，在T12和T13週期期間傳送從第二PAM產生器170輸出的兩個三元PAM信號MD2，在T21週期期間再次傳送從第一PAM產生器160輸出的二元PAM信號MD1，並且在T22和T23週期期間傳送從第二PAM產生器170輸出的兩個三元PAM信號MD2。
能夠藉由使用一個二元PAM信號MD1和兩個三元PAM信號MD2產生的代碼數量是18（G=21 x32 ）。因此，由於能夠由一個符號波形傳送的位元數是K=4，並且總維度是N=3，因此x =[x0 , x1 , x2 , x3 ]被映射到y =[y0 , y1 , y2 ]。在這裡，由於M1 =2，y0 具有兩個電壓位準，並且由於M2 =3，(y1 , y2 )具有三個電壓位準。由於根據數學式（4）M=8/3，因此它是有理數。
當鄰近M1 元與M2 元信號之間的電壓位準差分別定義為A1 和A2 時，y0 具有值±A1 /2，而y1 和y2 具有值0或±A2 。
因此，二元PAM信號MD1能夠具有電壓位準+A1 /2或-A1 /2，而三元PAM信號MD2能夠具有電壓位準+A2 、0或-A2 。
第3圖和第4圖顯示了基於上面的描述藉由將4位元塊映射到格雷碼而獲得的信號的波形和星座圖。在第3圖和第4圖中，符號(0, 1, 1, 0)、(0, 0, 0, 1)以及(1, 0, 0, 0)映射到(-A1 /2, +A2 , 0)、(-A1 /2, -A2 , +A2 )以及(+A1 /2, -A2 , 0)。由於16個符號需要分配4位元二元數字，因此位於第4圖中的y0 軸上的兩個灰色點(+A1 /2, 0, 0)和(-A1 /2, 0, 0)能夠用於其他用途（例如，同步），並且不用於分配符號。因此，僅使用實際使用的代碼計算的有效信號分量的數量能夠從數學式（3）和數學式（5）得出為Me =23/4 ，並且其為實數。當總元數在實數M元PAM調變中超過3時，星座圖不能在2維度平面中表示。
在上面的實施方式中，A1 相對於A2 的比值對於性能扮演重要作用，並且因此，下面描述一種獲得最佳比值的方法。
再次參考第2圖時，具有任意整數的M元調變信號OUT能夠藉由移除如第2圖所示的實施方式的第一PAM產生器160和第二PAM產生器170以及分時多工模組180中的一者來獲得。也就是說，當N1 或N2 在第2圖的實施方式中為‘0’時，M元調變信號OUT成為具有任意整數的M元調變信號。
針對各自的處理步驟的信號處理速度將在下面示出。當二元資料的輸入速度為R[位元/s]時，串並聯轉換器110的輸出速度為R/K，並且因此，符號映射器120必須以速度R/K處理符號。並且，由於一個信號分量的處理速度比符號的處理速度快N (=N1 +N2 )倍，因此M元PAM信號產生器150所需的時鐘信號的速度需要是符號映射器120的時鐘乘以N。最後，調變速率，即信號分量被轉換的速度，變為(N1 +N2 )R/K [鮑]。
第5圖是根據本發明的一個實施方式的2維度3-PSK的星座圖，其中(M1 , N1 )=(3, 2) 且N2 =0。第5圖中的2維度3-PSK信號能夠由第6圖中的編碼裝置200產生，這將在下面描述。具體來說，第5圖的實施方式對應於在第6圖的實施方式中滿足(M1 , N1 )=(3, 2) 且N2 =0時的情況中的一種情況。
當參考第5圖時，在(M1 , N1 )=(3, 2)且N2 =0的情況下，一個符號將會映射到兩個三元PSK信號。由於能夠產生的代碼數量G為，因此能夠由一個符號波形傳送的位元數量是K=3，並且由於根據數學式（2）的N=N1 =2，x =[x0 , x1 , x2 ]被映射到y =[y0 , y1 ]。
並且，由於在數學式（4）中M=3，將會存在三個相位，並且當y0 和y1 相位分別為0或±π/3時，能夠獲得如第5圖的星座圖。也就是說，一些點位於球形的赤道平面上間隔±π/3處，並且另外的點也位於穿過赤道平面上各個點的經度線上間隔±π/3處。
並且，根據數學式（3），能夠由一個信號分量傳送的位元數將為k(3,2) =3/2。對於實數M元PSK方案，當總元數超過2時，星座圖不能在2維度平面中顯示。
第6圖是表示根據本發明的另一實施方式的實數M元編碼裝置的配置方塊圖。第6圖的實數M元編碼裝置可以是實數M元PSK調變器、實數M元QAM調變器或實數M元APSK調變器。
當參考第6圖時，實數M元調變信號OUT包括同相I頻道信號和正交Q頻道信號。事實上，M元PSK調變器和M元QAM調變器可以是M元APSK調變器的子集。
具體來說，根據本發明的一個實施方式的實數M元裝置200能夠包括分別在I頻道和Q頻道上的實數PAM產生器231、232。實數PAM產生器能夠具有與如第2圖所示的實數PAM產生器150相同的配置。我們將用於I頻道的實數PAM產生器231標記為第一實數PAM產生器231，並且將用於Q頻道的實數PAM產生器232標記為第二實數PAM產生器232，以便於描述。
實數M元編碼裝置200更包括串並聯轉換器210、符號映射器220、第一乘法器241、第二乘法器242、振盪器250、移相器260以及加法器270。
另外，實數M元編碼裝置200更能包括用於產生被輸入到符號映射器220的時鐘信號的K分頻器（第2圖中的130）、以及用於產生被輸入到第一和第二PAM產生器（231、232）的時鐘信號的N倍頻器（第2圖中的140）。
串並聯轉換器210將二元資料BDAT串轉換為K位元平行資料CDAT。
符號映射器220用於將k位元二元資料CDAT映射到要傳送的符號波形。例如，符號映射器220對二元資料CDAT的每K個二元位元進行編碼、並且將編碼結果作為輸入代碼SD1、SD2來提供給實數PAM產生器231、232。
第一和第二實數PAM信號產生器231、232中的每一個都能包括第2圖所示的第一PAM產生器160、第二PAM產生器170以及分時多工模組180。第一和第二實數PAM信號產生器231、232中的每一個能輸出第一實數M元信號MD1和第二實數M元信號MD2。
第一乘法器241將第一實數M元信號MD1乘以第一餘弦信號cos2πfc t以產生I頻道調變信號。
第二乘法器242將第二實數M元信號MD2 12b乘以與第一餘弦信號cos2πfc t正交的第一正弦信號-sin2πfc t，以產生Q頻道調變信號。
振盪器250產生第一餘弦信號cos2πfc t，並且移相器260將第一餘弦信號cos2πfc t的相位移動90度以產生第一正弦信號-sin2πfc t。
加法器270獲得I頻道調變信號和Q頻道調變信號的和、並傳送該和。
在下文中，將解釋實數M元編碼裝置200被實現為QAM調變器的一個實施方式。
當要獲得實數M元QAM調變器時，需要兩個N (=N1 +N2 )維度實數M元PAM信號產生器。
因此，能夠產生的代碼的數量G用數學式（9）表示。(9)
每代碼能夠傳送的位元數量K用數學式（10）表示。(10)
並且，每信號分量要傳送的位元數量為k(M,N) =K/N。
在這裡，下面將提出用於佈置M元QAM信號的兩個實施方式。
根據第一實施方式，第6圖的實施方式中的第一實數PAM信號產生器231和第二實數PAM信號產生器232中的每一個被實現為PAM產生器。按照這種方式，當I頻道和Q頻道都使用PAM產生器時，獲得方形QAM，並且信號分量的平均數M將用數學式（11）表示。(11)
根據第二實施方式，在第6圖的實施方式中，PAM產生器用於I頻道，並且PAM產生器用於Q頻道。也就是說，第一實數PAM產生器231是PAM產生器，而第二實數PAM產生器232是PAM產生器。在這種情況中，得到矩形QAM，信號分量的平均數M將用數學式（12）表示。(12)
因此，信號分量的平均數根據星座圖中的佈置點的方法來假設不同值。但是，由於兩個實施方式具有針對每個信號分量能傳送的相同位元數k(M,N) ，有效信號分量的數量Me 維持相同。
然後，我們使用實數M元QAM信號來進行舉例。
對於常規QAM，當N=1時，常規QAM具有同時使用振幅和相位的兩個維度；但是，對於實數M元QAM，當N為二或更大時，由於實數M元QAM具有多個振幅和相位，其具有2N 維度。因此，當N＞1時，不可能表示星座圖。因此，為各時間維度表示星座圖是合理的。
第7圖涉及本發明的一個實施方式、並且表示當第6圖中的第一和第二實數PAM產生器依序產生如第2圖所示的二元-三元-三元波形時的方形正交調幅（QAM）的星座圖；並且第8圖涉及本發明的另一實施方式、並且表示當第6圖中的第一實數PAM產生器產生如第2圖所示的二元-三元-三元波形且第6圖中的第二實數PAM產生器按照順序方式產生如第2圖所示的三元-三元-二元波形時的矩形QAM的星座圖。
在第7圖和第8圖中，（a）表示第一時間維度星座圖，（b）表示第二時間維度星座圖，且（c）表示第三時間維度星座圖。
第7圖中的方形QAM能夠藉由將二元-三元-三元PAM應用到第6圖中所示的I頻道和Q頻道來獲得。第8圖中的矩形QAM能夠藉由將二元-三元-三元PAM和三元-三元-二元PAM分別應用到如第6圖所示的I頻道和Q頻道來獲得。
與第7圖和第8圖有關的實施方式能夠產生總共324（G=4x9x9或G=6x9x6）個代碼，它們能夠針對每個符號波形傳送8個位元，並且由於它們具有三個維度，因此它們能夠針對每個信號分量傳送8/3位元。並且，根據數學式（11）和數學式（12），M=22/3對於方形QAM適用，且M=7對於矩形QAM適用。但是，它們都具有相同的有效信號分量數Me =28/3 。
由於與第7圖和第8圖有關的實施方式中實際使用的代碼數量是256，因此位於第7圖的方形QAM的第二和第三時間維度星座圖中心處的點不能使用。對於第8圖的矩形QAM，可能位於第二時間維度星座圖的中心處的點不能使用，並且此外，能夠從符號映射排除32個另外的代碼。
在下文中，根據本發明的一個實施方式，常規PAM的誤差率相對於實數M元PAM信號的性能被比較和分析。
根據本發明的一個實施方式（當M1 =2k ，N=N1 =1，並且N2 =0時），常規M元信號(即M滿足2k 的M元信號)能夠被認為是N維度M元信號的一個特定情況。
我們考慮具有變數σ2 =N0 /2的加性白高斯雜訊（AWGN）應用於在鄰近信號之間具有電壓位準間隔A的M元PAM信號的情況。在這裡，N0 是白色雜訊的功率譜密度。信號的誤差率PM 用數學式（13）得知。(13)
在這裡，A/2能夠定義為雜訊容限。每信號分量的平均功率S用數學式（14）表示，(14) 其中，S是當雜訊容限為1（即A/2=1）時的平均功率。雖然數學式（14）是針對M是偶數的情況導出，但是其對於奇數適用。
藉由將和（其可以從數學式（14）獲得）應用到數學式（13），誤差率PM 用數學式（15）表示。(15)
誤差率（PM ）能夠藉由數學式（15）使用誤差函數用數學式（16）表示，(16) 其中，並且γav 、γb 以及δ(=s/k)分別表示針對單位雜訊容限情況的每信號分量的信號雜訊比（SNR）、每位元的SNR以及每位元的平均SNR。
當M假設為任意整數時，其也是針對實數M元信號的特定情況，並且其對應於、N2 =0以及M(=M1 )為任意整數的情況。在這種情況下，每信號的SNR，γav ，將用數學式（17）表示。(17)
由於數學式（14）對具有奇數值的M適用，當N維度任意整數M元PAM的一個信號分量中出現誤差的概率表示為P(M,N) 時，誤差率P(M,N) 將用數學式（18）表示。(18)
在這裡，表示根據N維度M元PAM的單位雜訊容限情況中的每單位位元的信號的平均功率、並且用數學式（19）表示。(19)
因此，也就是，當M=2k 和N=1應用於P(M,N) 時，慣用M元信號的誤差率PM 對應於N維度M元PAM的特定情況。
當計算符號的誤差率時，且當一個符號中的N個連續信號之間的白色雜訊概率密度函數彼此獨立時，可能藉由使用各信號分量的誤差率來獲得符號的誤差率。也就是說，當一個符號中的誤差概率定義為時，其能夠用數學式（20）獲得。(20)
根據本發明的一個實施方式的N維度M元信號由N1 個連續M1 元信號和N1 個連續M2 元信號組成。當在M1 元和M2 元例子中使用的鄰近電壓位準之間的電壓差分別表示為A1 和A2 時，由於在實數M元PAM的一個符號波形中M1 元信號出現N1 次且M2 元信號出現N2 次，因此信號的平均功率能夠用數學式（21）表示。(21)
在這裡，sj =(Mj 2 -1)/3和βj 用數學式（22）表示。(22)
在這裡，a(=A2 /A1 )表示M1 元信號和M2 元信號中使用的鄰近電壓位準之間的比率。
由於實數PAM的誤差率是藉由獲得任意整數M1 元和任意整數M2 元PAM誤差率的平均數來計算的，因此實數PAM的誤差率用數學式（23）表示。(23)
由於是從數學式（21）獲得的，因此數學式（23）能夠用數學式（24）表示。(24)
在這裡，由於βj 包括s1 和s2 ，數學式（24）不是各Mj 元信號的誤差率的平均數。電壓間隔之間的比率a用數學式（25）來定義。(25)
由於βj 變為sj ，數學式（24）表示為如數學式（26）中的各Mj 元信號誤差率的平均數。(26)
在這裡，、並且表示根據Nj 時間維度Mj 元PAM的單位雜訊容限的每單位位元的SNR。
如下面將詳細討論的，結果不具有針對SNR的最小誤差率。當實數M應用於數學式（16）中的δ的k=log2 M時，實現原理上的最佳性能。為了接近該最佳性能，數學式（24）中的兩個術語需要在數學式（16）中表示為一個術語。也就是說，要滿足下一個關係。(27)
最後，最佳比率能夠用數學式（28）獲得。(28)
當數學式（28）放入數學式（24）時，最小誤差率能夠用數學式（29）獲得。(29)
在這裡，是δj 的平均數，並且用數學式（30）表示。(30)
最後，符號誤差率用與數學式（20）類似的方式在數學式31獲得。(31)
在下文中，提出了一種用於在確定能由一個信號分量傳送的位元數時，確定實施簡單程度（或計算複雜度）與傳輸效率之間的折衷的適當值N的方法。另外，提出了一種用於藉由使用描繪了針對位元的平均SNR和信號誤差率的圖來確定最佳M的方法。
首先，描述了針對任意整數M元信號（即N=N1 和N2 =0）的情況。在此情況中，能由一個信號分量傳送的位元數是k(M,N) =[Nlog2 M]/N。
第9A圖至第9D圖是顯示了針對N維度M元信號的每信號分量的傳輸位元數k(M,N) 的表。具體來說，第9A圖至第9D圖是顯示了針對2≤M≤32和1≤N≤16計算的k(M,N) 的表。
當參考第9A圖至第9D圖時，雖然能由一個信號分量傳送的位元數k(M,N) 不是單調遞增函數，但是當N接近無窮大時，k(M,N) 接近log2 M。這是數學式（32）有效的。(32)
另外，當M=2k 即M=2、4、8時，其具有常數值，而無論N的值如何。因此，較佳為當在常規情況中滿足M=2k 時，選擇N=1。但是，當M≠2k 時，當k(M,N) 不是常數時，選擇由折衷確定的N。
第9A圖至第9D圖中的紅色數字表示當1≤N≤16時提供每信號分量的最大傳輸位元數k(M,N) 的值。然而，在一些情況中，由於實施隨著N增大而變得太複雜，不必選擇提供最大傳輸位元數的一些值。例如，不必選擇所述範圍內的最大值k(3,12) = 1.583，這是因為其比k(3,2) 僅大大約5.5%。特別地，當k(7,5) 與k(7, ∞ ) 比較時，傳輸效率的差異僅為0.25%。因此，較佳為使用第9A圖至第9D圖中的灰色框中的值。
因此，如第9A圖至第9D圖所示，能夠藉由使用N維度M元信號的每信號分量的傳輸位元數k(M,N) 來確定N。
例如，當確定了M1 和M2 ，能夠藉由使用第9A圖至第9D圖來確定與確定的M1 對應的N1 以及與確定的M2 對應的N2 。首先，當要確定與所確定的M1 對應的N1 時，M2 和N2 在第9A圖至第9D圖中被假設為0，並且，藉由考慮每信號分量的傳輸位元數k(M,N) 、以及複雜度，針對引起每信號分量的大（或最大）傳輸位元數k(M,N) 的N的值之間的相對小值（即引起低複雜度的值）能夠被選為N1 。接下來，當要確定與所確定的M2 對應的N2 時，M1 和N1 在第9A圖至第9D圖中被假設為0，並且，針對引起每信號分量的大（或最大）傳輸位元數k(M,N) 的N的值之間的相對小值（即引起低複雜度的值）能夠被選為N2 。以這種方式，當M1 為5且M2 為6時，參考第9A圖，N1 和N2 能夠分別確定為‘4’和‘2’。當Mj (j=1, 2)且2≤M≤16時，參考第9A圖至第9D圖獲得的最佳Nj (j=1, 2)能夠用表1概括 表1
以類似的方式，當Mj (j=1, 2)且17≤M≤32時，參考第9A圖至第9D圖獲得的最佳Nj (j=1, 2)也能夠用表2概括。 表2
第10圖是顯示任意整數M元PAM信號的誤差率的圖。
第10圖中顯示的信號誤差率是基於第9圖中的灰色框中的（M, N）值，以及數學式（18）而針對每位元的平均SNR來計算的。如第10圖中可見，針對M=3的誤差率在M=2與M=4之間，而針對M=5、6、7的誤差率在M=4與M=8之間。
在下文中，參考第9圖和第10圖來描述一種用於在給定頻道的SNR和要滿足的誤差率固定時確定M的方法。
我們假設每位元的平均SNR針對某個頻道是13 dB且誤差率應該等於或低於10-5 。
當參考第10圖時，在這種情況中不能選擇M=4。這是因為應當提供大於13 dB的SNR，以便對於M=4來說滿足標準10-5 或更低。因此，根據常規方法，應該選擇M=2。因此，每信號能傳送的位元數為k(2,1) =1。但是，當如第9圖所示採用2維度三元PAM信號時，即使當M=3時在13dB處，也可能滿足標準10-5 或更低。由於在這種情況中k(3,2) =1.5，因此傳輸效率與當M=2時的情況相比增加50%。
第11圖是顯示了實數M元PAM信號的誤差率的圖。
具體來說，第11圖顯示了當Me 為實數時基於數學式（26）的SNR的平均誤差率。當參考第11圖時，針對M=2.2和M=2.5的誤差率顯示為在範圍2＜M＜3中，而針對M=3.2和M=3.5的誤差率顯示為在範圍3＜M＜4中。
將具體描述針對M=3.5和N=4的情況。由於對於4時間維度3.5元PAM信號來說N=4，因此一個符號波形由四個信號分量組成，並且特別地，其由2維度三元PAM信號和2維度4元PAM信號組成。因此，代碼的總數G為144 (32 x42 )，並且當128個代碼被映射到二元資料時，一個符號能夠傳送7個位元。也就是說，如在數學式（3）中，一個信號分量傳送1.75 (=k(3.5, 4) )個位元。
當參考第11圖時，可以看出隨著SNR增加，誤差率接近。這意味著數學式（26）中的第二項對高SNR起支配作用。也意味著數學式（26）不是最佳方案。
第12圖是顯示關於比率a2 的信號誤差率P(2.2, 10) 的圖。第12圖顯示了誤差率P(2.2, 10) 根據a 在不同SNR中取不同值。如上所述，當對於高SNR來說時，其具有最佳值。由於在數學式（24）中第二項對於低a起支配作用而第一項對高a起支配作用，最佳值是存在的。
第13圖是顯示了實數M元信號的最佳信號誤差率的圖。
第13圖是繪製藉由在第11圖中使用相同參數的基於數學式（29）和數學式（30）的最佳比率a的誤差率而畫出的。當與第11圖比較時，可以看出即使在不接近的情況下對於具有實數的M來說，性能也得到了改進。例如，藉由比較第11圖和第13圖，可以看出後者的性能已經改進了1 dB或更多，同時對於M=2.2來說滿足誤差率標準10-5 。這意味著鄰近電壓的差異之間的比率最佳化對於性能扮演關鍵作用。
然後，我們再次考慮當接收器的SNR假設為13.5 dB時，誤差率的上限10-5 。不能選擇常規M=4元信號，這是因為誤差率對於相對應的SNR將超過10-5 。因此，必須選擇M=2，其提供了每信號分量的傳輸位元數1。相反，4維度3.5元PAM信號滿足相對應的誤差率。因此，所提出的方法提供的頻道效率比常規二元信號增加75%。即使當系統複雜度增加時，頻道效率在N2 能夠無限增加時也接近100%。另外，當與2維度三元PAM相比時，效率已提高了大約17%。
如上所述，根據本發明的一個實施方式的M元編碼裝置10、20、30、100或200，藉由使用M元信號（其中M能夠根據頻道狀態來自由選擇），對於給定SNR能夠保證高傳輸效率。
另外，根據本發明的實施方式，能夠微調傳輸速率。
本發明的元件中的每個元件能夠實施為硬體、軟體、或者硬體與軟體的組合。
本發明還能夠實施為記錄在電腦可讀記錄媒體上的電腦可讀代碼（即電腦程式）。電腦可讀記錄媒體包括能夠儲存能由電腦系統讀取的資料的所有種類的記錄裝置。
電腦可讀記錄媒體的一些實例包括唯讀記憶體（ROM）、隨機存取記憶體（RAM）、光碟唯讀記憶體（CD-ROM）、磁帶、軟碟、光學資料儲存裝置，並且用於執行根據本發明的估計目標資訊的方法的電腦代碼能夠作為載波來傳送（例如，經由網際網路傳輸）。
電腦可讀記錄媒體能夠在電腦系統上分佈，其中電腦在網路中彼此連接，並且電腦可讀代碼能夠用分散式方式儲存或執行。並且，用於實施本發明的功能程式、代碼以及代碼片段能夠由本發明所屬技術領域中具有通常知識者來容易地建構。
雖然本發明已經藉由參考附圖中顯示的實施方式來進行了描述，但是其僅僅是本發明的實例，並且本發明所屬的技術領域中具有通常知識者將會容易地理解能夠根據本說明書來實現不同的變化和其他等效實施方式。因此，本發明的真正的技術範圍將由所附申請專利範圍代表的技術精神來定義。
工業實用性
本發明能夠應用於資料處理領域以及信號通信領域。
10、20、30‧‧‧實數M元編碼裝置 11‧‧‧編碼單元 12‧‧‧實數M元調變器 12a‧‧‧I頻道M元調變器 12b‧‧‧Q頻道M元調變器 13、15‧‧‧信號產生器 17‧‧‧分時多工模組 21、21(1)、21(L)‧‧‧調變塊 22‧‧‧I頻道信號產生器 23、25、241、242‧‧‧乘法器 26、31、270‧‧‧加法器 100‧‧‧N維度M元編碼裝置 110、210‧‧‧串並聯轉換器 120、220‧‧‧符號映射器 130‧‧‧K分頻器 140‧‧‧N倍頻器 150‧‧‧實數M元PAM信號產生器 180‧‧‧分時多工模組 200‧‧‧實數M元裝置 231、232‧‧‧實數PAM產生器 250‧‧‧振盪器 260‧‧‧移相器 SD‧‧‧輸入代碼 MD‧‧‧調變信號 PAM‧‧‧脈衝調幅
第1A圖是概要地呈現根據本發明的一個實施方式的實數M元編碼裝置的配置方塊圖。 第1B圖是概要地呈現根據本發明的另一實施方式的實數M元編碼裝置的配置方塊圖。 第1C圖是概要地呈現根據本發明的再一實施方式的實數M元編碼裝置的配置方塊圖。 第2圖是概要地呈現根據本發明的另一實施方式的N維度M元脈衝調幅（PAM）調變器的配置方塊圖。 第3圖是顯示了根據本發明的一個實施方式的3維度24/3 元PAM信號的波形的圖。 第4圖是根據本發明的一個實施方式的3維度24/3 元PAM信號的星座圖。 第5圖是根據本發明的一個實施方式的2維度3-PSK的星座圖，其中(M1 , N1 )=(3, 2)且N2 =0。 第6圖是表示根據本發明的另一實施方式的實數M元編碼裝置的配置方塊圖。 第7圖是根據本發明的一個實施方式的方形正交調幅（QAM）的星座圖。 第8圖是根據本發明的另一實施方式的矩形QAM的星座圖。 第9A圖至第9D圖是顯示了根據本發明一個實施方式的N維度M元信號的每一信號分量的傳輸位元數的表。 第10圖是顯示了任意整數M元PAM信號的誤差率的圖。 第11圖是顯示了任意實數M元PAM信號的誤差率的圖。 第12圖是關於比率a2 的信號誤差率P(2.2, 10) 的圖。 第13圖是顯示了實數M元信號的最佳化信號誤差率的圖。
10‧‧‧實數M元編碼裝置
11‧‧‧編碼單元
12‧‧‧實數M元調變器
13、15‧‧‧信號產生器
17‧‧‧分時多工模組
SD‧‧‧輸入代碼
MD‧‧‧調變信號

Claims (20)

  1. 一種實數M元編碼裝置，包括： 一編碼單元，用於對二元資料（DATA）的每K個二元位元單元進行編碼，以產生一第一輸入代碼以及一第二輸入代碼，其中K是一整數； 一第一信號產生器，用於接收該第一輸入代碼並產生N1 個M1 元信號； 一第二信號產生器，用於接收該第二輸入代碼並產生N2 個M2 元信號；以及 一第一分時多工模組，用於對該N1 個M1 元信號以及該N2 個M2 元信號進行時間多工，以產生一實數M元信號， 其中N1 、N2 、M1 以及M2 分別是一整數， 並且N是等於N1 +N2 的一整數。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的實數M元編碼裝置， 其中M是由一頻道的一誤差率以及每位元的一平均信號雜訊比（SNR）確定的一實數， M1 以及M2 分別被確定為M1 =[M]以及M2 =[M]+1， 並且[M]是不大於M的一最大整數。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的實數M元編碼裝置， 其中K是該實數M元信號的每符號波形能傳送的一位元數，並被確定為K=[N1 log2 M1 +N2 log2 M2 ]，且其中M滿足，且E[Mj ]是Mj 的一平均數。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的實數M元編碼裝置， 其中Nj (j=1或2)由一傳輸效率以及一計算複雜度確定，該傳輸效率是該實數M元信號的每信號分量的一平均傳輸位元數，其中在該傳輸效率與該計算複雜度之間存在一折衷關係， 並且每信號分量的該平均傳輸位元數被計算為k(M,N) =K/N=[N1 log2 M1 +N2 log2 M2 ]/N。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的實數M元編碼裝置，其中 當Mj (j=1或2)為2、4、8、16或32時，Nj (j=1或2)為1， 當Mj (j=1或2)為3、6、12或23時，Nj (j=1或2)為2， 當Mj (j=1或2)為21或26時，Nj (j=1或2)為3， 當Mj (j=1或2)為5、10、20或27時，Nj (j=1或2)為4， 當Mj (j=1或2)為7、11、13、14、19、22、25或28時，Nj (j=1或2)為5， 當Mj (j=1或2)為9、15、18或29時，Nj (j=1或2)為6， 當Mj (j=1或2)為24時，Nj (j=1或2)為7， 當Mj (j=1或2)為30時，Nj (j=1或2)為8， 當Mj (j=1或2)為31時，Nj (j=1或2)為10， 並且當Mj (j=1或2)為17時，Nj (j=1或2)為12。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的實數M元編碼裝置， 其中該第一信號產生器包括用於產生N1 個第一PAM信號的一第一脈衝調幅（PAM）產生器，該第一PAM信號中的每個第一PAM信號具有M1 個電壓位準， 該第二信號產生器包括用於產生N2 個第二PAM信號的一第二PAM產生器，該第二PAM信號中的每個第二PAM信號具有M2 個電壓位準， 以及該實數M元信號是藉由對該第一PAM信號以及該第二PAM信號進行時間多工獲得的一第一實數M元信號。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的實數M元編碼裝置，更包括： 一第三PAM產生器，用於產生N1 個第三PAM信號，該第三PAM信號中的每個第三PAM信號具有M1 個電壓位準； 一第四PAM產生器，用於產生N2 個第四PAM信號，該第四PAM信號中的每個第四PAM信號具有M2 個電壓位準；以及 一第二分時多工模組，用於對該第三PAM信號以及該第四PAM信號進行時間多工，以產生一第二實數M元信號。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的實數M元編碼裝置， 其中該第一分時多工模組執行多工，使得該第一PAM信號比該第二PAM信號在更早的時間被傳送，並且該第二分時多工模組執行多工，使得該第四PAM信號比該第三PAM信號在更早的時間被傳送。
  9. 如申請專利範圍第7項所述的實數M元編碼裝置，更包括： 一第一乘法器，用於將該第一實數M元信號乘以一第一餘弦信號以產生一I頻道調變信號； 一第二乘法器，用於將該第二實數M元信號乘以一第一正弦信號以產生一Q頻道調變信號，該第一正弦信號與該第一餘弦信號正交；以及 一加法器模組，用於計算該I頻道調變信號以及該Q頻道調變信號的一和。
  10. 如申請專利範圍第9項所述的實數M元編碼裝置，其中該編碼單元包括： 一串並聯轉換器，用於回應於一輸入時鐘信號而將一串列二元資料轉換為一K位元平行資料；以及 一符號映射器，用於將該K位元平行資料映射到該第一輸入代碼以及該第二輸入代碼。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的實數M元編碼裝置，更包括： 一K分頻器，用於將該輸入時鐘信號除以K以產生一分頻時鐘信號；以及 一N倍頻器，用於將該分頻時鐘信號的一頻率乘以N以產生一倍頻時鐘信號， 其中該符號映射器回應於該分頻時鐘信號而操作，並且該第一PAM產生器到該第四PAM產生器回應於該倍頻時鐘信號而操作。
  12. 如申請專利範圍第1項所述的實數M元編碼裝置， 其中，當A1 是用於產生該M1 元信號的電壓位準之間的一間隔，並且A2 是用於產生該M2 元信號的電壓位準之間的一間隔時，A2 /A1 被確定為最小化一頻道的該誤差率的一值、或者為， 其中a 為A2 /A1 ，為該M1 元信號的每信號分量的一平均傳輸位元數， 並且為該M2 元信號的每信號分量的一平均傳輸位元數。
  13. 如申請專利範圍第1項所述的實數M元編碼裝置， 其中該第一實數M元信號是一N時間維度M元PAM、一N時間維度M元幅移鍵控（ASK）信號、一N時間維度M元頻移鍵控（FSK）信號、一N時間維度M元相移鍵控（PSK）信號、一N時間維度M元正交調幅（QAM）信號、以及一N時間維度、以及一L頻率維度M元振幅、相位及調頻（APFSK）信號中的一個， 並且，在頻道間干擾（ICI）高的一頻道環境中，代碼被分配為使得當產生該N時間維度以及L頻率維度M元APFSK信號時頻率被跳過。
  14. 一種實數M元編碼方法，包括： 對二元資料（DATA）的每K個二元位元單元進行編碼，其中K是一整數； 將該編碼後的二元資料（DATA）映射到N1 個M1 元信號； 將該編碼後的二元資料（DATA）映射到N2 個M2 元信號；以及 對該N1 個M1 元信號以及該N2 個M2 元信號進行時間多工以產生一第一實數M元信號， 其中N1 、N2 、M1 、以及M2 分別是一整數， 並且N是等於N1 +N2 的一整數。
  15. 如申請專利範圍第14項所述的實數M元編碼方法， 其中M至少是Mj (j=1, 2)的一平均數， 並且N是Nj (j=1, 2)的一和。
  16. 如申請專利範圍第14項所述的實數M元編碼方法， 其中M是由一頻道的一誤差率以及每位元的一平均信號雜訊比（SNR）確定的一實數， M1 以及M2 分別被確定為M1 =[M]以及M2 =[M]+1， 並且[M]是不大於M的一最大整數。
  17. 如申請專利範圍第14項所述的實數M元編碼方法，更包括： 對該N1 個M1 元信號以及該N2 個M2 元信號進行時間多工以產生第二實數M元信號； 將該第一實數M元信號乘以一第一餘弦信號以產生一I頻道調變信號； 將該第二實數M元信號乘以一第一正弦信號以產生一Q頻道調變信號，該第一正弦信號與該第一餘弦信號正交；以及 對該I頻道調變信號以及該Q頻道調變信號進行多工。
  18. 一種電腦可讀記錄媒體，該電腦可讀記錄媒體上儲存有用於執行如申請專利範圍第14項至第17項中任一項所述的方法的一電腦程式。
  19. 一種任意整數M元編碼裝置，包括： 一編碼單元，用於產生一第一輸入代碼，該第一輸入代碼用於對二元資料（DATA）的每K個二元位元單元進行編碼，其中K是一整數；以及 一第一信號產生器，用於接收該第一輸入代碼以及產生N1 個M1 元信號， 其中N1 以及M1 中的每一個是一整數。
  20. 一種實數M元編碼裝置，包括： 一編碼單元，用於對二元資料（DATA）的K個二元位元單元進行編碼以產生多個輸入代碼，其中K是一整數；以及 多個調變塊，該多個調變塊中的每一個調變塊接收該輸入代碼中的一對應輸入代碼、並且藉由使用不同頻率來產生一實數M元信號，其中該多個調變塊中的每一個調變塊包括： 一第一信號產生器，用於接收該對應輸入代碼以及產生N1 個M1 元信號； 一第二信號產生器，用於接收該對應輸入代碼以及產生N2 個M2 元信號；以及 一分時多工模組，用於對該N1 個M1 元信號以及該N2 個M2 元信號進行時間多工以產生一實數M元信號。
TW105108278A 2015-03-27 2016-03-17 實數m元信號編碼方法及用此之編碼裝置 TW201639310A (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020150043625A KR101713406B1 (ko) 2015-03-27 2015-03-27 실수 m진 신호 부호화 방법, 및 이를 이용한 부호화 장치

Publications (1)

Publication Number Publication Date
TW201639310A true TW201639310A (zh) 2016-11-01

Family

ID=57004480

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW105108278A TW201639310A (zh) 2015-03-27 2016-03-17 實數m元信號編碼方法及用此之編碼裝置

Country Status (7)

Country Link
US (1) US10277434B2 (zh)
EP (1) EP3276835A4 (zh)
JP (1) JP2018514995A (zh)
KR (1) KR101713406B1 (zh)
CN (1) CN107735952A (zh)
TW (1) TW201639310A (zh)
WO (1) WO2016159431A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI816511B (zh) * 2022-08-15 2023-09-21 國立高雄大學 運用平衡格雷碼之影像辨識方法

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102097817B1 (ko) 2016-09-08 2020-04-07 주식회사 엘지화학 고분자 조성물
US10708869B2 (en) * 2017-01-30 2020-07-07 Schlumberger Technology Corporation Heterogeneous downhole acoustic network
US10341161B2 (en) 2017-07-10 2019-07-02 Tm Ip Holdings, Llc Multi-dimensional signal encoding
JP7197030B2 (ja) * 2017-12-21 2022-12-27 株式会社アイシン 距離計測装置
JP2019113360A (ja) * 2017-12-21 2019-07-11 アイシン精機株式会社 距離計測装置
EP3502741B1 (en) 2017-12-21 2022-04-06 Aisin Corporation Obstacle detection sensor
US11966348B2 (en) * 2019-01-28 2024-04-23 Nvidia Corp. Reducing coupling and power noise on PAM-4 I/O interface
US11159153B2 (en) 2018-03-29 2021-10-26 Nvidia Corp. Data bus inversion (DBI) on pulse amplitude modulation (PAM) and reducing coupling and power noise on PAM-4 I/O
DE102019107002A1 (de) * 2018-03-29 2019-10-02 Nvidia Corporation Verringerung der kopplung und des leistungsrauschens an einer pam-4-i/o-schnittstelle
US10594539B2 (en) 2018-06-05 2020-03-17 Tm Ip Holdings, Llc Transpositional modulation and demodulation
US10939471B2 (en) 2019-06-13 2021-03-02 David E. Newman Managed transmission of wireless DAT messages
US11223372B2 (en) 2019-11-27 2022-01-11 Hughes Network Systems, Llc Communication throughput despite periodic blockages
US11206092B1 (en) 2020-11-13 2021-12-21 Ultralogic 5G, Llc Artificial intelligence for predicting 5G network performance
US11229063B1 (en) 2020-12-04 2022-01-18 Ultralogic 5G, Llc Early disclosure of destination address for fast information transfer in 5G
KR102377698B1 (ko) * 2021-10-27 2022-03-23 우정훈 무선 데이터 송신 방법 및 장치.
US11838127B2 (en) 2022-03-11 2023-12-05 Hughes Network Systems, Llc Adaptive satellite communications
CN115964906B (zh) * 2023-03-17 2023-06-02 巨霖科技(上海)有限公司 基于多边沿响应的pam3差分端口统计眼图仿真方法和装置
CN116886481B (zh) * 2023-08-31 2024-02-09 广东工业大学 一种分层LoRa调制通信系统及方法

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4300229A (en) * 1979-02-21 1981-11-10 Nippon Electric Co., Ltd. Transmitter and receiver for an othogonally multiplexed QAM signal of a sampling rate N times that of PAM signals, comprising an N/2-point offset fourier transform processor
US5852630A (en) * 1997-07-17 1998-12-22 Globespan Semiconductor, Inc. Method and apparatus for a RADSL transceiver warm start activation procedure with precoding
JP2007288670A (ja) * 2006-04-19 2007-11-01 Nec Corp ディジタル多値直交振幅変調方法、ディジタル多値直交振幅変調装置及びディジタル多値直交振幅複調装置
EP2127093B1 (en) * 2007-01-19 2014-11-26 Koninklijke Philips N.V. Method and system of single carrier block transmission with parallel encoding and decoding
US8396142B2 (en) 2007-05-04 2013-03-12 Qualcomm Incorporated System, method, and computer-readable medium for multilevel shaping for wireless communication systems
US20090092392A1 (en) * 2007-10-08 2009-04-09 Nec Laboratories America, Inc. Virtual i/q multiplexing in optical code division for secure local area ofdm
CN101764773A (zh) * 2009-12-30 2010-06-30 山东大学 格雷编码m-qam调制的并行软比特信息计算的实现方法
PL2533530T3 (pl) * 2010-02-04 2016-03-31 Lg Electronics Inc Nadajnik sygnału rozgłoszeniowego i sposób nadawania sygnału rozgłoszeniowego
US8744275B2 (en) * 2011-03-05 2014-06-03 LGS Innovations LLC System, method, and apparatus for high-sensitivity optical detection
US8471746B2 (en) * 2011-07-08 2013-06-25 Tektronix, Inc. Digital-to-analog conversion with combined pulse modulators
JP2013138323A (ja) * 2011-12-28 2013-07-11 Advantest Corp 送信システム、受信システム、送信方法、および受信方法
US9094125B2 (en) 2012-05-24 2015-07-28 Nec Laboratories America, Inc. Multidimensional coded-modulation for high-speed optical transport over few-mode fibers
CN104969522B (zh) * 2012-12-21 2019-03-15 三星电子株式会社 在无线通信系统中使用调制技术收发信号的方法和设备
JP6424168B2 (ja) * 2012-12-21 2018-11-14 サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド 通信システムにおける信号を送受信する方法及び装置
KR102088528B1 (ko) * 2013-03-12 2020-03-12 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 주파수-직각 진폭 변조를 위한 복호화 및 부호화 방법 및 장치
US9065718B2 (en) * 2013-08-03 2015-06-23 Gregory Hubert Piesinger COFDM using pseudo orthogonal QPSK coding
CN103532573B (zh) * 2013-08-16 2015-09-23 上海数字电视国家工程研究中心有限公司 数字信号发射方法及装置
US20150063495A1 (en) * 2013-08-27 2015-03-05 Blackberry Limited Soft detection of m-ary dpsk signals
CN104104418A (zh) * 2014-08-07 2014-10-15 哈尔滨工业大学 一种高传输速率和带宽利用率的MIMO Multi-h CPM无线通信方法
KR20150062114A (ko) 2014-09-30 2015-06-05 금오공과대학교 산학협력단 데이터 인코딩 방법, 및 이를 이용한 인코더
CN104333436A (zh) * 2014-11-04 2015-02-04 杭州电子科技大学 用于分层编码调制的m-qam信号迭代解码方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI816511B (zh) * 2022-08-15 2023-09-21 國立高雄大學 運用平衡格雷碼之影像辨識方法

Also Published As

Publication number Publication date
WO2016159431A1 (ko) 2016-10-06
CN107735952A (zh) 2018-02-23
EP3276835A1 (en) 2018-01-31
JP2018514995A (ja) 2018-06-07
KR101713406B1 (ko) 2017-03-07
US10277434B2 (en) 2019-04-30
US20180123839A1 (en) 2018-05-03
KR20160115609A (ko) 2016-10-06
EP3276835A4 (en) 2018-12-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TW201639310A (zh) 實數m元信號編碼方法及用此之編碼裝置
JP2018514995A5 (zh)
US10523383B2 (en) System and method for generating waveforms and utilization thereof
JP3999271B2 (ja) マルチキャリア変調システムにおける平均電力対ピーク比の低減
CN107534633B (zh) 载波相位调制方法及装置以及检测多级相位编码数字信号的应用
US20140376571A1 (en) Methods and systems for communicating
WO2022042453A1 (zh) 基于线性调频信号的调制方法及调制器
JP2014103702A (ja) 選択されたマッピングでアシストされたパイロットトーンのためのシステムおよび方法
US20200153674A1 (en) Polar transmitter with zero crossing avoidance
CN1070327C (zh) π/4移位差分编码四相移相键控调制器
JP2002009725A (ja) 直交周波数分割多重信号の生成方法、及び直交周波数分割多重信号生成装置
Babu et al. GMSK modulator for GSM system, an economical implementation on FPGA
JPH06311507A (ja) 差動符号化４分位相遷移変調方法及びその装置
TWI729764B (zh) 支援基於點陣劃分的非正交多重接取的基站及調變方法
JP2010136065A (ja) データ通信システム、データ復号装置およびその方法
US9590831B2 (en) Method for communication via three pseudo-orthogonal waveforms
JP2009135999A (ja) 直交周波数多重分割装置および直交周波数多重分割方法
KR101581378B1 (ko) 스펙트럼 효율을 위한 변조 방법 및 장치
Hemanth Kumar Fpga Implementation Of Digital Modulation Schemes Using Verilog Hdl
JP2005020453A (ja) 送信装置
CN108076000B (zh) 一种联合调制符号的生成方法及装置、发射机
CN106685583B (zh) 多用户叠加传输方法及装置
Mohammed Solid State Devices Used in Combining Coding and Phase Modulation
JP2009136000A (ja) 直交周波数多重分割装置および直交周波数多重分割方法
JP2005184103A (ja) 変調方法および装置ならびに復調方法および装置