TW201543817A

TW201543817A - 用於射頻通訊的脈衝序列片段的信號調變

Info

Publication number: TW201543817A
Application number: TW103116093A
Authority: TW
Inventors: Luc Dartois
Original assignee: Alcatel Lucent
Priority date: 2014-05-06
Filing date: 2014-05-06
Publication date: 2015-11-16
Also published as: TWI551050B

Abstract

一種在記憶體(13)中產生符號映射表(14)的方法，包括：選取具有對應於第二超取樣時脈速率(F2)之時間粒度的脈衝序列片段初始組；決定在載波頻率的初始組之脈衝序列片段的頻域複數能量係數；選取脈衝序列片段的子集合，脈衝序列片段的子集合在載波頻率的頻域複數能量係數緊密地近似調變裝置的量化複數輸出狀態，以致於各量化複數輸出狀態獨特地映射至子集合的脈衝序列片段；對於映射至量化複數輸出狀態的各脈衝序列片段，將脈衝序列片段編碼之量化符號(16)被記錄在與量化複數輸出狀態相關連的記憶體位址。

Description

用於射頻通訊的脈衝序列片段的信號調變

本發明係關於射頻通訊之訊號調變裝置及方法的技術領域，特別是用於提供輸出訊號給射頻前端，特別是切換模式功率放大器。

切換模式是新興技術，用於在射頻(RF)功率放大器中取得高功率效率。切換模式意指功率電晶體處於完全導通狀態或是完全關閉狀態。接著，通常需要位於輸出端的濾波器以移除不必要的切換頻率之諧波及量化雜訊。

取得帶通RF訊號的方法是使用以四倍RF載波頻率工作之帶通三角波量調變(BPSDM)。在例如EP-A1-2330734及EP-A1-2403136中，揭示根據此方法的開發。但是，包括BPDSM，這些技術造成每一載波頻率產生四脈衝以及具有整體數位鏈的限制，以高於所要的射頻載波頻率之非常高的頻率工作，造成巨大的技術限制。

Craven P.發表於J.Audio Eng.Soc.,Vol.41,No.5 (XP000432100)之「Toward the 24-bit DAC；novel noise-shaping topologies incorporating correction for the nonlinearity in a PWM output stage」係揭示非線性雜訊整形器，其包含經由回饋或前饋及回饋的組合之本質PWM非線性的數位模擬及校正。

WO-A1-2001/97384揭示之方法係以一脈衝接一脈衝為基礎而測量所需輸出訊號與真實輸出訊號之間的差異，以降低高功率數位PWM放大器中的失真及雜訊。

WO-A2-9215153揭示訊號轉換器，其包括脈衝調變器及修正機構，修正機構根據其輸出的先前值中的誤差而修正輸入至其的訊號，而降低所需訊號頻帶內的誤差效應。

根據第一目的，本發明提供一種方法，用於在記憶體中產生符號映射表，以將以第一超取樣時脈速率操作的調變裝置之有限數目的量化複數輸出狀態映射至量化符號，該方法包括：選取載波頻率；選取具有對應於第二超取樣時脈速率之時間粒度的脈衝序列片段初始組；決定在載波頻率的初始組之脈衝序列片段的複數能量係數；選取脈衝序列片段的子集合，該脈衝序列片段的子集合在載波頻率的複數能量係數緊密地近似調變裝置的量化複數輸出狀態，以致於各量化複數輸出狀態獨特地映射至子集合的脈衝序列片段；對於映射至量化複數輸出狀態的各脈衝序列片段，將脈衝序列片段編碼之量化符號被記錄在與量化複數輸出狀態相關連的記憶體位址。

根據實施例，此種方法包括一或更多下述特徵。

在實施例中，方法又在記憶體中產生數位預失真表，該方法又包括：對映射至量化複數輸出狀態的各脈衝序列片段，視在載波頻率之脈衝序列片段的複數能量係數的作用，而決定複數預失真符號，以及，將預失真符號記錄在與量化複數輸出狀態相關連之記憶體位址。

在實施例中，選取脈衝序列片段的子集合的步驟包括：計算調變裝置的量化複數輸出狀態與各脈衝序列片段的複數能量係數之間的複數平面距離，將量化複數輸出狀態映射至造成最小複數平面距離的脈衝序列片段，以及，放棄未被映射至任何量化複數輸出狀態的脈衝序列片段。

在實施例中，此方法又包括：決定在載波頻率的複數能量係數的複數叢中心；使複數叢偏移一複數數目以使複數叢的中心與調變裝置的量化複數輸出狀態構成的第二叢的中心實質地匹配。

在實施例中，此方法又包括：決定幾何地嵌印在載波頻率的複數能量係數的複數叢內之第一圓；以及，將複數叢比例化，以使嵌印的圓之半徑與調變裝置的量化複數輸出狀態的尖峰能量實質地相等。

在實施例中，選取脈衝序列片段的初始組之步驟包括選取二進位字長度，以及建構由具有選取的二進位字長度之二進位字獨特地代表之寬度調變及/或位置調變脈衝序列片段組。

在實施例中，選取脈衝序列片段的初始組之步驟包括選取限制，以及建構滿足限制之寬度調變及/或位置調變脈衝序列片段組。

施加此初始限制以符合各種目的。在實施例中，限制用以預規劃脈衝序列片段以強調位在載波頻率的第二尼奎斯特(Nyquist)區中的脈衝序列片段的諧波，以致於在第一超取樣時脈速率之上的載波頻率能與最大功率及最小量化雜訊合成。

在實施例中，限制界定每一脈衝序列片段之固定數目的脈衝，特別是每一脈衝序列片段一脈衝或是每一脈衝序列片段二脈衝。

在實施例中，限制界定脈衝序列片段的第一半部及第二半部之間的邏輯關係，特別是界定脈衝序列片段的第一半部及第二半部之間的相等性、正負號相反性、或互補性。

在實施例中，限制界定用於脈衝序列片段的第二半部之固定值。

在實施例中，在脈衝序列片段中的脈衝包括單一位準脈衝。

在實施例中，在脈衝序列片段中的脈衝包括多位準脈衝，特別是具有零以外的二或三振幅狀態的脈衝。

在實施例中，決定在載波頻率的脈衝序列片段的複數能量係數之步驟包括計算在所需載波頻率的脈衝序列片段的離散傅立葉轉換點。

在實施例中，決定在載波頻率的脈衝序列片段的複數能量係數之步驟包括饋送脈衝序列片段至用於發射電磁場的射頻前端以及測量在載波頻率之發射的電磁場的能量內容。

在實施例中，本發明也提供包括由上述方法產生的符號映射表及數位預失真表中至少之一的記憶體。

在實施例中，使用此記憶體的方法包括：接收第一超取樣時脈速率的中間訊號；讀取在與中間訊號的目前量化複數狀態相關連的記憶體位址的符號映射表中的量化符號；讀取在與中間訊號的目前量化複數狀態相關連的記憶體位址的數位預失真表中的預失真符號；產生由量化符號編碼的脈衝序列片段；以及，提供預失真符號作為回饋訊號給Σ Δ調變器。

根據實施例，這些方法包括一或更多下述特徵。

在一實施例中，產生的脈衝序列片段包含多位準脈衝，以及，方法又包括視多分支功率放大器設計而將多位準脈衝序列片段轉換成的眾多平行單一位準脈衝序列片段以及將各單一位準脈衝序列片段饋送給對應的功率放大器饋送分支。

在實施例中，多分支功率放大器設計可為雙路對稱脈衝饋送、雙路不對稱1：2脈衝饋送多厄悌(Doherty)或三路對稱脈衝饋送多厄悌、等等。

本發明的第一目的之態樣是根據經由使用預計算碼簿而能夠任意選擇脈衝以改變每一載波週期的脈衝數目或是選取用於給定載波頻率之最佳化脈衝組的概念。本發明的第一目的之態樣根據下述觀察：小心選取要使用的脈衝能對各種系統特點產生正向影響以及要求，亦即，時脈速率要求、碼化效率、頻帶內訊號對雜訊比、驅動器及功率放大器中的電容損耗、等等。

根據第二目的，本發明提供用於提供輸出訊號給射頻前端之訊號調變裝置，裝置包括：用於接收複數輸入訊號的輸入，複數輸入訊號包括同相成分訊號以及正交相位成分訊號；Σ Δ調變器，以超取樣時脈速率將複數輸入訊號調變成中間訊號，其中，中間訊號取得第一有限數目的量化複數狀態；用於將中間訊號的量化複數狀態映射至預定的量化符號之符號映射表，各預定的量化符號係將輸出訊號的脈衝序列片段編碼；以及，數值振盪器，用於產生以選取的載波頻率振盪的相位訊號，其中，相位訊號取得第二有限數目的量化狀態，其中，該符號映射表包括用於中間訊號的各量化複數狀態及相位訊號的各量化狀態之預定量化符號，以及，隨著中間訊號的目前量化複數狀態及相位訊號的目前量化狀態的作用，而以超取樣時脈週期操作來選取量化符號。

根據實施例，此類訊號調變裝置包括下述特點之一或更多。

在實施例中，裝置又包括將中間訊號的量化複數狀態映射至預定的預失真符號之數位預失真表、以及用於提供預失真符號給Σ Δ調變器的回饋迴路。

在實施例中，數位預失真表包括用於中間訊號的各量化複數狀態及相位訊號的各量化狀態之預定的預失真符號，以及在各超取樣時脈週期操作而視中間訊號的目前量化複數狀態及相位訊號的目前量化狀態來選取預失真符號。

在實施例中，與中間訊號的複數量化狀態及相位訊號的量化狀態相關連的預失真符號是由在載波頻率之對應的量化符號編碼的脈衝序列片段的能量係數以及對應於複數相位訊號的量化狀態之複數相位係數的函數。

在實施例中，裝置又包括脈衝產生器，配置成接收在各超取樣時脈週期選取的量化符號，其中，脈衝產生器隨著收到的量化符號之作用而產生脈衝序列片段，其中，脈衝產生器以第二超取樣時脈速率操作。

在實施例中，量化符號包括平行二進位順序，以及，其中，脈衝產生器包括序列器，序列器以第二超取樣時脈速率來序列化平行二進位順序。

在實施例中，相位訊號是以例如4位元等預定數目的位元編碼。

在實施例中，數值振盪器包括相位累積器，相位累積器視界定依預定數目的位元碼化之選取的載波頻率之控制訊號以及第一超取樣時脈速率的時脈訊號之作用而操作，裝置又包括多級低通雜訊整形Σ Δ濾波器，多級低通雜訊整形Σ Δ濾波器配置成藉由濾波以更高數目的位元碼化之精煉控制訊號而提供以預定數目的位元碼化之控制訊號。

在實施例中，裝置又包括速率可調時脈，速率可調時脈配置成提供第一超取樣時脈速率的時脈訊號，其中，第一超取樣時脈速率是在小調整範圍內可調整的。

在實施例中，藉由執行下述步驟而取得符號映射表：選取具有對應於第二超取樣時脈速率之時間粒度的脈衝序列片段初始組；決定在載波頻率之初始組的脈衝序列片段的複數能量係數；以及，對相位訊號的各量化狀態，計算對應於複數相位訊號的量化狀態之複數相位係數；以及，選取脈衝序列片段的子集合，該脈衝序列片段的子集合在載波頻率的複數能量係數緊密地近似乘上複數相位係數之中間訊號的量化複數狀態，以致於中間訊號的各量化複數狀態獨特地映射至例如最佳適配脈衝序列片段等子集合的脈衝序列片段；對映射至量化複數輸出狀態的各脈衝序列片段，將脈衝序列片段編碼之量化符號被記錄在與中間訊號的量化複數狀態及相位訊號的量化狀態的組合相關連的記憶體位址。

根據第二目的，本發明也提供用於提供輸出訊號給射頻前端之訊號調變方法，方法包括：接收複數輸入訊號之輸入，複數輸入訊號包括同相成分訊號以及正交相位成分訊號；以超取樣時脈速率將複數輸入訊號Σ Δ調變成中間訊號，其中，中間訊號取得第一有限數目的量化複數狀態；產生以選取的載波頻率振盪的相位訊號，其中，相位訊號取得第二有限數目的量化狀態；在各超取樣時脈週期存取符號映射表，視中間訊號的目前量化複數狀態及相位訊號的目前量化狀態之作用而選取將輸出訊號的脈衝序列片段編碼之量化符號，其中，符號映射表包括用於中間訊號的各量化複數狀態及相位訊號的各量化狀態之預定量化符號。

本發明的第二目的之態樣是根據能夠任意選擇載波超取樣比例而藉以限制時脈速率要求之概念。本發明的第二目的之態樣出自於下述觀察：以相同的超取樣時脈速率而能夠產生更高的載波頻率有助於降低脈衝密度以放鬆功率放大器及驅動器鏈的限制並藉以降低閘電容器充電及放電的功率耗損。

1‧‧‧調變裝置

2‧‧‧功率放大器

3‧‧‧帶通輸出濾波器

4‧‧‧天線

5‧‧‧無線電前端

6‧‧‧複數基頻帶訊號

7‧‧‧頻率轉換時域脈衝訊號

9‧‧‧放大器汲極

10‧‧‧帶通Σ Δ調變器

11‧‧‧第一量化器

12‧‧‧中間訊號

13‧‧‧隨機存取記憶體

14‧‧‧符號映射表

15‧‧‧數位預失真符號

16‧‧‧脈衝碼

17‧‧‧脈衝產生器

18‧‧‧複數功率係數

35‧‧‧分接頭延遲

50‧‧‧數值控制振盪器

51‧‧‧複數數位數

52‧‧‧上轉換中間訊號

60‧‧‧數值振盪器

61‧‧‧量化相位訊號

63‧‧‧控制訊號

70‧‧‧混合器

71‧‧‧混合器

80‧‧‧濾波器

81‧‧‧輸入

82‧‧‧輸入

106‧‧‧複數輸入訊號

107‧‧‧輸出訊號

110‧‧‧低通Σ Δ調變器

111‧‧‧第一量化器

112‧‧‧複數中間訊號

113‧‧‧記憶體

114‧‧‧符號映射表

115‧‧‧數位預失真符號

116‧‧‧量化符號

117‧‧‧脈衝產生器

118‧‧‧複數功率係數

從參考圖式之舉例說明的揭示實施例，可以彰顯及說明本發明的這些及其它態樣。

圖1是用於數位通訊之射頻發射器的功能表示圖。

圖2是用於圖1中的發射器之訊號調變裝置的功能表示圖。

圖3顯示以圖2的調變裝置的Σ Δ調變器取得的複數叢。

圖4是依圖2的調變裝置的符號映射表編碼的脈衝序列片段的概要圖。

圖5及6顯示在二不同載波頻率之脈衝序列片段預定組的複數叢。

圖7是符合雙生脈衝限制之脈衝序列片段的表示圖。

圖8顯示符合在載波頻率的雙生脈衝限制之雙脈衝序列片段組的複數能量叢。

圖9是符合P-0限制的脈衝序列片段的概要圖。

圖10是符合對稱限制的脈衝序列片段的概要圖。

圖11是符合相反限制的脈衝序列片段的概要圖。

圖12是符合互補限制的脈衝序列片段的概要圖。

圖13顯示由圖2的調變裝置產生的PPWM訊號的頻譜圖。

圖14顯示實施例中由圖2的調變裝置產生的三位準脈衝序列的時域圖。

圖15顯示實施例中由圖2的調變裝置產生的四位準脈衝序列的時域圖。

圖16是根據另一實施例之用於圖1的發射器中的訊號調變裝置的功能圖。

圖17是根據另一實施例之圖1的發射器中使用的訊號調變裝置的概念圖。

圖18是模擬圖17的訊號調變裝置的訊號調變裝置的功能表示圖。

圖19是圖18的訊號調變裝置的修改實施例的功能表示圖。

圖20顯示由圖17至19的調變裝置的Σ Δ調變器取得的複數能量叢。

圖21是碼簿選取方法的流程圖。

說明訊號調變裝置的實施例，訊號調變裝置用於例如3G、4G及更高之無線通訊網路的切換模式功率放大器。在這些網路中使用的射頻載波頻率視技術及區域頻譜管控限制而定且典型上範圍在700MHz與2.7GHz之間。

參考圖1，說明數位RF發射器。數位RF發射器包括數位調變裝置1、功率放大器2、帶通輸出濾波器3及天線4。與數位調變裝置1相對地，功率放大器2、帶通輸出濾波器3及天線4被稱為無線電前端5。

調變裝置1包括二量化器級，二量化器級分別以第一超取樣時脈速率F1及第二超取樣時脈速率F2操作。超取樣時脈速率F1與F2之間的比將以N=F2/F1表示。

調變裝置1在輸入端上接收複數基頻帶訊號6。基頻帶訊號6的取樣速率將標示為F0。取樣速率F0與第一超取樣時脈速率F1之間的超取樣比將以M=F1/F0表示。

在實施時，基頻帶訊號6被接收成為二平行的純量分量，亦即，以I標示的同相分量以及以Q標示的正交相位分量。在下述中，將說明施加至複數基頻帶訊號6的訊號處理方法，例如，Σ Δ調變。由於線性，所以，習於此技藝者將瞭解複數訊號的Σ Δ調變可以實施成用於構成複數訊號的各純量分量之二平行的Σ Δ調變處理。

調變裝置1將頻率轉換時域脈衝訊號7發射至無線電前端5，脈衝訊號7係以脈衝的振幅以及位置及/或寬度，將基頻帶訊號6的資訊內容編碼。

參考圖2，現在將說明採用BPSDM的調變裝置1的實施例。如同此技藝中所知般，帶通Σ Δ調變器操作以將有用的資訊訊號在頻率上轉換成有用的頻帶，也稱為乾淨頻寬，並拒絕在有用頻帶外面的量化雜訊。此調變器的雜訊轉換功能具有圖13的模擬結果中所示之典型的V形包絡。被拒絕在乾淨頻寬之外的量化雜訊由帶通輸出濾波器3後置過濾。

為了簡明起見，述明圖2的帶通Σ Δ調變器10設計成其乾淨頻寬以RF發射器的選取載波頻率為中心，將已足夠。在下述中，載波頻率將以FC標示。由於BPSDM是習知技術，所以，關於BSPDM實施的進一步資訊，習於此技藝者可以參考技術文獻。在本說明書的其它部份中，也將說明模擬的帶通Σ Δ調變器的具體實施例。

因此，圖2的調變裝置包括配置成接收及處理基頻帶訊號6的帶通Σ Δ調變器10。帶通Σ Δ調變器10包括第一量化器11，第一量化器11以超取樣時脈速率F1操作以在輸出端遞送中間訊號12。如同所示，超取樣比例M可以在10與30之間。在高達SDM頻帶的5%上，帶通Σ Δ調變器10典型上包含積分級至第3或第4階，以在高達SDM頻帶的5%上取得約60dB或更高的訊號對雜訊比。

因此，中間訊號12是量化複數訊號，其在各F1時脈週期取得在給定的複數叢20之內的量化狀態。在實施例中，中間訊號12的量化狀態是以6位元碼化的複數狀態，亦即，3位元用於I分量而3位元用於Q分量。圖3將顯示本實施例中的中間訊號12的量化狀態的複數叢20。當然，量化器11也可產生不同數目的狀態，亦即，造成更富或更窮的叢。

接著，設置隨機存取記憶體13以儲存符號映射表14及數位預失真表15。在與中間訊號12的目前狀態相關連的記憶體位址，在各F1時脈週期，存取符號映射表14，以遞送儲存在該位址的量化符號，亦即，脈衝碼16。脈衝碼16將預定的脈衝序列片段編碼，在各F1時脈週期接收脈衝碼16時，預定的脈衝序列片段編碼將由脈衝產生器17產生作為時域脈衝訊號7。脈衝產生器17以第二超取樣頻率F2操作，以致於被產生的最短脈衝等於F2時脈週期。

在實施例中，脈衝碼16是具有等於超取樣比例N的字長度之二進位字，脈衝產生器17是序列器，脈衝產生器17藉由脈衝碼16的序列化而產生單位準脈衝序列片段30，亦即，依第二超取樣頻率F2的二進位振幅碼化訊號。此二脈衝碼16及超取樣脈衝序列片段30的說明顯示於圖4。

類似地，在與中間訊號12的目前狀態相關連的記憶體位址，在各F1時脈週期，存取數位預失真表15，以遞送儲存在該位址的複數預失真符號，亦即，複數功率係數 18。複數功率係數18經由回饋迴路而回饋至帶通Σ Δ調變器10，以作為中間訊號12的直接形式預失真。

將瞭解，根據上述作用，可以產生大部份取決於符號映射表14群聚的方式之大量多樣的脈衝序列。符號映射表14操作如同字典，亦即，脈衝碼簿，脈衝碼簿是預先界定最終構成時域脈衝訊號7之有限的脈衝序列片段組。因此，上述系統是高度可適用的。特別地，脈衝碼簿的選取可視應用性形的數目限制及要求而最佳化。

參考圖21，將說明用於選取脈衝碼簿及因而填充符號映射表14和數位預失真表15之方法。碼簿的選取是要使中間訊號12的所有量化複數狀態能夠適當表示。在下述中，假定中間訊號12由固定包絡訊號限制。因此，中間訊號12的量化狀態至少以統計顯著的方式被侷限在代表額定訊號功率的單一圓之內。此單一圓於圖3中以代號21表示。

脈衝碼簿選取是離線處理，其始於步驟40之候選脈衝序列片段初始組的選取。此初始選取多多少少會將要求的限制列入考慮，亦即，取得較大或較小的候選脈衝序列片段初始組。

要被列入考慮的限制是脈衝碼的二進位字長度。根據單一位準脈衝，可實行的二進位字長度最多等於超取樣比例N。為了說明起見，在下述中，將假定二進位字長度等於超取樣比例N。

假使字長度是唯一施加的限制，則隨著之來的是2^N (2的N次方)脈衝序列片段之初始組。圖4顯示N=8時二個此脈衝序列片段30。亦即，脈衝序列片段30的時間長度是F1時脈週期以及脈衝的時間粒度是F2時脈週期。以稱為脈衝位置及寬度調變(PPWM)的設計，將脈衝序列片段的資訊INO以脈衝的位置及寬度編碼。

一旦辨識候選的脈衝序列片段的初始組，則方法繼續進行，在步驟41，計算在有用F0的RF載波頻率之各候選的脈衝序列片段的複數能量。經由時域脈衝序列片段的直接傅立葉轉換，執行此計算。取得候選的脈衝序列片段的複數叢25。在實施例中，此叢顯示於圖5及6。

在步驟42，選加地，造成的複數叢25被偏移及/或比例化以將複數叢25的濃密部份疊加至中間訊號12的量化複數狀態的統計顯著部份。在複數平面中的叢偏移等同於改變對發射的RF訊號没有實際的含意之脈衝序列片段的連續波成分。叢的比例化等同於改變脈衝的峰值能量。

在實施例中，步驟42如下所述地實施：經由幾何考量而將原始複數叢25的中心27決定為複數叢25的有用部份的質量中心。然後，將中心27偏移以與複數叢20的中心22相匹配。然後，決定嵌印在複數叢25內的最大圓26。然後，將叢25比例化以使圓26的半徑與圓21的半徑相匹配。這相當於調整SDM迴路及界定輸入I-Q訊號的峰值能量。

方法進行至步驟43，其中，對叢20內的各複數量化狀態應用距離最佳化方法以找到叢25內最接近的映射符號--如同情形中可能的潛在偏移及/或比例化。舉例而言，將複數量化狀態選取在叢20之內，然後，計算該狀態至叢25中各點的複數平面距離，以及選取使該距離最小之叢25的叢點作為映射符號。雖然以頻域來解釋映射，亦即，經由在載波頻率FC的取樣的能量，但是，應說明的是隨之而來的時域訊號的選取，亦即，選取候選脈衝序列片段的子集合作為那些在載波頻率FC的複數能量與中間訊號12的量化複數狀態最密切匹配之脈衝序列片段。在最佳匹配脈衝序列片段與中間訊號12的複數狀態之間餘留之不能縮小的失配將使得最終量化雜訊作為方法的對稱誤差。但是，該對稱誤差的等級受控制。當然，由於可存取的碼簿隨著成長的參數N而變得更富有，所以，超取樣比例N愈高，則對稱量化雜訊會愈低。

在步驟44，對於各被選取的脈衝序列片段，在與中間訊號12的對應量化複數狀態相關連的位址處，載波頻率FC的複數能量儲存於預失真表15中，以及，在與中間訊號12的對應量化複數狀態相關連的位址處，將脈衝序列片段編碼的脈衝碼儲存於映射表14中。

現在，將說明步驟40中用於初始組選取之不同規則。

第一級規則在於在F1時脈週期中限制訊號轉變的數目，以降低無線電前端5中的功率耗損及所需的放大器頻寬。特別地，藉由將0-1轉變的數目及1-0轉變的數目限定為每一脈衝序列片段，亦即單脈衝限制，而依此方式將為每一脈衝序列分段之脈衝數目限制為一。如同所示，37脈衝序列片段符合8位元脈衝碼之256的未限制組之內的單一脈衝限制。圖4顯示符合單一脈衝限制的脈衝碼00111100以及不符合之脈衝碼00010100。類似地，137脈衝序列片段符合16位元脈衝碼之單一脈衝限制。

圖5及6進一步顯示單一脈衝限制，圖5及6顯示藉由施加該限制而取得的複數叢25。在這些實例中，經由頻率比FC/F1而界定載波頻率FC。觀察到叢25的圓度並因而是圓26內可使用的脈衝序列片段的數目是隨著比值R而變。亦即，當R變成較接近1/2時，圓度改進。

圖7顯示不同的選取限制，亦即限定每一脈衝序列片段二脈衝而以各脈衝具有小於N/2的長度，亦即，雙生脈衝限制。結果，以每一載波週期更多脈衝為代價，而將更多資訊碼化。對於N=16，取得37²=1369脈衝序列片段的初始組。圖8顯示對應的複數叢25。

選取限制也可被加強以在頻譜的特定部份中強調造成的訊號。在說明的這些限制的實施例中，脈衝序列片段30分成二個半片段31及32，以及，應用特定規則以界定第二半部32。

圖9顯示第二半部32是均勻的0之情形，亦即，在第二半部32中未允許脈衝。此規則也用以減少低功率的脈衝密度，例如6dB後移。

圖10顯示第二半片段32是第一半片段31的複製之情形。此規則可用以降低0.5F1以上的頻譜雜訊及影像。

在實施例中，視訊號功率的作用，強化增加的碼簿選取步驟之相同發射裝置採用導因於圖9及10中所示的規則之碼簿。亦即，在較低功率使用圖9的碼簿，以及，在較高功率使用圖10的碼簿。這將使得在較低功率時每一載波週期的脈衝數目減少2並保持良好的編碼器效率，類似於多厄悌效應。

在修改的實施例中，導因於圖9及10的叢在步驟40中連成一串。因此，SDM回饋迴路最終操作而視輸入訊號6的平均及峰值能量以從一碼簿(圖9)切換至其它碼簿(圖10)。

圖11顯示第二半片段32是第一半片段31的相反之情形。此規則用以減少圍繞0和2^*F1頻率的影像以及頻譜雜訊，亦即，0模數2^*F1。對於接近F1的載波頻率FC及無線電前端5中的高通驅動器鏈，這是適當的選擇。事實上，没有雜訊能量存在於接近DC，以致於不會導致AC耦合驅動器鏈中包絡重建的風險，有助於延著鏈保持乾淨的二進位脈衝。

圖12顯示第二半片段32是第一半片段31的互補之情形。以類似於圖11的條件使用此規則，以及，此規則又提供在頻率F1之適當的PWM載波抑制以增進編碼器效率。以第二超取樣時脈速率F2變雙倍並因而使每一載波週期的脈衝數目及比值N(亦即因數K)變雙倍為代價，而出現那些濾波效果。

量化實例

以電腦模擬4WCDMA無線電傳輸。

在第一模擬結果中，參數及結果是：FC=1.875GHz；M=2；F1=2GHz；N=16；F2=32GHz；K=3.04；ACLR=73.3dB；未經濾波的60dB ACLR頻寬=88MHz；最大IBW=60MHz；DC至2^*F1之未經濾波的碼化效率=85.1%；DC至2^*F1之經過濾波的碼化效率=96.1%；經過濾的60dB ACLR頻寬=140MHz。碼簿由第一半片段中的單一脈衝規則與互補規則(圖12)一起限制。

在第二模擬結果中，修改參數僅為：FC=2.125GHz；M=0.9412。結果僅修改為：K=2.73；ACLR=74dB；DC至2^*F1之經過濾波的碼化效率=96.9%。

觀察到PPWM叢能夠有堅強的效率及使ACLR朝向輸入後移。效率及ACLR隨著第一10dB後移而緩慢地劣化。

圖13顯示類似的模擬情形中取得的脈衝時域訊號7的頻譜，其中：FC=2.125GHZ；F1=2GHz；N=32；F2=64GHz。碼簿由第一半片段中的單一脈衝規則與互補規則(圖12)一起限制。

在上述中，參考單一位準脈衝序列。但是，類似的映射及碼化方法可以應用至增加量化脈衝位準維度(亦即，包含多位準脈衝的脈衝片分段)的更富有叢。將瞭解，使脈衝的振幅狀態的數目變雙倍將造成叢的二次膨脹。這些多位準脈衝序列特別適合驅動多分支功率放大器，其中，多位準脈衝序列最終被轉換成多個平行單一位準脈衝序列，以致於各平行化的單一位準脈衝序列驅動各別的放大器分支以致僅切換總功率的一部份。

將參考圖14及15，說明上述多位準原理的實施例。

在圖14中，模擬結果顯示適用於驅動2路對稱脈衝饋送型放大器之3位準脈衝序列。模擬參數是：N=8；FC=2.125MHz；F1=2GHz；F2=16GHz。由第一半片段中的單一脈衝規則與互補規則(圖12)一起限制之碼簿，產生二獨立平行的單一位準脈衝順序。這些參數意指以每一列2脈衝來產生11脈衝序列的碼簿。加總結果是取得3相對值-1；0；+1的脈衝序列，亦即在造成的碼簿中總共51個多位準脈衝序列。以三態等級S設計，實現2路對稱脈衝饋送型放大器。

藉由採用振幅上的二分支，舊有多分支多厄悌放大器的某些特性可以恢復。下述實例模仿2路不對稱1：2脈衝饋送多厄悌及3路對稱脈衝饋送多厄悌。

在2路不對稱1：2脈衝饋送多厄悌情形中，由第一半片段中的單一脈衝規則與互補規則(圖12)一起限制之碼簿，產生二獨立的平行單一位準脈衝順序。這些參數意指以每一列2脈衝來產生11脈衝序列的碼簿。相較於第一順序，第二順序具有雙倍的振幅。因此，產生二相同但未相關連的脈衝序列片段碼簿，均採取二位準，分別為0-1及0-2。總合結果是採取4相對值-1.5；-0.5；+0.5；+1.5的脈衝序列，亦即在造成的碼簿中總共121個多位準脈衝序列。觀察到每一載波週期最佳平均K=1.45脈衝。藉由饋送各列至功率放大器分支，模擬不對稱多厄悌。

圖15顯示3路對稱脈衝饋送多厄悌放大器的情形。採用與先前2路不對稱情形相同的碼簿及叢，僅有的差異在於功率放大器饋送。亦即，設計在多厄悌路中使用三相等分支。以相同的時脈速度F2=16GHz，初始3位準脈衝序列被轉換成3二進位脈衝序列。這造成一主脈衝訊號以及分別對上及下包絡峰值作用之二相等尖波器。模擬的其它參數是N=8；FC=2.125MHz及F1=2GHz。

圖16顯示調變裝置1的另一實施例，調變裝置1包括用於數位濾波之增加的FIR濾波器。同於或類似於圖1及2的元件由相同代號表示。

功率放大器2由具有6相同指組的6個小驅動器及功率電晶體製成。在具有低量化及有限數目的分接頭之調變裝置1中添加空間FIR濾波，以映射至最後級電晶體指的6分散驅動器19。指的總合點，亦即放大器汲極9是濾波器輸出。

圖顯示具有4分接頭及6相同指的實例；4分接頭(1/2 1 1 1/2)相等隔開以產生週期的頻率響應：一諧波落至FC，具有接近PPWM載波的某些頻帶及SDM影像模數F1。

分接頭延遲35可由數位延遲樹及每一分接頭一序列器編程。配置提供編程性以適應FC及IBW目標以及補償放大器幾何延遲和指之間的相位不平衡，特別是較大的晶粒與功率。

FIR性能是非常堅固的以將稍微大於相同功率電晶體晶粒上的指失配之例如高達20%的指增益失配分接。濾波器分接頭35清除例如RX頻帶或相鄰的TX頻帶中的SDM PPWM雜訊。但是，由於抵消的TX雜訊在PA最後級晶粒中單純地消失，所以，其未增加編碼器效率。

在前述中，說明用於計算複數能量以儲存在預失真表15中的方法。在實施例中，經由在載波頻率FC的選取脈衝序列片段的複數能量的實驗量測，填充預失真表15。這些測量導致考慮無線電前端5的類比特性之優點，例如有限轉變斜率、驅動器的記憶體效用等等。

事實上，無線電前端5的類比特性使得發射的電磁場的頻譜稍微不同於脈衝產生器17的輸出訊號7的頻譜。但是，將由天線4真正發射的脈衝訊號而不是其理想的數位表示列入考慮，可取得預失真回饋迴路的更佳效率。為了該目的，經由如下所述地執行之實驗測量，決定或提煉複數能量係數18：Σ Δ調變器10受控以在適當的測量週期重複給定的脈衝序列片段，適當的測量週期期間，採用偵測器以測量大約在載波頻率FC之發射場的振幅及相位。測得的相位是相對於給定參考之相對相位，給定參考可為例如在載波頻率FC具有非零能量及可測量的相位的碼簿之任何脈衝序列。為了誤差最小化，參考脈衝應是較佳地在載波頻率FC具有高能量的脈衝，亦即，較佳地在叢的週圍。對碼簿的所有脈衝序列片段重複處理以及因而填充預失真表15。

雖然上述說明用於選取對特定應用最佳化的特定碼簿之方法，但是，應瞭解表14及15也被填充以產生著名的碼化設計，例如傳統的PWM碼化設計。由於PWM產生在此領域中是習知的，所以，無須進一步詳述此替代。

現在轉至圖17及18，將說明模擬的帶通Σ Δ調變器的實施例。具有類似於先前在圖2及3中所述的功能之元件以相同的代號再增加100來表示。

圖17及18中的基本概念是藉由使用低通Σ Δ調變器110及用於在有用的FC的載波頻率實施二數位頻率換位的數值控制振盪器(NCO)50來模擬帶通Σ Δ調變器，二數位頻率換位亦即是由位於第一量化器111與映射表114之間的第一混合器70實行的第一數位換位，以及由位於Σ Δ調變器110的回饋迴路中的第二混合器71執行之第二數位換位。

低通Σ Δ調變器110具有以DC(0Hz)為中心而寬度約為超取樣頻率F1的5%的乾淨頻寬，以及，操作以拒絕在該低頻帶之外部的量化雜訊。

數值控制振盪器50是數位產生器，產生以受控頻率振盪之正弦波形的離散值表示、時脈離散時間。在圖17中，NCO 50接收在超取樣頻率F1的時脈訊號以及被設定成施加有用FC的載波頻率之控制訊號。亦即，NCO 50在各F1時脈週期遞送複數數位數51，複數數位數51近似在載波頻率FC振盪的複數正弦載波的瞬時值。

混合器70是複數乘法器，將量化器111遞送的量化複數中間訊號112乘以複數數位數51，以產生上轉換中間訊號52。由於輸出訊號51以有限數位的位元碼化，所以，上轉換中間訊號52也以有限數目的位元碼化，而且如上述般被使用以存取符號映射表114及數位預失真表115。但是，與上述實施的差異在於上轉換中間訊號52的複數量化狀態的數目一般將遠高於中間訊號112的狀態的數目。將參考圖20，說明此點。

在圖20中，中間訊號112的複數叢被假定為與中間訊號12的複數叢相同。圖20真正地顯示藉由使圖3的複數叢20旋轉某瞬時相位角而取得的叢120，以代表在混合器70中中間訊號112與複數相乘。應注意，對NCO輸出訊號51各不同相位，取得各別旋轉的叢120。

因此，為了以同於上述的方式開發符號映射表114及數位預失真表115，對於在各及每一可能的被旋轉叢120中的量化器111的各量化狀態，表必須被填充，使得表的大小以等於相位角的離散值的數目的因數擴充。此觀察意指以例如4位元等有限數目的位元或16個離散值，將瞬時相位碼化，否則，記憶體存取時間變成太長及干擾SDM穩定性。

由於數位預失真表115由自被旋轉的叢120導出的複數能量係數填充，所以，混合器71必須操作以在將取回的係數饋回至SDM調變器110之前，將取回的係數乘以輸出訊號51的共軛值。

由於複數混合器70及71是複數數位乘法器，無法在例如數GHz等有用的載波頻率實現而不會有危及SDM調變器110的頻寬及回饋迴路的穩定度之巨大延遲，所以，上述操作是概念視圖。參考圖18，現在將說明根據相同概念之較佳實施例，其中，乘法器70和71的操作由吞沒在符號映射表114及數位預失真表115中的預計算替代。

在圖18中，NCO 60遞送時域量化訊號61，時域量化訊號61代表在選取載波頻率FC振盪的載波之瞬時相位。在實施例中，量化相位訊號61以4位元碼化。現在，將用於脈衝碼選取的位址欄增加例如4位元等代表數位本地振盪器的量化瞬時相位之NCO位元，使得後置量化器混合器70為隱含的。藉由再度比較圖3及20，將可更佳地瞭解此點。

在圖3中，叢20的量化狀態由例如用於圓形狀態65之位址101101等6位元位址獨特地代表。相對地，在圖20中，須注意的是對於相位角的各離散值存在有被旋轉的叢120，叢120的量化狀態由例如用於圓形狀態165之位址101101/0001等10位元位址獨特地代表。這是因為分量I及Q的振幅以及瞬時相位角都必須相結合以界定個別狀態。

慮及上述，採用參考圖21所述的碼簿選取方法，以各及每一旋轉叢120來填充表114。結果，碼簿的大小將以用於4位元碼化的相位訊號61之因數16擴充。

關於造成的複數能量係數118，在儲存在數位預失真表115中之前，必須乘以共軛因數，替代使用混合器71。

對於其它部份，記憶體113及脈衝產生器117的操作類似於記憶體13及脈衝產生器17的操作且無需進一步說明。

用於模擬本地振盪器的上述方法能夠使低通SDM調變器110的乾淨頻寬偏移至所需的僅受超取樣時脈速率F1限制之RF載波頻帶。NCO 50或60控制頻譜轉變，以致於載波頻率由NCO 50或60在0與F1之間的任意處選擇。根據特別的帶通脈衝序列(請參見圖12)，甚至能選取第二尼奎斯特區。

結果，次GHz蜂巢式頻帶與例如2GHz之與上頻帶相同的即時乾淨頻寬以及相同的SDM時脈速率F1相合成。在實施例中，取得數位無線電發射器，其適用於涵蓋700至2200MHz並使用速率F1及F2的固定時脈。

為了更佳的頻率解析，NCO輸出訊號61的位元數目必須較大。舉例而言，用於F1=2GHz時脈之10MHz步進意指以8位元將相位碼化。256的擴充因數使得對映射表而言隨之而來的是在此高速下造成存取時間議題，因此，即時相位訊號較佳地限制於3或4位元。

參考圖19，根據相同原理的另一實施例採用馬須(MASH)雜訊整形濾波器80以產生NCO相位訊號61。亦即，NCO 60的控制訊號63經由馬須(Mash)Σ Δ濾波器80製成的順化引擎而遞送，這容易以高速管線輸送而無穩定度議題。馬須濾波器80接收例如以7位元碼化精煉之載波頻率值FC，以及在第一輸入81接收最高效位元以及在第二輸入82接收最低效位元。雖然顯示第4階濾波器，但是，對於良好的相位及頻率突刺的順化，第2或第3階已足夠。

圖17至19的模擬帶通Σ Δ調變器的優點是完整的SDM結構包含將在有用的RF載波頻率之基頻帶輸入訊號6或106換位之功能。應指出，圖2的帶通Σ Δ調變器10可以不同地製成。但是，某些帶通Σ Δ調變設計要求在進入SDM調變器之前完成頻率換位。換言之，某些原本的帶通SDM結構需要不是基頻帶訊號6而是其在載波頻率FC已換位的版本之輸入訊號6，因此，要求更高的超取樣速率F1。

上述調變裝置可為例如ASIC等硬體機構、或是例如ASIC及FPGA、或是有軟體模組設於其中的至少一微處理器及至少一記憶體等硬體及軟體機構的結合。

本發明不限於所述實施例。後附的申請專利範圍應被解釋為具體實施習於此技藝者可思及的所有修改及替代結構，它們都落在此處揭示的基本教示內。

「包括(to comprise)」及「包含(to include)」及同源字等動詞的使用並未排除申請專利範圍中載述的元件或步驟以外的元件或步驟。此外，在元件或步驟之前使用冠詞「一(a)」或「一(an)」並未排出複數個元件或步驟的存在。

在申請專利範圍中，置於括符之中的代號不應被解釋為限定申請專利範圍之請求項的圍範。