TW201517696A - 電源裝置 - Google Patents

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Noriyuki Nakamura
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Abstract

本發明係提供一種在包含電漿產生裝置及電源裝置的系統中，自動地決定換流器之驅動頻率的電源裝置。本發明之電源裝置(10)係具有：諧振手段(7)，係在電源裝置(10)與電漿產生裝置(5)之間形成諧振狀態；及控制部(6)，係進行以下動作。亦即，控制部(6)在被指示了相對於額定功率為100%的輸入功率值(或100%以下且為臨限值%以上的輸入功率值)時，使換流器頻率變化，按每個換流器頻率，分別求取換流器輸出功率因數。然後，根據成為最大的前述換流器輸出功率因數之換流器頻率，決定為換流器的驅動頻率。

Description

電源裝置
本發明係有關能夠對能夠產生臭氧氣體(ozone gas)和自由基氣體(radical gas)的電漿(plasma)產生裝置(電容性負載裝置)輸出交流電力且控制該所輸出的交流電力之電源裝置。
一般而言，產生大量的臭氧氣體和大量的自由基氣體的屬於電容性負載裝置的電漿產生裝置係藉由複數個放電單元(cell)並聯連接而構成。此處，各放電單元係由一對電極相對向配置，在該電極間中介有介電體而形成放電空間。近年來，在電漿產生裝置中，係開始將複數個該放電單元積層或區塊(block)化且並聯連接，藉此追求非常大型的電漿產生裝置。在該電漿產生裝置中，將原料氣體供給至放電空間內，且電源裝置係對各放電單元間施加交流高電壓。藉由因該電壓之施加而產生的電場，放電空間內的氣體受到激發，產生大量的臭氧氣體和大量的自由基氣體。
所產生的臭氧氣體及自由基氣體主要係在半導體製造領域、太陽能電池板(panel)製造領域及平面顯 示器(flat display)製造領域等中，常作為氧化絕緣膜等功能性膜的成膜用氣體、或零件的清潔用氣體使用。此外，當在上述領域中使用臭氧氣體和自由基氣體時，需要大量供給該等氣體，且必須要能夠24小時連續穩定供給高濃度、高純度的該等氣體，並且需要能夠穩定且容易地控制所產生而輸出的氣體量和氣體的濃度。
此外，一般而言，施加交流電壓進行驅動的負載係除了包含如熱電機器之類的電阻(R)負載以外，還包含如馬達(motor)負載之類的電感性(L)負載及蓄積電荷的屬於施加高電壓之機器的電容性(C)負載。除了如熱電機器之類的電阻(R)負載以外，當為如馬達負載之類的電感性(L)負載時，一般而言，負載的阻抗(impedance)是固定的，屬於只要提升從電源供給至負載的電壓，則輸入功率便隨電壓提升率成比例地增加之負載。因此，是比較穩定的負載。相對於此，電漿產生裝置等電容性負載裝置(C)係負載的阻抗不是固定的，屬於阻抗會依負載狀態而變動的非線性負載。因此，從電源裝置供給電壓令電漿產生裝置穩定地運轉是非常困難的一件事。是以，在習知的電漿產生裝置中容易發生裝置內的放電單元部損壞等。因此，難以利用來自電源裝置的電壓令電漿產生裝置長時間穩定地運轉。
在電感性負載和電容性負載的情形中，當將交流電壓施加於負載時，負載電流Id的相位係相對於所施加的負載電壓Vd落後或領先。因而形成實質供給的功 率容量PQ(=Vd×Id)相對於供給至負載的有功功率PW之比例(負載功率因數η d=PW/PQ)非常低的狀態。因此，在負載功率因數η d差的電源裝置中，想要提高有功功率PW的話，功率容量PQ(=PW/η d)也要提高，需要非常大的電源裝置。
因此，為了將電源裝置加以小型化，習知會在電源裝置的輸出部安裝改善負載功率因數η d用的功率因數改善裝置(功率因數改善手段)。功率因數改善裝置在電感性負載與電容性負載有所差異，當為電感性負載時，為了改善L負載，使用電容器組(capacitor bank)，當為電容性負載時，為了改善C負載，使用電抗器(reactor)。接著，藉由電感性負載(或電容性負載)與功率因數改善裝置，令電源裝置動作在使負載側與電源裝置之間形成諧振狀態的交流電壓頻率fc(諧振頻率)附近。
此處，諧振頻率fc係能夠以fc=1/2．π．(L．C)0.5(以下稱為式(1))求取。
當為電感性負載時，係將屬於功率因數改善裝置的電容器組代入式(1)中的C求取諧振頻率fc，相對於此，當為電容性負載時，係將屬於功率因數改善裝置的電抗器代入式(1)中的L求取諧振頻率fc。接著，藉由令電源裝置動作於該諧振頻率fc的頻率範圍來謀求改善電源裝置的功率因數。
此處，就關於在對屬於電容性負載的電漿產生裝置施加交流電力的電源裝置中改善功率因數的習知 技術而言，例如有下述之專利文獻1至3。
在下述專利文獻1所揭示的交流負載用的電源裝置中，係在產生電漿的放電負載(放電單元)配設有改善功率因數用的電感器(inductor)。
此外，在下述專利文獻2所揭示的交流負載用的電源裝置中，係在產生電漿的放電負載(放電單元)配設有改善功率因數用的電感器。此外，在專利文獻2中係揭示有藉由使換流器(inverter)電路部擁有頻率控制功能，而在負載輸入功率高的區域最佳化地控制換流器輸出部的功率因數。在專利文獻2的電源裝置中，係以就算一部分的放電單元發生問題，其餘的放電單元仍能夠妥適地運轉之方式進行頻率控制。[inverter有多種名稱，如反流器、反用換流器、換流器、逆變器、變流器等等。本文中依業者的一般習慣稱為換流器]
此外，在下述專利文獻3的技術中，係在藉由複數個放電單元構成的電漿產生裝置的各放電單元配設有負載遮斷用的保險絲(fuse)。此外，在專利文獻3的技術中，若放電單元的一部分故障，則與該放電單元對應配設的保險絲便會斷開，切斷對該放電單元的電力供給。此外，專利文獻3係揭示三相的交流負載用的電源裝置，且揭示有在電源裝置側固定有預定頻率，在該預定頻率中，藉由負載的電容值與電抗器而運轉於諧振狀態附近，從而使功率因數改善之方式。
上述各專利文獻的電源裝置係在電源裝置 的輸出側與電漿產生裝置之間設有電感性的電感器(電抗器)來謀求改善功率因數。
(先前技術文獻) (專利文獻)
專利文獻1：日本國特許第3719352號說明書
專利文獻2：日本國特許第4108108號說明書
專利文獻3：日本國特開平10-25104號公報
電漿產生裝置為電容性負載，負載功率因數通常非常差。因此，如上述，為了改善功率因數，在電源裝置內配設形成諧振狀態的諧振手段，並將換流器的驅動頻率作為諧振頻率將有所助益。另一方面，還追求一種不需由使用者關注即可自動地決定換流器之驅動頻率的電源裝置。
例如，在負載功率因數為50%以下的電容性負載裝置中，會因為負載裝置的負載材質有所差異、組裝精確度及負載條件，造成電容值變動，且諧振頻率也變動。或者，也會因為負載裝置之長時間運轉造成經年累月的變動，使得諧振頻率變動。因此，必須設想換流器之輸出功率因數差的條件來設計電源裝置，且電源裝置變大，而招致成本提高。因此，考量了換流器之輸出功率因數而可自動地決定換流器之驅動頻率之構成甚為有益。
因此，本發明之目的係在於提供一種在包含電漿產生裝置及電源裝置的系統中，自動地決定換流器之驅動頻率的電源裝置。
為達成上述目的，本發明之電源裝置係藉由連接複數個放電單元而構成，對屬於電容性負載的電漿產生裝置輸出交流電壓者，該電源裝置係具備：換流器，係將直流電力轉換成交流電力；控制部，係控制前述換流器之動作；檢測部，係配設於前述換流器，偵測在求取換流器輸出功率因數時所利用之電性量；及諧振手段，係在前述電源裝置與前述電漿產生裝置之間形成諧振狀態；前述控制部係進行下述動作：(A)在被指示了相對於前述電源裝置之額定功率為100%的輸入功率值(或100%以下且為臨限值%以上的輸入功率值)時，使屬於對於前述換流器之控制值的換流器頻率變化，按每個換流器頻率，根據從前述檢測部所取得之前述電性量而分別求取前述換流器輸出功率因數；(B)根據前述(A)之結果中成為最大的前述換流器輸出功率因數之前述換流器頻率，而決定為前述換流器的驅動頻率。
本發明之電源裝置係藉由連接複數個放電單元而構成，對屬於電容性負載的電漿產生裝置輸出交流電壓者，該電源裝置係具備：換流器，係將直流電力轉換成交流電力；控制部，係控制前述換流器之動作；檢測部， 係配設於前述換流器，偵測在求取換流器輸出功率因數時所利用之電性量；及諧振手段，係在前述電源裝置與前述電漿產生裝置之間形成諧振狀態；前述控制部係進行下述動作：(A)在被指示了相對於前述電源裝置之額定功率為100%的輸入功率值(或100%以下且為臨限值%以上的輸入功率值)時，使屬於對於前述換流器之控制值的換流器頻率變化，按每個換流器頻率，根據從前述檢測部所取得之前述電性量而分別求取前述換流器輸出功率因數；(B)根據前述(A)之結果中成為最大的前述換流器輸出功率因數之前述換流器頻率，而決定為前述換流器的驅動頻率。
因此，該電源裝置係在被設定指示輸入功率量時，於電源最大容量運轉時(或以接近電源最大容量之容量運轉時)，能夠自動決定驅動頻率。
本發明的目的、特徴、態樣以及優點係能夠藉由下述的詳細說明及所附圖式而更加明白。
3‧‧‧換流器
4‧‧‧變壓器
5‧‧‧電漿產生裝置
6‧‧‧控制部
7‧‧‧負載諧振用電感器
10‧‧‧電源裝置
20‧‧‧直流電壓輸出部
21‧‧‧電流檢測器
22‧‧‧電壓檢測器
31、41‧‧‧電流檢測器(檢測部)
32、42‧‧‧電壓檢測器(檢測部)
61‧‧‧邏輯電路
62‧‧‧換流器驅動電路
63‧‧‧外部信號介面
70‧‧‧原料氣體
71‧‧‧氣體流量調整部
72‧‧‧濃度檢測器(氣體偵測器)
73‧‧‧氣體壓力調整部
74‧‧‧冷媒溫度調整部
75‧‧‧冷媒流量調整部
76‧‧‧產生氣體
78‧‧‧冷卻水(入口)
79‧‧‧冷卻水(出口)
601‧‧‧驅動信號
602‧‧‧閘遮斷信號
C0‧‧‧總電容
Ca0‧‧‧放電空間電容值
Cg0‧‧‧介電體電容值
fc‧‧‧諧振頻率
I0‧‧‧總電容器電流
Ib0‧‧‧放電電流
Ic‧‧‧無功電流(反射電流)
Id‧‧‧負載電流
Id0‧‧‧總負載電流
Io‧‧‧輸出電流
Is‧‧‧電流
Lc‧‧‧限流電抗器
Ld2‧‧‧二次側漏電感
LN‧‧‧配線電感
Lr‧‧‧電抗器
Ls1‧‧‧一次側激磁電感
Ls2‧‧‧二次側激磁電感
Rp0‧‧‧總放電電漿阻抗
Vcg‧‧‧電壓
Vd、Vd2‧‧‧負載電壓
Vd0‧‧‧總負載電壓
VL‧‧‧電抗器電壓
Vo‧‧‧輸出電壓
Vs‧‧‧變壓器電壓
V*‧‧‧放電維持電壓
α‧‧‧放電空間的電漿放電導通比
‧‧‧相位差
η‧‧‧功率因數
Δfr1‧‧‧頻率下限值
Δfr2‧‧‧頻率上限值
第1圖係顯示本發明的電源裝置10的內部構成及連接至電源裝置10的電漿產生裝置5之方塊(block)圖。
第2圖係用以說明實施形態1的電源裝置10的動作之特性圖。
第3圖係用以說明實施形態1的電源裝置10的動作之特性圖。
第4圖係顯示輸入至換流器3的信號及從換流器3輸 出的波形之圖。
第5圖係顯示電漿產生裝置5中並聯連接的放電單元的樣態之分布等效電路圖。
第6圖係顯示電漿產生裝置5中並聯連接的放電單元合成後的等效電路之圖。
第7圖係用以說明實施形態2的電源裝置10之特性圖。
第8圖係用以說明實施形態2的電源裝置10之電流-電壓向量(vector)圖。
第9圖係顯示用以說明實施形態2的電源裝置10之電路的圖。
第10圖係用以說明實施形態2的電源裝置10之電流-電壓向量圖。
第11圖係顯示用以說明實施形態2的電源裝置10之電路的圖。
第12圖係顯示用以說明實施形態2的電源裝置10之電流-電壓向量圖。
第13圖係顯示用以說明實施形態2的電源裝置10之變壓器(transformer)等效電路的圖。
第14圖係用以說明實施形態4的電源裝置10之特性圖。
第15圖係顯示以複數段並聯連接變壓器4的樣態之圖。
第16圖係顯示換流器輸出功率因數η相對於換流器 頻率f之特性圖。
第17圖係顯示換流器輸出功率因數η相對於換流器頻率f之特性圖。
本發明係有關對屬於電容性負載的電漿產生裝置輸出交流電壓的電源裝置者。此處，該電漿產生裝置係藉由連接複數個放電單元而構成，能夠產生高純度、高濃度的臭氧和自由基氣體。另外，該電漿產生裝置的電容性功率因數(負載功率因數)例如為50%以下。此外，就作為對象的電源裝置的輸出範圍而言，係每一台電源裝置的輸出範圍例如設為1kW至100kW的範圍。作為電漿產生裝置的對象，係設為藉來自輸出例如頻率10kHz至60kHz範圍之交流輸出的電源裝置的電源供給而動作者。
第1圖係顯示含有本發明的電源裝置與屬於電容性負載的電漿產生裝置之系統的構成之方塊圖。
在第1圖中，電漿產生裝置5係藉由複數個放電單元並聯連接而構成的電容性負載。如前述，放電單元係藉由將一對電極以形成放電空間的方式相對面配置而構成。此處，係以面向該放電空間的方式於電極配置有介電體。就電漿產生裝置5的代表例而言，有臭氧氣體產生裝置(ozonizer)。一般而言，該臭氧產生裝置一向主要使用在水處理領域的臭氧殺菌和化學工廠的臭氧漂白用途之產業、工業領域中。
電漿產生裝置5係被供給氧氣等原料氣 體，而該原料氣體的流量控制係以簡易的氣體流量計與氣體流量閥(valve)的組合來實施。此外，電漿產生裝置5內的氣體壓力係藉由使用設在該電漿產生裝置5的氣體流出口之輸出氣體閥(gas valve)進行調整。此外，藉由在電漿產生裝置5內放流水等冷媒來去除在放電單元所產生的熱，冷卻放電單元的溫度。該冷媒的流量係藉由水冷閥等進行調整。
如上述，氣體流量、氣體壓力及冷媒流量等係以簡易的閥等進行調整，因此，氣體流量、氣體壓力、冷媒流量之相對於設定值的變動有變大的可能性。因此，如後述，為了能夠讓電漿產生裝置5穩定地連續運轉，抑制該等物理量的變動非常重要，且將該等物理量管理維持在預定值內也非常重要。
如第1圖所示，於電漿產生裝置5係連接有本發明的電源裝置10，從該電源裝置10對電漿產生裝置5的各放電單元施加例如1000V以上的高電壓的交流電。藉由在放電單元的電極間中介著介電體及放電空間而施加電壓，使放電空間發生強電場放電。藉由該放電，供給至放電空間的原料氣體便受到激發。接著，藉由電漿光化學反應，從原料氣體產生臭氧氣體和自由基氣體等電漿氣體。
另外，電源裝置10係能夠對電漿產生裝置5輸出例如0W至4000W的可變交流電力。
以下，根據顯示本發明的電源裝置10的實施形態之圖式，具體說明本發明的電源裝置10。
<實施形態1>
本實施形態的電源裝置10係為了負載的短路保護，將按每個放電單元配設保險絲改為構成為具有針對換流器輸出部之後的負載短路的保護協調功能，能夠在發生異常時於非常短的時間內將換流器輸出電壓予以遮斷。亦即，本實施形態的電源裝置10係謀設有發生故障時的對策。此外，在本實施形態的電源裝置10中，只要發生故障，就會將故障位置顯示出來。藉由該顯示，使用者便能夠於短時間內將電源裝置10從故障中修復。
如第1圖所示，電源裝置10係含有直流電壓輸出部20、換流器3及變壓器4。
直流電壓輸出部20乃係將商用交流電源轉換成直流電壓並輸出該直流電壓之直流轉換器(converter)或是輸出所蓄積的直流電壓之直流電池。直流轉換器係從外部輸入單相或三相的商用交流電源(例如200V)，將交流電壓進行整流，轉換成直流電壓，輸出經升壓的直流電壓。此外，直流電池係將從多段連接的電池單元輸出的直流電壓升壓成預定的直流電壓，輸出該升壓後的直流電壓。
在直流電壓輸出部20的後段係連接有換流器3。從直流電壓輸出部20輸出的直流電壓係在換流器3轉換成高頻交流電壓，換流器3係輸出該高頻交流電壓。
在換流器3的後段係連接有變壓器4。在變壓器4，係將從換流器3輸出的高頻交流電壓升壓至能夠在電漿產生裝置5中引起放電的電壓。此外，在變壓器4 的後段係連接有電漿產生裝置5，變壓器4係對屬於電容性負載的電漿產生裝置5施加該升壓後的高頻交流電壓。
此外，在電源裝置10內係配設有控制換流器3之動作的控制部6。藉由該控制部5的控制，可進行第1圖所示系統的穩定驅動及故障時的迅速停止及故障時的迅速因應，從而提供能夠長時間穩定運轉的電源裝置10。
此外，在電源裝置10內係在換流器3與變壓器4之間配設有抑制短路電流的限流電抗器Lc。藉由該限流電抗器Lc，即使換流器3輸出部之後的負載發生短路，電源裝置10也會在電源裝置10內部實施保護協調，而能夠防止波及電源裝置10外的配電盤等，也能夠防止電源裝置10的主要零件本身的故障，從而能夠立即進行電源停止。
在習知的電漿產生裝置中，由於交流負載用的電源裝置之換流器輸出瞬後的負載為電容性，因此有可能因為下述的理由導致電源裝置內的主要零件損壞且導致放電單元也損壞。亦即，其理由為：流通大的突波電流(負載電容器電流)、放電集中在放電單元面的一部分、及發生在放電單元部以外的異常放電。因此，在專利文獻3的技術中，係在各放電單元配設有保護用的保險絲。在本發明中，係將配設該保護用的保險絲改為在換流器3的輸出側配設電流抑制用的限流電抗器Lc。此外，藉由控制換流器3的脈衝(pulse)寬度，以避免放電集中在放電單元面的一 部分之方式進行負載電流管理及負載電壓管理。藉由這些手段，抑制負載短路時的短路電流，以能夠對負載側供給長時間穩定的交流電壓之方式控制電源裝置的輸出。
此外，在電源裝置10中，係在換流器3的輸出側配設有偵測短路的檢測部31、32、41、42。檢測部31、32係配設在換流器3與變壓器4之間。檢測部31係檢測來自換流器3的輸出電流Io，檢測部32係檢測來自換流器3的輸出電壓Vo。此外，檢測部41、42係配設在變壓器4與電漿產生裝置5之間。檢測部41係檢測從變壓器4輸出的負載電流Id，檢測部42係偵測從變壓器4輸出的負載電壓Vd。
檢測部31、32、41、42係恆常進行檢測動作，將檢測所得的結果作為信號傳送至控制部6。此外，控制部6係當檢測部31、32、41、42偵測到短路時，令換流器3停止。亦即，控制部6係根據傳送自檢測部31、32、41、42的上述檢測結果判斷負載的短路狀態。此外，當偵測到有該短路狀態時，控制部6係經由邏輯電路61將閘(gate)遮斷信號送至換流器驅動電路62。藉此，便能夠停止換流器3的輸出。此處，係從控制部6對邏輯電路61傳送驅動信號(f：換流器3的驅動脈衝週期1/f，τ：換流器3的(輸出)脈衝寬度)。
藉由上述，當發生負載短路時，換流器3的輸出便以微秒(micro second)的程度停止。此外，控制部6係顯示(通知)造成短路原因的異常位置，以提高交流負載 用的電源裝置的穩定停止功能的性能。
具體而言如下。電漿產生裝置5正常時的負載電壓Vd的特性通常為依存於第2圖中所示的負載電流Id。亦即，負載電壓Vd=f(Id)(第2圖中的實線)，電漿產生裝置5係維持負載電壓Vd進行驅動。然而，當電漿產生裝置5發生異常時，在電漿產生裝置5中便無法以負載電壓Vd維持運轉，且會檢測到非常低的電壓。
因此，例如將負載電壓Vd的約0.3倍以下之近似的預定電壓Vth=c×Id+d(c、d：常數，第2圖中的一點鏈線)設定至控制部6。此處，在變壓器4與電漿產生裝置5之間係配設有電流檢測器41及電壓檢測器42，各檢測器41、42係恆常偵測供給至電漿產生裝置5的電流值及電壓值。
設電流檢測器41檢測到電流值Id1，且檢測到該電流值Id1時的電壓檢測器42的電壓檢測值為V1。設控制部6接收到各檢測值Id1、V1，且判斷電壓檢測值V1為預定電壓Vth(=c×Id1+d)以下。
此時，控制部6係判斷電漿產生裝置5發生異常(判斷電漿產生裝置5的輸入側發生短路)，且控制部6係發送將換流器3的輸出予以停止的閘遮斷信號。邏輯電路61係接收上述驅動信號(f，τ)與該閘遮斷信號，且對換流器驅動電路62輸出屬於邏輯運算結果的閘遮斷信號。接著，根據該閘遮斷信號，使換流器3的輸出停止。在上述情形中，進一步地，控制部6係為了通知電漿產生 裝置5發生異常，而在顯示裝置(未圖示)進行異常顯示，將該異常通知給使用者。
另一方面，從換流器3輸出的電壓Vo乃係高壓的變壓器4之一次側的電壓，藉由監視該電壓Vo，便能夠偵測包含變壓器4的輸出負載部的異常狀態。
正常時的換流器輸出電壓Vo的特性通常依存於第3圖中所示的換流器輸出電流Io。亦即，負載電壓Vo=f(Io)(第3圖中的實線)，電源裝置10係維持換流器輸出電壓Vo進行驅動。然而，當電漿產生裝置5、變壓器4發生異常時，則電源裝置10便無法維持換流器輸出電壓Vo，且會檢測到非常低的電壓。
因此，例如將換流器輸出電壓Vo的約0.3倍以下之近似的預定電壓V’th=a×Io+b(a、b：常數，第3圖中的一點鏈線)設定至控制部6。此處，在換流器3與變壓器4之間係配設有電流檢測器31及電壓檢測器32，各檢測器31、32係恆常偵測從換流器3輸出的電流值及電壓值。
設電流檢測器31檢測到電流值Io2，且檢測到該電流值Io2時之電壓檢測器32的電壓檢測值為V2。設控制部6接收到各檢測值Id2、V2，且判斷電壓檢測值V2為預定電壓V’th(=a×Io2+b)以下。
此時，控制部6係判斷變壓器4及/或電漿產生裝置5發生異常(判斷換流器3的輸出側發生短路)，且控制部6係發送將換流器3的輸出予以停止的閘遮斷信 號。邏輯電路61係接收上述驅動信號(f，τ)與該閘遮斷信號，且對換流器驅動電路62輸出屬於邏輯結果的閘遮斷信號。接著，根據該閘遮斷信號，使換流器3的輸出停止。在上述情形中，進一步地，控制部6係為了通知換流器3的輸出側發生異常，而在顯示裝置(未圖示)進行異常顯示，將該異常通知給使用者。
如上述，在電源裝置10中，係藉由在換流器3的輸出部配設限流電抗器Lc，便能夠謀設發生故障(短路)時的對策(亦即，能夠抑制短路電流)。20μH至數百μH程度的限流電抗器Lc即使是在換流器3的輸出部之後發生短路的情形中仍能抑制非常大的短路電流。因此，該限流電抗器Lc之配設不僅針對電源裝置10的故障，也使電源裝置10本身成為實施保護協調之安全的電源。
例如，若電源裝置10的保護協調不夠完善，則當第1圖所示之系統中發生短路等故障時，會演變成使設置有該系統的整個工廠的配電盤的斷路器(braeker)停止之事態。然而，在本發明中，因為電源裝置10具有上述限流電抗器Lc，所以能夠防止上述事態。
限流電抗器Lc的電力容量係以換流器3的輸出電流值的平方(=2．π．f．L．I2)增加，當負載為電容性時，施加於限流電抗器Lc的電壓係相對於換流器3的輸出電壓而升壓。因此，若限流電抗器Lc的電抗器值L變大時，則限流電抗器Lc的電力容量也會變得非常大，且電源裝置10整個外形變大，電源裝置10的重量亦變重。因此， 在對具有複數個放電單元的電漿產生裝置5供給電源之本發明的電源裝置10中，從電源裝置10的小型化、輕量化的觀點來看，配設於該電源裝置10的限流電抗器Lc之電抗器值L較佳為20μH至70μH程度。
此外，電源裝置10係設有當短路發生時能夠迅速決定停止換流器3的輸出之功能，藉此，能夠早期修復。亦即，藉由即時停止電源裝置10的電源供給、及通知異常發生位置，便能夠早期重新開始電源供給。
此外，電漿產生裝置5的負載狀態亦會相應於供給至電漿產生裝置5的功率、原料氣體的供給氣體流量、電漿產生裝置5內的氣體壓力及放電單元的溫度而變動。是以，在電漿產生裝置5中，為了藉由電漿以所期望的生產量、產生濃度穩定地產生臭氧等氣體，以下亦為重要的控制事項。亦即，以使供給至各放電單元的原料氣體70的供給氣體流量、電漿產生裝置5內的氣體壓力、為了冷卻放電單元而循環供給至電漿產生裝置5內的冷媒78之冷媒流量、及該冷媒造成的溫度及從電漿產生裝置5輸出的氣體76的濃度控制在一定的精確度範圍內之方式，從電源裝置側控制電漿產生裝置5。藉由該控制，便能夠使電漿產生裝置5所產生的電漿狀態在穩定的區域內動作，就結果而言，能夠使電漿產生裝置5穩定地運轉。
因此，在配設電漿產生裝置5之側，係設置有：氣體流量調整部71，係能夠量測、調整原料氣體70的供給氣體流量；氣體壓力調整部73，係能夠量測、調整 放電單元內的氣體壓力；冷媒溫度調整部74，係能夠量測、調整循環供給至電漿產生裝置5內之冷媒78的溫度；冷媒流量調整部75，係能夠量測、調整該冷媒的流量；及濃度檢測器(monitor)72，係能夠量測電漿產生裝置5所產生的氣體76的濃度(參照第1圖)。
此處，氣體流量調整部71係以設定氣體流量之例如±5%以內的精確度(所期望範圍內)來調整原料氣體的供給氣體流量。此外，氣體壓力調整部73係以設定氣體壓力之例如±5%以內的精確度(所期望範圍內)來調整放電單元內的氣體壓力。此外，冷媒溫度調整部74係以設定冷媒溫度之例如±10%以內的精確度(所期望範圍內)來調整冷媒的溫度。此外，冷媒流量調整部75係以設定冷媒流量之例如±10%以內的精確度(所期望範圍內)來調整冷媒的循環流量。在電漿產生裝置5所產生的氣體76的濃度係以例如±2%以內的精確度(所期望範圍內)進行量測。藉由電漿產生裝置5與電源裝置10之間的信號之傳送接收，以該等範圍控制、管理各項目，藉此而從電漿產生裝置5輸出所期望之氣體量及氣體濃度的氣體76。
此外，設定至氣體流量調整部71的供給氣體流量設定值、氣體流量調整部71所量測到的供給氣體流量值、設定至氣體壓力調整部73的氣體壓力設定值、氣體壓力調整部73所量測到的氣體壓力值、冷媒溫度調整部74所量測到的冷媒溫度、及設定至冷媒流量調整部75之冷媒的流量設定值與冷媒流量調整部75所量測到之冷媒 的流量值係各自經由電源裝置10的外部信號介面(interface)63而隨時與控制部6進行傳送接收。藉由該傳送接收，而控制及管理從電源裝置10輸出給電漿產生裝置5的功率量。藉此，在電漿產生裝置5係產生及輸出流量及濃度穩定的氣體76，且監視著電漿產生裝置5的上述各物理量。
此處，就氣體流量調整部71及冷媒流量調整部75而言，例如能夠採用高精確度地控制氣體流量的質量流量控制器(MFC；Mass Flow Controller)。此外，就氣體壓力調整部73而言，例如能夠採用將氣體壓力恆常固定控制的自動壓力控制器(APC；Auto Pressure controller)。
另外，在配設電漿產生裝置5之側，還設有檢測所產生的臭氧氣體的氣體濃度及該臭氧氣體的流量之氣體偵測器72(參照第1圖)。此外，以該氣體偵測器72檢測到的氣體濃度及氣體流量亦經由外部信號介面63而隨時傳送至控制部6。
再者，在本實施形態中，控制部6係對原料氣體的供給氣體流量(氣體流量調整部71的設定值信號及檢測值)進行傳送接收，並判斷是否相對於設定氣體流量在上述所期望範圍內，電源裝置10係以使輸出的功率相應於流通之氣體流量與所產生之氣體76的濃度之方式控制換流器3的脈衝寬度或脈衝頻率。此外，控制部6係判斷放電單元內的壓力(氣體壓力調整部73的設定值信號及檢測值)是否相對於設定氣體壓力在上述所期望範圍內。此外， 控制部6係判斷冷媒的溫度(冷媒溫度調整部74的檢測值)是否相對於設定冷媒溫度在上述所期望範圍內。此外，控制部6係判斷冷媒的流量(冷媒流量調整部75的設定值信號及檢測值)是否相對於設定冷媒流量在上述所期望範圍內。若各檢測信號(檢測值)在所期望範圍以外，則電源裝置10本身便發出異常信號，而立即停止電漿產生裝置5、或是依據檢測信號(檢測值)對輸出功率進行換流器3的脈衝寬度控制等。藉此，便能夠進行監視，以使所產生的氣體之濃度不落在所期望值範圍外、且使電漿產生裝置5能夠穩定運轉。
在上述各項判斷中，設控制部6偵測到原料氣體的供給氣體流量(氣體流量調整部71的檢測值)相對於設定氣體流量在上述所期望範圍外。或者，設控制部6偵測到放電單元內的壓力(氣體壓力調整部73的檢測值)相對於設定氣體壓力在上述所期望範圍外。或者，設控制部6偵測到冷媒的溫度(冷媒溫度調整部74的檢測值)相對於設定冷媒溫度在上述所期望範圍外。或者，設控制部6偵測到冷媒的流量(冷媒流量調整部75的檢測值)相對於設定冷媒流量在上述所期望範圍外。
在上述各狀況中，控制部6係經由邏輯電路61將閘遮斷信號602送至換流器驅動電路62。藉此，便能夠立即停止換流器3的輸出。此處，係從控制部6對邏輯電路61傳送驅動信號(f：換流器3的驅動脈衝週期1/f，τ：換流器3的脈衝寬度)601。
藉由上述，當電漿產生裝置5中的各物理量發生異常時，便能夠以微秒的程度停止換流器3的輸出。此外，控制部6係於顯示裝置(未圖示)顯示(通知)在電漿產生裝置5有異常(哪個物理量異常)發生。藉此，使用者便能夠即時察知電漿產生裝置5中上述物理量出現異常。
如上述，在本實施形態中係能夠將電漿產生裝置5之運轉的環境條件保持固定，並且，電源裝置10係能夠調整換流器3以使電源裝置10能夠相應於電漿產生裝置5中所產生的流量、壓力、溫度等物理量而輸出最適功率量，並且能夠即時偵測該物理量的異常，若出現異常，則電源裝置10便能夠令換流器3的輸出停止。此外，電源裝置10係在物理量發生異常時通知該異常，因此使用者能夠即時察知電漿產生裝置5所發生的異常。在電源裝置10側監視電漿產生裝置5中可能成為負載短路因素之氣體流量的遽減、放電單元內壓力的遽減、冷卻水量的減少、冷卻水溫度上升等異常狀態。藉此，便能夠於事前發現電漿產生裝置5本身的不穩定因素，從而以使負載短路異常和過電壓異常狀態不會發生之方式控制電源裝置10本身。
此處，利用第4圖說明控制部6輸出驅動信號601及閘遮斷信號602至邏輯電路61，且換流器3的輸出波形如何相應於該輸出而變化。第4圖的第2、3層係顯示兩個閘信號的ON-OFF信號，藉由合併該等兩個信號而形成一個驅動信號601。
控制部6係對邏輯電路61傳送直接驅動換 流器3的驅動信號(閘信號、ON-OFF信號)601。該驅動信號係圖示於第4圖的第2、3層。此外，邏輯電路61係根據該驅動信號，對驅動換流器3的換流器驅動電路62指示換流器3的驅動脈衝週期(1/f)與脈衝寬度τ。此外，收到該指示的換流器驅動電路62係依驅動脈衝週期(1/f)與脈衝寬度τ而驅動換流器3(參照第4圖的第1層(最上層))。
此處，當閘遮斷信號(第4圖的最下層)602為H信號時(正常時)係進行上述動作，而當閘遮斷信號602為L信號時(發生異常時)，則不論驅動信號的輸入為何，邏輯電路61都會將令換流器3停止的指示傳送給換流器驅動電路62。接著，收到該指示的換流器驅動電路62係停止換流器3的輸出。另外，若閘遮斷信號602為L信號，則能夠如上述般以微秒的程度停止換流器3的輸出。
此外，在正常時，係從換流器3輸出驅動脈衝週期(1/f)與脈衝寬度τ的波形，電源裝置10係根據該波形對電漿產生裝置5供給高頻、高電壓的電力。此外，在電漿產生裝置5中，供給氣體流量、氣體壓力、冷媒流量及冷媒溫度係落在所期望範圍內，能夠穩定的進行電漿產生裝置5的運轉。
在電漿產生裝置5與電源裝置10之間，係進行供給氣體流量、氣體壓力、冷媒流量及冷媒溫度等的設定信號及檢測信號值的傳送接收。藉此，便能夠進行電漿產生裝置5的穩定運轉。亦即，電源裝置10係以能夠對電漿產生裝置5供給最適功率之方式，依據設定信號及檢 測信號值對換流器3的脈衝寬度及脈衝頻率進行前饋控制及反饋控制。
<實施形態2>
由後述可知，本實施形態的電源裝置10所採用的構成係以不易受負載變動影響的並聯諧振為主體。
當為如電漿產生裝置5的電容性負載時，電流相位係相對於電壓波形相位領先大致90°左右。亦即，雖然供給至電漿產生裝置5的電力容量非常大，但只有在有功功率為電力容量的1/5至1/10程度(負載功率因數約10%至20%程度)的狀態下，才能穩定將能量(energy)輸入至電漿產生裝置5。因此，需要電力容量非常大的電源裝置10。因此，藉由設置電感性的電抗器來進行電源裝置10之負載功率因數的功率因數改善(在電漿產生裝置5與電源裝置10之間形成諧振狀態)。
在本實施形態中，乃係實施形態1中所說明的電源裝置10中的變壓器4為二次側激磁電感比漏電感的5倍還大之高功能變壓器。為了使諧振頻率(參照式(1))成為電漿產生裝置5的動作頻率範圍，將電漿產生裝置5的電容值與動作頻率代入式(1)，算出電感值。該算出的電感值係成為變壓器4的二次側激磁電感、漏電感合成後的電感值(以下，稱為變壓器電感值)。藉此，本實施形態的變壓器4係成為不僅具有習知的升壓及絕緣功能，還兼有與負載諧振之功能的電漿產生裝置5專用之高功能變壓器。以下，針對本實施形態詳細進行說明。
第5圖係電漿產生裝置5中複數個放電單元並聯連接的等效電路圖。此外，第6圖係顯示第5圖中所示的複數個放電單元合成後的等效電路圖。即使電源裝置10對具有第6圖所示之等效電路的電漿產生裝置5施加負載電壓Vd0，而使負載電流Id0流通於該電漿產生裝置5，實際上流通於各放電單元的電流仍因下述理由而變動。
亦即，如第5圖所示，當將複數個放電單元並聯連接時，在配線的長度部分係存在有因配線而形成的配線電感LN。因此，即使對電漿產生裝置5施加負載電壓Vd0，施加在各放電單元的電壓仍會因流通於配線的電流與配線電感LN所造成之電壓降落作用(或電壓升壓作用)而產生差異。藉此，於各放電單元便不會流通均等的電流。另外，當將複數個放電單元並聯連接時，輸入至各放電單元的功率(電流)的變動會變大。
亦即，在第5圖中所示的各電流值Id0、Id1、Id2…Idn，係形成Id0/n(n：放電單元個數)≠Id1≠Id2≠…≠Idn的關係。
此外，上式中所示的每個放電單元所流通的放電單元電流(Id1、Id2…Idn)的變動幅度係大幅依存於每個放電單元的製造精確度及設定條件(原料氣體之供給氣體流量的設定值、放電單元之氣體壓力的設定值、冷媒供給量的設定值及冷媒溫度的設定值等)的差異等。因此，在並聯連接複數個放電單元而構成的電漿產生裝置中，除了因為每個放電單元的製造精確度及設定條件之外，還會 因為配線電感LN造成流通於各放電單元的各放電單元電流大幅變動。
此外，當對第6圖所示等效電路(電漿產生裝置5)施加負載電壓Vd0時，輸入至電漿產生裝置5的電漿負載功率Pw係如以除了配線電感LN以外的放電單元本身的各常數表示的下式所示。
Pw=α．V*．Ib0=4．Cg0．V*．f．{20.5．Vd0-(1+Ca0/Cg0)．V*}=[A．F(Vd0)+B]．f 式(2)
此處，α為放電空間的電漿放電導通比(<1.0)。V*為放電維持電壓。如第6圖所示，Ib0為總放電電漿電流。如第6圖所示，Cg0為各放電單元的介電體部分的電容值合成後的介電體電容值。f為施加至電漿產生裝置5的高頻交流電壓的動作頻率(kHz)。如第6圖所示，Ca0為各放電單元的放電空間部分的電容值合成後的放電空間電容值。F(Vd0)為依存於施加至放電單元間的負載電壓Vd0之函數值。此外，A及B為依電漿產生裝置5而決定的常數。
只要上述常數A、B及頻率f決定了，則電漿負載功率Pw便對應於施加至放電單元本身的電漿負載電壓Vd0(kV)而唯一地決定。亦即，依據關於Pw的上式，如第7圖所示般，電漿負載功率Pw(W)係呈現出相對於電漿負載電壓Vd0(kV)線性增加之特性。
此處，在第7圖中，左側縱軸為電漿負載功率Pw(W)，右側縱軸為供給電源給電漿產生裝置5的電源 裝置10所具備的換流器3的換流器輸出(%)，橫軸為電漿負載電壓Vd0(kV)。此外，在第7圖中，特性2003為固定在頻率f=15.5kHz時的情形，特性2004為固定在頻率f=16.0kHz時的情形，特性2005為固定在頻率f=16.5kHz時的情形。
接著，針對第6圖中所示之施加至電漿產生裝置5的電漿負載電壓Vd0的相量、及流通於該電漿產生裝置5的電漿負載電流Id0的相量進行驗證時，即如第8圖所示。但是，第8圖的相量係以施加至等效電路的放電空間之放電維持電壓V*與流通於放電空間的電流(放電電流)Ib0的相量為基準，將施加至放電單元各部的電壓、電流相位以向量表現者。
在第8圖中，第6圖的等效電路中所示的放電空間係當介電體電容器Cg0間所帶的電荷Q超過放電空間的放電維持電壓V*時便進行放電，當電荷Q放電時，放電空間的放電便立即停止。因此，在放電空間中，係於整個電極面反覆發生固定的放電維持電壓V*的間歇放電。
由於在放電空間產生的放電部的放電阻抗被視為純粹的電阻負載Rp0(參照第6圖)，因此流通於放電空間的電流(放電電流)Ib0、及相當於放電電壓的放電維持電壓V*之間並無相位差，電流Ib0係與放電維持電壓V*同相位(0相)。
第8圖的向量圖係以水平向量表示相位0°狀態，以朝上方的垂直方向表示相位領先90°的向量，且 反之以朝下方的垂直方向定義相位落後90°的向量狀態。
在第8圖的向量圖中，當以相位0°、施加電壓α．V*而流通放電電流Ib0時，在放電空間中未放電的空間(1-α)中(於放電空間中的電容Ca0)係流通總電容器電流Ia0。此處，總電容器電流Ia0的相位係相對於相位0的放電電流Ib0領先90°。接著，總負載電流Id0係如第6圖的等效電路所示般，成為上述相位0°的放電電流Ib0與相位領先90°的總電容器電流Ia0之向量合成者，而流通第8圖所示相位的總負載電流Id0。
接著，施加於放電單元內的介電體的總電容Cg0間之電壓Vcg的相位係定義為相對於以向量表示的總負載電流Id0落後90°的相位。因此，施加如第8圖所示之相位的電壓Vcg。
此外，施加於放電單元的總負載電壓Vd0的相位係定義為施加於介電體的總電容Cg0間的電壓Vcg與施加於放電空間的放電維持電壓V*之合成向量。因此，施加如第8圖所示之相位的總負載電壓Vd0。
因此，依據第8圖，可知負載為總負載電流Id0相對於施加於放電單元間的總負載電壓Vd0的相位之相位差為ψ°的領先負載(電容性)。根據第8圖，與放電功率Pw(=α．V*．Ib0)相對的放電單元所需的供給功率容量PQ係能夠以總負載電流Id0與總負載電壓Vd0的向量合成表示，如下式所示。
PQ=Id0．Vd0(kVA)
相對於放電功率Pw，供給功率容量PQ係成為非常大的值。
此外，第6圖所示的電漿產生裝置5的負載功率因數(或電漿負載功率因數)η d(=Pw/PQ×100)係成為數十%的程度且非常低的領先負載。因此，在屬於電容性負載的電漿產生裝置5中，為了供給預定的放電功率Pw，電漿產生裝置5的輸出容量變得非常大，使得裝置變大。改善負載之功率因數的功率因數改善手段便是解決該問題的手段。
本發明的發明人等係針對串聯諧振方式的功率因數改善手段及並聯諧振方式的功率因數改善手段進行了調查，找出了能夠使屬於電容性負載的電漿產生裝置5穩定運轉的諧振方式。亦即，本發明的發明人等找出了在並聯連接有複數個放電單元的電漿產生裝置5中，使輸入至每個放電單元的放電功率量的變動盡可能減小而能夠改善功率因數的諧振方式。以下進行具體說明。
第9圖係圖示串聯諧振方式的功率因數改善手段之圖。在第9圖中，係於第6圖所示的電漿產生裝置5連接有實施形態1所說明的電源裝置10。此外，於該電源裝置10的變壓器4的輸出部串聯配設有負載諧振用電感器7。此外，第10圖係顯示採用串聯諧振方式時的向量特性之圖。
此外，第11圖係圖示並聯諧振方式的功率因數改善手段之圖。在第11圖中，係於第6圖所示的電漿 產生裝置5連接有實施形態1所說明的電源裝置10。此外，於該電源裝置10的變壓器4的輸出部並聯配設有負載諧振用電感器7。此外，第12圖係顯示採用並聯諧振方式時的向量特性之圖。
如第9圖所示，在採用串聯諧振方式的電源裝置10中，係對變壓器4串聯設有作為負載諧振用電感器7的電抗器Lr。當負載為電容性，且總負載電壓Vd0的相位與總負載電流Id0的相位不同時，係如第9圖所示般，不僅有電源裝置10供給的電流Is經由變壓器4回流，還會有無功電流(反射電流)Ic經由變壓器4回流(參照第9圖中的虛線箭頭)。此處，無功電流Ic係從電漿產生裝置(負載)5側流回至電源裝置10側的電流。
從電源裝置10供給至電漿產生裝置5的電流Is與無功電流Ic疊加而得的總負載電流Id0(=Is+Ic)係經由配置成與負載串聯的電抗器Lr而流通。此外，由於總負載電流Id0流通於電抗器Lr，在電抗器Lr間便感應生成電抗器電壓VL。當然，該電抗器電壓VL為相對於第8圖中所示之總負載電流Id0領先90°的電壓。亦即，從總負載電壓Vd0的向量電壓減去電抗器電壓VL的向量電壓後的向量電壓Vs為從變壓器4輸出的變壓器電壓Vs。
第10圖係顯示採用上述串聯諧振方式的電源裝置10的向量特性之圖。亦即，從變壓器4輸出的總負載電流Id0與屬於變壓器4之二次電壓的變壓器電壓Vs係成為同相位，變壓器4的輸出部的功率容量(=Id0．Vs)係改 善至接近電漿負載功率Pw之值(亦即，變壓器4的輸出部的功率因數η係改善至接近100%)。
在串聯諧振方式中，相對於施加於負載的總負載電壓Vd0，變壓器電壓Vs係顯示出非常小的值，因此可知串聯諧振方式乃係對電源輸出進行電壓放大的諧振方式。換言之，變壓器電壓Vs係藉由與放電單元部串聯的諧振用電抗器Lr而放大至負載電壓Vd。在此串聯諧振方式中，當如第5圖所示般構成為並聯連接複數個放電單元時，各放電單元間的配線電感LN便會發揮串聯諧振功能的一部分作用。如此一來，當並聯連接複數個放電單元時，電壓放大幅度便會因配線電感LN之大小的不同而改變。藉此，施加於放電單元間的負載電壓Vd會大幅變動，注入各放電單元的功率量也含有大幅變動的要素。
另一方面，如第11圖所示，在採用並聯諧振方式的電源裝置10中，係對變壓器4並聯設有作為負載諧振用電感器7的電抗器Lr。當負載為電容性，且總負載電壓Vd0的相位與總負載電流Id0的相位不同時，係如第11圖所示般，不僅電源裝置10供給的電流Is經由諧振用的電抗器Lr回流，還會有無功電流(反射電流)Ic經由諧振用的電抗器Lr回流(參照第11圖的虛線箭頭)。此處，無功電流Ic係從電漿產生裝置(負載)5側流回至電源裝置10側的電流。
從電源裝置10供給至電漿產生裝置5的電流Is與無功電流Ic疊加而得的總負載電流Id0(=Is+Ic)係從 電源裝置10側流向電漿產生裝置5。此處，在並聯諧振方式中，只有無功電流Ic流過配置成與變壓器4並聯的電抗器Lr。流通於並聯連接的電抗器Lr之無功電流Ic乃係來自負載側的反射電流，因此該無功電流Ic為相對於施加於負載側的總負載電壓Vd0落後90°相位的電流。亦即，總負載電流Id0與無功電流Ic合成後的向量電流成為從變壓器4輸出的電流Is。
第12圖係顯示採用上述並聯諧振方式的電源裝置10的向量特性之圖。亦即，從變壓器4輸出的總負載電壓Vd0與屬於來自變壓器4的輸出電流之電流Is係成為同相位，變壓器4的輸出部的功率容量(=Vd0．Is)係改善至接近電漿負載功率Pw之值(亦即，變壓器4的輸出部的功率因數η係改善至接近100%)。
在並聯諧振方式中，相對於流通於負載的總負載電流Id0，來自變壓器4的輸出電流Is係顯示出非常小的值，因此可知並聯諧振方式乃係對電源輸出進行電流放大的諧振方式。
再者，發明人等係針對採用串聯諧振方式的電源裝置10對連接有複數個放電單元的電漿產生裝置5供給電源的情形、及採用並聯諧振方式的電源裝置10對連接有複數個放電單元的電漿產生裝置5供給電源的情形進行研究，並實施何者能夠更穩定地驅動該電漿產生裝置5的實證試驗。
結果，可知當為採用第9圖所示之串聯諧振 方式的電源裝置10對上述電漿產生裝置5供給電力時，會因為下述的因素而損及負載的穩定運轉、或使一部分的放電單元損壞。
亦即，當如第5圖所示般並聯連接各放電單元時，則負載的合成阻抗及總放電電漿電阻Rp0係與n(放電單元個數)成反比而變小，負載電流係與n成正比而變大，而總負載電流Id0的變動幅度係變大。此外，無法再忽略各放電單元間的連接配線部分的配線電感值LN。如此一來，若為以串聯諧振方式為主體的諧振方式，則配線電感值LN會在電源裝置10中發揮串聯配置的負載諧振用電感器7(電抗器Lr)的電壓放大功能之作用。藉此，助長電壓放大後的負載電壓Vd的變動幅度，並藉由式(2)中所示的施加於放電單元本身的負載電壓Vd而決定電漿負載功率Pw。藉此，供給至各放電單元部的功率容量變動會變大，且放電單元部中被注入大功率容量的放電單元可能會損壞。
相對於此，可知當為採用第11圖所示之並聯諧振方式的電源裝置10對上述電漿產生裝置5供給電力時，會因為下述的因素而可實現負載的穩定運轉。
若為以並聯諧振方式為主體的諧振方式，則在負載部會使電壓放大功能減低，使電流放大成為主體。因此，施加於放電單元的負載電壓Vd係大致等於變壓器電壓Vs。因此，即使因為配設複數個放電單元而造成配線電感值LN大幅變動，該配線電感值LN所造成的電壓 放大度相較於串聯諧振方式時的電壓放大度仍會成為非常小的值。是以，施加於各放電單元的負載電壓Vd的變動幅度被抑制得非常小。就結果而言，供給至各放電單元部的功率容量變動會縮小，並均等地供給電力，從而消除了大電力集中注入一部分的放電單元而使放電單元損壞等的因素。
亦即，由於總負載電壓Vd0固定且施加至設置成與變壓器4並聯的電抗器Lr，因此成為利用反射自負載側的無功電流Ic之電流放大諧振方式。因此，形成不會發生因各放電單元間的連接配線部分的配線電感值LN造成電壓諧振之條件。因此，配線電感值LN與設置在電源裝置10的負載諧振用電感器7(電抗器Lr)之間的相互干涉幾乎不存在，施加於各放電單元的負載電壓Vd大致固定。如上述，其要因係在於，因為負載電壓Vd的變動小，故取決於式(2)之電漿負載功率Pw的供給至各放電單元部的功率容量的變動亦變小。
此處，已知在實際上的電源裝置10中，在變壓器4等的構成方面同時存在串聯諧振方式與並聯諧振方式。因此，發明人等係從電漿產生裝置5的穩定運轉的觀點出發，針對兩者的諧振比例試驗了怎樣的比率才恰當。
而該試驗的結果得知，較佳為在電源裝置10的輸出部分構成為並聯電抗器成分約5倍大於串聯電抗器成分。此外，以使變壓器4的內部設有負載諧振用電感器7(亦即，在變壓器4中的合成諧振電抗器Lr)的功能之 方式設計該變壓器4，令本發明的變壓器4成為對電漿產生裝置5的專用變壓器(高功能變壓器)。
在本實施形態中，係以滿足上述諧振比例條件之方式(亦即，以並聯諧振為主)提供電源裝置10。更具體而言，在本實施形態中，係以滿足上述諧振比例條件之方式提供讓變壓器4擁有負載諧振用電感器之功能而成的新穎的變壓器4。第13圖係顯示該新穎的變壓器(高功能變壓器)4的等效電路構成之圖。此外，第14圖係顯示變壓器4的性能特性之圖。
此處，在第14圖中，左側縱軸為激磁電感(任意單位)，右側縱軸為漏電感(任意單位)，橫軸為變壓器間隙(gap)長度(mm)。此外，2001為在變壓器4的二次側換算所得的激磁電感Ls2特性，2002為在變壓器4的二次側換算得的漏電感特性Ld2。
在第13圖中係除了圖示有實施形態1所說明的限流電抗器Lc之外，還圖示有新穎的變壓器4的等效電路。Ls1為在一次側變壓器線圈(coil)之用以形成磁場的激磁電感成分。此外，Ld2為能夠根據一次側線圈與二次側線圈的磁通量的耦合損失量推定的漏電感成分。
通常，就作為連接至變壓器二次側的負載而言，有馬達等電感性負載、熱電機器等電阻負載、或如本發明的電漿產生裝置等電容性負載，一般而言，變壓器係以對應前述各類負載的方式進行設計。亦即，通常的變壓器係以無來自負載的無功(反射)電流Ic之條件進行最佳 化設計及製作。因此，在此種通常的變壓器中，為了盡可能降低從一次側供給的用以激磁的一次電流，係以盡可能增大的方式設計激磁電感成分Ls1，又以增加一次側線圈與二次側線圈的磁場耦合度、縮小漏電感成分Ld2之方式設計。
因此，在通常的變壓器中，係以使變壓器磁芯(core)間隙(變壓器間隙長度，以下亦會簡稱為間隙長度)成為屬於0.2mm以下之區域3001的範圍以內之方式設計(參照第14圖)。
如上述，在習知之通常的變壓器中，激磁電感為在一次側形成的電感Ls1。相對於此，在本發明之新穎的變壓器4中，係聚焦在上述的無功電流Ic流通於變壓器4的二次側，而進行著眼於因該無功電流Ic而在變壓器4的二次側形成的二次側激磁電感Ls2之設計。
在本實施形態中，係令變壓器4的二次側激磁電感Ls2與負載側的電漿產生裝置5之間擁有並聯諧振作用。藉此，便能夠將負載諧振用電感器7的功能設在變壓器4內，從而能夠在變壓器4的二次側進行與負載的並聯諧振。
此外，如上述，在本實施形態之新穎的變壓器4中，係以並聯諧振為主體。亦即，係將因變壓器4之二次側的激磁電感Ls2與電漿產生裝置5的總電容C0之間的關係而產生的並聯諧振的程度形成為比因配設在換流器3的輸出部的限流電抗器Lc與變壓器4的漏電感Ld2 與電漿產生裝置5的總電容C0之間的關係而產生的串聯諧振的程度大。換言之，在該變壓器4中，係相較於二次側的激磁電感Ls2而盡可能地將漏電感成分Ld2減小。具體而言，在第13圖中，以滿足下式關係的方式所設計的變壓器4即為本實施形態之新穎的變壓器4。
二次側的激磁電感Ls2>5‧漏電感成分Ld2。
亦即，在本實施形態之新穎的變壓器4中，二次側激磁電感Ls2係比漏電感Ld2的5倍還大。此外，為了使諧振頻率(式(1))成為電漿產生裝置5的動作頻率範圍，係將負載的電容值與動作頻率代入式(1)，算出電感值。所算出的電感值即成為變壓器電感值。
為了改善功率因數，藉由使用滿足上述要件的變壓器4，能夠使上述無功電流的大部分回流至變壓器4的二次側激磁電感。
在具有上述要件的變壓器4中，係調整二次側激磁電感Ls2。亦即，必須將變壓器4的間隙長度擴大成比通常使用的變壓器的間隙長度大。發明人等在進行考察後，得知本實施形態之新穎的變壓器4的間隙長度較佳為使用3.5mm以下。此外，當考慮到實際上變壓器4的使用時，亦可知變壓器4的間隙長度較佳為1mm以上。亦即，如第14圖所示，本實施形態之新穎的變壓器4較佳為將間隙長度設定在區域3002的範圍以內。
此處，若滿足二次側的激磁電感Ls2>5‧漏電感成分Ld2之關係，則變壓器4的間隙長度亦可比3.5mm 大(參照第14圖)。然而，當使變壓器4的間隙長度比3.5mm大時，漏往間隙之間的漏磁通量便會增加，而有可能發生因該漏磁通量導致電源裝置10內的零件發熱等問題。因此，從良好的電源裝置10之使用的觀點來看，較佳為將間隙長度設定在3.5mm以下。
此外，當將變壓器4的間隙長度形成為比1mm小而提高激磁電感Ls2並將式(1)中的諧振頻率設為固定時，電源裝置10的電力容量便會變小。而即使令電力容量小的電源裝置10與負載發生諧振，對電源裝置10的小型化和低價化也不會有什麼幫助。因此，鑒於前述問題，較佳為將本發明的變壓器4的間隙長度設定為1.0mm以上。藉此，電源裝置10的輸入容量成為1kW以上。
另外，在本實施形態中，根據電路計算，電源裝置10的動作交流頻率(諧振頻率)fc正確來說係由限流電抗器Lc的電感成分、本實施形態之新穎的變壓器4的電感成分(漏電感及激磁電感等)、電漿產生裝置5的總電容C0所求出。電源裝置10係經由高功能變壓器4而將具有該所求得之fc的高頻、高電壓輸出給電漿產生裝置5。具體而言，控制部6係以使換流器3成為諧振頻率fc、並輸出高頻電壓之方式控制該換流器3(更具體而言，係設定換流器3的脈衝週期，利用換流器3的脈衝寬度控制輸出電壓)。
此處，該fc係根據上述式(1)算出。此處，式(1)中的L乃係上述限流電抗器Lc的電感成分與變壓器4 的電感成分合成後的合成電感L0。換言之，式(1)中的L為在換流器3的輸出側之後之電源裝置10中的合成電感L0。此外，式(1)中的C為電漿產生裝置5的合成電容C0。
如上述，在本實施形態中，變壓器4的二次側激磁電感Ls2係比漏電感Ld2的5倍還大。因此，電源裝置10係能夠改善以並聯諧振為主體的功率因數，從而能夠進行電源裝置10的小型化及低成本化，並且進行穩定的諧振動作。因此，接受來自該電源裝置10的電力供給之電漿產生裝置5便能夠實施非常穩定的動作。
另外，在本實施形態中，係針對具有實施形態1所說明的限流電抗器Lc及異常發生時停止功能及異常通知功能的電源裝置10，在高功能變壓器4中將二次側激磁電感Ls2形成為比漏電感Ld2的5倍大的情形進行說明。
但是，即使對於不具有實施形態1所說明的限流電抗器Lc及異常發生時停止功能及異常通知功能的電源裝置10，亦能夠採用在變壓器4中將二次側激磁電感Ls2形成為比漏電感Ld2的5倍還大的形態，且同樣地可達成能夠進行穩定的並聯諧振動作之效果。此外，同樣地，即使對於配設有限流電抗器Lc但不具有異常發生時停止功能及異常通知功能的電源裝置10，亦能夠採用在變壓器4中將二次側激磁電感Ls2形成為比漏電感Ld2的5倍還大的形態。
<實施形態3>
在實施形態1中，係針對在換流器3的輸出部與變壓器4的輸入部之間配設限流電抗器Lc的情形進行說明(參照第1圖)。而在本實施形態中，係構成為令高功能變壓器4的一次側線圈的電感兼有上述限流電抗器Lc的功能。藉此，便能夠省略限流電抗器Lc的實體零件，電源裝置10便能夠以僅藉由直流電壓輸出部20、換流器部及高功能變壓器4構成的主電路來構築。以下，針對本實施形態的變壓器4進行說明。
為了讓變壓器4具有限流電抗器Lc的功能，係構成為使變壓器4的一次側漏電感及/或一次側激磁電感具有限流電抗器Lc的電感成分。亦即，調整變壓器4的一次側線圈的匝數，使一次側漏電感及/或一次側激磁電感兼作為限流電抗器成分。
例如，只要使屬於在變壓器4的一次側線圈發生的磁通量 0的一部分之磁通量 L漏洩，減少與變壓器4的二次側線圈交鏈的磁通量 2，則變壓器4的一次側漏電感便會變大。以使該一次側漏電感的增加量成為限流電抗器成分之方式調整一次側線圈的匝數。
如上述，在本實施形態中，變壓器4係具有限流電抗器的功能。因此，能夠省略限流電抗器Lc的實體零件，從而能夠僅以變壓器4抑制短路電流。
此處，可構成為使在實施形態1所說明的變壓器4具有限流電抗器的功能，亦可構成為使在實施形態2所說明的變壓器4具有限流電抗器的功能。
<實施形態4>
本實施形態係有關使實施形態2中說明的電源裝置10的容量提升者。當對大容量化的電漿產生裝置5供給電力時，本實施形態的電源裝置10甚為有益。
如上述，關於電源裝置所搭載的一般變壓器，係以對應電感性負載、電阻負載、電容性負載等各類負載之規格之方式來設計。因此，習知的變壓器設計並未考慮電源驅動時來自負載的電壓反射(無功電流)，且重點是放在讓變壓器本身的熱損失成為最小。
亦即，將變壓器芯條件決定成，以使變壓器的一次側的激磁阻抗變大之方式，盡可能提高變壓器的激磁電感值並減少變壓器的漏電感，而能夠在抑制電氣損失的狀態下供給交流電力。因此，習知的變壓器係以間隙長度成為0或極小之方式設計(參照第14圖的區域3001)。
當將此種變壓器並聯連接進行運轉(以下，稱為(變壓器的)並聯運轉)時，會因為下述的理由而有流通於各變壓器的電流的差異也變大的缺點。因此，習知技術中並無將複數個小容量的變壓器並聯連接而成的電源裝置，而是將一台變壓器本身加以大型化來謀求電源裝置的電力容量提升。
亦即，通常的變壓器係作為能夠對應各類負載的萬能變壓器進行規格設計。因此，通常的變壓器係僅考慮變壓器的磁通量耦合，而採用加大線圈電感(將變壓 器的間隙長度縮減得非常小)的設計。亦即，如第14圖的變壓器性能特性所示，係以變壓器的間隙長度小的區域3001進行設計。因此，雖然激磁電感值呈現出大的值，但激磁電感特性2001成為了非常陡峭的區域。藉此，從製作精確度的觀點來看，各個變壓器的激磁電感的差異變大±25%的程度。因此，當將複數個習知的變壓器並聯運轉時，便會因為各個變壓器的激磁電感的差異，使得變壓器的一次激磁電流的差異幅度係最大變動50%的程度。如上述，當將習知的變壓器並聯運轉時，供給至每個變壓器的電流的差異會變大。
在習知的變壓器中，傳輸至變壓器之二次側的功率容量係受一次側的激磁電流所左右。因此，若如上述般於每個變壓器皆出現電流差異，在將變壓器並聯運轉時，電流會集中流通於一個變壓器。該電流之集中將導致變壓器本身的發熱(熱損失)。因此，一般而言，通常不會採行變壓器的並聯運轉。
然而，在本實施形態中，係藉由使用具有功率因數改善功能的實施形態2的變壓器，而能夠將變壓器進行並聯運轉。亦即，即使將實施形態2的變壓器進行並聯運轉，並提升供給至變壓器的電力容量，仍然能夠均等地分配傳輸給各變壓器的電力。
在本發明中，負載係限定為電漿產生裝置5(亦即電容性負載)。是以，在實施形態2的變壓器4中，係利用從負載反射至電源裝置10側的變壓器4之無功電流 Ic而謀求改善功率因數(參照實施形態2)。藉此，使電力均等地分配給並聯構成的變壓器。
第15圖係在顯示實施形態2中說明的複數個變壓器4並聯連接的樣態之圖。在第15圖中係為了簡化圖式而僅圖示配設在電源裝置10內的複數個變壓器4及限流電抗器Lc。另外，可不同於第15圖而將限流電抗器Lc省略，或構成為以變壓器4兼作為該限流電抗器Lc的功能(參照實施形態3)。另外，此處的變壓器4乃係具有在實施形態2中說明的並聯諧振功能之高功能變壓器。
接著，針對該變壓器4的並聯運轉進行說明。
該變壓器4係利用因為從負載側反射的無功電流Ic而形成之二次側的激磁電感。因此，在該變壓器4係流通有從供給至一次側的電流減去達無功電流Ic後之大小的電流，而供給至電漿產生裝置5。亦即，供給自變壓器4的一次側，並流通在各變壓器4的電流(排除負載的無功電流Ic後的僅為有功電流之電流)係變小。僅使該小的電流流通於變壓器4的二次側線圈來謀求負載的功率因數改善，亦能夠防止變壓器本身的發熱(熱損失)變大。
另外，在通常的變壓器中，二次側的負載電壓Vd2(kV)係以一次側的線圈匝數與二次側的線圈匝數之比而唯一地決定。另一方面，本實施形態所說明的變壓器4的二次側的負載電壓Vd2(kV)並非僅以一次、二次的線圈匝數比決定，還如下式般，以從負載側反射至二次側 線圈的無功電流Ic所感應生成的電壓值決定。亦即，無功電流Ic流通於變壓器4的二次側的激磁電感值，而因此使感應生成的線圈電壓受到左右。該感應生成的電壓值係具有下式關係。
Vd2=2．π．f．Ls2．Ic
此處，在上式中，f為諧振頻率，電源裝置10係動作在該諧振頻率範圍，因此諧振頻率數係大致等於動作頻率。Ls2為二次側的激磁電感。
即使將複數個變壓器4並聯連接使用，且於變壓器4的(二次側)激磁電感產生差異，往各個變壓器4的無功電流Ic仍以上式所決定的二次側的負載電壓Vd2成為固定之方式(因為是並聯連接，所以Vd2在各變壓器4為同電位)流通。
此處，在實施形態2說明的高功能變壓器4中，二次側的激磁電感Ls2的製作精確度係獲得提升。此係亦如同實施形態2中之說明般，因為變壓器4採用大間隙(數mm程度)之故。具體而言，在實施形態2的變壓器4中，二次側的激磁電感Ls2的製作精確度係約在±3%內(參照第14圖的區域3002)。
因此，藉由使用實施形態2的變壓器4，能夠將各變壓器4間的二次側的激磁電感Ls2的差異限制的極小。因此，在各變壓器4中流通的無功電流Ic亦幾乎沒有差異，無功電流Ic在各變壓器4係大致均等地流通。此外，從變壓器4的一次側供給至二次側的功率量係僅為排 除供給至負載的無功功率量後的有功功率量，且在各並聯連接的變壓器4中，一次側電壓與二次側電壓係為同電位。因此，分配至各變壓器4的有功功率的差異係控制在各線圈的電感的差異精確度內。關於該各線圈的電感的差異，也在高功能變壓器4中同樣落在上述的製作精確度(約±3%內)，因此，關於從並聯連接的變壓器4的一次側傳輸至二次側的有功功率亦於每個變壓器4中大致均等。因此，不會使變壓器4發生熱損傷。
如上述，在本實施形態中，係藉由使用實施形態2中說明的高功能變壓器4，即使將該變壓器4並聯運轉，變壓器4的發熱也不會過度產生。因此，可進行變壓器4的並聯運轉，且即使電漿產生裝置5大容量化，亦能夠與其配合而進行電源裝置10的容量提升。
此外，當以一個變壓器謀求容量提升時，不僅會面臨變壓器的大型化，成本也會大幅增加。而在本實施形態中，由於可進行變壓器4的並聯運轉，因此能夠以低成本謀求電源裝置10的容量提升。
<實施形態5>
例如，為了變更在電漿產生裝置5所產生的臭氧氣體等的氣體濃度，會有將電源裝置10的輸入功率量(電源裝置10輸入至電漿產生裝置5的功率量)構成為可變的情形。此處，一般而言，係更進一步提高輸入功率量，藉此產生更高濃度的氣體，且為一對一的關係。此外，輸入功率量的可變範圍為電源裝置10額定功率的0%至100%。
此處，就以使電源裝置10的輸入功率量成為所期望的功率量值之方式進行可變控制，恆定地將該所期望的功率量值供給(輸入)至負載的控制方法而言，可考慮下述的方法，為習知技術。
具體而言，該控制方法通常係檢測供給至電漿產生裝置5的高頻交流的負載電流Id0。接著，控制部6係以使該負載電流Id0成為目標電流值(成為所期望之功率值的電流值)之方式，變更換流器3的控制信號(換流器頻率f或換流器的脈衝寬度τ)。接著，使用變更後的該控制信號，控制換流器3的換流器輸出的交流波形。
如上述，在上述控制方法中，並沒有直接將從電源裝置10供給的輸入功率量作為控制量，而是以檢測到的負載電流Id0作為控制量而以使該負載電流Id0成為目標電流值之方式，對換流器3施行反饋控制方式。亦即，在上述控制方式中，係間接地對也包含有從電源裝置10供給的無功功率量之輸入功率量進行可變控制。
因此，在上述控制方法中，輸入功率量Pw係必須藉由下式，以使用第1圖的檢測器41所檢測到的負載電流波形的有效負載電流Id0、第1圖的檢測器42所檢測到的負載電壓波形的有效負載電壓Vd0、依存於輸入功率量的負載功率因數η d進行的演算來求取。
Pw=(有效負載電流Id0)×(有效負載電壓Vd0)×(負載功率因數η d) =(有效負載電流Id0)×(有效負載電壓Vd0)×cos
負載狀態會因施加至電漿產生裝置5的負載電壓、及供給至電漿產生裝置5的氣體流量而改變。因此，藉由上式算出輸入功率量Pw的方法係難以恆常高精確度地根據所檢測到的負載電流信號及負載電壓信號值來求取有效電流值、有效電壓、負載電流與負載電壓之相位差。尤其非常難以根據高頻高電壓化的有效負載電流Id0及有效負載電壓Vd0來求取高精確度的相位差。因此，在上述控制方法中，輸入功率量Pw的精確度差，難以管理輸入功率量Pw而使其固定。
而發明人等係著眼於使從電源裝置10輸入至電漿產生裝置5的交流輸入功率量與輸入至電源裝置10內的換流器3的直流功率量成為一對一對應。亦即，並非為負載的高電壓部，而是只要屬於電源裝置10的低電壓之直流功率量固定了，則輸入功率量便對應於該直流功率量而唯一地決定(反之亦成立)。因此，即著眼於只要以使直流功率量固定在所期望之直流功率量值之方式進行控制，便能夠以使輸入至電漿產生裝置5的輸入功率量亦固定在所期望之輸入功率量值之方式進行控制。
因此，在本實施形態中，係提供一種電源裝置10，可藉由將輸入至電源裝置10的換流器3的直流功率量作為直接的控制量值之前饋控制及反饋控制，而能夠管理輸入功率量而使其固定，並能夠對電漿產生裝置5穩定地供給該輸入功率量。
首先，在電漿產生裝置5內，藉由電漿處理產生臭氧氣體等氣體，而使用者係選擇該所產生之氣體的濃度(氣體的所期望濃度C之選擇)。亦即，使用者係對本實施形態的電源裝置10輸入上述氣體的所期望濃度C(另外，為了產生所期望濃度C的氣體，亦能夠輸入後述的目標輸入功率量值Po’作為輸入功率量，而非輸入所期望濃度C)。
如此一來，控制部6便相應於電漿產生裝置5的運轉狀況及氣體的所期望濃度C(或目標輸入功率量值Po’)而算出目標直流功率量值Po(前饋控制)。由上述可知，目標輸入功率量值Po’係根據目標直流功率量值Po而唯一地決定。此處，在電漿產生裝置5的前述運轉狀況中，當目標輸入功率量值Po’的輸入功率量輸入至電漿產生裝置5時，即在該電漿產生裝置5產生所期望濃度C的氣體。
此外，控制部6係根據該目標直流功率量值Po決定換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o。接著，控制部6係以該所決定的換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o(能夠理解為換流器控制值)控制換流器3的輸出(前饋控制)。藉由使用該fo、τ o進行的換流器3之控制，從電源裝置10輸入至電漿產生裝置5的輸入功率量係成為接近目標輸入功率量值Po’之值。
接著，控制部6係檢測直流電壓輸出部20的輸出部的直流電流Ii及直流電壓Vi。此處，第1圖中所示的電流檢測器21係隨時檢測直流電流Ii，將該檢測到的 值隨時傳送給控制部6。此外，第1圖中所示的電壓檢測器22係隨時檢測直流電壓Vi，將該檢測到的值隨時傳送給控制部6。另外，如第1圖所示，各檢測器21、22係配設在直流電壓輸出部20與換流器3之間。
接著，控制部6係從該檢測結果Ii、Vi算出直流功率量值Pi(=Ii×Vi)。接著，控制部6係以使目標直流功率量值Po與直流功率量值Pi之差分ΔP(=Po-Pi)成為0之方式，對換流器頻率f或換流器脈衝寬度τ(能夠理解為換流器控制值)進行微調整，並以該微調整後的換流器頻率f或換流器脈衝寬度τ來控制換流器3的輸出(反饋控制)。
例如，當目標直流功率量值Po>直流功率量值Pi時，係提高換流器頻率f及/或提高換流器脈衝寬度τ。
如上述，藉由以使差分ΔP成為0之方式進行控制，就結果而言，便能夠將輸入至電漿產生裝置5的輸入功率量固定在上述目標輸入功率量值Po’。
就上述控制動作的結果而言，電源裝置10係能夠以使相應於使用者所選擇的氣體的所期望濃度C之輸入至電漿產生裝置5的輸入功率量固定在目標輸入功率量值Po’之方式進行控制及管理。
此處，如上述，電源裝置10係能夠相應於氣體的所期望濃度，而令輸入功率量在額定功率的0%至100%的範圍變化。
另外，上述目標直流功率量值Po之算出係如下述方式進行。亦即，在控制部6係預先記憶有表格(table)和演算式作為資料(data)。該表格和演算式係能夠相應於電漿產生裝置5的運轉狀況及氣體的所期望濃度C而唯一地求取及決定目標直流功率量值Po者。
此處，就表示電漿產生裝置5的運轉狀況的值而言，係原料氣體的氣體供給流量Q、放電單元內的壓力P、裝置5內流通的冷媒的流量Qw、及該冷媒的溫度Tw(實施形態1中所述的物理量)。控制部6係從電漿產生裝置5經由外部信號介面63而隨時取得表示電漿產生裝置5的運轉狀況的該等值Q、P、Qw、Tw作為輸入資料。
控制部6係將所取得的上述值Q、P、Qw、Tw與使用者所選擇及輸入的氣體的所期望濃度C套用至上述表格或演算式等資料，算出目標直流功率量值Po。
此外，在控制部6還預先設定及記憶有針對該目標直流功率量值Po而唯一地特定的換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o的值來作為資料。因此，如上述，控制部6能夠針對所算出的目標直流功率量值Po而唯一地決定換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o。如上述，藉由使用該fo、τ o進行的換流器3之控制，以使從電源裝置10輸入至電漿產生裝置5的輸入功率量接近目標輸入功率量值Po’(因為fo、τ o是以理論為根據的值，故與目標輸入功率量Po’不相同)。
另外，若上述各值Q、P、Qw、Tw固定， 則藉由將輸入功率量固定在目標輸入功率量值Po’(藉由將輸入至換流器3的直流功率量固定在目標直流功率量值Po)，而在電漿產生裝置5以固定的上述氣體的所期望濃度C產生氣體。
另外，上述中係針對在反饋控制中檢測直流電壓輸出部20的輸出部的直流電流Ii及直流電壓Vi時的情形進行說明。但若預先以使直流電壓輸出部20的輸出電壓成為固定電壓之方式進行控制，則在反饋控制中只要僅檢測到直流電壓輸出部20的輸出部的直流電流Ii，便能夠算出輸入功率量值Pi(=Ii×固定電壓)。亦即，藉由僅進行直流電壓輸出部20的輸出部的直流電流Ii之檢測與反饋控制，便能夠將電源裝置10的輸入功率量固定控制在目標輸入功率量值Po’。
如上述，在本實施形態中，控制部6係進行前饋控制(目標直流功率量值Po之算出、使用該目標直流功率量值Po進行的換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o之決定、使用該換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o進行的換流器3之控制)、及反饋控制(使用目標直流功率量值Po與直流電壓輸出部20的輸出部的實際檢測結果(至少有直流電流的檢測結果)進行的換流器頻率f或換流器脈衝寬度τ的微調整、使用該微調整後的換流器頻率f或換流器脈衝寬度τ進行的換流器3之控制)。
亦即，在本實施形態中，電源裝置10係檢測來自直流電壓輸出部20的直流輸出結果，控制部6係使 用該檢測結果與屬於控制值的目標直流功率量值Po，以使輸入功率量固定在目標輸入功率量值Po’之方式(使輸入至換流器3的直流功率量固定在目標直流功率量值Po之方式)進行反饋控制，對換流器頻率f或換流器脈衝寬度τ進行微調整。
進行使用比負載電流等還小的值之直流電流等之反饋控制，直流電流等係與輸入至換流器3的直流功率量(換言之，即輸入功率量)一對一對應(理解為將輸入功率量作為直接的控制量值)。因此，能夠高精確度地控制而將輸入功率量固定在相應於氣體之所期望濃度的目標輸入功率量值Po’。此外，相較於負載電流等，所檢測到的直流電流等之雜訊(noise)等比較不會疊加(在換流器3和變壓器4會有雜訊產生)。是以，亦能夠高精確度地控制而將輸入功率量固定在相應於氣體的所期望濃度之目標輸入功率量值Po’。
此處，在本實施形態中，控制部6亦能夠省略上述前饋控制的一部分，並藉由上述反饋控制，以使輸入功率量固定在目標輸入功率量值Po’之方式控制換流器3。
亦即，依據上述，控制部6係算出目標直流功率量值Po。緊接著，控制部6係使用直流電流等之檢測結果進行反饋控制，決定換流器頻率f或換流器脈衝寬度τ，使輸入至換流器3的直流功率量一致於目標直流功率量值Po(換言之，使輸入功率量一致於目標輸入功率量值 Po’)。如此，亦能夠省略換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o之決定、及使用該換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o進行的換流器3之控制。但是，當進行如此的控制時，響應性會變差，且可能會有輸入功率量需耗費長時間才能達到目標值的情形。
因此，如上述般進行以下動作。亦即，藉由前饋控制，以換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o控制換流器3，使輸入功率量成為接近目標輸入功率量值Po’的值(使直流功率量成為接近目標直流功率量值Po的值)。然後，藉由反饋控制，對換流器頻率f或換流器脈衝寬度τ進行微調整，進行使用該微調整後的換流器頻率f或換流器脈衝寬度τ的換流器3之控制。
如上述，藉由將該前饋控制與反饋控制依該順序組合，輸入功率量便能夠於短時間內達到目標輸入功率量值Po’。
此外，控制部6係亦能夠以變更換流器頻率及換流器脈衝寬度兩者或僅變更其中任一者來使輸入功率量成為目標輸入功率量值Po’(使直流功率量成為目標直流功率量值Po)之方式進行控制。
此外，本實施形態所說明的進行前饋控制及反饋控制的控制部6可適用於上述實施形態1至4任一者所記載的電源裝置10，亦可適用於組合所有實施形態而成的電源裝置10。
例如，亦可為省略實施形態1中說明的限流 電抗器，且具有進行本實施形態所說明之動作的控制部6及換流器3之電源裝置10，或者，亦可為不具有實施形態2說明之構成的變壓器4，而具有一般的變壓器4、及具有進行本實施形態所說明之動作的控制部6及換流器3之電源裝置10。
亦即，電源裝置10係亦能夠脫離上述各實施形態，而單獨構築本實施形態所說明之構成(進行前饋控制及反饋控制之構成)。
另外，如上述實施形態之說明，當以固定的諧振振動驅動電源裝置10(更具體而言為換流器3)時，只要藉由前饋控制及反饋控制而僅令換流器脈衝寬度可變，使輸入功率量成為目標輸入功率量值Po’即可。
<實施形態6>
在上述的第4圖中，最上層所顯示的波形係從換流器3輸出之矩形的交流電壓波形。該矩形交流電壓波形係藉由經由變壓器4等而對電漿產生裝置5供給正弦波狀的高頻及高電壓。此處，當供給至電漿產生裝置5的功率量變高時，則在電漿產生裝置5所產生的氣體等之生產量(濃度)便增加。
亦即，從電源裝置10供給至電漿產生裝置5的功率量與在電漿產生裝置5所產生的氣體的濃度等係有密切的關係。因此，為了穩定地控制電漿產生裝置5所產生的氣體的濃度，重要的是控制第4圖中所示之屬於換流器3的控制值之換流器頻率f(脈衝週期1/f)或換流器脈 衝寬度τ，而使上述功率量固定。此處，關於該功率量的固定控制，係如實施形態5中之說明。
此外，電漿產生裝置5的負載阻抗(所產生的氣體的濃度)係不只僅因從電源裝置10供給的功率量而變化，也會因該電漿產生裝置5之負載的狀態(上述的「電漿產生裝置5的運轉狀況」)而變化。此處，就表示電漿產生裝置5的運轉狀況之值而言，係如上述，為原料氣體的氣體供給流量Q、放電單元內的壓力P、裝置5內流通的冷媒的流量Qw、及該冷媒的溫度Tw。
因此，為了穩定地驅動電漿產生裝置5，係必須以使表示電漿產生裝置5的運轉狀況的上述各值Q、P、Qw、Tw的變動變小之方式(以使各值保持大致固定之方式)進行管理。然而，有時會因疊加至信號線的雜訊等干擾而使上述各值Q、P、Qw、Tw變化或大幅變動，使得實際上難以將上述各值Q、P、Qw、Tw保持大致固定。
因此，如實施形態1中之所述，控制部6係藉由在電源裝置10與電漿產生裝置5之間進行的傳送接收而恆常獲取表示電漿產生裝置5的運轉狀況的上述各值Q、P、Qw、Tw。接著，控制部6係依據該各值Q、P、Qw、Tw而控制屬於換流器3的控制值之換流器頻率f(脈衝週期1/f)或換流器脈衝寬度τ，以使上述功率量成為適量值之方式進行固定控制。
此外，電漿產生裝置5為電容性負載，負載功率因數通常非常差。因此，為了改善功率因數，係在電 源裝置10內，於電源裝置10與電漿產生裝置5之間配設形成諧振狀態的諧振手段，使該換流器3的驅動頻率(動作頻率)趨近於諧振頻率附近。就該功率因數改善所用的技術而言，有實施形態2的發明或實施形態2所述之串聯諧振方式的功率因數改善手段及並聯諧振方式的功率因數改善手段。
本實施形態的電源裝置10係具有上述的任一功率因數改善手段，該電源裝置10係具有自動決定換流器3的驅動頻率之功能。亦即，具有自動探查諧振頻率之功能。
首先，於最初在控制部6中設定輸入功率量、初期電源輸出頻率、設定氣體流量、設定氣體壓力、設定冷媒溫度及設定冷媒流量等。另外，設定氣體流量、設定氣體壓力、設定冷媒溫度及設定冷媒流量係從控制部6經由外部信號介面63而輸出至電漿產生裝置5內的MFC及APC等。
此外，如實施形態1之說明，在電漿產生裝置5的運轉中，係恆常從該電漿產生裝置5經由外部信號介面63而對控制部6傳送屬於量測值的原料氣體的氣體供給流量Q、放電單元內的壓力P、裝置5內流通之冷媒的流量Qw及該冷媒的溫度Tw(屬於量測值的各物理量)。
接著，如實施形態1所述，控制部6係進行下述判斷：氣體供給流量Q是否在設定氣體流量之所期望範圍內；放電單元內的壓力P是否在設定氣體壓力之所期 望範圍內；冷媒的流量Qw是否在設定冷媒流量之所期望範圍內；及冷媒的溫度Tw是否在設定冷媒溫度之所期望範圍內。
接著，根據各判斷的結果，當判斷電漿產生裝置5的各物理量有異常發生時，係如實施形態1之說明般，控制部6即執行停止換流器3的輸出等處置。此外，控制部6係對外部通知電漿產生裝置5有異常發生(哪個物理量異常)。
當到前述記載為止並未發生電漿產生裝置5的異常時，係如實施形態1所述般，控制部6即使用電源裝置10內所量測到的各電壓值及電流值而判斷是否有負載的短路發生(參照前述使用第2圖、第3圖進行的說明)。
接著，根據該判斷的結果，當判斷為有短路發生時，係如實施形態1之說明般，控制部6即停止換流器3的輸出。此外，控制部6係對外部通知造成短路原因的異常位置。
當到前述為止並未發生異常和短路時，控制部6係針對電源裝置10內之零件的動作進行異常和正常的判斷。根據該判斷的結果，當判斷為零件動作有異常時，控制部6即停止換流器3的輸出。此外，控制部6係對外部通知被判斷為異常的零件。
當到上述為止的各判斷全都判斷為正常時，係進行以下動作。此處，控制部6亦可將到上述為止 之各判斷的動作予以省略，而從下述的動作(本實施形態的特徴技術)開始動作。
當在控制部6中設定上述輸入功率量時，控制部6便判斷該輸入功率量是否為相當於電源裝置10之額定功率的100%之功率值。或者，控制部6係判斷該輸入功率量是否為相當於電源裝置10之額定功率的100%以下且臨限值%以上之功率值。此處，該臨限值%係預先設定在控制部6。例如，當臨限值%為90%時，控制部6係判斷輸入功率量是否為電源裝置10之額定功率的90%以上至100%以下。
另外，下述所說明的動作乃係決定電源最大容量運轉時(或以接近電源最大容量之容量運轉時)的換流器3的驅動頻率之動作，且為所謂的決定條件的動作。因此，在將電漿產生裝置5連接至電源裝置10而組成系統後的初期動作階段，一般而言，係於最初對控制部6設定指示額定功率的100%或額定功率的臨限值%至100%之值的輸入功率量。
再者，當前述所設定指示的輸入功率量為電源裝置10之額定功率的100%(或為電源裝置10之額定功率的100%以下且為臨限值%以上)時，控制部6係令屬於對換流器3的控制值之換流器頻率f隨時變化，根據各換流器頻率f而控制換流器3的輸出。
此處，控制部6係以上述所設定的初期電源輸出頻率為中心，令換流器頻率f在預定的頻率範圍(例 如，±2kHz)變化(掃掠)。亦可令換流器頻率f掃掠全部頻率範圍。但是，能夠藉由如前述般限定掃掠範圍，以使到求得諧振頻率為止的時間縮短。
另外，在將電源裝置10與電漿產生裝置5連接而組成系統的階段，係根據上述式(1)算出理論值的諧振頻率(式(1)中的L為換流器3的輸出側之後之電源裝置10的合成電感。此外，式(1)中的C為電漿產生裝置5的合成電容)。因此，從使到求得諧振新頻率為止的時間縮短的觀點來看，係將根據式(1)算出的值設定至控制部6作為上述初期電源輸出頻率，以該初期電源輸出頻率為中心，令換流器頻率f在預定的頻率範圍變化(掃掠)(例如離散性地變化)。
另外，當令換流器頻率f變化時，為了滿足所設定指示的輸入功率量，控制部6亦相應於該換流器頻率f的變化而令換流器脈衝寬度τ變化，並傳送至換流器3作為控制值。
控制部6係令換流器頻率f變化，並按每個換流器頻率f，根據從檢測部31、32取得的電性量而分別求取換流器輸出功率因數。此處，所謂的電性量係指求取換流器輸出功率因數時所利用之換流器3的輸出側之電氣方面的相關值。
具體而言，第1圖中所示的電流檢測器31係按掃掠的每個換流器頻率f而檢測換流器3的輸出部的有效電流值，並將該檢測到的結果傳送給控制部6，第1 圖中所示的電壓檢測器32係檢測換流器3之輸出部的有效電壓值，將該檢測到的結果傳送給控制部6。接著，控制部6係按掃掠到的每個換流器頻率f，從上述有效電流值及上述有效電壓值求取換流器3的輸出部的有功功率。
接著，控制部6係按掃掠到的每個換流器頻率f，使用上述有效電流值及上述有效電壓值及上述有功功率而運算換流器3的輸出部的換流器輸出功率因數η。此處，換流器輸出功率因數為η={(有功功率)/(有效電流值×有效電壓值)}×100(%)。
第16圖係顯示令換流器頻率f在預定的頻率範圍變化(掃掠)，且按每個換流器頻率f求得的換流器輸出功率因數η的變化情形之圖。此處，第16圖的縱軸為換流器輸出功率因數η(%)，第16圖的橫軸為換流器頻率f(kHz)。
在如第16圖所示按掃掠到的每個換流器頻率f求得換流器輸出功率因數η後，控制部6係檢測所求得的換流器輸出功率因數η之中屬於最大值的最大換流器輸出功率因數η max。接著，控制部6係在獲得最大換流器輸出功率因數η max時將換流器頻率(諧振頻率fc，參照第16圖中的fc)決定為換流器3的驅動頻率fc。
接著，在決定驅動頻率fc後，控制部6係將驅動頻率fc作為換流器頻率f傳送給換流器3。此外，控制部6係將根據上述所設定的輸入功率量與驅動頻率fc而決定的換流器脈衝寬度τ c傳送給換流器3。
藉此，從換流器3係輸出由驅動頻率fc與換流器脈衝寬度τ c形成的高頻波形，對電漿產生裝置5供給相應於上述所設定的輸入功率量之負載功率。
再者，使用者有時會想要令在電漿產生裝置5所產生的氣體的濃度變化，或是想要不令所產生的氣體濃度變化而令表示電漿產生裝置5的運轉狀況的上述各值(各物理量)Q、P、Qw、Tw變化。此時，使用者係對電源裝置10，令輸入功率量相應於前述欲令之變化的量而變化。
因此，例如設使用者對電源裝置10變更了所設定的輸入功率量。
於進行該變更時，控制部6係判斷變更後的輸入功率量是否為未滿電源裝置10之額定功率的100%之輸入功率值。或是，控制部6係判斷變更後的輸入功率量是否為未滿電源裝置10之額定功率的上述臨限值%之輸入功率值。
此處，設變更後的輸入功率量未滿額定功率的100%(或未滿額定功率的上述臨限值%)。因此，控制部6係判斷變更後的輸入功率量未滿電源裝置10之額定功率的100%(或未滿額定功率的上述臨限值%)。
於是，控制部6係將驅動頻率fc作為換流器頻率f傳送給換流器3。換言之，即使指示變更輸入功率量，換流器頻率f仍固定在上述驅動頻率fc。此外，控制部6係將根據上述所變更的輸入功率量與驅動頻率fc而 決定的換流器脈衝寬度τ r傳送給換流器3。
藉此，從換流器3係輸出由驅動頻率fc與換流器脈衝寬度τ r形成的高頻波形，對電漿產生裝置5供給相應於上述所變更的輸入功率量之負載功率。
另外，即使之後對電源裝置10指示變更輸入功率量，惟若變更後的輸入功率量未滿額定功率的100%(或未滿額定功率的上述臨限值%)，則控制部6仍會對換流器3繼續固定輸出驅動頻率fc作為換流器頻率f。另外，換流器脈衝寬度τ係每次相應於變更後的輸入功率量進行變更。
此外，亦能夠設想變更後的輸入功率量為額定功率的100%(或額定功率的100%以下至上述臨限值%以上)。此時，電源裝置10係實施以下的動作。
電源裝置10係具有能夠選擇是否要再次重新決定上述求得的諧振頻率之切換部(並未圖示在第1圖等圖)。
當含有電源裝置10及電漿產生裝置5之系統組成後，諧振頻率幾乎不會變更。因此，使用者係操作切換部，並選擇再次決定不實施驅動頻率。
此時，控制部6係將上述求得的驅動頻率fc作為換流器頻率f傳送給換流器3。亦即，即使再次指示設定額定功率的100%(或額定功率的100%以下至上述臨限值%以上)作為輸入功率量，換流器頻率f仍係固定在上述驅動頻率fc。此外，控制部6係將根據上述所設定的輸 入功率量與驅動頻率fc而決定的換流器脈衝寬度τ c傳送給換流器3。
藉此，從換流器3係輸出由驅動頻率fc與換流器脈衝寬度τ c形成的高頻波形，對電漿產生裝置5供給相應於上述所設定的輸入功率量之負載功率。
另一方面，當長期使用電漿產生裝置5時、當在電漿產生裝置5或電源裝置10進行設計變更等時、及對連接電漿產生裝置5與電源裝置10之配線或該等裝置5、10內部的配線施加變更時，會使諧振頻率變更。因此，亦可設想使用者操作切換部而選擇再次決定實施驅動頻率。
進行該選擇時，若變更後的輸入功率量為額定功率的100%(或額定功率的100%以下至上述臨限值%以上)，則電源裝置10係在設定該輸入功率量時，再一次實施決定驅動頻率的動作(同上述換流器頻率之掃掠、及在獲得最大換流器輸出功率因數η max時求取換流器頻率(諧振頻率)之動作)。接著，當藉由該決定動作而決定驅動頻率fc’時，控制部6係於之後將上述驅動頻率fc置換為新的驅動頻率fc’而對電源裝置10變更所設定的輸入功率量時，便進行和上述所說明的動作相同的動作(同輸入功率量變更時控制部6對換流器3繼續固定輸出驅動頻率作為換流器頻率f之動作)。
另外，換流器3的輸出係以上述驅動頻率fc、fc’與上述說明中所求得的換流器脈衝寬度來控制。此 處，為了高精確度地將輸入功率量固定地控制，控制部6係亦可藉由實施形態5中所說明的反饋控制等對換流器脈衝寬度進行微調整。
如上述，在本實施形態的電源裝置10中，係在構築含有電源裝置10及電漿產生裝置5的系統後，於最初設定指示額定功率的100%或額定功率的臨限值%至100%之值作為輸入功率量時，自動決定驅動頻率fc。
因此，在電源最大容量運轉時(或以接近電源最大容量之容量運轉時)，能夠以經改善換流器輸出功率因數η的驅動頻率(諧振頻率)fc驅動電源裝置10。此處，該驅動頻率fc係相應於電漿產生裝置5的機種和製造的批次(lot)差異等而自動求取。
此外，在本實施形態的電源裝置10中，於求得驅動頻率fc後設定指示未滿額定功率的100%或未滿額定功率的臨限值%之值作為輸入功率量時，控制部6係對換流器3固定輸出上述所求得的驅動頻率fc。
因此，能夠防止每次變更輸入功率量便進行求取驅動頻率的動作，從而能夠防止電源裝置10的處理能力下降。
另外，即使輸入功率量變更，相應於該輸入功率量之原本的諧振頻率與之前所求得的驅動(諧振)頻率fc之間並無顯著的差。此外，換流器輸出功率因數η係因為原本的諧振頻率與之前所求得的驅動(諧振)頻率fc之間的差而變得多少低於最大換流器輸出功率因數η max。
然而，當輸入功率量為未滿額定功率的100%或未滿額定功率的臨限值%之值時，電源裝置10的容量係尚有餘力。因此，當輸入功率量為未滿額定功率的100%或未滿額定功率的臨限值%之值時，即使控制部6以上述驅動頻率fc控制換流器3，而換流器輸出功率因數η為多少低於最大換流器輸出功率因數η max的狀態，在電源裝置10的性能方面，仍然能夠順暢地運轉。
此外，在本實施形態的電源裝置10中係具有能夠進行上述選擇的切換部。因此，在含有該電源裝置10及電漿產生裝置5的系統中，當發生諧振頻率變動的情況時，控制部6係能夠依使用者的要求而自動再一次決定適當的驅動頻率。
另外，不同於上述情形，亦能夠設想最初所設定指示的輸入功率量非為電源裝置10之額定功率的100%(或非電源裝置10之額定功率的100%以下且臨限值%以上)。
此時，控制部6係將換流器頻率f決定為上述所設定的初期電源輸出頻率。此外，控制部6係根據上述所設定的輸入功率量與上述所決定的初期電源輸出頻率，求取換流器脈衝寬度τ。此外，控制部6係將該所設定的初期電源輸出頻率與該所求得的換流器脈衝寬度傳送給換流器3。
藉此，從換流器3係輸出由該所設定的初期電源輸出頻率與該所求出的換流器脈衝寬度而形成的高頻 波形，對電漿產生裝置5供給相應於上述所設定的輸入功率量之負載功率。
此外，當設定至電源裝置10的輸入功率量變更，且於最初所設定的輸入功率量成為電源裝置10之額定功率的100%(或電源裝置10之額定功率的100%以下且臨限值%以上)時，控制部6係進行求取上述驅動頻率fc的動作。當輸入功率量於之後變更時，係進行和上述相同的動作(例如，同輸入功率量變更時，控制部6對換流器3繼續固定輸出驅動頻率fc作為換流器頻率f之動作等)。
另外，本實施形態的特徴技術(驅動頻率的自動決定、輸入功率量變更時之該驅動頻率的固定輸出等)係亦能夠組合至上述的實施形態1至5，另一方面，當然亦能夠構成僅具有該本實施形態的特徴技術之電源裝置10。
<實施形態7>
在實施形態6中，電源裝置10係具有功率因數改善手段，利用來自負載(電漿產生裝置5)側的反射電流產生諧振，自動決定驅動頻率。此處，在實施形態6中，驅動頻率係在獲得最大換流器輸出功率因數η max時為換流器頻率(亦即諧振頻率)。
如上述般利用反射電流產生諧振時，當從電源裝置10的變壓器4的輸出觀察負載的阻抗時，上述功率因數改善手段的電感性阻抗量與負載側的電容性阻抗量會抵消。因此，當令電源裝置10的驅動頻率一致於諧振頻 率fc時，上述電感性阻抗量與負載側的電容性阻抗量便會相抵消，成為0Ω(Ohm；歐姆)。因此，只剩下電漿產生裝置5的總放電電漿阻抗(電阻)Rp0(Ω)。
當放電單元的並聯連接個數n較少時，與該n成反比例的Rp0係成為較大的值。因此，電漿產生裝置5的總負載電流Id0係受到抑制，就結果而言，即使換流器頻率變化，表示諧振之放大度的Q值(換言之，即第16圖所示的換流器輸出功率因數η的特性)仍然平穩地變化，從而電源裝置10係能夠在諧振頻率進行穩定的動作。
相對於此，當放電單元的並聯連接個數n較大時、或電漿產生裝置5的放電單元的放電電阻量非常小時，Rp0係成為非常小的值。因此，電漿產生裝置5的總負載電流Id0係變得非常大，就結果而言，當換流器頻率f變化時，表示諧振之放大度的Q值(換言之，即第17圖所示的換流器輸出功率因數η的特性)係陡峭地變化。在此種狀態中，當以諧振頻率驅動電源裝置10時，則不僅會使來自負載的反射電流增加，電流之時間的變化率也會變得非常大，在諧振系統引發振盪模式。
該振盪模式係成為電源裝置10之雜訊增大的原因。此外，雜訊增大也會引發電源裝置10內的電氣零件的電氣性損傷、電源裝置10的誤動作、及電漿產生裝置5的損壞。
因此，在本實施形態中，並非使用諧振頻率本身來決定在實施形態6中決定的驅動頻率，而是使用 該諧振頻率fc來決定。
具體而言，同實施形態6，控制部6係藉由換流器頻率的掃掠，而在獲得最大換流器輸出功率因數η max時決定換流器頻率(亦即諧振頻率fc)。然後，在本實施形態中，控制部6係將從該諧振頻率fc偏移達微小頻率Δf後的值決定為驅動頻率(=fc±Δf)。
此處，該微小頻率Δf係依實際使用的電漿產生裝置5的構成而個別決定者。在含有電源裝置10及電漿產生裝置5的系統中，事前在諧振頻率fc的附近進行該系統的實驗性運轉。另外，要使諧振頻率fc往正向(plus)方向偏移或往負向(minus)方向偏移亦是透過該實驗性運轉決定。接著，透過該實驗性運轉，而決定能夠形成穩定運轉之合適的微小頻率Δf。接著，該微小頻率Δf係於電源裝置10的動作之前預先設定至控制部6內。
另外，亦能夠透過上述實驗性運轉決定微小頻率範圍，將該所決定的微小頻率範圍預先設定至控制部6。此時，驅動頻率係以如下的範圍決定。例如，以諧振頻率fc為軸，設將換流器頻率往負向方向偏移仍能夠正常運轉的頻率下限值為Δfr1。另一方面，以諧振頻率fc為軸，設將換流器頻率往正向側偏移仍能夠正常運轉的頻率上限值為Δfr2。此時，驅動頻率係在下式的範圍內任意決定。亦即，fc-Δfr1≦驅動頻率≦fc+Δfr2(參照第17圖)。其中，如上述，在本實施形態中並不採用諧振頻率fc本身作為驅動頻率(參照第17圖)。
如上述，在本實施形態中，控制部6係避開諧振頻率fc來決定驅動頻率。因此，能夠於事前避開在會引發振盪模式的頻率段的動作運轉，從而能夠進行電源裝置10的穩定運轉。
在上述中，已針對電容性負載裝置專用的電源裝置10的負載輸出部的穩定技術進行說明。電源裝置10的輸出直流電壓的部分20可為將商用交流電壓進行整流並予以直流化的轉換器，亦可為能夠輸出直流電壓的蓄電池等電池(例如，多段或多並聯構成的大容量電池組(bank)構成)。
此處，當直流電壓輸出部20採用大容量電池組時，相當於電池的部分之等效電路係以電壓供給源與電容性的電容器構成。因此，有時也會因為從大容量電池組輸出電壓時的配線電抗器LN量，使反射至大容量電池組側的電流進行電壓放大，而導致過電壓反射至大容量電池組。因此，有時會防礙大容量電池組的穩定驅動。
要使大容量電池組穩定驅動，係需要令過電壓不會反射至大容量電池組的技術。而就該技術而言，係有如實施形態2等中所述，對電容性負載插入並聯電抗器來改善功率因數的技術。利用與此相同的技術，對大容量電池組插入並聯電抗器。藉此，藉助大容量電池組內的電容值與在配線電抗器部的電感值之相互作用，以抑制反射電流進行串聯諧振(電壓放大)的作用，以並聯電抗器旁路(bypass)反射的無功電流量。
另外，上述各實施形態所說明的電源裝置10係能夠適用在臭氧產生裝置和自由基產生裝置等半導體製造裝置領域中所使用的電容性負載裝置專用的電源裝置。此外，該電源裝置10亦能夠作為雷射裝置領域的放電裝置、以及紙漿(pulp)漂白領域、水處理領域或化學工廠領域所使用的非常大型的臭氧產生裝置等電容性負載裝置的電源裝置。
以上，詳細說明了本發明，但上述說明的所有方面皆為例示，本發明並不限定於上述說明。應當理解未例示出的無數變形例是可設想到且未脫離本發明之範圍。此外，僅具有上述各實施形態之發明的特徴部分之發明及上述各實施形態之發明的特徴部分的任意組合也是可設想到且未脫離本發明之範圍。
3‧‧‧換流器
4‧‧‧變壓器
5‧‧‧電漿產生裝置
6‧‧‧控制部
10‧‧‧電源裝置
20‧‧‧直流電壓輸出部
21‧‧‧電流檢測器
22‧‧‧電壓檢測器
31、41‧‧‧電流檢測器(檢測部)
32、42‧‧‧電壓檢測器(檢測部)
61‧‧‧邏輯電路
62‧‧‧換流器驅動電路
63‧‧‧外部信號介面
70‧‧‧原料氣體
71‧‧‧氣體流量調整部
72‧‧‧濃度檢測器(氣體偵測器)
73‧‧‧氣體壓力調整部
74‧‧‧冷媒溫度調整部
75‧‧‧冷媒流量調整部
76‧‧‧產生氣體
78‧‧‧冷卻水(入口)
79‧‧‧冷卻水(出口)
601‧‧‧驅動信號
602‧‧‧閘遮斷信號
Id‧‧‧負載電流
Io‧‧‧輸出電流
Lc‧‧‧限流電抗器
Vd‧‧‧負載電壓
Vo‧‧‧輸出電壓

Claims (7)

  1. 一種電源裝置，係對藉由連接複數個放電單元而構成之屬於電容性負載的電漿產生裝置輸出交流電壓者，該電源裝置係具備：換流器，係將直流電力轉換成交流電力；控制部，係控制前述換流器之動作；檢測部，係配設於前述換流器，偵測在求取換流器輸出功率因數時所利用之電性量；及諧振手段，係在前述電源裝置與前述電漿產生裝置之間形成諧振狀態；前述控制部係進行下述動作：(A)在被指示了相對於前述電源裝置之額定功率為100%的輸入功率值時，使屬於對於前述換流器之控制值的換流器頻率變化，按每個換流器頻率，根據從前述檢測部所取得之前述電性量而分別求取前述換流器輸出功率因數；(B)根據前述(A)之結果中成為最大的前述換流器輸出功率因數之前述換流器頻率，而決定為前述換流器的驅動頻率。
  2. 一種電源裝置，係對藉由連接複數個放電單元而構成之屬於電容性負載的電漿產生裝置輸出交流電壓者，該電源裝置係具備：換流器，係將直流電力轉換成交流電力；控制部，係控制前述換流器之動作； 檢測部，係配設於前述換流器，偵測在求取換流器輸出功率因數時所利用之電性量；及諧振手段，係在前述電源裝置與前述電漿產生裝置之間形成諧振狀態；前述控制部係進行下述動作：(A)在被指示了相對於前述電源裝置之額定功率為100%以下且為臨限值%以上的輸入功率值時，使屬於對於前述換流器之控制值的換流器頻率變化，按每個換流器頻率，根據從前述檢測部所取得之前述電性量而分別求取前述換流器輸出功率因數；(B)根據前述(A)之結果中成為最大的前述換流器輸出功率因數之前述換流器頻率，而決定為前述換流器的驅動頻率。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之電源裝置，其中，前述控制部係進行下述動作：(C)在前述(B)之後，被指示了相對於前述電源裝置之額定功率未滿100%的輸入功率值時，將前述驅動頻率固定地輸出至前述換流器。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之電源裝置，其中，前述檢測部係進行下述動作：(C)在前述(B)之後，被指示了相對於前述電源裝置之額定功率未滿前述臨限值%的輸入功率值時，將前述驅動頻率固定地輸出至前述換流器。
  5. 如申請專利範圍第1項至第4項中任一項所述之電源 裝置，更具備可選擇是否再次實施前述(A)及前述(B)之動作的切換部。
  6. 如申請專利範圍第1項至第4項中任一項所述之電源裝置，其中，前述驅動頻率係成為最大的前述換流器輸出功率因數之前述換流器頻率。
  7. 如申請專利範圍第1項至第4項中任一項所述之電源裝置，其中，前述驅動頻率係相對於成為最大的前述換流器輸出功率因數之前述換流器頻率偏移達預先設定之預定的頻率後的值。
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