TWI611733B - 電源裝置 - Google Patents

電源裝置 Download PDF

Info

Publication number
TWI611733B
TWI611733B TW103123296A TW103123296A TWI611733B TW I611733 B TWI611733 B TW I611733B TW 103123296 A TW103123296 A TW 103123296A TW 103123296 A TW103123296 A TW 103123296A TW I611733 B TWI611733 B TW I611733B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
power
inverter
power supply
supply device
load
Prior art date
Application number
TW103123296A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201515527A (zh
Inventor
田畑要一郎
沖原雄二郎
中村紀幸
西村真一
Original Assignee
東芝三菱電機產業系統股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 東芝三菱電機產業系統股份有限公司 filed Critical 東芝三菱電機產業系統股份有限公司
Publication of TW201515527A publication Critical patent/TW201515527A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI611733B publication Critical patent/TWI611733B/zh

Links

Classifications

    • C—CHEMISTRY; METALLURGY
    • C01—INORGANIC CHEMISTRY
    • C01B—NON-METALLIC ELEMENTS; COMPOUNDS THEREOF; METALLOIDS OR COMPOUNDS THEREOF NOT COVERED BY SUBCLASS C01C
    • C01B13/00—Oxygen; Ozone; Oxides or hydroxides in general
    • C01B13/10—Preparation of ozone
    • C01B13/11—Preparation of ozone by electric discharge
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4815—Resonant converters
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05H—PLASMA TECHNIQUE; PRODUCTION OF ACCELERATED ELECTRICALLY-CHARGED PARTICLES OR OF NEUTRONS; PRODUCTION OR ACCELERATION OF NEUTRAL MOLECULAR OR ATOMIC BEAMS
    • H05H2242/00—Auxiliary systems
    • H05H2242/20—Power circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05H—PLASMA TECHNIQUE; PRODUCTION OF ACCELERATED ELECTRICALLY-CHARGED PARTICLES OR OF NEUTRONS; PRODUCTION OR ACCELERATION OF NEUTRAL MOLECULAR OR ATOMIC BEAMS
    • H05H2242/00—Auxiliary systems
    • H05H2242/20—Power circuits
    • H05H2242/22—DC, AC or pulsed generators
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P20/00—Technologies relating to chemical industry
    • Y02P20/10—Process efficiency

Landscapes

  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Organic Chemistry (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inorganic Chemistry (AREA)
  • Plasma Technology (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Plasma & Fusion (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本發明提供一種在包含電漿產生裝置及電源裝置之系統中，可將投入功率量管理為一定，並且可將該投入功率量穩定地供給至電漿產生裝置的電源裝置。本發明之電源裝置(10)係具有進行下述動作之控制部(6)。該控制部(6)係依據來外部之輸入來決定目標直流功率量值。然後，該控制部(6)係進行反饋控制，以使輸入至換流器(3)之直流功率量成為目標直流功率量值。

Description

電源裝置
本發明係對於可生成臭氧氣體或自由基氣體之電漿產生裝置(電容性負載裝置)輸出交流電力，並且可控制該輸出之交流電力的電源裝置。
一般而言，生成多量之臭氧氣體或多量之自由基氣體之屬於電容性負載裝置的電漿產生裝置係藉由並聯連接有複數個放電單元而構成。在此，各放電單元之一對電極係相對向配置，在該電極間透過介電體而形成放電空間。近年來，在電漿產生裝置中，該放電單元係積層或區塊化複數個而並聯連接，而求得一種非常大規模之電漿產生裝置。在該電漿產生裝置中，對放電空間內供給原料氣體，電源裝置係對各放電單元間施加交流高電壓。藉由因該電壓之施加所產生的電場，放電空間內之氣體係被激發，而生成多量之臭氧氣體或多量自由基氣體。
所產生之臭氧氣體及自由基氣體係主要在半導體製造領域，太陽能電池面板製造區域及平面顯示製造領域等中，大多利用作為氧化絕緣膜等功能膜之成膜用氣體，或零件之洗淨用氣體。並且，在上述領域中利用臭 氧氣體或自由基氣體時，係要求該等氣體之多量供給，且要求可24小時連續地穩定供給高濃度，高純度之該等氣體，且可穩定容易地控制生成並輸出之氣體量或氣體濃度並予以輸出。
然而，一般而言施加並驅動交流電壓之負載中，除了熱電機器之類的電阻(R)負載以外，亦有馬達負載之類的感應性(L)負載，及蓄積電荷或屬於施加高電壓之機器的電容性(C)負載。除了熱電機器之類的電阻(R)負載以外，在馬達負載之類的電感性(L)負載時，一般而言，負載之阻抗為一定，若使從電源供給至負載之電壓上升，則為投入電力與電壓上升率成正比而增加之負載。因此，為比較穩定之負載。相對於此，電漿產生裝置等電容性負載裝置(C)之負載阻抗並非一定，而是阻抗依負載狀態而變動之非線系的負載。因此，從電源裝置供給電壓而穩定地使電漿產生裝置運轉之技術係非常困難。由此得知，在習知之電漿產生裝置中，容易產生裝置內之放電單元部的破損等。因此，難以利用來自電源裝置之電壓，使電漿產生裝置長時間穩定地運轉。
在電感性負載或電容性負載時，若對負載施加交流電壓，則相對於所施加之負載電壓Vd，負載電流Id之相位會延遅或前進。然後，藉此成為實質供給之功率容量PQ(=Vd×Id)對於供給至負載之有功功率PW的比例(負載功率因素ηd=PW/PQ)非常低的狀態。因此，在負載功率因素ηd差之電源裝置中，為了使有功功率PW增大， 需要有功率容量PQ(=PW/η d)亦大之非常大的電源裝置。
因此，為了使電源裝置小型化，習知係在電源裝置之輸出部安裝負載功率因素η d改善用之功率因素改善裝置(功率因素改善手段)。功率因素改善裝置係在電感性負載與電容性負載不同，在電感性負載之情形時，為了改善L負載，係使用電容器組，在電容性負載之情形時，為了改善C負載，係使用電抗器。並且，藉由電感性負載(或電容性負載)及功率因素改善裝置，在負載側與電源裝置之間製造諧振狀態之交流電壓頻率fc(諧振頻率)附近，使電源裝置動作。
其中，諧振頻率fc係以fc=1/2/π/(L/C)0.5(以下，(1)式)而求出。
在電感性負載之情形時，如(1)式之C所示，代入屬於功率因素改善裝置之電容器組，求出諧振頻率，相對於此，在電容性負載之情形時，如(1)式之L，代入屬於功率因素改善裝置之電抗器Lp，求出諧振頻率fc。然後，藉由在該諧振頻率fc之頻率帶使電源裝置動作，以謀求電源裝置之功率因素改善。
其中，對於屬於電容性負載之電漿產生裝置施加交流電力的電源裝置中，就有關功率因素改善之習知技術而言，存在有例如專利文獻1至3。
專利文獻1揭示之交流負載用的電源裝置中，對於電漿所產生之放電負載(放電單元)，配設功率因素改善用之電感器(感應元件)。
此外，專利文獻2揭示之交流負載用的電源裝置中，對於電漿所產生之放電負載(放電單元)，配設功率因素改善用之電感器(感應元件)。再者，在專利文獻2中揭示有以下技術：由於換流器(inverter，又稱逆變器、變流器等)電路部係具有頻率控制功能，因此在負載投入電力高之區域中，最適當地控制換流器輸出部之功率因素。在專利文獻2之電源裝置中，即使在1個放電單元中產生問題，亦可在剩餘的放電單元進行適當之運轉，而可進行頻率控制。
再者，在專利文獻3之技術中，於藉由複數個放電單元所構成之電漿產生裝置中，對於各放電單元配設負載遮斷用之保險絲。並且，在專利文獻3之技術中，當放電單元之一部分故障時，對應於該放電單元而配設之保險絲會斷裂，以遮斷對於該放電單元之電力供給。此外，在專利文獻3中揭示有一種3相之交流負載用的電源裝置，其係揭示一種在電源裝置側預定頻率為固定，在該預定頻率中藉由負載之電容值與電抗器，在諧振附近運轉，以改善功率因素之方式。
上述各專利文獻之電源裝置係在電源裝置之輸出側與電漿產生裝置之間設置感應性之電感(電抗器)，以謀求功率因素改善。
(先前技術文獻) (專利文獻)
專利文獻1：日本特許第3719352號公報說明書
專利文獻2：日本特許第4108108號說明書
專利文獻3：日本特開平10-25104號公報
在對電漿產生裝置供給電力之際，重要者為將該電力穩定地供給至電漿產生裝置。這是由於在未穩定地供給電力時，在電漿產生裝置中產生之氣體的濃度等會變動之故。再者，為了穩定地供給電力，重要者為精度佳地將電源裝置之投入電力管理，控制成一定。
在習知之電容性負載用電源中，就控制負載之電量的手段而言，為負載電流或換流器輸出電流。因此，負載功率因素因負載條件而可變時，換流器輸出及負載輸出之電流/電壓的相位會隨時變化，檢測出之負載電流或投入至負載之功率量並非成正比之1對1的對應。因此，難以對投入於負載之功率量成正比地進行反饋控制，在相對的反饋控制下間接地對投入電力進行可變控制。因此，在對電漿產生裝置長時間穩定地運轉時，負載之干擾或外部設定條件變化時，電漿負載狀態會產生變化，因此從電源裝置供給之投入電力並不保證為一定，結果將無法進行裝置之可靠性更高的控制。
因此，本發明之目的為提供一種在包含電漿產生裝置及電源裝置之系統中，可將投入功率量管理為一定，並且可將該投入功率量穩定地供給至電漿產生裝置 的電源裝置。
為了要達成上述目的，本發明之電源裝置係對於藉由連接有複數個放電單元而構成之屬於電容性負載的電漿產生裝置輸出交流電壓的電源裝置，該電源裝置具備：換流器，用以將直流電力轉換為交流電力；控制部，用以控制前述換流器之動作；及檢測部，用以檢測輸入至前述換流器之直流電力；其中，前述控制部係進行下述動作：(A)依據來自外部之輸入來決定目標直流功率量值，(B)至少利用前述檢測部所檢測到之直流電流進行反饋控制，以使輸入至前述換流器之直流功率量成為前述目標直流功率量值。
本發明之電源裝置係對於藉由連接有複數個放電單元而構成之屬於電容性負載的電漿產生裝置輸出交流電壓的電源裝置，該電源裝置具備：換流器，用以將直流電力轉換為交流電力；控制部，用以控制前述換流器之動作；及檢測部，用以檢測輸入至前述換流器之直流電力；其中，前述控制部係進行下述動作：(A)依據來自外部之輸入來決定目標直流功率量值，(B)至少利用前述檢測部所檢測到之直流電流進行反饋控制，以使輸入至前述換流器之直流功率量成為前述目標直流功率量值。
如此在上述電源裝置中，進行利用比負載電流等更小之值之直流電流等的反饋控制，且直流電流等 係一對一地對應於輸入至換流器3的直流功率量(換言之為投入功率量)。因此，在該電源裝置中，可精度佳地進行控制，以使投入功率量成為依據氣體之所希望濃度的目標投入功率量值而為一定。此外，被檢測出之直流電流等係與負載電流等相比較，雜訊等不會重疊。由此，可精度佳地進行控制，以使投入功率量成為依據氣體之所希望濃度的目標投入功率量值而為一定。結果，該電源裝置係可將穩定之電力持續供給至電漿產生裝置。
本發明之目的，特徵，態樣，及優點係依據以下之詳細說明及附圖面而更加明瞭。
3‧‧‧換流器
4‧‧‧變壓器
5‧‧‧電漿產生裝置
6‧‧‧控制部
10‧‧‧電源裝置
20‧‧‧直流電壓輸出部
21，22‧‧‧檢測器
31，32，41，42‧‧‧檢測部
41‧‧‧電流檢測器
42‧‧‧電壓檢測器
61‧‧‧邏輯電路
62‧‧‧換流器驅動電路
63‧‧‧外部信號介面
70‧‧‧原料氣體
71‧‧‧氣體流量調整部
72‧‧‧濃度檢測器(監視器)
73‧‧‧氣體壓力調整部
74‧‧‧氣體
75‧‧‧冷媒流量調整部
78‧‧‧冷媒
601‧‧‧驅動信號
602‧‧‧閘遮斷信號
Id‧‧‧負載電流
Io‧‧‧輸出電流
Lc‧‧‧限流電抗器
Lr‧‧‧合成諧振電抗器
Vd‧‧‧負載電壓
Vo‧‧‧輸出電壓
第1圖係顯示本發明之電源裝置10的內部構成及連接在電源裝置10之電漿產生裝置5的方塊圖。
第2圖係用以說明實施形態1之電源裝置10之動作的特性圖。
第3圖係用以說明實施形態1之電源裝置10之動作的特性圖。
第4圖係顯示輸入至換流器3之信號及從換流器3輸出之波形的圖。
第5圖係顯示電漿產生裝置5中之並聯連接之放電單元之情況的分佈等效電路圖。
第6圖係顯示將電漿產生裝置5中之並聯連接之放電單元予以合成之等效電路的圖。
第7圖係用以說明實施形態2之電源裝置10的特性圖。
第8圖係用以說明實施形態2之電源裝置10的電流-電壓向量圖。
第9圖係顯示用以說明實施形態2之電源裝置10的電路的圖。
第10圖係用以說明實施形態2之電源裝置10的電流-電壓向量圖。
第11圖係顯示用以說明實施形態2之電源裝置10的電路的圖。
第12圖係用以說明實施形態2之電源裝置10的電流-電壓向量圖。
第13圖係顯示用以說明實施形態2之電源裝置10的變壓器等效電路的圖。
第14圖係顯示用以說明實施形態4之電源裝置10的特性圖。
第15圖係顯示將變壓器4並聯連接複數段之情況的圖。
第16圖係顯示相對於換流器頻率f之換流器輸出功率因素η之特性的圖。
第17圖係顯示相對於換流器頻率f之換流器輸出功率因素η之特性的圖。
本發明係關於一種對於屬於電容性負載之 電漿產生裝置輸出交流電壓之電源裝置。其中，該電漿產生裝置係藉由連接有複數個放電單元而構成，且可生成高純度/高濃度之臭氧或自由基氣體。此外，該電漿產生裝置之電容性功率因素(負載功率因素)係例如50%以下。此外，就作為對象之電源裝置的輸出範圍而言，係設為每1台電源裝置為例如1kW至100kW範圍者。作為電漿產生裝置之對象係藉由來自進行例如頻率10kHz至60kHz範圍之交流輸出之電源裝置的電源供給進行動作者。
第1圖係顯示包含本發明之電源裝置及屬於電容性負載之電漿產生裝置之系統之構成的方塊圖。
在第1圖中，電漿產生裝置5係藉由並聯連接有複數個放電單元而構成之電容性負載。如前所述，放電單元係藉由將1對電極相對向配置成形成有放電空間而構成。在此，以面向該放電空間之方式，將介電體配置在電極。就電漿產生裝置5之代表例而言，有一種臭氧氣體產生裝置(臭氧產生器)。一般而言，該臭氧產生裝置係主要利用在水處理區域中之臭氧殺菌或化學設施中之臭氧漂白用途的產業/工業領域。
對於電漿產生裝置5供給氧氣等原料氣體，而該原料氣體之流量控制係以簡易之氣體流量計與氣體流量閥之組合來實施。再者，電漿產生裝置5內之氣體壓力係藉由使用設置在該裝置5之氣體流出口的輸出氣體閥而調整。此外，藉由使水等冷媒流通於電漿產生裝置5內，而去除在放電單元產生之熱，以冷卻放電單元之溫度。 該冷媒之流量係藉由水冷閥等而調整。
如上所述，氣體流量，氣體壓力及冷媒流量等係以簡易之閥等來調整，因此有相對於氣體流量，氣體壓力，冷媒流量之設定值的變動變大的可能性。因此，為了如後述使電漿產生裝置5可穩定地繼續運轉，重要者為抑制該等之物理量的變動，且將該等之物理量管理維持在預定值內。
如第1圖所示，在電漿產生裝置5連接有本發明之電源裝置10，從該電源裝置10對電漿產生裝置5之各放電單元施加例如1000V以上之高電壓的交流。在放電單元之電極間，透過介電體及放電空間施加電壓，藉此在放電空間產生高電場放電。藉由該放電，供給至放電空間之原料氣體被激發。藉由電漿光化學反應，從原料氣體產生臭氧氣體或自由基氣體等電漿氣體。
此外，電源裝置10係可對電漿產生裝置5輸出例如0至4000W之可變的交流電力。
以下，依據顯示本發明實施形態之圖式具體地說明本發明之電源裝置10。
<實施形態1>
本實施形態之電源裝置10係為了進行負載之短路保護，係取代於每個放電單元配設保險絲，而構成為具有對於換流器輸出部以後之負載短路的保護協調功能，且在異常產生時可在非常短之時間內遮斷換流器輸出電壓。亦即，本實施形態之電源裝置10係採取故障發生時之對策。 再者，在本實施形態之電源裝置10中，若發生故障會顯示故障部位。藉由該顯示，使用者可在短時間內使電源裝置10從故障狀態復原。
如第1圖所示，電源裝置10係包含直流電壓輸出部20，換流器3及變壓器4。
直流電壓輸出部20係為將商用交流電源轉換為直流電壓並輸出該直流電壓之直流轉換器(converter)，或為輸出蓄積之直流電壓的直流電池。直流轉換器係從外部輸入單相或三相之商用交流電源(例如，200V)，將交流電壓予以整流，且轉換為直流電壓，輸出經升壓之直流電壓。再者，直流電池係將從連接成多段之電池單元輸出之直流電壓升壓至預定之直流電壓，並輸出該升壓後之直流電壓。
在直流電壓輸出部20之後段連接有換流器3。從直流電壓輸出部20輸出之直流電壓係在換流器3中轉換為高頻交流電壓，換流器3係輸出該高頻交流電壓。
在換流器3之後段連接有變壓器4。在變壓器4中，將從換流器3輸出之高頻交流電壓在電漿產生裝置5中升壓至可感應放電的電壓為止。然後，在變壓器4之後段連接有電漿產生裝置5，變壓器4係將該升壓後之高頻交流電壓施加在屬於電容性負載之電漿產生裝置5。
再者，在電源裝置10內配設有用以控制換流器3之動作的控制部6。提供一種電源裝置10，係藉由該控制部6之控制，可進行第1圖所示之系統的穩定驅動， 故障時之迅速停止及故障時之迅速對應，且可長時間穩定進行運轉。
此外，在電源裝置10內，於換流器3與變壓器4之間，配設有抑制短路電流之限流電抗器Lc。藉由該限流電抗器L，即使換流器3輸出部以後之負載發生短路，電源裝置10亦可在本電源裝置10內部維持保護協調，且可防止對電源裝置10外之配電盤等造成影響，亦可防止電源裝置10之主要零件本身的故障，可迅速地進行電源停止。
在習知之電漿產生裝置中，由於交流負載用之電源裝置的換流器輸出瞬後之負載為電容性，因此基於下述之理由，而有電源裝置內之主要零件會破損，且放電單元亦破損之可能性。亦即，其理由為：大的突入電流(負載電容器電流)流通，放電集中在放電單元面之一部分，及會在放電單元部以外產生異常放電。因此，在專利文獻3之技術中，係在各放電單元配設保護用之保險絲。而在本發明中，係取代該保護用之保險絲，在換流器3之輸出側配設電流抑制用之限流電抗器Lc。此外，藉由控制換流器3之脈衝寬度，進行負載電流管理及負載電壓管理，以使放電不會集中在放電單元面之一部分。藉此，控制電源裝置之輸出，以抑制負載短路時之短路電流，且可將長時間穩定之交流電壓供給至負載側。
再者，在電源裝置10中，於換流器3之輸出側配設有用以檢測短路之檢測部31，32，41，42。檢測 部31，32係配設在換流器3與變壓器4之間。檢測部31係檢測出來自換流器3之輸出電流Io，檢測部32係檢測出來自換流器3之輸出電壓Vo。此外，檢測部41，42係配設在變壓器4與電漿產生裝置5之間。檢測部41係檢測出從變壓器4輸出之負載電流Id，檢測部42係檢測出從變壓器4輸出之負載電壓Vd。
檢測部31，32，41，42係恆常地進行檢測動作，將檢測出之結果作為信號傳送至控制部6。然後，控制部6係當檢測部31，32，41，42檢測到短路時，使換流器3停止。亦即，依據從檢測部31，32，41，42傳送之上述檢測結果，控制部6係判斷負載之短路狀態。然後，當檢測到該短路狀態時，控制部6係透過邏輯電路61，將閘遮斷信號送入換流器驅動電路62。藉此，可停止換流器3之輸出。在此，從控制部6對邏輯電路61傳送驅動信號(f：換流器3之驅動脈衝週期1/f，τ：換流器3之(輸出)脈衝寬度)。
由上述得知，當產生負載之短路時，以微秒程度停止換流器3之輸出。再者，控制部6係將成為短路之原因的異常部位予以顯示(通知)，以提高交流負載用之電源裝置的穩定停止功能性能。
具體而言係如下所述。電漿產生裝置5之正常時之負載電壓Vd的特性係通常取決於第2圖所示之負載電流Id。亦即，負載電壓Vd=f(Id)(第2圖之實線)，電漿產生裝置5係維持負載電壓Vd而驅動。然而，當電漿 產生裝置5產生異常，在電漿產生裝置5中，就無法以負載電壓Vd維持運轉，而檢測出非常低之電壓。
因此，例如將成為負載電壓Vd之約0.3倍以下之近似的預定電壓VtH=c×Id+d(c，d：常數，第2圖之一點鏈線)設定在控制部6。在此，在變壓器4與電漿產生裝置5之間，配設有電流檢測器41與電壓檢測器42，各檢測器41，42係恆常地檢測供給至電漿產生裝置5之電流值/電壓值。
電流檢測器41係檢測出電流值Id1，將該電流值Id1檢測時之電壓檢測器42的電壓檢測值設為V1。控制部6係接收各檢測值Id1，V1，判斷電壓檢測值V1為預定電壓VtH(=c×Id1+d)以下。
在此情形下，控制部6係判斷在電漿產生裝置5中產生異常(判斷在電漿產生裝置5之輸入側產生短路)，控制部6係傳送用以停止換流器3之輸出的閘遮斷信號。邏輯電路61係接收上述驅動信號(f，τ)與該閘遮斷信號，並將屬於邏輯結果之閘遮斷信號輸出至換流器驅動電路62。然後，依據該閘遮斷信號，停止換流器3之輸出。在上述之情形下，控制部6為了進一步通知在電漿產生裝置5產生異常之主旨，係在顯示裝置(未圖示)中進行異常顯示，並將該異常通知給使用者。
另一方面，從換流器3輸出之電壓Vo為高壓之變壓器4的1次側電壓，藉由監視該電壓Vo，而可檢測到包含變壓器4之輸出負載部的異常狀態。
正常時之換流器輸出電壓Vo的特性，通常係取決於第3圖所示之換流器輸出電流Io。亦即，負載電壓Vo=f(Io)(第3圖之實線)，電源裝置10係維持換流器輸出電壓Vo並予以驅動。然而，在電漿產生裝置5或變壓器4中產生異常時，電源裝置10就無法維持換流器輸出電壓Vo，而檢測出非常低之電壓。
因此，例如將換流器輸出電壓Vo之約0.3倍以下的近似之預定電壓V’tH=A×Io+B(A，B：常數，第3圖之一點鏈線)設定在控制部6。在此，在換流器3與變壓器4之間，配設有電流檢測器31與電壓檢測器32，各檢測器31，32係恆常地檢測從換流器3輸出之電流值/電壓值。
電流檢測器31係檢測出電流值Io2，將該電流值Io2檢測時之電壓檢測器32的電壓檢測值設為V2。控制部6係接收各檢測值Id2，V2，且判斷電壓檢測值V2為預定電壓V’tH(=a×Io2+B)以下。
在此情形下，控制部6係判斷在變壓器4及/或電漿產生裝置5中產生異常(判斷在換流器3之輸出側中產生短路)，控制部6係傳送用以停止換流器3之輸出的閘遮斷信號。邏輯電路61係接收上述驅動信號(f，τ)與該閘遮斷信號，將屬於邏輯結果之閘遮斷信號輸出至換流器驅動電路62。再者，依據該閘遮斷信號，停止換流器3之輸出。在上述情形下，控制部6係為了進一步通知在換流器3之輸出側產生異常之主旨，在顯示裝置(未圖示) 中進行異常顯示，並將該異常通知使用者。
如此，在電源裝置10中，藉由在換流器3之輸出部配設有限流電抗器Lc，而可採取當發生故障(短路)時之對策(亦即，可實現短路電流之抑制)。20μH至數百μH左右之限流電抗器Lc係在換流器3之輸出部以後產生短路時，可抑制非常大之短路電流。因此，該限流電抗器Lc之配設不僅係防止電源裝置10之故障，且亦將電源裝置10本身設為保護協調均衡之安全電源。
例如，若電源裝置10之保護協調不充分，而在第1圖所示之系統中產生短路等之故障時，成為停止設置該系統之工廠整體之配電盤之斷路器的事態。然而，在本發明中，由於電源裝置10具有上述限流電抗器Lc，且可防止上述之事態。
限流電抗器Lc係以換流器3之輸出電流值的平方(=2．π．f．L．I2)增加電容，當負載為電容性時，施加在限流電抗器Lc之電壓係相對於換流器3之輸出電壓而升壓。因此，當限流電抗器Lc之電抗器值L變大時，限流電抗器Lc之電容亦變得非常大，且電源裝置10外形整體會變大，電源裝置10之重量亦會變重。因此，在對具有複數個放電單元之電漿產生裝置5供給電源之本發明的電源裝置10中，配設於該電源裝置10之限流電抗器Lc的電抗器值L，係從電源裝置10之小型化/輕量化的觀點來看，特別是以20μH至70μH左右為佳。
再者，電源裝置10係藉由設有在產生短路 時迅速判斷停止換流器3之輸出的功能，即可早期復原。亦即，即時地停止電源裝置10之電源供給，且通知產生異常部位，藉此可提早重新開始電源供給。
然而，依據供給至電漿產生裝置5之電力，原料氣體之供給氣體流量，電漿產生裝置5內之氣體壓力及放電單元的溫度，電漿產生裝置5之負載狀態亦會變動。由此，在電漿產生裝置5中，為了藉由電漿使臭氧等以所希望之產生量/產生濃度穩定地產生，以下所述者亦為重要之控制。亦即，為了將供給至各放電單元之原料氣體70的供給氣體流量，電漿產生裝置5內之氣體壓力，為了冷卻放電單元而被循環供給至電漿產生裝置5內之冷媒78的冷媒流量，由該冷媒產生之溫度，及從電漿產生裝置5輸出之氣體76的濃度設在一定精度範圍內，係由電源裝置側控制電漿產生裝置5。藉由該控制，可使在電漿產生裝置5產生之電漿狀態在穩定之區域動作，結果可使電漿產生裝置5穩定地運轉。
因此，在電漿產生裝置5之配設側設置有：可測定/調整原料氣體70之供給氣體流量的氣體流量調整部71；可測定/調整放電單元內之氣體壓力的氣體壓力調整部73；可測定/調整循環供給至電漿產生裝置5內之冷媒78之溫度的冷媒溫度調整部74；可測定/調整該冷媒之流量的冷媒流量調整部75；及可測定電漿產生裝置5所生成之氣體76之濃度的濃度檢測器(監視器)72(參照第1圖)。
在此，氣體流量調整部71係對於設定氣體 流量以例如±5%以內之精度(在所希望範圍內)，調整原料氣體之供給氣體流量。此外，氣體壓力調整部73係對設定氣體壓力，以例如±5%以內之精度(在所希望範圍內)，調整放電單元內之氣體壓力。此外，冷媒溫度調整部74係對於設定冷媒溫度，以例如±10%以內之精度(在所希望範圍內)，調整冷媒之溫度。再者，冷媒流量調整部75係對設定冷媒流量以例如±10%以內之精度(在所希望範圍內)，調整冷媒之循環流量。由電漿產生裝置5所生成之氣體76的濃度係以例如±2%以內之精度(在所希望範圍內)進行測定。藉由電漿產生裝置5與電源裝置10之間的信號之傳送接收，在該等之範圍內對各項目進行控制/管理，藉此從電漿產生裝置5輸出所希望之氣體量/氣體濃度的氣體76。
此外，設定於氣體流量調整部71之供給氣體流量設定值，由氣體流量調整部71所測定之供給氣體流量值，設定於氣體壓力調整部73之氣體壓力設定值，由氣體壓力調整部73所測定之氣體壓力值，由冷媒溫度調整部74所測定之冷媒溫度，及設定於冷媒流量調整部75之冷媒的流量設定值，及由冷媒流量調整部75所測定之冷媒的流量值，係分別透過電源裝置10之外部信號介面63，與控制部6隨時進行傳送接收。藉由該傳送接收，控制/管理從電源裝置10輸出至電漿產生裝置5之功率量。藉此，在電漿產生裝置5中，生成/輸出流量/濃度穩定之氣體76，且監視電漿產生裝置5中之上述各物理量。
在此，就氣體流量調整部71及冷媒流量調 整部75而言，可採用例如精度佳地控制氣體流量之質量流量控制器(MFC)。並且，就氣體壓力調整部73而言，可採用例如將氣體壓力恆常控制成一定之自動壓力控制器(APC)。
此外，在電漿產生裝置5配設側，亦設置有檢測出生成之臭氧氣體的氣體濃度及該臭氧氣體之流量的氣體偵測器72(參照第1圖)。並且，由該氣體偵測器72所檢測之氣體濃度及氣體流量亦透過外部信號介面63隨時地傳送至控制部6。
再者，在本實施形態中，控制部6係傳送接收原料氣體之供給氣體流量(氣體流量調整部71之設定值信號及檢測值)，且判斷設定氣體流量是否在上述所希望範圍以內，電源裝置10係以輸出對應於流通之氣體流量與生成之氣體74之濃度的電力之方式，控制換流器3之脈衝寬度或脈衝頻率。再者，控制部6係判斷放電單元內之壓力(氣體壓力調整部73的設定值信號及檢測值)相對於設定氣體壓力是否在上述所希望範圍以內。再者，控制部6係判斷冷媒之溫度(冷媒溫度調整部74的檢測值)相對於設定冷媒溫度是否在上述所希望範圍以內。再者，控制部6係判斷冷媒之流量(冷媒流量調整部75之設定值信號及檢測值)相對於設定冷媒流量是否在上述所希望範圍以內。若各檢測信號(檢測值)在所希望範圍以外，電源裝置10本身會發出異常信號，使電漿產生裝置5立刻停止。或者，依據檢測信號(檢測值)，對輸出功率進行換流器3之脈衝寬度控 制等。藉此，為了使生成之氣體的濃度不會成為所希望值範圍外，可監視使電漿產生裝置5可進行穩定運轉。
在上述各判斷中，控制部6係檢測到原料氣體之供給氣體流量(氣體流量調整部71之檢測值)相對於設定氣體流量為上述所希望範圍外。或者，控制部6係檢測到放電單元內之壓力(氣體壓力調整部73之檢測值)相對於設定氣體壓力為上述所希望範圍外。或者，控制部6係檢測到冷媒之溫度(冷媒溫度調整部74之檢測值)相對於設定冷媒溫度為上述所希望範圍外。或者，控制部6係檢測到冷媒之流量(冷媒流量調整部75之檢測值)相對於設定冷媒流量為上述所希望範圍外。
在上述各情形下，控制部6係透過邏輯電路61將閘遮斷信號602送入至換流器驅動電路62。藉此，可停止換流器3之立刻輸出。在此，對邏輯電路61，從控制部6傳送驅動信號(f：換流器3之驅動脈衝週期1/f，τ：換流器3之脈衝寬度)601。
由上述得知，在電漿產生裝置5之各物理量中產生異常時，以微秒程度可停止換流器3之輸出。再者，控制部6係將在電漿產生裝置5中產生異常之事(哪一個物理量異常)顯示(通知)在顯示裝置(未圖示)。藉此，使用者可立刻辨識到電漿產生裝置5中上述物理量為異常。
如上所述，在本實施形態中，將在電漿產生裝置5中運轉之環境條件保持為一定，電源裝置10係以依據在電漿產生裝置5中產生之流量/壓力/溫度等物理量 令電源裝置10可輸出最適當之功率量之方式調整換流器3，並且立刻檢測到該物理量之異常，若為異常，電源裝置10係可使換流器3之輸出停止。再者，電源裝置10係在物理量之異常產生時通知該異常，因此使用者係可立刻辨識在電漿產生裝置5產生之異常。利用電漿產生裝置5，在電源裝置10側監視可能成為負載之短路主要原因之氣體流量的急速減少，放電單元內之壓力的急速減少，冷卻水量之降低，或冷卻水溫度上升等異常狀態。藉此，可事前發現電漿產生裝置5本身之不穩定要因，以使負載之短路異常或過電壓異常狀態不會發生之方式，控制電源裝置10本身。
在此，控制部6係將驅動信號601及閘遮斷信號602輸出至邏輯電路61，依據該輸出，利用第4圖說明換流器3之輸出波形如何地變化。在第4圖之第2，3段中，顯示2個閘極信號之ON-OFF信號，藉由使該等之2種信號合成，而成為1個驅動信號601。
控制部6係對邏輯電路61傳送直接驅動換流器3之驅動信號(為閘極信號，ON-OFF信號)601。該驅動信號係在第4圖之第2，3段圖示。然後，邏輯電路61係依據該驅動信號，將換流器3之驅動脈衝週期(1/f)與脈衝寬度發出指令至驅動換流器3之換流器驅動電路62。然後，接受到該指令之換流器驅動電路62係藉由驅動脈衝週期(1/f)與脈衝寬度τ使換流器3驅動(參照第4圖之第1段(最上段))。
在此，閘遮斷信號(第4圖之最下段)602為H信號時(正常時)進行上述動作，當閘遮斷信號602為L信號時(異常產生時)，無關於驅動信號之輸入，邏輯電路61係將使換流器3停止之指令傳送至換流器驅動電路62。然後，接受到該指令之換流器驅動電路62係停止換流器3之輸出。此外，若閘遮斷信號602為L信號，如上所述以微秒程度可使換流器3之輸出停止。
再者，在正常時，從換流器3輸出驅動脈衝週期(1/f)與脈衝寬度τ之波形，依據該波形，電源裝置10係對電漿產生裝置5供給高頻/高電壓之電力。然後，在電漿產生裝置5中，供給氣體流量，氣體壓力，冷媒流量及冷媒溫度係在所希望範圍內，而可進行穩定之電漿產生裝置5的運轉。
在電漿產生裝置5與電源裝置10之間，傳送接收供給氣體流量，氣體壓力，冷媒流量及冷媒溫度等之設定信號及檢測信號值。藉此，可進行電漿產生裝置5之穩定運轉。亦即，為了將最適當之電力供給至電漿產生裝置5，電源裝置10係依據設定信號及檢測信號值，對換流器3之脈衝寬度/脈衝頻率進行前饋控制/反饋控制。
<實施形態2>
本實施形態之電源裝置10可由後述得知，係採用以抗負載變動強之並聯諧振為主體之構成。
電漿產生裝置5之電容性之負載時，電流相位對於電壓波形相位前進大致90°左右。亦即，供給至電 漿產生裝置5之電容雖非常大，但只有在有功功率為電容之1/5至1/10左右(負載功率因素為約10%至20%左右)之狀態下可穩定地將能量投入於電漿產生裝置5。因此，要求電容非常大之電源裝置10。因此，藉由設置感應性之電抗器，進行在電源裝置10之負載功率因素的功率因素改善(在電漿產生裝置5與電源裝置10之間作成諧振狀態)。
在本實施形態中，實施形態1中所說明之電源裝置10中，變壓器4係為2次側激磁電感比漏電感之5倍還大之高功能變壓器。以諧振頻率(參照(1)式)成為電漿產生裝置5之動作頻率域之方式，將電漿產生裝置5之靜電電容值與動作頻率代入(1)式，而算出電感值。使該算出之電感值成為將變壓器4之2次側激磁電感，漏電感予以合成而得的電感值(以下稱為變壓器電感值)。藉此，本實施形態之變壓器4係為除了具有習知之升壓/絕緣功能之外，亦兼具負載與諧振功能之電漿產生裝置5專用的高功能變壓器。以下，針對本實施形態詳細地說明。
第5圖係將電漿產生裝置5之放電單元並聯連接複數個所構成之等效電路圖。而且，第6圖係將第5圖所示之複數個放電單元予以合成所構成之等效電路圖。電源裝置10係對於第6圖所示之具有等效電路之電漿產生裝置5施加負載電壓Vd0，即便使負載電流Id0流通於該電漿產生裝置5，實際上流通於各放電單元之電流係因下述理由而變動。
亦即，如第5圖所示，將放電單元予以並聯 連接複數個時，在配線之長度部分具有以配線製作之配線電感LN。因此，即使對於電漿產生裝置5施加負載電壓Vd0，施加於各放電單元之電壓亦因流至配線之電流與配線電感LN之電壓降下作用(或電壓升壓作用)而變異。藉此，在各放電單元並未流通均等之電流。此外，在將複數個放電單元予以並聯連接之情形時，投入至各放電單元之電力(電流)的變動會變大。
亦即，在第5圖所示之各電流值Id0，Id1，Id2…IdN中，成為Id0/N(N：放電單元之個數)≠Id1≠Id2…≠IdN之關係。
再者，上式所示之流通於每個放電單元之放電單元電流(Id1，Id2…IdN)的變動幅度，係由每個放電單元之製造精度及設定條件(原料氣體之供給氣體流量的設定值，放電單元之氣體壓的設定值，冷媒之供給量的設定值及冷媒溫度之設定值等)大幅取決於變異等。因此，在並聯連接複數個放電單元而構成之電漿產生裝置中，除了每個放電單元之製造精度及設定條件以外，流通於各放電單元之各放電單元電流會因配線電感LN而大幅變動。
再者，對第6圖所示之等效電路(電漿產生裝置5)施加負載電壓Vd0時，投入於電漿產生裝置5之電漿負載功率Pw係如以除了配線電感LN以外之放電單元本身的各常數所示之下式。
Pw=α．V＊．IB0=4．Cg0．V＊．f．{20.5．Vd0-(1+Ca0/C g0)．V＊}=[A．F(Vd0)+B]．f (2)式其中，α為在放電空間之電漿放電通流率(<1.0)。V＊為放電維持電壓。Ib0係如第6圖所示為總放電電漿電流。Cg0係如第6圖所示為將各放電單元之介電體部分的靜電電容值予以合成而得之介電體靜電電容值。f為施加於電漿產生裝置5之高頻交流電壓的動作頻率(kHz)。Ca0係如第6圖所示為將各放電單元之放電空間部分的靜電電容值予以合成而得之放電空間靜電電容值。F(Vd0)係顯示取決於施加在放電單元間之負載電壓Vd0的函數值。此外，A及B係由電漿產生裝置5所決定之常數。
若決定上述常數A，B及頻率f，則電漿負載功率Pw係對應於施加在放電單元本身之電漿負載電壓Vd0(kV)而唯一地決定。亦即，藉由關於Pw之上式，如第7圖所示，電漿負載功率Pw(W)係顯示相對於電漿負載電壓Vd0(kV)直線地增加之特性。
在此，於第7圖中，左之縱軸為電漿負載功率Pw(W)，右之縱軸為對電漿產生裝置5供給電源之電源裝置10所具備之換流器3的換流器輸出(%)，橫軸係電漿負載電壓Vd0(kV)。此外，在第7圖中，特性2003係在頻率f=15.5kHz為一定之情形，特性2004係在頻率f=16.0kHz為一定之情形，特性2005係在頻率f=16.5kHz為一定之情形。
接著，檢證施加在第6圖所示之電漿產生裝置5之電漿負載電壓Vd0的相位向量，及流至該電漿產生 裝置5之電漿負載電流Id0的相位向量時，係如第8圖所示。然而，第8圖之相位向量係以施加於等效電路之放電空間的放電維持電壓V＊與流至放電空間之電流(放電電流)IB0之相位向量為基準，以向量顯現施加於放電單元之各部的電壓/電流相位。
在第8圖中，以第6圖之等效電路所示的放電空間中，當帶電於介電體電容器Cg0間之電荷Q超過在放電空間之放電維持電壓V＊時會放電，當電荷Q放電時，在放電空間之放電立刻會停止。因此，在放電空間中，以一定之放電維持電壓V＊進行之間歇放電係在電極面整體反覆進行。
在放電空間產生之放電部的放電阻抗係看作為純粋之電阻負載Rp0(參照第6圖)，因此在流至放電空間之電流(放電電流)Ib0，與相當於放電電壓之放電維持電壓V＊之間並無相位差，電流Ib0係與放電維持電壓V＊同相位(0相)。
第8圖之向量圖係以水平向量顯示相位0°狀態，以上方之垂直方向顯示相位前進90°之向量，相反地以下方之垂直方向定義相位延遲90°之向量狀態。
在第8圖之向量圖中，以相位0°，施加電壓α．V＊流通有放電電流Ib0時，在未在放電空間放電之空間(1-α)中(在放電空間之靜電電容Ca0)流通有總電容器電流Ia0。其中，總電容器電流Ia0係相對於相位0之放電電流Ib0，相位前進90°。接著，總負載電流Id0係如第 6圖之等效電路所示，成為上述相位0°之放電電流Ib0與相位前進90°之總電容器電流Ia0的向量合成者，而流通第8圖所示之相位的總負載電流Id0。
接著，施加於放電單元內之介電體的總靜電電容Cg0間之電壓Vcg之相位係定義為相對於向量顯示之總負載電流Id0延遲90°的相位。因此，如第8圖所示施加相位之電壓Vcg。
再者，施加於放電單元之總負載電壓Vd0的相位係定義為施加在介電體之總靜電電容Cg0間的電壓Vcg與施加在放電空間之放電維持電壓V＊的合成向量。因此，如第8圖所示施加相位之總負載電壓Vd0。
因此，由第8圖得知，相對於施加在放電單元間之總負載電壓Vd0之相位的總負載電流Id0之相位差係成為φ°之電流超前負載(電容性)。由第8圖得知，對於放電電力Pw(=α．V＊．IB0)之放電單元所需之供給功率容量PQ係以總負載電流Id0與總負載電壓Vd0之向量合成表示，而成為下式。
PQ=Id0．Vd0 (kVA)
相對於放電電力Pw，供給功率容量PQ係成為非常大之值。
再者，在第6圖所示之電漿產生裝置5的負載功率因素(或電漿負載功率因素)η d(=Pw/PQ×100)係數十%程度之非常低的電流超前負載。因此，在電容性負載 之電漿產生裝置5中，為了供給預定之放電電力Pw，電漿產生裝置5之輸出電容係非常大，且裝置會變大。解決該問題之手段係改善負載之功率因素的功率因素改善手段。
發明者等係針對串聯諧振方式之功率因素改善手段及並聯諧振方式之功率因素改善手段進行調查，以發現可使屬於電容性負載之電漿產生裝置5穩定地運轉的諧振方式。亦即，發明者等發現一種諧振方式，係在將複數個放電單元並聯連接之電漿產生裝置5中，儘可能使投入每個放電單元之放電功率量的變動變小，且可改善功率因素。以下，具體地加以說明。
第9圖係顯示串聯諧振方式之功率因素改善手段的圖。在第9圖中，於第6圖所示之電漿產生裝置5連接有實施形態1所說明之電源裝置10。然後，在該電源裝置10之變壓器4的輸出部，以串聯方式配設有負載諧振用電感器7。再者，第10圖係顯示採用串聯諧振方式時之向量特性的圖。
此外，第11圖係顯示並聯諧振方式之功率因素改善手段的圖。在第11圖中，於第6圖所示之電漿產生裝置5連接有實施形態1所說明之電源裝置10。然後，在該電源裝置10之變壓器4的輸出部，以並聯方式配設有負載諧振用電感器7。再者，第12圖係顯示使用並聯諧振方式時之向量特性的圖。
在採用串聯諧振方式之電源裝置10中，如第9圖所示，對於變壓器4以串聯方式設置作為負載諧振 用電感器7之電抗器Lr。負載為電容性且總負載電壓Vd0之相位與總負載電流Id0之相位不同時，如第9圖所示，不僅從電源裝置10供給之電流Is，無效電流(反射電流)Ic亦透過變壓器4而回流(參照第9圖之虛線箭頭)。其中，無效電流Ic係從電漿產生裝置(負載)5側回到電源裝置10側之流動電流。
透過對於負載串聯配置之電抗器L流通有總負載電流Id0(=Is+Ic)，該總負載電流Id0(=Is+Ic)係在從電源裝置10供給至電漿產生裝置5之電流Is重疊有無效電流Ic。然後，藉由在電抗器L流通有總負載電流Id0，且在電抗器Lr間感應電抗器電壓VL。該電抗器電壓VL當然為相對於第8圖所示之總負載電流Id0前進90°之電壓。亦即，由總負載電壓Vd0之向量電壓減去電抗器電壓VL之向量電壓所得的向量電壓Vs，係成為從變壓器4輸出之變壓器電壓Vs。
第10圖顯示採用上述串聯諧振方式之電源裝置10之向量特性的圖。亦即，從變壓器4輸出之總負載電流Id0，與變壓器4之二次電壓的變壓器電壓Vs係為同相位，在變壓器4之輸出部的功率容量(=Id0．Vs)係改善至接近電漿負載功率Pw之值為止(亦即，在變壓器4之輸出部的功率因素η係改善至接近100%為止)。
在串聯諧振方式中，變壓器電壓Vs係顯示相對於施加在負載之總負載電壓Vd0為非常小之值，因此得知串聯諧振方式係對於電源輸出進行電壓放大之諧振方 式。換言之，藉由變壓器電壓Vs對於放電單元部成為串聯之諧振用電抗器Lr，而放大至負載電壓Vd。在該串聯諧振方式中，如第5圖所示，將複數個放電單元並聯連接而構成時，各放電單元間之配線電感LN係發揮串聯諧振功能之一部分的作用。如此，當將複數個放電單元予以並聯連接時，因配線電感LN之大小的不同，電壓放大度會變化。藉此，包含施加於放電單元間之負載電壓Vd會大幅變動且注入各放電單元之功率量亦大幅變動的要素。
另一方面，在採用並聯諧振方式之電源裝置10中，如第11圖所示，對於變壓器4以並聯方式設置作為負載諧振用電感器7之電抗器Lr。當負載為電容性且總負載電壓Vd0之相位與總負載電流Id0之相位不同時，如第11圖所示，不僅從電源裝置10供給之電流Is，無效電流(反射電流)Ic亦透過諧振用電抗器Lr而回流(參照第11圖之虛線箭頭)。其中，無效電流Ic係從電漿產生裝置(負載)5側回到電源裝置10側之流動電流。
從電源裝置10側朝電漿產生裝置5流動有總負載電流Id0(=Is+Ic)，該總負載電流Id0(=Is+Ic)係在從電源裝置10供給至電漿產生裝置5的電流Is重疊有無效電流Ic。其中，在並聯諧振方式中，僅無效電流Ic會流通於對於變壓器4並聯配置之電抗器Lr。流通至並聯連接之電抗器Lr的無效電流Ic為來自負載側之反射電流，因此該無效電流Ic係成為相對於施加在負載側之總負載電壓Vd0延遲90°之相位的電流。亦即，將總負載電流Id0 與無效電流Ic予以合成所得的向量電流係成為從變壓器4輸出之電流Is。
第12圖顯示採用上述並聯諧振方式之電源裝置10之向量特性的圖。亦即，從變壓器4輸出之總負載電流Vd0，與從變壓器4輸出之輸出電流的電流Is係為同相位，在變壓器4之輸出部的功率容量(=Id0/Is)係改善至接近電漿負載功率Pw之值為止(亦即，在變壓器4之輸出部的功率因素η係改善至接近100%為止)。
在並聯諧振方式中，從變壓器4輸出之輸出電流Is係顯示相對於流至負載之總負載電流Id0為非常小之值，因此得知並聯諧振方式係對於電源輸出進行電流放大之諧振方式。
再者，發明者等係檢討採用串聯諧振方式之電源裝置10將電源供給至連接有複數個放電單元之電漿產生裝置5的情形，及採用並聯諧振方式之電源裝置10將電源供給至連接有複數個放電單元之電漿產生裝置5的情形，並實施哪一種情形能更穩定地驅動該電漿產生裝置5之實證試驗。
結果得知，在採用第9圖所示之串聯諧振方式之電源裝置10將電力供給至前述電漿產生裝置5的情形時，由於以下之要因，而有損負載之穩定運轉，且一部分之放電單元會破損。
亦即，如第5圖所示，將各放電單元予以並聯連接時，負載之合成阻抗及總放電電漿電阻Rp0係與 n(放電單元之個數)成反比而變小，負載電流係與n成正比而變大，且總負載電流Id0之變動幅度會變大。而且，在各放電單元間之連接配線部分的配線電感值LN將無法忽視。如此，若為以串聯諧振方式為主體之諧振方式，配線電感值LN係發揮在電源裝置10中串聯配置之負載諧振用電感器7(電抗器Lr)的電壓放大功能之作用。藉此，電壓放大之負載電壓Vd的變動幅度會增加，電漿負載功率Pw係由式(2)所示之施加於放電單元本身之負載電壓Vd而決定。藉此，供給至各放電單元部之功率容量變動會變大，於放電單元部注入有大功率容量的放電單元亦可能破損。
相對於此，在採用第11圖所示之並聯諧振方式之電源裝置10將電力供給至前述電漿產生裝置5的情形時，因以下之要因，而可進行負載之穩定運轉。
若為以並聯諧振方式為主體之諧振方式，在負載部降低電壓放大功能，使電流放大成為主體。因此，施加於放電單元之負載電壓Vd係幾乎與變壓器電壓Vs相等。因此，藉由配設複數個放電單元，即使配線電感值LN大幅變動，因該配線電感值LN所產生之電壓放大度係成為與串聯諧振方式之電壓放大度相比為非常小之值。由此，施加於各放電單元之負載電壓Vd的變動幅度係抑制在非常小。結果，供給至各放電單元部之功率容量變動小，且均等地供給電力，在一部分之放電單元集中大的電力注入，而可排除使放電單元破損等之主要原因。
亦即，總負載電壓Vd0為一定，且施加在 相對於變壓器4並聯設置之電抗器Lr，因此成為利用從負載側反射之無效電流Ic的電流放大諧振方式。因此，成為在各放電單元間之連接配線部分之由配線電感值LN產生的電壓諧振並未進行之條件。因此，配線電感值LN與設置在電源裝置10之負載諧振用電感器7(電抗器Lr)的相互幹渉幾乎不會發生，施加在各放電單元之負載電壓Vd係大致一定。如此，由於負載電壓Vd之變動小，因此由式(2)之電漿負載功率Pw所決定之供給至各放電單元部之功率容量的變動亦會變小係為主要原因。
在此，在實際之電源裝置10中，亦得知於變壓器4等構成上共存有串聯諧振方式與並聯諧振方式。因此，本發明者等係從電漿產生裝置5之穩定運轉的觀點來看，試驗二個諧振比率是適合哪一個比率。
再者，該試驗之結果得知，較佳為構成在電源裝置10之輸出部分使並聯電抗器成分相對於串聯電抗器成分大約5倍。並且，以對變壓器4之內部設置負載諧振用電感器7(亦即變壓器4之合成諧振電抗器Lr)之功能的方式，設計該變壓器4，並將本發明之變壓器4設為對於電漿產生裝置5之專用變壓器(高功能變壓器)。
在本實施形態中，以符合上述諧振比率條件之方式(亦即使其以並聯諧振為主之方式)提供電源裝置10。更具體而言，在本實施形態中提供一種新穎之變壓器4，該變壓器4係具有負載諧振用電感器之功能，以符合上述諧振比率條件。第13圖係顯示該新穎之變壓器(高功能 變壓器)4之等效電路構成之圖。再者，第14圖係顯示變壓器4之性能特性的圖。
在此，在第14圖中，左縱軸為激磁電感(任意單位)，右縱軸為漏電感(任意單位)，橫軸為變壓器間隙長度(mm)。此外，2001係在變壓器4之2次側換算之激磁電感Ls2特性，2002係在變壓器4之2次側換算之漏電感特性Ld2。
第13圖中不僅圖示了在實施形態1所說明之限流電抗器Lc，亦圖示新穎之變壓器4的等效電路。Ls1係在1次側變壓器線圏形成磁場之激磁電感成分。此外，Ld2係由1次側線圏與2次側線圏之磁通的結合損失份來假設之漏電感成分。
通常，就連接在變壓器之2次側的負載而言，馬達等電感性負載，熱電機器等電阻負載，或本發明之電漿產生裝置等的電容性負載，一般而言，變壓器係設計成對應前述各種之負載。亦即，在通常之變壓器中，係以沒有來自負載之無效(反射)電流Ic的條件進行最適設計而製作。因此，在該通常之變壓器中，由於儘可能使由1次側供給之激磁用的1次電流減小，因此激磁電感成分Ls1係儘可能設計成較大，且設計成使1次側線圏與2次側線圏
Figure TWI611733BD00001
之磁場結合度增加，且使漏電感成分Ld2變小。
因此，在通常變壓器中，將變壓器磁性體磁心間隙(變壓器間隙長度，以下亦簡稱為間隙長度)設計成0.2mm以下之區域3001的範圍內(參照第14圖)。
如上所述，在習知之通常變壓器中，激磁電感係在1次側形成之電感Ls1。相對於此，在本發明之新穎的變壓器4中，注目在上述之無效電流Ic流至2次側之變壓器4，且藉由該無效電流Ic進行由2次側變壓器4所形成之著眼於2次側激磁電感Ls2的設計。
在本實施形態中，於變壓器4之2次側激磁電感Ls2與負載側之電漿產生裝置5中具有並聯諧振作用。藉此，可使負載諧振用電感器7之功能設在變壓器4內，且在變壓器4之2次側中，可進行與負載之並聯諧振。
再者，在本實施形態之新穎的變壓器4中，如上所述以並聯諧振為主體。亦即，使因變壓器4之2次側的激磁電感Ls2與電漿產生裝置5之總靜電電容C0的關係所產生之並聯諧振程度，比因配設在換流器3之輸出部的限流電抗器Lc及變壓器4之漏電感Ld2與電漿產生裝置5之總靜電電容C0的關係所產生之串聯諧振的程度大。換言之，在該變壓器4中，與2次側之激磁電感Ls2相比較，儘可能使漏電感成分Ld2變小。具體而言，在第13圖中，以符合下式之關係的方式設計之變壓器4係本實施形態之新穎的變壓器4。
2次側之激磁電感Ls2>5．漏電感成分Ld2
亦即，在本實施形態之新穎的變壓器4中，2次側激磁電感Ls2係比漏電感Ld2之5倍更大。此外，以使諧振頻率((1)式)成為電漿產生裝置5之動作頻率域的方式，將 負載之靜電電容值與動作頻率代入式(1)，以算出電感值。所算出之電感值係成為變壓器電感值。
為了進行功率因素改善而使用符合上述要件之變壓器4，藉此可使上述無效電流之大部分回流於變壓器4之2次側激磁電感。
在具有上述要件之變壓器4中，調整2次側激磁電感Ls2。亦即，必須將變壓器4之間隙長度擴展成比通常使用之變壓器的間隙長度更寬。由發明者之考察的結果得知，在本實施形態之新穎的變壓器4中，較佳意使用間隙長度為3.5mm以下者。此外，若考慮實際之變壓器4的使用，亦得知變壓器4之間隙長度較佳為1mm以上。亦即，在本實施形態之新穎的變壓器4中，如第14圖所示，較佳為在區域3002之範圍內設定間隙長度。
在此，若符合2次側之激磁電感Ls2>5．漏電感成分Ld2的關係，則變壓器4之間隙長度亦可大於3.5mm(參照第14圖)。然而，將變壓器4之間隙長度設為比3.5mm大時，往間隙間之洩漏磁通會增大，而有電源裝置10內之零件因該洩漏磁通而發熱等之問題的可能性。因此，由良好之電源裝置10的使用之觀點來看，較佳為將間隙長度設定在3.5mm以下。
此外，將變壓器4之間隙長度設為比1mm小，將激磁電感Ls2設為較大，且將式(1)之諧振頻率設為一定時，電源裝置10之電容會變小。然而，則便使電容小之電源裝置10與負載產生諧振，亦無助於電源裝置10之 小型化或低價格化。因此，有鑑於前述問題，較佳為將本發明之變壓器4的間隙長度設定為1.0mm以上。藉此，電源裝置10之輸入電容係為1kW以上。
此外，在本實施形態中，由電路計算，電源裝置10之動作交流頻率(諧振頻率)fc正確而言係由限流電抗器Lc之電感成分，本實施形態之新穎的變壓器4之電感成分(漏電感及激磁電感等)，及電漿產生裝置5之總靜電電容C0來求出。電源裝置10係透過高功能變壓器4，將具有該求出之fc之高頻/高電壓輸出至電漿產生裝置5。具體而言，控制部6係以換流器3成為諧振頻率fc且輸出高頻電壓之方式，控制該換流器3(更具體而言，設定換流器3之脈衝週期，並以換流器3之脈衝寬度控制輸出電壓)。
在此，該fc係由上述式(1)算出。其中，式(1)之L係將上述限流電抗器Lc之電感成分與變壓器4之電感成分予以合成所得到的合成電感L0。換言之，式(1)之L係換流器3之輸出側以後之電源裝置10的合成電感L0。此外，式(1)之C係電漿產生裝置5之合成靜電電容C0。
如上所述，在本實施形態中，變壓器4中，2次側激磁電感Ls2係比漏電感Ld2之5倍更大。因此，電源裝置10係可改善以並聯諧振為主體之功率因素，使電源裝置10小型化及低成本化，以進行穩定之諧振動作。因此，接受來自該電源裝置10之電力供給的電漿產生裝置5係可實至非常穩定之動作。
此外，在本實施形態中說明：相對於實施形態1所說明之限流電抗器Lc及具有異常產生時停止功能及異常通知功能之電源裝置10，在高功能變壓器4中使2次側激磁電感Ls2比漏電感Ld2之5倍大的情形。
然而，亦可採用亦相對於實施形態1所說明之限流電抗器Lc及未具有異常產生時停止功能及異常通知功能之電源裝置10，在變壓器4中使2次側激磁電感Ls2比漏電感Ld2之5倍大的情形，同樣地，可發揮能進行穩定之並聯諧振動作的效果。此外，同樣地亦可採用以下形態：配設有限流電抗器Lc，亦相對於未具有異常產生時停止功能及異常通知功能之電源裝置10，在變壓器4中使2次側激磁電感Ls2比漏電感Ld2之5倍大。
<實施形態3>
在實施形態1中，針對於換流器3之輸出部與變壓器4之輸入部之間配設限流電抗器Lc之情形進行說明(參照第1圖)。在本實施形態中，形成為使高功能變壓器4之1次側線圏的電感兼具該限流電抗器Lc之功能的構成。藉此，可省略限流電抗器Lc之物理性零件，電源裝置10係可由僅以直流電壓輸出部20，換流器部及高功能變壓器4所構成之主電路來建構。以下，針對本實施形態之變壓器4加以說明。
為了使變壓器4具有限流電抗器Lc之功能，係使變壓器4之1次側漏電感及/或1次側激磁電感具有限流電抗器Lc的電感成分。亦即，調整變壓器4之1 次側線圏的捲繞數，使1次側漏電感及/或1次側激磁電感兼具限流電抗器成分。
例如，若使在變壓器4之1次側線圏產生的磁通φ 0之一部分的磁通φ L洩漏，且使與變壓器4之2次側線圏鏈接之磁通φ 2變小，則變壓器4之1次側漏電感會變大。以使該1次側漏電感之增加份成為限流電抗器成分之方式，調整1次側之線圏的捲繞數。
如此，在本實施形態中，變壓器4具有限流電抗器之功能。因此，可省略限流電抗器Lc之物理性零件。且可僅藉由變壓器4來抑制短路電流。
在此，實施形態1所說明之變壓器4亦可具有限流電抗器之功能，實施形態2所說明之變壓器4亦可具有限流電抗器之功能。
<實施形態4>
在本實施形態中，係關於實施形態2所說明之電源裝置10的電容上升。在對大電容化之電漿產生裝置5供給電力時，本實施形態之電源裝置10係為有益者。
如上所述，在搭載於電源裝置之一般變壓器中，以成為對應於電感性負載，電阻負載，電容性負載之各種負載的方式設計。因此，習知之變壓器係未考慮來自電源驅動中負載之電壓反射(無效電流)，以變壓器本身之熱損失成為最小者為重點而設計。
亦即，以使變壓器之1次側的激磁阻抗變大之方式，儘可能使變壓器之激磁電感值變大，且使變壓器 之漏電感變小，且以在抑制電損失之狀態下供給交流電力之方式，決定變壓器鐵心條件。因此，習知之變壓器係以使間隙長度成為0或極小之方式設計(參照第14圖之區域3001)。
將該等變壓器並聯連接而運轉(以下稱為(變壓器之)並聯運轉)時，基於下述之理由，具有流至每個變壓器之電流之變異的缺點。因此，並聯連接複數個小電容之變壓器的電源裝置係藉由使1台變壓器本身變大，而謀求電源裝置之電氣電容上升。
亦即，通常之變壓器係規格設計成為對應於各種負載之萬能變壓器。因此，通常之變壓器係僅考慮變壓器之磁通結合，而成為使線圏電感變大(使變壓器之間隙長度變得非常小)的設計。亦即，如第14圖之變壓器性能特性所示，以變壓器之間隙長度小的區域3001進行設計。因此，激磁電感值係顯示較大之值，而激磁電感特性2001係成為非常陡之區域。藉此，由製作精度之觀點來看，各個變壓器之激磁電感的變異係大至±25%左右。因此，使習知之變壓器以複數個進行並聯運轉時，依據各個變壓器之激磁電感的變異，變壓器之1次激磁電流的變異幅度係最大變動50%左右。如此，在對習知之變壓器進行並聯運轉時，供給至每個變壓器之電流的變異會變大。
在習知之變壓器中，傳達至變壓器之2次側的功率容量係受到1次側之激磁電流的影響。因此，如上所述在每個變壓器產生電流之變異時，當對變壓器進行並 聯運轉之情形時，電流集中流動在1個變壓器。該電流之集中係導致變壓器本身之發熱(熱損失)。因此，一般而言不進行變壓器之並聯運轉係為常態。
然而，在本實施形態中，藉由使用具有功率因素改善功能之實施形態2的變壓器，即可對變壓器進行並聯運轉。亦即，即使對實施形態2之變壓器進行並聯運轉，使供給至變壓器之電容上升，亦可將傳達至各變壓器之電力均等地分配。
在本發明中，負載係限定在電漿產生裝置5(亦即電容性負載)。由此，在實施形態2之變壓器4中，利用從負載反射至電源裝置10側之變壓器4的無效電流Ic，謀求功率因素改善(參照實施形態2)。藉此，電力會均等地分配在並聯構成之變壓器。
第15圖係顯示實施形態2所說明之並聯連接有複數個變壓器4之情況的圖。在第15圖中，為了圖式簡略化，僅圖示配設在電源裝置10內之複數個變壓器4及限流電抗器Lc。此外，與第15圖不同地，亦可省略限流電抗器Lc，且以變壓器4兼具該限流電抗器Lc之功能(參照實施形態3)。此外，在此之變壓器4係實施形態2所說明之具有並聯諧振功能的高功能變壓器。
接著，說明該變壓器4之並聯運轉。
該變壓器4係利用以從負載側反射之無效電流Ic所作成之2次側的激磁電感者。因此，在該變壓器4中，流通有從供給至1次側之電流減去無效電流Ic份所 得之電流，且供給至電漿產生裝置5。亦即，從變壓器4之1次側供給且流至各變壓器4的電流(僅負載之無效電流Ic以外的有效電流之電流)會變小。該小的電流係僅流至變壓器4之2次側線圏，以謀求負載之功率因素改善，且防止變壓器本身之發熱(熱損失)變大。
此外，在通常變壓器中，2次側之負載電壓Vd2(kV)係以1次側之線圏捲繞數與2次側之線圏捲繞數比而唯一地決定。另一方面，本實施形態說明之變壓器4的2次側之負載電壓Vd2(kV)係除了以1次，2次之線圏捲繞數比來決定，亦如下式所示以從負載側反射至2次側線圏之無效電流Ic所感應之電壓值來決定。亦即，無效電流Ic流通於變壓器4之2次側的激磁電感值，藉此感應之線圏電壓會受到影響。該感應之電壓值係成為下式的關係。
Vd2=2．π．f．Ls2．Ic
在此，上式中，f為諧振頻率，在該諧振頻率域中電源裝置10會動作，因此諧振頻率數係大致與動作頻率相等。Ls2為2次側之激磁電感。
即使將複數個變壓器4並聯連接而使用，在變壓器4之(2次側)激磁電感產生變異，亦流通有往各個變壓器4之無效電流Ic，以使由上式決定之2次側的負載電壓Vd2成為一定(由於為並聯連接，因此Vd2係在各變壓器4為相同電位)。
在此，在實施形態2所說明之高功能變壓器 4中，2次側之激磁電感Ls2的製作精度會提高。這是由於如實施形態2所說明，將變壓器4之間隙設為較大(數mm左右)之故。具體而言，在實施形態2之變壓器4中，2次側之激磁電感Ls2的製作精度為約±3%以內(參照第14圖之區域3002)。
因此，藉由使用實施形態2之變壓器4，可將各變壓器4間之2次側的激磁電感Ls2之變異抑制在極小程度。因此，各變壓器4中流通之無效電流Ic的變異幾乎不會產生，在各變壓器4中無效電流Ic係大致均等地流動。然後，從變壓器4之1次側供給至2次側的功率量係僅為除了供給至負載之無效功率量以外的有功功率份，且在各並聯連接之變壓器4中，1次側電壓與2次側電壓為相同電位。因此，分配於各變壓器4之有功功率的變異，係抑制在各線圏之電感的變異精度內。有關該各線圏之電感的變異，由於在高功能變壓器4中為上述之製作精度(約±3%以內)，因此關於從並聯連接之變壓器4的1次側傳達至2側的有功功率，亦在每個變壓器4大致均等。因此，不會有使變壓器4造成熱損傷之情形。
如上所述，在本實施形態中，藉由使用實施形態2所說明之高功能變壓器4，即便使該變壓器4並聯運轉，變壓器4之發熱亦不會過度發生。因此，可進行變壓器4之並聯運轉，即使電漿產生裝置5大電容化，亦可配合該大電容化而使電源裝置10之電容上升。
此外，當以一個變壓器謀求電容上升時， 不僅變壓器會大型化，成本亦會大幅增加。然而，在本實施形態中，由於可進行變壓器4之並聯運轉，因此能以低成本謀求電源裝置10之電容上升。
<實施形態5>
例如，為了變更由電漿產生裝置5所生成之臭氧氣體等的氣體濃度，會有使電源裝置10之投入功率量(電源裝置10投入於電漿產生裝置5的功率量)成為可變之情形。在此，一般而言，藉由使投入功率量變得更大，會產生更高濃度之氣體，而成為一對一之關係。此外，投入功率量之可變係在電源裝置10之定格功率的0至100%之範圍。
在此，將電源裝置10之投入功率量設為可變而成為所希望之功率量值，定常地將該所希望之功率量值供給(投入)至負載的控制方法，係可考慮以下方式，為習知技術。
具體而言，通常係檢測供給至電漿產生裝置5之高頻交流的負載電流Id0。並且，以使該負載電流Id0成為目標電流值(所希望之電力值的電流值)之方式，控制部6係變更換流器3之控制信號(換流器頻率f或換流器的脈衝寬度τ)。再者，有一種控制方法，係利用變更後之該控制信號，控制換流器3之換流器輸出的交流波形。
如此，在上述控制方法中，並未將從電源裝置10供給之投入功率量直接地作為控制量，而是將所檢測之負載電流Id0作為控制量，以使該負載電流Id0成為目標電流值之方式，對換流器3施加反饋控制方式。亦即， 在上述控制方式中，間接地將亦包含從電源裝置10供給之無效功率量的投入功率量設為可變控制。
因此，在上述控制方法中，投入功率量Pw係有必要藉由下式以利用以第1圖之檢測器41所檢測之負載電流波形的實效負載電流Id0，以第1圖之檢測器42所檢測之負載電壓波形的實效負載電壓Vd0，取決於投入功率量之載功率因素η d的演算來求出。
Pw=(實效負載電流Id0)×(實效負載電壓Vd0)×(負載功率因素η d)
=(實效負載電流Id0)×(實效負載電壓Vd0)×cos φ
負載狀態會因施加於電漿產生裝置5之負載電壓，及供給至電漿產生裝置5之氣體流量而變化。因此，由上式算出投入功率量Pw之方法係難以恆常精度佳地從所檢測之負載電流信號及負載電壓信號值求出實效電流值，實效電壓，負載電流與負載電壓之相位差φ。特別是，由高頻高電壓化之實效負載電流Id0及實效負載電壓Vd0求出精度佳之相位差φ是非常困難者。因此，在上述控制方法中，投入功率量Pw之精度不佳，而難以將投入功率量Pw管理為一定。
然而，本發明者等係著眼於使從電源裝置10投入電漿產生裝置5之交流的投入功率量，及輸入至電源裝置10內之換流器3的直流功率量成為一對一對應者。亦即，並非負載之高電壓部，而是電源裝置10之低電壓的 直流功率量決定時，對應於該直流功率量，投入功率量即唯一地決定(反之亦成立)。因此，若以使直流功率量依所希望之直流功率量值控制成一定，則著眼於亦使投入至電漿產生裝置5之投入功率量依所希望之投入功率量值控制為一定。
因此，在本實施形態中，提供一種電源裝置10，係藉由將輸入至電源裝置10之換流器3的直流功率量作為直接之控制量值的前饋控制及反饋控制，將投入功率量管理為一定，且可將該投入功率量穩定地供給至電漿產生裝置5。
首先，在電漿產生裝置5內，藉由電漿處理生成臭氧氣體等氣體，而使用者係選擇該生成之氣體的濃度(氣體之所希望濃度C的選擇)。亦即，使用者對於本實施形態之電源裝置10輸入上述氣體之所希望濃度C(此外，為了產生所希望濃度C之氣體而非所希望濃度C，亦可輸入後述之目標投入功率量值Po’以作為投入功率量)。
於是，控制部6係依據電漿產生裝置5之運轉狀況及氣體之所希望濃度C(或目標投入電力值Po’)，算出目標直流功率量值Po(前饋控制)。由上述得知，由目標直流功率量值Po唯一地決定目標投入功率量值Po’。在此，在電漿產生裝置5之前述運轉狀況下，當將目標投入功率量值Po’之投入功率量投入電漿產生裝置5時，在該電漿產生裝置5中，產生所希望濃度C之氣體。
再者，控制部6係由該目標直流功率量值 Po決定換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o。並且，控制部6係以該決定之換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o(可掌握為換流器控制值)，控制換流器3之輸出(前饋控制)。藉由使用該fo，τ o之換流器3的控制，從電源裝置10投入至電漿產生裝置5之投入功率量係成為接近目標投入功率量值Po’之值。
接著，控制部6係檢測出直流電壓輸出部20之輸出部的直流電流Ii及直流電壓Vi。在此，第1圖所示之電流檢測器21係隨時檢測直流電流Ii，且將該檢測之值隨時傳送至控制部6。此外，第1圖所示之電壓檢測器22係隨時檢測直流電壓Vi，將該檢測之值隨時傳送至控制部6。此外，如第1圖所示，各檢測器21，22係配設在直流電壓輸出部20與換流器3之間。
然後，控制部6係由該檢測結果Ii，Vi算出直流功率量值Pi(=Ii×Vi)。再者，控制部6係以使目標直流功率量值Po與直流功率量值Pi之差分△P(=Po-Pi)成為0之方式，對換流器頻率f或換流器脈衝寬度τ(可掌握為換流器控制值)進行微調整，利用該微調整後之換流器頻率f或換流器脈衝寬度τ來控制(反饋控制)換流器3之輸出。
例如，當目標直流功率量值Po>直流功率量值Pi時，使換流器頻率f變大，及/或使換流器脈衝寬度τ變大。
如上所述，藉由以使差分△P成為0之方式 進行控制，結果可將投入電漿產生裝置5之投入功率量依上述目標投入功率量值Po’設為一定。
就上述控制動作之結果而言，電源裝置10係可依目標投入功率量值Po’將與由使用者所選擇之氣體的所希望濃度C對應之對電漿產生裝置5的投入功率量控制/管理成一定。
在此，如上所述，電源裝置10係可依據氣體之所希望濃度，使投入功率量在定格功率之0至100%的範圍變化。
此外，上述之目標直流功率量值Po的算出係以下述方式進行。亦即，在控制部6預先記憶有作為資料之表或演算式。該表或演算式係可依據電漿產生裝置5之運轉狀況及氣體之所希望濃度C，唯一地求出目標直流功率量值Po而決定者。
在此，就顯示電漿產生裝置5之運轉狀況的值而言，為原料氣體之氣體供給流量Q，放電單元內之壓力P，流通至裝置5內之冷媒的流量Qw，及該冷媒之溫度Tw(實施形態1所述之物理量)。控制部6係從電漿產生裝置5透過外部信號介面63，隨時取得作為輸入資料之顯示電漿產生裝置5之運轉狀況之該等值Q，P，Qw，Tw。
控制部6係將所取得之上述值Q，P，Qw，Tw，由使用者所選擇/輸入之氣體的所希望濃度C適用在上述表或演算式等之資料，來算出目標直流功率量值Po。
此外，在控制部6中，對於該目標直流功率 量值Po唯一地特定之換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o的值亦作為資料預先設定/記憶。因此，如上所述，控制部6係對於所算出之目標直流功率量值Po，可唯一地決定換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o。如上所述，藉由利用該fo，τ o之換流器3的控制，可使從電源裝置10投入至電漿產生裝置5之投入功率量接近目標投入功率量值Po’(fo，τ o係依據理論所產生之值，因此與目標投入功率量Po’不同)。
此外，若上述各值Q，P，Qw，Tw為一定，則藉由將投入功率量依目標投入功率量值Po’設為一定(藉由將輸入至換流器3之直流功率量依目標直流功率量值Po設為一定)，則在電漿產生裝置5中，以一定之上述氣體的所希望濃度C生成。
此外，上述係針對在反饋控制中，檢測出直流電壓輸出部20之輸出部之直流電流Ii及直流電壓Vi的情形加以說明。然而，若將直流電壓輸出部20之輸出電壓控制成為一定電壓，則在反饋控制中，若僅檢測出直流電壓輸出部20之輸出部的直流電流Ii，則可算出投入功率量值Pi(=Ii×一定電壓)。亦即，藉由進行僅直流電壓輸出部20之輸出部之直流電流Ii的檢測及反饋控制，即可將電源裝置10之投入功率量依目標投入功率量值Po’控制為一定。
如上所述，在本實施形態中，控制部6係進行前饋控制(目標直流功率量值Po之算出，利用該目標直 流功率量值Po之換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o的決定，利用該換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o之換流器3的控制)，及反饋控制(利用目標直流功率量值Po，直流電壓輸出部20之輸出部的實際檢測結果(至少直流電流之檢測結果)的換流器頻率f或換流器脈衝寬度τ之微調整，及利用該微調整後之換流器頻率f或換流器脈衝寬度τ的換流器3之控制)。
亦即，在本實施形態中，電源裝置10係檢測出來自直流電壓輸出部20之直流輸出結果，控制部6係利用該檢測結果與屬於控制值之目標直流功率量值Po，以使投入功率量依目標投入功率量值Po’成為一定之方式(以使輸入至換流器3之直流功率量依目標直流功率量值Po成為一定之方式)進行反饋控制，且對換流器頻率f或換流器脈衝寬度τ進行微調整。
進行利用比負載電流等更小之值之直流電流等的反饋控制，直流電流等係與輸入至換流器3之直流功率量(換言之為投入功率量)一對一地對應(將投入功率量解釋為直接的控制量值)。因此，以使投入功率量依與氣體之所希望濃度對應之目標投入功率量值Po’成為一定之方式，可精度佳地進行控制。此外，要檢測之直流電流等係與負載電流等相比較，雜訊等並未重疊(在換流器3或變壓器4中產生雜訊)。由此，以使投入功率量依與氣體之所希望濃度對應的目標投入功率量值Po’成為一定之方式，精度佳地進行控制。結果，該電源裝置10係可將穩定 之電力持續地供給至電漿產生裝置5。
在此，於本實施形態中，控制部6係省略上述前饋控制之一部分，亦可藉由上述反饋控制，以使投入功率量依目標投入功率量值Po’成為一定之方式，控制換流器3。
亦即，藉由上述方式，控制部6係算出目標直流功率量值Po。就在其後，控制部6係利用直流電流等檢測結果進行反饋控制，來決定換流器頻率f或換流器脈衝寬度τ，且使輸入至換流器3之直流功率量與目標直流功率量值Po一致(換言之，使投入功率量與目標投入功率量值Po’一致)。如此，亦可省略換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o之決定，及利用該換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o之換流器3的控制。然而，在進行該種控制時，會有反應性會變差且投入功率量達到目的之值為止耗費較長時間之可能性。
因此，如上所述進行下述之動作。亦即，藉由前饋控制，以換流器頻率fo或換流器脈衝寬度τ o控制換流器3，將投入功率量設為接近目標投入功率量值Po’之值(將直流功率量設為接近目標直流功率量值Po之值)。然後，藉由反饋控制，對換流器頻率f或換流器脈衝寬度τ進行微調整，以進行利用該微調整之換流器頻率f或換流器脈衝寬度τ的換流器3之控制。
如此，藉由依序組合該前饋控制與反饋控制，而可短時間地使投入功率量到達目標投入功率量值 Po’。
此外，控制部6係僅變更換流器頻率及換流器脈衝寬度之兩方，或任一方，亦可將投入功率量控制為目標投入功率量值Po’(將直流功率量設為目標直流功率量值Po)。
此外，本實施形態所說明之進行前饋控制/反饋控制之控制部6亦可適用在上述任一實施形態1-4所述之電源裝置10，亦可適用在組合全部實施形態之電源裝置10。
例如，亦可為省略實施形態1所說明之限流電抗器，而具有進行本實施形態所說明之動作之控制部6及換流器3的電源裝置10，或亦可為具有變壓器4，進行本實施形態所說明之動作之控制部6及換流器3的電源裝置10，該變壓器4並非實施形態2所說明之構成的變壓器4而是一般之變壓器4。
亦即，電源裝置10亦可與上述各實施形態區隔，單獨地構築本實施形態所說明之構成(進行前饋控制/反饋控制之構成)。
此外，如上述實施形態所說明，以一定之諧振振動驅動電源裝置10(更具體而言為換流器3)時，藉由前饋控制/反饋控制，僅使換流器脈衝寬度成為可變，且可將投入功率量成為目標投入功率量值Po’。
<實施形態6>
在上述第4圖中，最上段所示之波形係由換流器3輸 出之矩形狀的交流電壓波形。該矩形交流電壓波形係透過變壓器4等而對電漿產生裝置5供給正弦波狀之高頻/高電壓。在此，供給至電漿產生裝置5之功率量變高時，由電漿產生裝置5生成之氣體等的生產量(濃度)會增加。
亦即，由電源裝置10供給至電漿產生裝置5之功率量，在電漿產生裝置5生成之氣體的濃度等係為密切之關係。因此，為了穩定地控制電漿產生裝置5生成之氣體的濃度，較重要為控制第4圖所示之換流器3之控制值，即換流器頻率f(脈衝週期1/f)或換流器脈衝寬度τ，且將上述功率量設為一定。在此，針對該功率量之一定控制，係如實施形態5所說明者。
此外，電漿產生裝置5之負載阻抗(生成之氣體濃度)並非僅從電源裝置10供給之功率量，亦因該電漿產生裝置5之負載狀態(上述之「電漿產生裝置5的運轉狀況」)而變化。在此，就顯示電漿產生裝置5之運轉狀況的值而言，如上所述，為原料氣體之氣體供給流量Q，放電單元內之壓力P，流通於裝置5內之冷媒的流量Qw，及該冷媒的溫度Tw。
因此，為了穩定地驅動電漿產生裝置5，有必要進行管理，使顯示電漿產生裝置5之運轉狀況的上述各值Q，P，Qw，Tw之變動成為最小(大致保持為一定)。然而，因為與信號線重疊之雜訊等的干擾，而有使上述各值Q，P，Qw，Tw變化或大幅變動之情形，將上述各值Q，P，Qw，Tw大致保持成一定，實際上有其困難。
因此，亦如實施形態1所述，控制部6係藉由在電源裝置10與電漿產生裝置5之間的傳送接收，恆常地導入顯示電漿產生裝置5之運轉狀況的上述各值Q，P，Qw，Tw。然後，控制部6係依該各值Q，P，Qw，Tw，控制屬於換流器3之控制值的換流器頻率f(脈衝週期1/f)或換流器脈衝寬度τ，並成為一定控制而將上述功率量成為適量值。
再者，電漿產生裝置5係電容性負載，通常為負載功率因素非常差者。因此，為了進行功率因素改善，在電源裝置10內，於電源裝置10與電漿產生裝置5之間配設作出諧振狀態之諧振手段，且使該換流器3之驅動頻率(動作頻率)配合諧振頻率附近。就該功率因素改善用之技術而言，具有實施形態2之發明或實施形態2所述之串聯諧振方式的功率因素改善手段及並聯諧振方式的功率因素改善手段。
本實施形態之電源裝置10係具有上述任一何功率因素改善手段，該電源裝置10係具有自動地決定換流器3之驅動頻率的功能。亦即，具有自動地搜尋諧振頻率的功能。
首先，最初在控制部6中，設定有投入功率量，初期電源輸出頻率，設定氣體流量，設定氣體壓力，設定冷媒溫度及設定冷媒流量等。此外，設定氣體流量，設定氣體壓力，設定冷媒溫度及設定冷媒流量係從控制部6透過外部信號介面63輸出至電漿產生裝置5內之MFC 及APC等。
此外，如實施形態1所說明，在電漿產生裝置5之運轉中，恆常地將屬於測定值之原料氣體的氣體供給流量Q，放電單元內之壓力P，流通於裝置5內之冷媒的流量Qw及該冷媒之溫度Tw(屬於測定值之各物理量)從該電漿產生裝置5透過外部信號介面63傳送至控制部6。
然後，如實施形態1所述，控制部6係判斷氣體供給流量Q相對於設定氣體流量是否在所希望範圍內，放電單元內之壓力P相對於設定氣體壓力是否在所希望範圍內，冷媒之流量Qw相對於設定冷媒流量是否在所希望範圍內，及冷媒之溫度Tw相對於設定冷媒溫度是否在所希望範圍內。
然後，該各判斷之結果，當判斷在電漿產生裝置5之各物理量中發生異常時，如實施形態1所說明，控制部6係進行使換流器3之輸出停止等之處置。再者，控制部6係對外部通知在電漿產生裝置5中發生異常(哪一個物理量為異常)。
至前述說明為止，在未產生電漿產生裝置5之異常時，控制部6係如實施形態1所述，利用在電源裝置10內所測定之各電壓值/電流值，判斷是否發生負載之短路(參照利用第2圖，第3圖之說明)。
然後，該判斷之結果，當判斷為產生短路時，如實施形態1所說明，控制部6係停止換流器3之輸出。再者，控制部6係對外部通知成為短路之原因的異常 部位。
至前述說明為止，當未發生異常或短路時，有關電源裝置10內之零件的動作，控制部6係判斷異常/正常。該判斷之結果，當判斷為零件動作有異常時，控制部6係停止換流器3之輸出。再者，控制部6係對外部通知判斷為異常之零件。
在至上述為止之各判斷中判斷為全部正常時，進行以下之動作。在此，控制部6係省略至上述為止之各判斷的動作，亦可從以下之動作(本實施形態之特徵性技術)開始動作。
當在控制部6中設定上述投入功率量時，控制部6係判斷該投入功率量相對於電源裝置10之定格功率是否為相當100%之電力值。或者，控制部6係判斷該投入功率量相對於電源裝置10之定格功率是否為100%以下且相當臨限值%以上的電力值。在此，該臨限值%係預先設定在控制部6。例如，臨限值%為90%時，控制部6係判斷投入功率量相對於電源裝置10之定格功率是否為90%以上至100%以下。
此外，下述說明之動作係電源最大電容運轉時(或接近電源最大電容之電容的運轉時)決定換流器3之驅動頻率的動作，且為所謂設定條件之動作。因此，在將電漿產生裝置5連接在電源裝置10，且在組裝系統後之初期動作階段中，一般而言係對於控制部6最初設定指示定格功率之100%或定格功率之臨限值%至100%之值的 投入功率量。
再者，前述設定指示之投入功率量相對於電源裝置10之定格功率為100%(或者，相對於電源裝置10之定格功率為100%以下且臨限值%以上)時，控制部6係使相對於換流器3之控制值的換流器頻率f隨時變化，且依據各換流器頻率f控制換流器3之輸出。
在此，控制部6係以上述設定之初期電源輸出頻率為中心，在預定之頻率範圍(例如±2kHz)，使換流器頻率f變化(掃描)。亦可遍及全頻率範圍使換流器頻率f掃描。然而，如前所述，藉由限定掃描範圍，即縮短求出諧振頻率為止之時間。
此外，在連接電源裝置10
Figure TWI611733BD00002
電漿產生裝置5且組裝系統的階段下，由上述式(1)算出理論值之諧振頻率的(式(1)之L為換流器3之輸出側以後的電源裝置10之合成電感。此外，式(1)之C係電漿產生裝置5之合成靜電電容)。因此，由縮短求出諧振新頻率為止之時間的觀點來看，將由式(1)算出之值作為上述初期電源輸出頻率而設定在控制部6，並以該初期電源輸出頻率為中心在預定之頻率範圍內，使換流器頻率f變化(掃描)(例如使換流器頻率f離散性變化)。
此外，當使換流器頻率f變化時，為了符合所設定指示之投入功率量，控制部6係依該換流器頻率f之變化，亦使換流器脈衝寬度τ變化，且對換流器3作為控制值予以傳送。
控制部6係使換流器頻率f變化，而依各換流器頻率f，根據由檢測部31，32取得之電量，分別求出換流器輸出功率因素。在此，電量係指求出換流器輸出功率因素時利用之換流器3的輸出側之電氣相關之值。
具體而言，依所掃描之換流器頻率f，第1圖所示之電流檢測器31係檢測出換流器3之輸出部的實效電流值，且將該檢測之結果傳送至控制部6，第1圖所示之電壓檢測器32係檢測出換流器3之輸出部的實效電壓值，將該檢測之結果傳送至控制部6。然後，控制部6係依所掃描之換流器頻率f，由上述實效電流值及上述實效電壓值求出換流器3之輸出部的有功功率。
接著，控制部6係依所掃描之換流器頻率f，利用上述實效電流值及上述實效電壓值及上述有功功率，演算換流器3之輸出部的換流器輸出功率因素η。在此，換流器輸出功率因素η={(有功功率)/(實效電流值×實效電壓值)}×100(%)。
第16圖係顯示以預定之頻率範圍使換流器頻率f變化(掃描)且依換流器頻率f求出之換流器輸出功率因素η的變化情況之圖。在此，第16圖之縱軸為換流器輸出功率因素η(%)，第16圖之橫軸為換流器頻率f(kHz)。
如第16圖所示，在依所掃描之換流器頻率f求出換流器輸出功率因素η後，控制部6係在所求出之換流器輸出功率因素η中，檢測出最高值之最大換流器輸 出功率因素η max。然後，控制部6係在獲得最大換流器輸出功率因素η max時將換流器頻率(為諧振頻率fc，且參照第16圖之fc)決定為換流器3之驅動頻率fc。
然後，在決定驅動頻率fc後，控制部6係將作為換流器頻率f之驅動頻率fc傳送至換流器3。再者，控制部6係將由上述所設定之投入功率量及驅動頻率fc決定之換流器脈衝寬度τ c傳送至換流器3。
藉此，由換流器3輸出由驅動頻率fc與換流器脈衝寬度τ c所構成之高頻波形，且將對應上述所設定之投入功率量的負載功率供給至電漿產生裝置5。
再者，會有使用者使在電漿產生裝置5生成之氣體的濃度變化之情形，或使用者不使生成之氣體濃度變化而欲使電漿產生裝置5之運轉狀況的上述各值(各物理量)Q，P，Qw，Tw變化之情形。此時，使用者係對於電源裝置10，使投入功率量依前述欲變化之量而變化。
依此，例如使用者係將對電源裝置10設定之投入功率量予以變更。
當進行該變更時，控制部6係判斷變更後之投入功率量相對於電源裝置10之定格功率是否為未達100%之投入電力值。或者，控制部6係判斷變更後之投入功率量相對於電源裝置10之定格功率是否為未達上述臨限值%之投入功率值。
在此，變更後之投入功率量係設定為相對於定格功率未達100%(或者，相對於定格功率未達上述臨 限值%)。因此，控制部6係判斷變更後之投入功率量相對於電源裝置10之定格功率是否未達100%(或者，相對於定格功率未達上述臨限值%)。
因此，控制部6係將作為換流器頻率f之驅動頻率fc傳送至換流器3。換言之，即使指示投入功率量之變更，換流器頻率f亦以上述驅動頻率fc固定。再者，控制部6係將上述變更之投入功率量及驅動頻率fc決定之換流器脈衝寬度τ r傳送至換流器3。
藉此，從換流器3輸出由驅動頻率fc與換流器脈衝寬度τ r所構成之高頻波形，且將對應於上述變更之投入功率量的負載功率供給至電漿產生裝置5。
此外，即使之後對電源裝置10指示投入功率量之變更，若變更後之投入功率量相對於定格功率未達100%(或者，相對於定格功率未達上述臨限值%)，控制部6係對於換流器3固定地持續輸出作為換流器頻率f之驅動頻率fc。此外，換流器脈衝寬度τ係依變更後之投入功率量每次進行變更。
然而，亦可假設變更後之投入功率量相對於定格功率為100%(或者，相對於定格功率為100%以下至上述臨限值%以上)之情形。在此情形下，電源裝置10係實施下述之動作。
電源裝置10係具有可選擇能否再度重新決定上述中求出之諧振頻率的切換部(第1圖等未圖示)。
當一次組裝包含電源裝置10及電漿產生裝 置5之系統時，諧振頻率幾乎沒有變更。因此，使用者係操作切換部，選擇驅動頻率之再度決定不實施。
此時，控制部6係將作為換流器頻率f之上述所求出之驅動頻率fc傳送至換流器3。亦即，即使再指示設定相對於定格功率為100%(或者，相對於定格功率為100%以下至上述臨限值%以上)作為投入功率量，換流器頻率f亦以上述驅動頻率fc固定。再者，控制部6係將由上述設定之投入功率量與驅動頻率fc決定之換流器脈衝寬度τ c傳送至換流器3。
藉此，由換流器3輸出以驅動頻率fc與換流器脈衝寬度τ c所形成之高頻波形，且對電漿產生裝置5供給對應上述設定之投入功率量的負載功率。
另一方面，當長期間使用電漿產生裝置5時，在電漿產生裝置5或電源裝置10中進行設計變更等時，對連接電漿產生裝置5與電源裝置10之配線，或對該等裝置5，10內部之配線施加變更時，諧振頻率係被變更。因此，使用者係操作切換部，亦假設選擇驅動頻率之再度決定實施。
在該選擇之情形時，若變更後之投入功率量相對於定格功率為100%(或者，相對於定格功率為100%以下至上述臨限值%以上)時，電源裝置10係在設定該投入功率量時，再度實施決定驅動頻率之動作(與上述換流器頻率之掃描，及獲得最大換流器輸出功率因素η max時求出換流器頻率(諧振頻率)之動作同樣)。再者，藉由該決 定之動作，當決定驅動頻率fc’時，控制部6係之後將上述驅動頻率fc替換成新的驅動頻率fc’，並變更對電源裝置10設定之投入功率量時，進行與上述說明之動作相同的動作(當變更投入功率量變更時，與控制部6對換流器3固定地持續輸出作為換流器頻率f之驅動頻率的動作相同)。
此外，利用上述驅動頻率fc，fc’及上述說明求出之換流器脈衝寬度控制換流器3之輸出。在此，以精度佳地將投入功率量控制成一定之方式，藉由實施形態5所說明之反饋控制等，控制部6亦可對換流器脈衝寬度進行微調整。
如上所述，在本實施形態之電源裝置10中，在建構包含電源裝置10及電漿產生裝置5之系統後，最初定格功率之100%或定格功率之臨限值%至100%的值作為投入功率量而被設定指示時，自動地決定驅動頻率fc。
因此，在電源最大電容運轉時(或以接近電源最大電容之電容運轉時)，以改善換流器輸出功率因素η之驅動頻率(諧振頻率)fc使電源裝置10驅動。在此，該驅動頻率fc係依電漿產生裝置5之機種或製造之批次等，自動地求出。
此外，在本實施形態之電源裝置10中，在求出驅動頻率fc後，設定指示未達定格功率之100%或未達定格功率之臨限值%的值作為投入功率量時，控制部6係將上述所求出之驅動頻率fc固定地輸出至換流器3。
因此，每當變更投入功率量時，可防止進 行求出驅動頻率之動作，且可防止電源裝置10之處理能力降低。
此外，變更投入功率量時，依據該投入功率量之原本的諧振頻率與先前求出之驅動(諧振)頻率fc並無太大差別。此外，因原本之諧振頻率與先前求出之驅動(諧振)頻率fc之差，換流器輸出功率因素η係比最大換流器輸出功率因素η max略低。
然而，在投入功率量為未達定格功率之100%或未達定格功率之臨限值%之值時，電源裝置10之電容係有餘力。因此，當投入功率量為未達定格功率之100%或定格功率之臨限值%之值時，即使控制部6以上述驅動頻率fc控制換流器3，且為換流器輸出功率因素η比最大換流器輸出功率因素η max略低之狀態，亦可電源裝置10之性能上無問題地進行運轉。
此外，在本實施形態之電源裝置10中，具有可進行上述選擇之切換部。因此，在包含該電源裝置10及電漿產生裝置5之系統中，當發生諧振頻率變化之情事時，依使用者之希望，控制部6係可再度自動地決定適當之驅動頻率。
此外，如上所述，亦可假設最初設定指示之投入功率量相對於電源裝置10之定格功率並非為100%(或者，相對於電源裝置10之定格功率為100%以下且臨限值%以上)之情形。
在此情形下，控制部6係將換流器頻率f 決定為上述設定之初期電源輸出頻率。再者，控制部6係由上述設定之投入功率量及上述決定之初期電源輸出頻率求出換流器脈衝寬度τ。然後，控制部6係將該設定之初期電源輸出頻率與該求出之換流器脈衝寬度傳送至換流器3。
藉此，從換流器3輸出該設定之初期電源輸出頻率與該求出之換流器脈衝寬度所構成之高頻波形，與上述設定之投入功率量對應之負載功率係供給至電漿產生裝置5。
然後，變更設定於電源裝置10之投入功率量，最初所設定之投入功率量相對於電源裝置10之定格功率為100%(或者，相對於電源裝置10之定格功率為100%以下且臨限值%以上)時，控制部6係進行求出上述驅動頻率fc之動作。以後變更投入功率量時，進行與上述相同之動作(例如，變更投入功率量時，與控制部6對換流器3固定地持續輸出作為換流器頻率f之驅動頻率fc的動作等相同)。
此外，本實施形態之特徵性技術(驅動頻率之自動決定，投入功率量變更時之
Figure TWI611733BD00003
該驅動頻率的固定輸出等)係在上述之實施形態1至5進行組合，另一方面，当然亦可構成僅具有該本實施形態之特徵性技術的電源裝置10。
<實施形態7>
在實施形態6中，電源裝置10係具有功率因素改善手 段，且利用來自負載(電漿產生裝置5)側之反射電流使之諧振，而自動地決定驅動頻率。在此，在實施形態6中，驅動頻率係在獲得最大換流器輸出功率因素η max時為換流器頻率(亦即諧振頻率)。
如上所述，在利用反射電流而使之諧振時，當由電源裝置10之變壓器4的輸出觀看負載之阻抗時，上述功率因素改善手段之感應性阻抗份與負載側之電容性阻抗份會被取消。因此，當使電源裝置10之驅動頻率配合諧振頻率fc時，上述感應性阻抗份與負載側之電容性阻抗份會相抵消，而成為0Ω。因此，僅殘存電漿產生裝置5之總放電電漿阻抗(電阻)Rp0(Ω)。
放電單元之並聯連接數n較少時，與該n成反比之Rp0係成為大的值。因此，電漿產生裝置5之總負載電流Id0係被抑制，結果顯示諧振之放大度的Q值(換言之，第16圖所示之換流器輸出功率因素η的特性)，即使換流器頻率變化，亦只是小幅地變化，在諧振頻率下，電源裝置10係可進行穩定之動作。
相對於此，當使放電單元之並聯連接數n變大時，電漿產生裝置5之放電單元的放電電阻份非常小時，Rp0係成為非常小之值。因此，電漿產生裝置5中之總負載電流Id0係變得非常大，結果，顯示諧振之放大度的Q值(換言之，如第17圖所示，換流器輸出功率因素η之特性)係當換流器頻率f變化時，大幅地變化。在此狀態下，以諧振頻率使電源裝置10驅動時，不僅來自負載之反 射電流會增大，電流之時間性變化率亦變得非常，且以諧振系統使發振模式感應。
該振動模式係成為電源裝置10之雜訊增大的原因。然後，由於雜訊增大，亦有造成電源裝置10內之電氣零件的電性損傷之產生，電源裝置10之誤動作，及電漿產生裝置5之破損產生之情形。
因此，在本實施形態中，將由實施形態6所決定之驅動頻率，並非利用諧振頻率其本身者，而是利用該諧振頻率fc來決定。
具體而言，與實施形態6同樣地，控制部6係藉由換流器頻率之掃描，在獲得最大換流器輸出功率因素η max時決定換流器頻率(亦即，諧振頻率fc)。然後，在本實施形態中，控制部6係將相對於該諧振頻率fc偏離達微小頻率△f之值決定為驅動頻率(=fc±△f)。
在此，該微小頻率△f係藉由實際使用之電漿產生裝置5的構成而個別決定者。在包含電源裝置10及電漿產生裝置5之系統中，在諧振頻率fc之附近，對該系統事前地進行實驗性運轉。此外，是相對於諧振頻率fc朝正方向偏離，還是朝負方向偏離，亦透過該實驗性運轉而決定。並且，透過該實驗性運轉，來決定可穩定之運轉的適當之微小頻率△f。並且，該微小頻率△f係在電源裝置10之動作前預先設定在控制部6內。
此外，亦可透過上述實驗性運轉來決定微小頻率範圍，且將該決定之微小頻率範圍預先設定在控制 部6。在此情形下，在下述之範圍內，決定驅動頻率。例如，即使以諧振頻率fc為軸朝負方向使換流器頻率偏離，可正常運轉之頻率下限值亦設為△fr1。另一方面，即使以諧振頻率fc為軸朝正側使換流器頻率偏離，可正常運轉之頻率上限值亦設為△fr2。在此情形下，驅動頻率係在下述之式的範圍任意地決定。亦即，fc-△fr1≦驅動頻率≦fc+△fr2(參照第17圖)。然而，如上所述，在本實施形態中，諧振頻率fc本身並未採用作為驅動頻率(參照第17圖)。
如上所述，在本實施形態中，控制部6係避開諧振頻率fc而決定驅動頻率。因此，可事前避免在感應發振模式之頻率帶進行動作運轉，而可進行電源裝置10之穩定運轉。
在上述說明中，已針對電容性負載裝置專用之電源裝置10的負載輸出部之穩定技術進行說明。輸出電源裝置10之直流電壓的部分20係對商用交流電壓進行整流，即使為直流化之換流器，亦可為能輸出直流電壓之蓄電池等電池(例如多段或多並聯構成之大電容電池組構成)。
在此，將直流電壓輸出部20作為大電容電池組時，相當於電池之部分的等效電路係以電壓供給源與電容性之電容器所構成。因此，反射於大電容電池組側之電流會電壓放大達大電容電池組輸出電壓時之配線電抗器LN份，亦有過電壓反射於大電容電池組之情形。藉此，亦 有妨礙大電容電池組之穩定驅動的情形。
為了使大電容電池組穩定地驅動，必須要有使過電壓不會反射在大電容電池組之技術。而且，就該技術而言，如實施形態2等所述，有一種對於電容性負載插入並聯電抗器，且使功率因素改善之技術。利用與該技術同樣的技術，將並聯電抗器插入於大電容電池組。藉此，因大電容電池組內之靜電電容值與配線電抗器部之電感值的相互作用，抑制反射電流串聯諧振(電壓放大)之作用，且利用並聯電抗器使所反射之無效電流份旁通。
此外，上述各實施形態所說明之電源裝置10係利用在臭氧產生裝置或自由基產生裝置等半導體製造裝置領域，且可適用作為電容性負載裝置專用之電源裝置。此外，該電源裝置10係使用在雷射裝置領域之放電裝置，紙漿漂白領域，水處理領域或化學設施領域，亦可利用作為非常大規模之臭氧產生裝置等電容性負載裝置之電源裝置。
以上雖詳細地說明本發明，但上述之說明係在所有之態樣為例示，本發明並非限定於此。未例示之無數的變形例係解釋為在不脫離本發明範圍內可假設者。此外，僅具有上述各實施形態之發明的特徵部之發明，及上述各實施形態之發明的特徵部之任意組合亦可在不脫離本發明範圍內可假設。
3‧‧‧換流器
4‧‧‧變壓器
5‧‧‧電漿產生裝置
6‧‧‧控制部
10‧‧‧電源裝置
20‧‧‧直流電壓輸出部
21，22‧‧‧檢測器
31，32，41，42‧‧‧檢測部
41‧‧‧電流檢測器
42‧‧‧電壓檢測器
61‧‧‧邏輯電路
62‧‧‧換流器驅動電路
63‧‧‧外部信號介面
70‧‧‧原料氣體
71‧‧‧氣體流量調整部
72‧‧‧濃度檢測器(監視器)
73‧‧‧氣體壓力調整部
74‧‧‧氣體
75‧‧‧冷媒流量調整部
78‧‧‧冷媒
601‧‧‧驅動信號
602‧‧‧閘遮斷信號
Id‧‧‧負載電流
Io‧‧‧輸出電流
Lc‧‧‧限流電抗器
Vd‧‧‧負載電壓
Vo‧‧‧輸出電壓

Claims (7)

  1. 一種電源裝置，係對於藉由連接有複數個放電單元而構成之屬於電容性負載的電漿產生裝置輸出交流電壓，該電源裝置具備：直流電壓輸出部，輸出直流電力；換流器，將前述直流電壓輸出部輸出之直流電力轉換為交流電力；控制部，控制前述換流器之動作；及檢測部，設於前述直流電壓輸出部與前述換流器之間，檢測從前述直流電壓輸出部輸出而輸入至前述換流器之直流電力；其中，前述控制部係進行下述動作：(A)依據來自外部之輸入來決定目標直流功率量值，(B)至少利用前述檢測部所檢測到之直流電流，對前述換流器進行反饋控制，以使輸入至前述換流器之直流功率量成為前述目標直流功率量值。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電源裝置，其中，輸入至前述換流器之直流電壓為一定，前述控制部係在前述(B)中，僅利用前述檢測部所檢測到之直流電流進行前述反饋控制，以使輸入至前述換流器之直流功率量成為前述目標直流功率量值。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之電源裝置，其中，前述控 制部係在前述(B)中，利用前述檢測部所檢測到之直流電流及直流電壓進行前述反饋控制，以使輸入至前述換流器之直流功率量成為前述目標直流功率量值。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之電源裝置，其中，前述控制部係進行下述動作：(C)由前述目標直流功率量值來決定第一換流器控制值，(D)以前述第一換流器控制值控制前述換流器，且在前述(D)之後進行前述(B)。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之電源裝置，其中，前述(B)係藉由調整第二換流器控制值而進行前述反饋控制，以使輸入至前述換流器之直流功率量成為前述目標直流功率量值。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之電源裝置，其中，前述第一換流器控制值及前述第二換流器控制值為換流器脈衝頻率及換流器脈衝寬度。
  7. 如申請專利範圍第5項所述之電源裝置，其中，前述第一換流器控制值及前述第二換流器控制值為換流器脈衝寬度。
TW103123296A 2013-10-04 2014-07-07 電源裝置 TWI611733B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
??PCT/JP2013/077032 2013-10-04
PCT/JP2013/077032 WO2015049782A1 (ja) 2013-10-04 2013-10-04 電源装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201515527A TW201515527A (zh) 2015-04-16
TWI611733B true TWI611733B (zh) 2018-01-11

Family

ID=52778391

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW103123296A TWI611733B (zh) 2013-10-04 2014-07-07 電源裝置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9848484B2 (zh)
JP (1) JP6068668B2 (zh)
KR (1) KR101810343B1 (zh)
TW (1) TWI611733B (zh)
WO (1) WO2015049782A1 (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106325165A (zh) * 2016-09-27 2017-01-11 北京理工大学 一种高压变频窄脉冲激光电源
JP6246300B1 (ja) * 2016-11-14 2017-12-13 三菱電機株式会社 点火装置
JP6946924B2 (ja) 2017-10-19 2021-10-13 株式会社デンソー 共振インバータ装置
JP6843273B2 (ja) * 2018-01-23 2021-03-17 株式会社Ｆｕｊｉ プラズマ発生装置および情報処理方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5526032A (en) * 1978-08-14 1980-02-25 Hitachi Ltd Power supply device
JPH08322918A (ja) * 1995-06-05 1996-12-10 Mitsubishi Electric Corp オゾン発生装置
US6143256A (en) * 1997-06-11 2000-11-07 Kabushiki Kaisha Kobe Seiko Sho Apparatus for controlling an ozone generator
TW201032676A (en) * 2009-02-27 2010-09-01 Mks Instr Inc Method and apparatus of providing power to ignite and sustain a plasma in a reactive gas generator

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6053551B2 (ja) 1977-03-31 1985-11-26 富士電機株式会社 オゾナイザ電源装置の制御方法
JPH04108108A (ja) 1990-08-27 1992-04-09 Mitsui Petrochem Ind Ltd プロピレン重合体延伸物及びその製造方法
JPH1025104A (ja) 1996-07-10 1998-01-27 Mitsubishi Electric Corp オゾン発生装置
JP3719352B2 (ja) 1999-07-23 2005-11-24 三菱電機株式会社 プラズマ発生用電源装置及びその製造方法
CN100589675C (zh) 2004-03-29 2010-02-10 三菱电机株式会社 等离子体发生用电源装置
JP4469270B2 (ja) 2004-12-24 2010-05-26 三菱電機株式会社 オゾン発生装置およびその運転方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5526032A (en) * 1978-08-14 1980-02-25 Hitachi Ltd Power supply device
JPH08322918A (ja) * 1995-06-05 1996-12-10 Mitsubishi Electric Corp オゾン発生装置
US6143256A (en) * 1997-06-11 2000-11-07 Kabushiki Kaisha Kobe Seiko Sho Apparatus for controlling an ozone generator
TW201032676A (en) * 2009-02-27 2010-09-01 Mks Instr Inc Method and apparatus of providing power to ignite and sustain a plasma in a reactive gas generator

Also Published As

Publication number Publication date
KR20160081893A (ko) 2016-07-08
WO2015049782A1 (ja) 2015-04-09
JP6068668B2 (ja) 2017-01-25
JPWO2015049782A1 (ja) 2017-03-09
TW201515527A (zh) 2015-04-16
KR101810343B1 (ko) 2017-12-18
US9848484B2 (en) 2017-12-19
US20160234921A1 (en) 2016-08-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI611736B (zh) 電源裝置
TWI611732B (zh) 電源裝置
TWI599273B (zh) 電源裝置
US7262606B2 (en) Method of arc detection
TWI611733B (zh) 電源裝置
JP5920870B2 (ja) レーザ電源装置
EP3937365A1 (en) Power source device, control program, and control method
TWI713275B (zh) 雷射裝置及其電源裝置
KR20120046566A (ko) 오존발생기용 전원공급장치
JPH04198627A (ja) 電子レンジの安全装置