WO2015049782A1 - 電源装置 - Google Patents

Abstract

　本発明は、プラズマ発生装置および電源装置を含むシステムにおいて、投入電力量を一定に管理し、当該投入電力量を、プラズマ発生装置に対して安定に供給することができる、電源装置を提供する。本発明に係る電源装置（１０）は、次の動作を行う制御部（６）を有している。当該制御部（６）は、外部からの入力に応じて、目標直流電力量値を決定する。そして、当該制御部（６）は、インバータ（３）に入力される直流電力量が、目標直流電力量値となるように、フィードバック制御する。

Description

電源装置

　この発明は、オゾンガスやラジカルガスを生成することが可能なプラズマ発生装置（容量性負荷装置）に対して、交流電力を出力し、当該出力する交流電力を制御できる電源装置に関するものである。

　一般に、多量のオゾンガスや多量のラジカルガスを生成する、容量性負荷装置であるプラズマ発生装置は、複数個の放電セルが並列接続されることにより、構成されている。ここで、各放電セルは、一対の電極が対向配置されており、当該電極間に誘電体を介して放電空間が形成されている。近年、プラズマ発生装置では、当該放電セルが複数個、積層もしくはブロック化し、並列接続されることで、非常に大規模のプラズマ発生装置が求められるようになってきている。当該プラズマ発生装置において、放電空間内に原料ガスを供給し、電源装置は、各放電セル間に対して交流高電圧を印加する。当該電圧の印加による生じる電界によって、放電空間内のガスは励起され、多量のオゾンガスや多量ラジカルガスを生成される。

　生成されたオゾンガスおよびラジカルガスは、主に、半導体製造分野、太陽電池パネル製造分野およびフラットディスプレ製造分野等において、酸化絶縁膜等の機能膜の成膜用ガス、または部品の洗浄用ガスとして多く利用されている。そして、上記の分野でオゾンガスやラジカルガスが利用される場合には、これらのガスの多量供給が要求されており、かつ、高濃度・高純度のこれらのガスを２４時間連続に安定供給できるとともに、生成して出力されるガス量やガスの濃度が安定的に容易に制御して出力できることが要求されている。

　ところで、一般に、交流電圧を印加して駆動する負荷には、熱電機器のような抵抗（Ｒ）負荷以外に、モータ負荷のような誘導性（Ｌ）負荷、および、電荷を蓄積したり、高電圧を印加する機器に属する容量性（Ｃ）負荷がある。熱電機器のような抵抗（Ｒ）負荷以外に、モータ負荷のような誘導性（Ｌ）負荷の場合は、一般に負荷のインピーダンスは一定で、電源から負荷へ供給する電圧をアップすれば、電圧アップ率に比例して投入電力が増加する負荷である。このため、比較的安定な負荷であった。それに対し、プラズマ発生装置等の容量性負荷装置（Ｃ）は、負荷のインピーダンスが一定ではなく、負荷状態によって、インピーダンスが変動するという非線系な負荷である。そのため、電源装置から電圧を供給してプラズマ発生装置を安定に稼動することは、非常に難しい。このことから、従来のプラズマ発生装置においては、装置内の放電セル部の破損等が起こりやすい。したがって、電源装置からの電圧を利用して、プラズマ発生装置を長時間、安定に稼動させることは難しい。

　誘導性負荷や容量性負荷の場合には、負荷に交流電圧を印加すると、印加した負荷電圧Ｖｄに対し、負荷電流Ｉｄの位相が遅れたり、進んだりする。そして、これにより、負荷に供給する有効電力ＰＷに対する、実質供給する電力容量ＰＱ（＝Ｖｄ×Ｉｄ）の割合（負荷力率ηｄ＝ＰＷ／ＰＱ）が、非常に低い状態になる。したがって、負荷力率ηｄの悪い電源装置では、有効電力ＰＷを大きくするためには、電力容量ＰＱ（＝ＰＷ／ηｄ）も大きくなり、非常に大きな電源装置が必要となる。

　そこで、電源装置を小型化するために、電源装置の出力部に負荷力率ηｄ改善用の力率改善装置（力率改善手段）を取り付けられることは、従来から知られている。力率改善装置は、誘導性負荷と容量性負荷とで異なり、誘導性負荷の場合には、Ｌ負荷を改善するため、コンデンサバンクが用いられ、容量性負荷の場合には、Ｃ負荷を改善するため、リアクトルが用いられる。そして、誘導性負荷（または容量性負荷）と力率改善装置とにより、負荷側と電源装置との間において共振状態を作り出す交流電圧周波数ｆｃ（共振周波数）付近で、電源装置を動作させる。

　ここで、共振周波数ｆｃは、ｆｃ＝１／２・π・（Ｌ・Ｃ）^０．５（以下、（１）式）、で求められる。

　誘導性負荷の場合には、（１）式のＣに、力率改善装置であるコンデンサバンクを代入し、共振周波数を求め、これに対して、容量性負荷の場合には、（１）式のＬに、力率改善装置であるリアクトルＬｐを代入し、共振周波数ｆｃを求める。そして、当該共振周波数ｆｃの周波数域で電源装置を動作させることにより、電源装置の力率改善を図っている。

　ここで、容量性負荷であるプラズマ発生装置に対して交流電力を印加する電源装置において、力率改善に関する従来技術として、たとえば、特許文献１～３が存在する。

　特許文献１に開示されている交流負荷用の電源装置では、プラズマが発生する放電負荷（放電セル）に対して、力率改善用の変成器（インダクタ）が配設されている。

　また、特許文献２に開示されている交流負荷用の電源装置では、プラズマが発生する放電負荷（放電セル）に対して、力率改善用の変成器（インダクタ）が配設されている。さらに、インバータ回路部が周波数制御機能を有することで、負荷投入電力の高い領域で、インバータ出力部での力率を最適に制御することが、特許文献２には開示されている。特許文献２に係る電源装置では、１部の放電セルにおいて問題が発生しても、残りの放電セルで適切な運転ができるように、周波数制御を行う。

　また、特許文献３に係る技術では、複数の放電セルにより構成されたプラズマ発生装置において、各放電セルに対して、負荷遮断用のヒューズが配設されている。そして、特許文献３に係る技術では、放電セルの一部が故障すると、当該放電セルに対応して配設されているヒューズが切れ、当該放電セルに対する電力の供給が遮断される。また、特許文献３には、３相の交流負荷用の電源装置が開示されており、電源装置側で所定周波数が固定されており、当該所定周波数において、負荷の容量値とリアクトルとにより、共振近くで運転し、力率を改善させる方式が開示されている。

　上記各特許文献に係る電源装置は、電源装置の出力側とプラズマ発生装置との間に、誘導性のインダクタンス（リアクトル）を設け、力率改善を図っている。

特許第３７１９３５２号明細書 特許第４１０８１０８号明細書 特開平１０－２５１０４号公報

　さて、プラズマ発生装置に対して電力を供給する際、当該電力が安定的にプラズマ発生装置に供給されることが重要である。これは、電力が安定的に供給されない場合には、プラズマ発生装置で発生するガスの濃度等が変動しまうからである。そして、電力が安定的に供給されるためには、電源装置の投入電力を精度良く、一定に管理・制御することが重要である。

　従来の容量性負荷用電源では、負荷の電気量を制御する手段としては、負荷電流もしくはインバータ出力電流であった。このため、負荷条件によって負荷力率が可変する場合では、インバータ出力および負荷出力の電流・電圧の位相が随時変わり、検出する負荷電流もしくは負荷に投入される電力量は、比例的な１対１の対応はしていない。したがって、負荷に投入する電力量を比例的にフィードバック制御することは難しく、相対的なフィードバック制御で、間接的に投入電力を可変制御していた。そのため、プラズマ発生装置を長時間安定に運転させる場合、負荷の外乱や外部設定条件が変化している場合には、プラズマ負荷状態が変化しているため、電源装置から供給する投入電力が一定である保証がなく、結果として装置のより信頼性の高い制御が行えていなかった。

　そこで、本発明は、プラズマ発生装置および電源装置を含むシステムにおいて、投入電力量を一定に管理し、当該投入電力量を、プラズマ発生装置に対して安定に供給することができる、電源装置を提供することを目的とする。

　上記の目的を達成するために、本発明に係る電源装置は、複数の放電セルが接続されることにより構成された、容量性負荷であるプラズマ発生装置に対して、交流電圧を出力する電源装置であって、直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの動作を制御する制御部と、前記インバータに入力される直流電力を検知する検出部とを、備えており、前記制御部は、（Ａ）外部からの入力に応じて、目標直流電力量値を決定し、（Ｂ）前記検出部が検知した直流電流を少なくとも用いて、前記インバータに入力される直流電力量が、前記目標直流電力量値となるように、フィードバック制御する。

　本発明に係る電源装置は、複数の放電セルが接続されることにより構成された、容量性負荷であるプラズマ発生装置に対して、交流電圧を出力する電源装置であって、直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの動作を制御する制御部と、前記インバータに入力される直流電力を検知する検出部とを、備えており、前記制御部は、（Ａ）外部からの入力に応じて、目標直流電力量値を決定し、（Ｂ）前記検出部が検知した直流電流を少なくとも用いて、前記インバータに入力される直流電力量が、前記目標直流電力量値となるように、フィードバック制御する。

　このように、上記電源装置では、負荷電流等よりも小さい値の直流電流等を用いたフィードバック制御を行い、また直流電流等は、インバータ３に入力される直流電力量（換言すれば、投入電力量）に一対一に対応している。したがって、当該電源装置では、投入電力量が、ガスの所望濃度に応じた目標投入電力量値で一定となるように、精度良く制御することができる。また、検出される直流電流等は、負荷電流等に比べ、ノイズ等が重畳されない。このことからも、投入電力量が、ガスの所望濃度に応じた目標投入電力量値で一定となるように、精度良く制御することができる。結果、当該電源装置は、安定した電力をプラズマ発生装置に供給し続けることができる。

　この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによって、より明白となる。

本発明に係る電源装置１０の内部構成および電源装置１０に接続されるプラズマ発生装置５を示すブロック図である。 実施の形態１に係る電源装置１０の動作を説明するための特性図である。 実施の形態１に係る電源装置１０の動作を説明するための特性図である。 インバータ３に入力される信号およびインバータ３から出力される波形を示す図である。 プラズマ発生装置５における並列に接続された放電セルの様子を示す分布等価回路図である。 プラズマ発生装置５における並列に接続された放電セルを合成した等価回路を示す図である。 実施の形態２に係る電源装置１０を説明するために用いられる特性図である。 実施の形態２に係る電源装置１０を説明するために用いられる、電流―電圧ベクトル図である。 実施の形態２に係る電源装置１０を説明するために用いられる回路を示す図である。 実施の形態２に係る電源装置１０を説明するために用いられる、電流―電圧ベクトル図である。 実施の形態２に係る電源装置１０を説明するために用いられる回路を示す図である。 実施の形態２に係る電源装置１０を説明するために用いられる、電流―電圧ベクトル図である。 実施の形態２に係る電源装置１０を説明するために用いられる、トランス等価回路を示す図である。 実施の形態４に係る電源装置１０を説明するために用いられる特性図である。 トランス４を複数段並列接続した様子を示す図である。 インバータ周波数ｆに対するインバータ出力力率ηの特性を示す図である。 インバータ周波数ｆに対するインバータ出力力率ηの特性を示す図である。

　本発明は、容量性負荷であるプラズマ発生装置に対して、交流電圧を出力する電源装置に関するものである。ここで、当該プラズマ発生装置は、複数の放電セルが接続されることにより構成されており、高純度・高濃度のオゾンやラジカルガスを生成することができる。なお、当該プラズマ発生装置の容量性力率（負荷力率）は、たとえば５０％以下である。また、対象とする電源装置の出力範囲としては、電源装置１台当たり、たとえば１ｋＷ～１００ｋＷ範囲のものとする。プラズマ発生装置としての対象は、たとえば周波数１０ｋＨｚ～６０ｋＨｚ範囲の交流出力をする電源装置からの電源供給により、動作するものとする。

　図１は、本発明に係る電源装置と容量性負荷であるプラズマ発生装置とを含むシステムの構成を示すブロック図である。

　図１において、プラズマ発生装置５は、複数個の放電セルが並列接続されることにより構成された、容量性負荷である。前述したように、放電セルは、１対の電極を、放電空間が形成されるように対面して配置させることにより、構成される。ここで、当該放電空間に面するように、電極に対して、誘電体が配置されている。プラズマ発生装置５の代表例としては、オゾンガス発生装置（オゾナイザ）がある。一般的には、当該オゾン発生装置は、水処理分野でのオゾン殺菌や化学プラントでのオゾン漂白用途の産業・工業分野において、主に用いられてきた。

　プラズマ発生装置５には、酸素ガス等の原料ガスが供給されるが、当該原料ガスの流量制御は、簡易な、ガス流量計とガス流量バルブとの組合せで実施されている。また、プラズマ発生装置５内のガス圧力は、当該装置５に設けたガス流出口の出力ガスバルブを用いることにより、調整されている。また、プラズマ発生装置５内に水等の冷媒を流すことで、放電セルで発生する熱を除去し、放電セルの温度を冷やしている。当該冷媒の流量は、水冷バルブ等により調整される。

　以上のように、ガス流量、ガス圧力および冷媒流量等は、簡易なバルブ等で調整されているので、ガス流量、ガス圧力、冷媒流量の設定値に対する変動が大きくなる可能性がある。したがって、後述するように、プラズマ発生装置５が安定に継続運転できるためには、これらの物理量の変動を抑制することが重要で、かつ、これらの物理量を所定値内に管理維持することが重要である。

　図１に示すように、プラズマ発生装置５には、本発明に係る電源装置１０が接続されており、当該電源装置１０から、たとえば１０００Ｖ以上の高電圧の交流が、プラズマ発生装置５の各放電セルに印加される。放電セルの電極間に、誘電体および放電空間を介して、電圧が印加されることで、放電空間に高電界放電が発生する。当該放電により、放電空間に供給された原料ガスが励起される。そして、プラズマ光化学反応により、原料ガスから、オゾンガスやラジカルガス等のプラズマガスが生成される。

　なお、電源装置１０は、プラズマ発生装置５に対して、たとえば０～４０００Ｗの可変の交流電力を出力できる。

　以下、本発明に係る電源装置１０をその実施の形態を示す図面に基づいて具体的に説明する。

　＜実施の形態１＞
　本実施の形態に係る電源装置１０は、負荷の短絡保護のために、放電セル毎にヒューズを配設する代わりに、インバータ出力部以降の負荷短絡に対する保護協調機能を有し、異常発生時にはインバータ出力電圧を、非常に短時間で遮断できるように構成されている。つまり、本実施の形態に係る電源装置１０は、故障が生じた場合の対策を講じられている。さらに、本実施の形態に係る電源装置１０では、故障が生じれば、故障箇所を表示する。当該表示により、ユーザは、故障から電源装置１０を短時間で復旧させることができる。

　図１に示すように、電源装置１０は、直流電圧出力部２０、インバータ３およびトランス４を含んでいる。

　直流電圧出力部２０は、商用交流電源を直流電圧に変換し、当該直流電圧を出力する直流コンバータ、または蓄積している直流電圧を出力する直流電池である。直流コンバータは、外部から単相もしくは三相の商用交流電源（たとえば、２００Ｖ）を入力し、交流電圧を整流し、直流電圧に変換し、昇圧した直流電圧を出力する。また、直流電池は、多段に接続された電池セルから出力する直流電圧を、所定の直流電圧までに昇圧し、当該昇圧後の直流電圧を出力する。

　直流電圧出力部２０の後段には、インバータ３が接続されている。直流電圧出力部２０から出力された直流電圧は、インバータ３において、高周波交流電圧に変換され、インバータ３は当該高周波交流電圧を出力する。

　インバータ３の後段には、トランス４が接続されている。トランス４では、インバータ３から出力された高周波交流電圧を、プラズマ発生装置５において放電が誘起できる電圧まで昇圧する。そして、トランス４の後段にはプラズマ発生装置５が接続されており、トランス４は、当該昇圧後の高周波交流電圧を、容量性負荷であるプラズマ発生装置５に対して印加する。

　また、電源装置１０内には、インバータ３の動作を制御する制御部６が配設されている。当該制御部５の制御により、図１に示すシステムの安定した駆動および故障時の迅速な停止および故障時の迅速対応が可能となり、長時間安定に運転できる電源装置１０が提供される。

　また、電源装置１０内には、インバータ３とトランス４との間において、短絡電流を抑制する限流リアクトルＬｃが配設されている。当該限流リアクトルＬｃにより、電源装置１０は、インバータ３出力部以降の負荷が短絡しても、本電源装置１０内部で、保護協調がとれ、電源装置１０外の配電盤等に対して影響が及ぶことを防止でき、電源装置１０の主要部品自身の故障も防止でき、すみやかに電源停止が行える。

　従来のプラズマ発生装置においては、交流負荷用の電源装置のインバータ出力直後の負荷が容量性であるため、下記の理由により、電源装置内の主要部品が破損し、また放電セルも破損する可能性があった。つまり、その理由は、大きな突入電流（負荷コンデンサ電流）が流れること、放電セル面の１部分に放電が集中すること、および放電セル部以外での異常放電が生じることである。よって、特許文献３に係る技術では、各放電セルに保護用のヒューズを配設させていた。本発明では、当該保護用のヒューズの代わりに、インバータ３の出力側に電流抑制用の限流リアクトルＬｃを配設させている。また、インバータ３のパルス幅を制御することで、放電セル面の１部分に放電が集中しないように負荷電流管理及び負荷電圧管理している。これらにより、負荷短絡時の短絡電流を抑制し、長時間安定な交流電圧を負荷側に供給できるように、電源装置の出力を制御している。

　さらに、電源装置１０では、インバータ３の出力側に、短絡を検知する検出部３１，３２，４１，４２が配設されている。検出部３１，３２は、インバータ３とトランス４との間に配設されている。検出部３１は、インバータ３からの出力電流Ｉｏを検出し、検出部３２は、インバータ３からの出力電圧Ｖｏを検出する。また、検出部４１，４２は、トランス４とプラズマ発生装置５との間に配設されている。検出部４１は、トランス４から出力される負荷電流Ｉｄを検出し、検出部４２は、トランス４から出力される負荷電圧Ｖｄ検出する。

　検出部３１，３２，４１，４２は、常時検出動作を行っており、検出した結果を、信号として制御部６に送信している。そして、制御部６は、検出部３１，３２，４１，４２が短絡を検知したとき、インバータ３を停止させる。つまり、検出部３１，３２，４１，４２から送信される上記検出結果に基づいて、制御部６は、負荷の短絡状態を判断する。そして、当該短絡状態が検知されたとき、制御部６は、論理回路６１を介して、ゲート遮断信号をインバータドライブ回路６２に送り込む。これにより、インバータ３の出力を停止することができる。ここで、論理回路６１には、駆動信号（ｆ：インバータ３の駆動パルス周期１／ｆ，τ：インバータ３の（出力）パルス幅）が、制御部６から送信されている。

　上記により、負荷の短絡が生じると、マイクロ秒程度で、インバータ３の出力が停止される。さらに、制御部６は、短絡の原因となる異常箇所を表示（通知）して、交流負荷用の電源装置の安定停止機能性能を高めるようにしている。

　具体的に、次の通りである。プラズマ発生装置５の正常時の負荷電圧Ｖｄの特性は、通常、図２に示した負荷電流Ｉｄに依存している。つまり、負荷電圧Ｖｄ＝ｆ（Ｉｄ）であり（図２の実線）、プラズマ発生装置５は、負荷電圧Ｖｄを維持して駆動している。ところが、プラズマ発生装置５に異常が発生すると、プラズマ発生装置５において、負荷電圧Ｖｄで運転が維持できなくなり、非常に低い電圧が検出される。

　そこで、たとえば、負荷電圧Ｖｄの約０．３倍以下となる、近似の所定電圧Ｖｔｈ＝ｃ×Ｉｄ＋ｄ（ｃ，ｄ：定数であり、図２の一点鎖線）を、制御部６に設定する。ここで、トランス４とプラズマ発生装置５との間には、電流検出器４１と電圧検出器４２とが配設されており、各検出器４１，４２は、常時、プラズマ発生装置５に供給される電流値・電圧値を検知している。

　電流検出器４１が電流値Ｉｄ１を検出し、当該電流値Ｉｄ１検出時における電圧検出器４２における電圧検出値がＶ１であったとする。制御部６は、各検出値Ｉｄ１，Ｖ１を受信し、電圧検出値Ｖ１が、所定電圧Ｖｔｈ（＝ｃ×Ｉｄ１＋ｄ）以下であると判断したとする。

　この場合には、制御部６は、プラズマ発生装置５において異常が発生したと判断し（プラズマ発生装置５の入力側において短絡が生じたと判断し）、制御部６は、インバータ３の出力を停止するゲート遮断信号を発信する。論理回路６１は、上記駆動信号（ｆ，τ）と当該ゲート遮断信号とを受信し、論理結果であるゲート遮断信号を、インバータドライブ回路６２に対して出力する。そして、当該ゲート遮断信号に基づいて、インバータ３の出力が停止される。上記場合において、制御部６はさらに、プラズマ発生装置５で異常が発生した旨を通知するために、表示装置（図示せず）において異常表示を行い、当該異常をユーザに通知する。

　一方で、インバータ３から出力される電圧Ｖｏは、高圧のトランス４の１次側の電圧であり、この電圧Ｖｏを監視することで、トランス４を含めた出力負荷部の異常状態を検知することができる。

　正常時のインバータ出力電圧Ｖｏの特性、通常、図３に示したインバータ出力電流Ｉｏに依存している。つまり、負荷電圧Ｖｏ＝ｆ（Ｉｏ）であり（図３の実線）、電源装置１ｏは、インバータ出力電圧Ｖｏを維持して駆動している。ところが、プラズマ発生装置５やトランス４において異常が発生すると、電源装置１０は、インバータ出力電圧Ｖｏを維持できなくなり、非常に低い電圧が検出される。

　そこで、たとえば、インバータ出力電圧Ｖｏの約０．３倍以下となる、近似の所定電圧Ｖ’ｔｈ＝ａ×Ｉｏ＋ｂ（ａ，ｂ：定数であり、図３の一点鎖線）を、制御部６に設定する。ここで、インバータ３とトランス４との間には、電流検出器３１と電圧検出器３２とが配設されており、各検出器３１，３２は、常時、インバータ３から出力される電流値・電圧値を検知している。

　電流検出器３１が電流値Ｉｏ２を検出し、当該電流値Ｉｏ２検出時における電圧検出器３２における電圧検出値がＶ２であったとする。制御部６は、各検出値Ｉｄ２，Ｖ２を受信し、電圧検出値Ｖ２が、所定電圧Ｖ’ｔｈ（＝ａ×Ｉｏ２＋ｂ）以下であると判断したとする。

　この場合には、制御部６は、トランス４および／またはプラズマ発生装置５において異常が発生したと判断し（インバータ３の出力側において短絡が生じたと判断し）、制御部６は、インバータ３の出力を停止するゲート遮断信号を発信する。論理回路６１は、上記駆動信号（ｆ，τ）と当該ゲート遮断信号とを受信し、論理結果であるゲート遮断信号を、インバータドライブ回路６２に対して出力する。そして、当該ゲート遮断信号に基づいて、インバータ３の出力が停止される。上記場合において、制御部６はさらに、インバータ３の出力側において異常が発生した旨を通知するために、表示装置（図示せず）において異常表示を行い、当該異常をユーザに通知する。

　このように、電源装置１０では、インバータ３の出力部に限流リアクトルＬｃが配設されることにより、故障（短絡）が生じた場合の対策を講じることができる（つまり、短絡電流の抑制が可能となる）。２０μＨ～数百μＨ程度の限流リアクトルＬｃは、インバータ３の出力部以降で短絡が生じた場合においても、非常に大きな短絡電流を抑制することになる。よって、当該限流リアクトルＬｃの配設は、電源装置１０の故障だけでなく、電源装置１０自信を、保護協調がとれた安全な電源にしている。

　例えば、電源装置１０の保護協調が不十分であれば、図１に示すシステムにおいて短絡等の故障が生じた場合、当該システムを設置している工場全体の配電盤のブレーカを停止する事態になる。しかしながら、本発明では、電源装置１０が上記限流リアクトルＬｃを有するので、上記のような事態を防止することができる。

　限流リアクトルＬｃは、インバータ３の出力電流値の２乗（＝２・π・ｆ・Ｌ・Ｉ^２）で電気容量が増し、負荷が容量性の場合は、インバータ３の出力電圧に対し、限流リアクトルＬｃに印加する電圧は昇圧する。このため、限流リアクトルＬｃのリアクトル値Ｌが大きくなると、限流リアクトルＬｃの電気容量も非常に大きくなり、電源装置１０外形全体が大きくなり、電源装置１０の重量も重くなる。そこで、複数個の放電セルを有するプラズマ発生装置５に電源を供給する、本発明に係る電源装置１０では、当該電源装置１０に配設される限流リアクトルＬｃのリアクトル値Ｌは、電源装置１０の小型化・軽量化の観点から、特に、２０μＨ～７０μＨ程度が望ましい。

　さらに、電源装置１０は、短絡発生時に、速断でインバータ３の出力を停止できる機能が設けられていることにより、早期復旧が可能となる。つまり、即時、電源装置１０による電源供給が停止され、異常発生個所が通知されることにより、早期の電源供給再開が可能となる。

　ところで、プラズマ発生装置５に供給する電力、原料ガスの供給ガス流量、プラズマ発生装置５内のガス圧力および放電セルの温度に応じて、プラズマ発生装置５の負荷状態も変動する。このことから、プラズマ発生装置５において、プラズマによってオゾン等を所望の発生量・発生濃度で安定的に発生させるためには、次のことも重要な制御である。つまり、各放電セルに供給される原料ガス７０の供給ガス流量、プラズマ発生装置５内のガス圧力、放電セルを冷却するためにプラズマ発生装置５内に循環供給される冷媒７８の冷媒流量、当該冷媒による温度、およびプラズマ発生装置５から出力されるガス７４の濃度を、一定精度範囲内に収まるようにするように、電源装置側からプラズマ発生装置５を制御する。当該制御により、プラズマ発生装置５で発生するプラズマ状態を安定な領域で動作させることができ、結果的に、プラズマ発生装置５を安定的に稼動させることができる。

　そこで、プラズマ発生装置５の配設側において、原料ガス７０の供給ガス流量を測定・調整できるガス流量調整部７１、放電セル内のガス圧力を測定・調整できるガス圧力調整部７３、プラズマ発生装置５内に循環供給する冷媒７８の温度を測定・調整できる冷媒温度調整部７４、および当該冷媒の流量を測定・調整することができる冷媒流量調整部７５およびプラズマ発生装置５で生成したガス７４の濃度を測定ができる濃度検出器（モニタ）７２が、設けられている（図１参照）。

　ここで、ガス流量調整部７１は、設定ガス流量に対して、たとえば±５％以内の精度（所望範囲以内）で、原料ガスの供給ガス流量を調整する。また、ガス圧力調整部７３は、設定ガス圧力に対して、たとえば±５％以内の精度（所望範囲以内）で、放電セル内のガス圧力を調整する。また、冷媒温度調整部７４は、設定冷媒温度に対して、たとえば±１０％以内の精度（所望範囲以内）で、冷媒の温度を調整する。さらに、冷媒流量調整部７５は、設定冷媒流量に対して、たとえば±１０％以内の精度（所望範囲以内）で、冷媒の循環流量を調整する。プラズマ発生装置５で生成したガス７４の濃度は、たとえば±２％以内の精度（所望範囲以内）で、測定される。プラズマ発生装置５と電源装置１０との間における信号の送受信により、これらの範囲で、各項目を制御・管理することにより、プラズマ発生装置５から、所望のガス量・ガス濃度のガス７４が出力される。

　また、ガス流量調整部７１に設定される供給ガス流量設定値、ガス流量調整部７１によって測定された供給ガス流量値、ガス圧力調整部７３に設定されるガス圧力設定値、ガス圧力調整部７３によって測定されたガス圧力値、冷媒温度調整部７４によって測定された冷媒温度、および冷媒流量調整部７５に設定される冷媒の流量設定値、および冷媒流量調整部７５によって測定された冷媒の流量値は各々、電源装置１０の外部信号インターフェース６３を介して、制御部６と随時送受信される。当該送受信により、電源装置１０からプラズマ発生装置５へ出力する電力量を制御・管理する。これにより、プラズマ発生装置５では流量・濃度が安定したガス７４が生成・出力され、かつ、プラズマ発生装置５における、上記各物理量を監視している。

　ここで、ガス流量調整部７１および冷媒流量調整部７５として、たとえば、ガス流量を精度良くコントロール制御するマスフローコントローラ（ＭＦＣ）を採用できる。また、ガス圧力調整部７３として、たとえば、ガス圧力を常時一定制御するオートプレシャーコントローラ（ＡＰＣ）を採用できる。

　なお、プラズマ発生装置５配設側において、生成されるオゾンガスのガス濃度および当該オゾンガスの流量を検出するガス検知器７２も、設けられている（図１参照）。そして、当該ガス検知器７２で検出された、ガス濃度およびガス流量も、外部信号インターフェース６３を介して、制御部６へと随時送信される。

　さて、本実施の形態では、制御部６は、原料ガスの供給ガス流量（ガス流量調整部７１の設定値信号および検出値）が送受信され、設定ガス流量に対して上記所望範囲以内であるか否かを判断し、電源装置１０は、流れているガス流量と生成されるガス７４の濃度に応じた電力を出力するように、インバータ３のパルス幅またはパルス周波数を制御している。さらに、制御部６は、放電セル内の圧力（ガス圧力調整部７３の設定値信号および検出値）が、設定ガス圧力に対して上記所望範囲以内であるか否かを判断する。さらに、制御部６は、冷媒の温度（冷媒温度調整部７４の検出値）が、設定冷媒温度に対して上記所望範囲以内であるか否か判断する。さらに、制御部６は、冷媒の流量（冷媒流量調整部７５の設定値信号および検出値）が、設定冷媒流量に対して上記所望範囲以内であるか否かを判断する。各検出信号（検出値）が所望範囲以外であれば、電源装置１０自身が異常信号を発し、プラズマ発生装置５を即座に停止するか。または、検出信号（検出値）に応じて、出力電力をインバータ３のパルス幅制御等を行う。これにより、生成するガスの濃度が所望値範囲外にならないように、プラズマ発生装置５が安定運転できるように監視できる。

　上記各判断において、制御部６は、原料ガスの供給ガス流量（ガス流量調整部７１の検出値）が、設定ガス流量に対して上記所望範囲外であることを検知したとする。または、制御部６は、放電セル内の圧力（ガス圧力調整部７３の検出値）が、設定ガス圧力に対して上記所望範囲外であることを検知したとする。または、制御部６は、冷媒の温度（冷媒温度調整部７４の検出値）が、設定冷媒温度に対して上記所望範囲外であることを検知したとする。または、制御部６は、冷媒の流量（冷媒流量調整部７５の検出値）が、設定冷媒流量に対して上記所望範囲外であることを検知したとする。

　上記各ケースでは、制御部６は、論理回路６１を介して、ゲート遮断信号６０２をインバータドライブ回路６２に送り込む。これにより、インバータ３の即出力を停止することができる。ここで、論理回路６１には、駆動信号（ｆ：インバータ３の駆動パルス周期１／ｆ，τ：インバータ３のパルス幅）６０１が、制御部６から送信されている。

　上記により、プラズマ発生装置５における各物理量において異常が生じると、マイクロ秒程度で、インバータ３の出力を停止できる。さらに、制御部６は、プラズマ発生装置５において異常が発生していることを（どの物理量が異常であるかを）、表示装置（図示せず）に表示（通知）させる。これにより、プラズマ発生装置５において上記物理量が異常であることを、ユーザは即時に認識できる。

　このように、本実施の形態では、プラズマ発生装置５での運転の環境条件を一定に保つようにするとともに、電源装置１０は、プラズマ発生装置５において発生した流量・圧力・温度等の物理量に応じて最適な電力量を電源装置１０が出力できるようにインバータ３を調整するとともに、当該物理量の異常を即座に検知して、異常であれば、電源装置１０は、インバータ３の出力を停止させることができる。さらに、電源装置１０は、物理量の異常発生時には、当該異常を通知しているので、ユーザは、即時にプラズマ発生装置５で発生した異常を認識できる。プラズマ発生装置５で、負荷の短絡要因となり得る、ガス流量の急減や放電セル内の圧力の急減や冷却水量の低下や冷却水温度上昇等の異常状態を、電源装置１０側で監視する。これにより、プラズマ発生装置５自身の不安定要因を事前に見つけることができ、負荷の短絡異常や過電圧異常状態が起こらないように、電源装置１０自身を制御する。

　ここで、制御部６が、駆動信号６０１およびゲート遮断信号６０２を論理回路６１に出力し、当該出力に応じて、インバータ３の出力波形がどのように変化するかを、図４を用いて説明する。図４の２，３段目では、２つのゲート信号のＯＮ－ＯＦＦ信号が示されており、これらの２つの信号を合わせることで、１つの駆動信号６０１となる。

　インバータ３を直接駆動する駆動信号（ゲート信号であり、ＯＮ－ＯＦＦ信号）６０１を、制御部６は、論理回路６１に対して送信する。当該駆動信号は、図４の２，３段目に図示している。そして、論理回路６１は、当該駆動信号に基づいて、インバータ３の駆動パルス周期（１/ｆ）とパルス幅τを、インバータ３を駆動するインバータドライブ回路６２に指令する。そして、当該指令を受けたインバータドライブ回路６２は、駆動パルス周期（１/ｆ）とパルス幅τとにより、インバータ３を駆動させる（図４の１段目（最上段）参照）。

　ここで、ゲート遮断信号（図４の最下段）６０２がＨ信号である場合（正常時）、上記動作を行うが、ゲート遮断信号６０２がＬ信号である場合（異常発生時）には、駆動信号の入力に係らず、論理回路６１は、インバータ３を停止させる指令をインバータドライブ回路６２に送信する。そして、当該指令を受けたインバータドライブ回路６２は、インバータ３の出力を停止する。なお、ゲート遮断信号６０２がＬ信号なら、上述したように、マイクロ秒程度で、インバータ３の出力を停止することができる。

　また、正常時においては、インバータ３からは、駆動パルス周期（１/ｆ）とパルス幅τの波形が出力され、当該波形に基づいて、電源装置１０がプラズマ発生装置５に対して、高周波・高電圧の電力を供給する。そして、プラズマ発生装置５においては、供給ガス流量、ガス圧力、冷媒流量および冷媒温度が所望範囲以内であり、安定したプラズマ発生装置５の運転が可能となる。

　プラズマ発生装置５と電源装置１０との間において、供給ガス流量、ガス圧力、冷媒流量および冷媒温度等の設定信号および検出信号値が送受信されている。これにより、プラズマ発生装置５の安定運転が可能となる。つまり、最適な電力をプラズマ発生装置５に供給できるように、電源装置１０は、設定信号および検出信号値に応じて、インバータ３のパルス幅・パルス周波数を、フォワード制御・フィードバック制御をしている。

　＜実施の形態２＞
　本実施の形態に係る電源装置１０は、後述から分かるように、負荷変動に強い並列共振を主体にした構成を採用している。

　プラズマ発生装置５のような容量性の負荷の場合、電圧波形位相に対して電流位相がほぼ９０°程度進む。つまり、プラズマ発生装置５に供給される電気容量は非常に大きいが、有効電力が電気容量の１/５～１/１０程度（負荷力率が約１０％～２０％程度）での状態でしか、安定に、プラズマ発生装置５にエネルギーを投入することは出来ない。そのため、電気容量の非常に大きい電源装置１０が要求されていた。そこで、誘導性のリアクトルを設けることで、電源装置１０での負荷力率の力率改善を行う（プラズマ発生装置５と電源装置１０との間において、共振状態を作り出す）。

　本実施の形態では、実施の形態１で説明した電源装置１０において、トランス４は、２次側励磁インダクタンスは、漏れインダクタンスの５倍よりも大きい、高機能トランスである。共振周波数（（１）式参照）がプラズマ発生装置５の動作周波数域となるように、プラズマ発生装置５の静電容量値と動作周波数を（１）式に代入し、インダクタンス値を算出する。当該算出したインダクタンス値がトランス４の２次側励磁インダクタンス、漏れインダクタンスを合成したインダクタンス値（以後、トランスインダクタンス値と呼ぶ）になるようにする。これにより、本実施の形態に係るトランス４は、従来の昇圧・絶縁機能を有するだけでなく、負荷と共振機能も兼ね備えた、プラズマ発生装置５専用の高機能トランスとなる。以下、本実施の形態について、詳細に説明する。

　図５は、プラズマ発生装置５における、放電セルを複数個並列接続した等価回路図である。また、図６は、図５に示した複数個の放電セルを合成した等価回路図である。図６に示す等価回路を有するプラズマ発生装置５に対して、電源装置１０が、負荷電圧Ｖｄ０を印加して、当該プラズマ発生装置５に負荷電流Ｉｄ０を流しても、実際に各放電セルに流れる電流は、下記の理由で変動する。

　つまり、図５で示すように、放電セルを複数個並列接続した場合、配線の長さ部分には、配線で作る配線インダクタンスＬＮがある。したがって、プラズマ発生装置５に対して負荷電圧Ｖｄ０を印加しても、各放電セルに印加される電圧は、配線に流れる電流と配線インダクタンスＬＮによる電圧降下作用（もしくは電圧昇圧作用）とにより、ばらつく。これにより、各放電セルには均等な電流が流れない。なお、複数個の放電セルを並列接続した場合には、各放電セルに投入される電力（電流）の変動が大きくなる。

　つまり、図５に示した各電流値Ｉｄ０，Ｉｄ１，Ｉｄ２・・・Ｉｄｎにおいて、Ｉｄ０／ｎ（ｎ：放電セルの数）≠Ｉｄ１≠Ｉｄ２・・・≠Ｉｄｎ、の関係となる。

　さらに、上式に示した放電セル毎に流れる放電セル電流（Ｉｄ１，Ｉｄ２・・・Ｉｄｎ）の変動幅は、放電セル毎の製造精度および設定条件（原料ガスの供給ガス流量の設定値、放電セルのガス圧の設定値、冷媒の供給量の設定値および冷媒の温度の設定値等）からばらつき等に大きく依存している。したがって、複数個の放電セルを並列接続して構成されるプラズマ発生装置では、放電セル毎の製造精度および設定条件以外に、配線インダクタンスＬＮにより、各放電セルに流れる各放電セル電流が大きく変動していた。

　また、図６に示した等価回路（プラズマ発生装置５）に負荷電圧Ｖｄ０を印加した場合、プラズマ発生装置５に投入されるプラズマ負荷電力Ｐｗは、配線インダクタンスＬＮを除いた、放電セル自身の各定数で示す次式のようになる。

　Ｐｗ＝α・Ｖ^＊・Ｉｂ０＝４・Ｃｇ０・Ｖ^＊・ｆ・｛２^０．５・Ｖｄ０－（１＋Ｃａ０／Ｃｇ０）・Ｖ^＊｝＝[Ａ・Ｆ（Ｖｄ０）＋Ｂ]・ｆ　　（２）式
　ここで、αは、放電空間でのプラズマ放電通流率（＜１．０）である。Ｖ^＊は、放電維持電圧である。Ｉｂ０は、図６に示すように、トータル放電プラズマ電流である。Ｃｇ０は、図６に示すように、各放電セルにおける誘電体部分の静電容量値を合成した誘電体静電容量値である。ｆは、プラズマ発生装置５に印加される高周波交流電圧の動作周波数（ｋＨｚ）である。Ｃａ０は、図６に示すように、各放電セルにおける放電空間部分の静電容量値を合成した放電空間静電容量値である。Ｆ（Ｖｄ０）は、放電セル間に印加する負荷電圧Ｖｄ０に依存した関数値であることを示す。そして、ＡおよびＢは、プラズマ発生装置５によって決定される定数である。

　プラズマ負荷電力Ｐｗは、上記定数Ａ，Ｂおよび周波数ｆが決まれば、放電セル自身に印加するプラズマ負荷電圧Ｖｄ０（ｋＶ）に対応して一義的に決まる。つまり、Ｐｗに関する上式により、図７に示すように、プラズマ負荷電力Ｐｗ（Ｗ）は、プラズマ負荷電圧Ｖｄ０（ｋＶ）に対し、直線的に増加する特性を示す。

　ここで、図７において、左の縦軸は、プラズマ負荷電力Ｐｗ（Ｗ）であり、右の縦軸は、プラズマ発生装置５に電源を供給する電源装置１０が備えるインバータ３のインバータ出力（％）であり、横軸は、プラズマ負荷電圧Ｖｄ０（ｋＶ）である。また、図７において、特性２００３は、周波数ｆ＝１５．５ｋＨｚで一定の場合であり、特性２００４は、周波数ｆ＝１６．０ｋＨｚで一定の場合であり、特性２００５は、周波数ｆ＝１６．５ｋＨｚで一定の場合である。

　次に、図６で示したプラズマ発生装置５に印加するプラズマ負荷電圧Ｖｄ０の位相ベクトル、および当該プラズマ発生装置５に流れるプラズマ負荷Ｉｄ０の位相ベクトルについて検証すると、図８のようになる。但し、図８の位相ベクトルは、等価回路の放電空間に印加される放電維持電圧Ｖ^＊と放電空間に流れる電流（放電電流）Ｉｂ０との、位相ベクトルを基準にして、放電セルの各部に印加している電圧・電流位相をベクトルで表現したものでる。

　図８において、図６の等価回路で示した放電空間では、誘電体コンデンサＣｇ０間に帯電する電荷Ｑが、放電空間での放電維持電圧Ｖ^＊を超えると放電し、電荷Ｑが放電すると、即座に放電空間での放電は停止する。そのため、放電空間においては、一定の放電維持電圧Ｖ^＊での間欠放電が、電極面全体で繰り返される。

　放電空間で生じる放電部での放電インピーダンスは、純粋の抵抗負荷Ｒｐ０（図６参照）と見なされるため、放電空間に流れる電流（放電電流）Ｉｂ０と、放電電圧に相当する放電維持電圧Ｖ^＊との間で位相差は無く、電流Ｉｂ０は放電維持電圧Ｖ^＊と同位相（０相）である。

　図８のベクトル図は、位相０°状態を水平ベクトルで示し、位相が９０°進んだベクトルを上方の垂直方向で示し、逆に位相が９０°遅れたベクトル状態を下方の垂直方向で定義している。

　図８のベクトル図で、位相０°で、印加電圧α・Ｖ^＊で、放電電流Ｉｂ０が流れると、放電空間で放電していない空間（１－α）においては（放電空間での静電容量Ｃａ０には）、トータルコンデンサ電流Ｉａ０が流れる。ここで、トータルコンデンサ電流Ｉａ０は、位相０の放電電流Ｉｂ０に対し、位相が９０°進んでいる。次に、トータル負荷電流Ｉｄ０は図６の等価回路が示すように、上記位相が０°の放電電流Ｉｂ０と位相が９０°進んだトータルコンデンサ電流Ｉａ０とのベクトル合成したものになり、図８に示す位相のトータル負荷電流Ｉｄ０が流れる。

　次に、放電セル内の誘電体のトータル静電容量Ｃｇ０間にかかる電圧Ｖｃｇの位相は、ベクトル表示したトータル負荷電流Ｉｄ０に対して、９０°遅れた位相であると定義される。したがって、図８に示すように位相の電圧Ｖｃｇが印加される。

　さらに、放電セルに印加するトータル負荷電圧Ｖｄ０の位相は、誘電体のトータル静電容量Ｃｇ０間にかかる電圧Ｖｃｇと放電空間にかかる放電維持電圧Ｖ^＊との合成ベクトルであると定義される。したがって、図８に示すように位相のトータル負荷電圧Ｖｄ０が印加される。

　したがって、図８により、放電セル間にかかるトータル負荷電圧Ｖｄ０の位相に対する、トータル負荷電流Ｉｄ０の位相差は、φ°の進み負荷（容量性）になっているということが、明白になる。図８から、放電電力Ｐｗ（＝α・Ｖ^＊・Ｉｂ０）に対する放電セルに必要な供給電力容量ＰＱは、トータル負荷電流Ｉｄ０とトータル負荷電圧Ｖｄ０とのベクトル合成で表せ、次式のようになる。

　ＰＱ＝Ｉｄ０・Ｖｄ０　（ｋＶＡ）
　放電電力Ｐｗに対して、供給電力容量ＰＱは非常に大きな値になる。

　また、図６で示したプラズマ発生装置５での負荷力率（または、プラズマ負荷力率）ηｄ（＝Ｐｗ/ＰＱ×１００）は、数十％程度で非常低い進み負荷となっている。そのため、容量性負荷であるプラズマ発生装置５では、所定の放電電力Ｐｗを供給するために、プラズマ発生装置５の出力容量は非常に大きくなり、装置が大きくなっていた。当該問題を解決する手段が、負荷の力率を改善する力率改善手段である。

　発明者らは、直列共振方式の力率改善手段および並列共振方式の力率改善手段とについて調べて、容量性負荷であるプラズマ発生装置５を安定的に運転できる共振方式を見出した。つまり、複数個の放電セルを並列接続したプラズマ発生装置５において、放電セル毎に投入する放電電力量の変動ができるだけ小さくして、力率改善が可能な共振方式を、発明者らは見出した。以下、具体的に説明がなされる。

　図９は、直列共振方式の力率改善手段を図示した図である。図９において、図６で示したプラズマ発生装置５に、実施の形態１で説明した電源装置１０が接続されている。そして、当該電源装置１０のトランス４の出力部に、直列に、負荷共振用変成器７が配設されている。さらに、図１０は、直列共振方式を採用した場合のベクトル特性を示す図である。

　また、図１１は、並列共振方式の力率改善手段を図示した図である。図１１において、図６で示したプラズマ発生装置５に、実施の形態１で説明した電源装置１０が接続されている。そして、当該電源装置１０のトランス４の出力部に、並列に、負荷共振用変成器７が配設されている。さらに、図１２は、並列共振方式を採用した場合のベクトル特性を示す図である。

　直列共振方式を採用した電源装置１０においては、図９で示すように、トランス４に対し直列に、負荷共振用変成器７としてのリアクトルＬｒが設けられている。負荷が容量性であり、トータル負荷電圧Ｖｄ０の位相とトータル負荷電流Ｉｄ０の位相とが異なる場合、図９に示すように、電源装置１０から供給される電流Ｉｓだけでなく、無効電流（反射電流）Ｉｃがトランス４を介して還流する（図９の破線矢印参照）。ここで、無効電流Ｉｃは、プラズマ発生装置（負荷）５側から電源装置１０側へ戻る流れの電流である。

　プラズマ発生装置５に電源装置１０から供給される電流Ｉｓに無効電流Ｉｃが重畳されたトータル負荷電流Ｉｄ０（＝Ｉｓ＋Ｉｃ）が、負荷に対して直列に配置したリアクトルＬｒを介して流れる。そして、リアクトルＬｒにトータル負荷電流Ｉｄ０が流れることにより、リアクトルＬｒ間に、リアクトル電圧ＶＬが誘起される。当該リアクトル電圧ＶＬは、当然ながら、図８で示したトータル負荷電流Ｉｄ０に対して、９０°進んだ電圧になる。つまり、トータル負荷電圧Ｖｄ０のベクトル電圧から、リアクトル電圧ＶＬのベクトル電圧を差し引いたベクトル電圧Ｖｓが、トランス４から出力されるトランス電圧Ｖｓになる。

　上記直列共振方式を採用した電源装置１０におけるベクトル特性を示す図が図１０である。つまり、トランス４から出力するトータル負荷電流Ｉｄ０と、トランス４の二次電圧であるトランス電圧Ｖｓとは、同位相となっており、トランス４の出力部での電力容量（＝Ｉｄ０・Ｖｓ）は、プラズマ負荷電力Ｐｗの値近くまで改善される（つまり、トランス４の出力部での力率ηが、１００％近くまで改善される）。

　直列共振方式においては、トランス電圧Ｖｓが、負荷に印加するトータル負荷電圧Ｖｄ０に対し、非常に小さい値を示すことから、直列共振方式は電源出力に対し、電圧増幅する共振方式であることが判る。言い換えると、トランス電圧Ｖｓが、放電セル部に対して直列になっている共振用リアクトルＬｒにより、負荷電圧Ｖｄまで増幅されることになる。この直列共振方式においては、図５のように、複数個の放電セルを並列に接続して構成すると、各放電セル間の配線インダクタンスＬＮが直列共振機能の１部の役目を果たすことになる。そうすると、複数個の放電セルを並列に接続すると、配線インダクタンスＬＮの大きさの違いによって、電圧増幅度が変わる。これにより、放電セル間にかかる負荷電圧Ｖｄが大きく変動することになり、各放電セルに注入される電力量も大きく変動する要素を内包している。

　一方、並列共振方式を採用した電源装置１０においては、図１１で示すように、トランス４に対し並列に、負荷共振用変成器７としてのリアクトルＬｒが設けられている。負荷が容量性であり、トータル負荷電圧Ｖｄ０の位相とトータル負荷電流Ｉｄ０の位相とが異なる場合、図１１に示すように、電源装置１０から供給される電流Ｉｓだけでなく、無効電流（反射電流）Ｉｃが、共振用のリアクトルＬｒを介して還流する（図１１の破線矢印参照）。ここで、無効電流Ｉｃは、プラズマ発生装置（負荷）５側から電源装置１０側へ戻る流れの電流である。

　プラズマ発生装置５に電源装置１０から供給される電流Ｉｓに無効電流Ｉｃが重畳されたトータル負荷電流Ｉｄ０（＝Ｉｓ＋Ｉｃ）が、電源装置１０側からプラズマ発生装置５に向けて流れる。ここで、並列共振方式では、無効電流Ｉｃのみが、トランス４に対して並列に配置したリアクトルＬｒを流れる。並列に接続されたリアクトルＬｒに流れる無効電流Ｉｃは、負荷側からの反射電流であるため、当該無効電流Ｉｃは、負荷側に印加されたトータル負荷電圧Ｖｄ０に対し、９０°遅れた位相の電流となる。つまり、トータル負荷電流Ｉｄ０と無効電流Ｉｃとを合成したベクトル電流が、トランス４から出力される電流Ｉｓとなる。

　上記並列共振方式を採用した電源装置１０におけるベクトル特性を示す図が図１２である。つまり、トランス４から出力するトータル負荷電圧Ｖｄ０と、トランス４からの出力電流である電流Ｉｓとは、同位相となっており、トランス４の出力部での電力容量（＝Ｖｄ０・Ｉｓ）は、プラズマ負荷電力Ｐｗの値近くまで改善される（つまり、トランス４の出力部での力率ηが、１００％近くまで改善される）。

　並列共振方式においては、トランス４から出力電流Ｉｓが、負荷に流れるトータル負荷電流Ｉｄ０に対し、非常に小さい値を示すことから、並列共振方式は電源出力に対し、電流増幅する共振方式であることが判る。

　さて、発明者らは、直列共振方式を採用した電源装置１０が、複数の放電セルを接続したプラズマ発生装置５に電源を供給する場合と、並列共振方式を採用した電源装置１０が、複数の放電セルを接続したプラズマ発生装置５に電源を供給する場合とを検討し、どちらがより安定に当該プラズマ発生装置５を駆動させることができるかの実証試験を実施した。

　その結果、図９に示した直列共振方式を採用した電源装置１０が上記プラズマ発生装置５に電力を供給した場合には、以下の要因により、負荷の安定運転が損なわれたり、１部の放電セルが破損したりすることが明らかになった。

　つまり、図５に示したように、各放電セルを並列接続すると、負荷の合成インピーダンスおよびトータル放電プラズマ抵抗Ｒｐ０が、ｎ（放電セルの数）に反比例して小さくなり、負荷電流が、ｎに比例して大きくなり、トータル負荷電流Ｉｄ０の変動幅が大きくなる。さらには、各放電セル間の接続配線部分での配線インダクタンス値ＬＮの無視ができなくなる。そうすると、直列共振方式を主体にした共振方式であれば、配線インダクタンス値ＬＮが、電源装置１０において直列に配した負荷共振用変成器７（リアクトルＬｒ）の電圧増幅機能の役目をする。これにより、電圧増幅した負荷電圧Ｖｄの変動幅が助長され、（２）式に示す放電セル自身に印加される負荷電圧Ｖｄによってプラズマ負荷電力Ｐｗが決まる。これにより、各放電セル部に供給する電力容量変動が大きくなり、放電セル部に大きな電力容量が注入された放電セルが破損し得る。

　これに対して、図１１に示した並列共振方式を採用した電源装置１０が上記プラズマ発生装置５に電力を供給した場合には、以下の要因により、負荷の安定運転が可能なことが明らかになった。

　並列共振方式を主体にした共振方式であれば、負荷部で、電圧増幅機能を下げ、電流増幅が主体となる。このため、放電セルにかかる負荷電圧Ｖｄは、ほとんどトランス電圧Ｖｓに等しくなる。よって、複数個の放電セルを配設することで、配線インダクタンス値ＬＮが大きく変動しても、その配線インダクタンス値ＬＮによる電圧増幅度は、直列共振方式の電圧増幅度に比べ、非常に小さい値になる。このことから、各放電セルに印加する負荷電圧Ｖｄの変動幅は非常に小さく抑えられる。結果として、各放電セル部に供給する電力容量変動が小さく、均等に電力が供給され、１部の放電セルに大きな電力注入が集中して、放電セルが破損させるなどの要因を解消できる。

　つまり、トータル負荷電圧Ｖｄ０が一定で、トランス４に対して並列に設けたリアクトルＬｒに印加されるので、負荷側から反射された無効電流Ｉｃを利用した電流増幅共振方式となる。よって、各放電セル間の接続配線部分での配線インダクタンス値ＬＮによる電圧共振が、行われない条件となる。このため、配線インダクタンス値ＬＮと電源装置１０に設けた負荷共振用変成器７（リアクトルＬｒ）との相互干渉はほとんどなく、各放電セルに印加される負荷電圧Ｖｄはほぼ一定になる。このように、負荷電圧Ｖｄの変動が小さいので、（２）式のプラズマ負荷電力Ｐｗによって決まる各放電セル部に供給する電力容量の変動も小さくなることが、要因である。

　ここで、実際の電源装置１０では、トランス４等の構成上、直列共振方式と並列共振方式とが共存することも分かった。そこで、発明者らは、プラズマ発生装置５の安定運転の観点から、二つの共振割合をどれぐらいの比率が適切であるかを試験した。

　そして、当該試験の結果、電源装置１０の出力部分で、直列リアクトル成分に対し、並列リアクトル成分が約５倍より大きくなるように構成することが、好適であることが分かった。また、トランス４の内部に対して、負荷共振用変成器７（つまり、トランス４における合成共振リアクトルＬｒ）の機能を設けるように、当該トランス４を設計し、本発明に係るトランス４を、プラズマ発生装置５に対する専用トランス（高機能トランス）にする。

　本実施の形態では、上記共振割合条件を満たすように（つまり、並列共振がメインとなるように）、電源装置１０を提供する。より具体的には、上記共振割合条件を満たすように、負荷共振用変成器の機能をトランス４に持たせた、新規なトランス４を、本実施の形態において提供する。図１３、当該新規のトランス（高機能トランス）４の等価回路構成を示す図である。また、図１４は、トランス４の性能特性を示す図である。

　ここで、図１４において、左縦軸は、励磁インダクタンス（任意単位）であり、右縦軸は、漏れインダクタンス（任意単位）であり、横軸は、トランスギャップ長（ｍｍ）である。また、２００１は、トランス４の２次側で換算した励磁インダクタンスＬｓ２特性であり、２００２は、トランス４の２次側で換算した漏れインダクタンス特性Ｌｄ２である。

　図１３には、実施の形態１で説明した限流リアクトルＬｃに加え、新規のトランス４の等価回路が図示されている。Ｌｓ１は、１次側トランスコイルでの、磁界を形成するための励磁インダクタンス成分である。また、Ｌｄ２は、１次側コイルと２次側コイルとの磁束の結合損失分から想定できる漏れインダクタンス成分である。

　通常、トランスの２次側に接続される負荷としては、モータ等の誘導性負荷、熱電機器等の抵抗負荷、または本発明のようなプラズマ発生装置等の容量性負荷であり、一般的に、トランスは、前記さまざまな負荷に対応するように設計されている。つまり、通常のトランスでは、負荷からの無効（反射）電流Ｉｃのない条件で最適設計され、製作されている。よって、このような通常のトランスでは、１次側から供給される励磁するための１次電流をできるだけ小さくするため、励磁インダクタンス成分Ｌｓ１は、できるだけ大きくなるように設計し、また１次側コイルと２次側コイルとの磁界結合度を増すように、漏れインダクタンス成分Ｌｄ２を小さくするように設計していた。

　したがって、通常トランスでは、トランス磁性体コアギャップ（トランスギャップ長、以下単にギャップ長と称することもある）が、０．２ｍｍ以下である領域３００１の範囲以内となるように設計されていた（図１４参照）。

　上記のように、従来の通常トランスでは、励磁インダクタンスは、１次側で形成するインダクタンスＬｓ１であった。これに対して、本発明に係る新規のトランス４においては、上述した無効電流Ｉｃがトランス４の２次側に流れることに注目し、当該無効電流Ｉｃによって２次側トランス４で形成される、２次側励磁インダクタンスＬｓ２に着目した設計を行う。

　本実施の形態では、トランス４の２次側励磁インダクタンスＬｓ２と負荷側のプラズマ発生装置５とにおいて、並列共振作用を持たせる。これにより、負荷共振用変成器７の機能をトランス４内に設けることができ、トランス４の２次側において、負荷との並列共振を行える。

　さらには、本実施の形態に係る新規のトランス４では、上記したように、並列共振を主体にしている。つまり、トランス４の２次側の励磁インダクタンスＬｓ２とプラズマ発生装置５のトータル静電容量Ｃ０との関係で生じる並列共振の度合を、インバータ３の出力部に配設された限流リアクトルＬｃとトランス４の漏れインダクタンスＬｄ２とプラズマ発生装置５のトータル静電容量Ｃ０との関係で生じる直列共振の度合よりも、大きくする。言い換えると、当該トランス４では、２次側の励磁インダクタンスＬｓ２に比べ、漏れインダクタンス成分Ｌｄ２を出来るだけ小さくする。具体的には、図１３において、次式の関係を満たすように設計されたトランス４が、本実施の形態に係る新規のトランス４である。

　２次側の励磁インダクタンスＬｓ２＞５・漏れインダクタンス成分Ｌｄ２
　つまり、本実施の形態に係る新規のトランス４では、２次側励磁インダクタンスＬｓ２は、漏れインダクタンスＬｄ２の５倍よりも大きい。また、共振周波数（（１）式）がプラズマ発生装置５の動作周波数域となるように、負荷の静電容量値と動作周波数を（１）式に代入し、インダクタンス値を算出する。算出したインダクタンス値が、トランスインダクタンス値になるようにした。

　力率改善のために上記要件を満たすトランス４を用いることで、上記無効電流の大部分を、トランス４の２次側励磁インダクタンスに還流させることができる。

　上記要件を有するトランス４では、２次側励磁インダクタンスＬｓ２を調整する。つまり、トランス４のギャップ長を、通常用いたトランスのギャップ長よりも広げる必要がある。発明者らの考察の結果、本実施の形態に係る新規のトランス４では、ギャップ長を３．５ｍｍ以下で用いることが好適であることが分かった。また、実際のトランス４の使用を考慮すると、トランス４のギャップ長は１ｍｍ以上が好適であることも分かった。つまり、本実施の形態に係る新規のトランス４では、図１４に示すように、領域３００２の範囲以内でギャップ長を設定することが好適である。

　ここで、２次側の励磁インダクタンスＬｓ２＞５・漏れインダクタンス成分Ｌｄ２、の関係を満たすなら、トランス４のギャップ長は、３．５ｍｍより大きくても良い（図１４参照）。しかしながら、トランス４のギャップ長を３．５ｍｍより大きくすると、ギャップ間への漏れ磁束が増大し、この漏れ磁束により電源装置１０内の部品が発熱するなどの問題が生じる可能性がある。そこで、良好な電源装置１０の使用の観点から、ギャップ長を３．５ｍｍ以下に設定することが望ましい。

　また、トランス４のギャップ長を１ｍｍより小さくして、励磁インダクタンスＬｓ２を大きくし、（１）式における共振周波数を一定とすると、電源装置１０の電気容量が小さくなる。しかし、電気容量が小さい電源装置１０と負荷とを共振させたとしても、電源装置１０のコンパクト化や低価格化にはあまり寄与しない。そこで、前記問題に鑑みて、本発明のトランス４のギャップ長を１．０ｍｍ以上に設定することが望ましい。これにより、電源装置１０の入力容量は１ｋＷ以上となる。

　なお、本実施の形態では、回路計算から、電源装置１０の動作交流周波数（共振周波数）ｆｃは、正確には、限流リアクトルＬｃのインダクタンス成分と、本実施の形態に係る新規のトランス４のインダクタンス成分（漏れインダクタンスおよび励磁インダクタンス等）と、プラズマ発生装置５のトータル静電容量Ｃ０とから求められる。電源装置１０は、当該求めたｆｃを有する高周波・高電圧を、高機能トランス４を介して、プラズマ発生装置５に対して出力する。具体的に、制御部６は、インバータ３が共振周波数ｆｃになり、高周波電圧が出力されるように、当該インバータ３を制御する（より具体的には、インバータ３のパルス周期を設定し、インバータ３のパルス幅で出力電圧を制御する）。

　ここで、当該ｆｃは、上記式（１）から算出される。ここで、式（１）のＬは、上記限流リアクトルＬｃのインダクタンス成分と、トランス４のインダクタンス成分とを合成した合成インダクタンスＬ０である。換言すれば、式（１）のＬは、インバータ３の出力側以降における電源装置１０の合成インダクタンスＬ０である。また、式（１）のＣは、プラズマ発生装置５の合成静電容量Ｃ０である。

　以上のように、本実施の形態では、トランス４では、２次側励磁インダクタンスＬｓ２は、漏れインダクタンスＬｄ２の５倍よりも大きい。したがって、電源装置１０は、並列共振を主体にした力率が改善できるようになり、電源装置１０のコンパクト化および低コスト化と共に、安定な共振動作が行える。したがって、当該電源装置１０からの電力供給を受けたプラズマ発生装置５は、非常に安定な動作が実施可能となる。

　なお、本実施の形態では、実施の形態１で説明した、限流リアクトルＬｃおよび異常発生時停止機能および異常通知機能を有する電源装置１０に対して、高機能トランス４において、２次側励磁インダクタンスＬｓ２を、漏れインダクタンスＬｄ２の５倍よりも大きくする場合について説明した。

　しかし、実施の形態１で説明した、限流リアクトルＬｃおよび異常発生時停止機能および異常通知機能を有さない電源装置１０に対しても、トランス４において、２次側励磁インダクタンスＬｓ２を、漏れインダクタンスＬｄ２の５倍よりも大きくする形態も採用でき、同様に、安定な並列共振動作が行えるという効果が奏される。また、同様に、限流リアクトルＬｃが配設されており、異常発生時停止機能および異常通知機能を有さない電源装置１０に対しても、トランス４において、２次側励磁インダクタンスＬｓ２を、漏れインダクタンスＬｄ２の５倍よりも大きくする形態も採用できる。

　＜実施の形態３＞
　実施の形態１では、インバータ３の出力部とトランス４の入力部と間に、限流リアクトルＬｃを配設する場合について説明を行った（図１参照）。本実施の形態では、当該限流リアクトルＬｃの機能を、高機能トランス４の１次側コイルのインダクタンスが兼ね備える構成にする。これにより、限流リアクトルＬｃの物理的部品を省略でき、電源装置１０は、直流電圧出力部２０、インバータ部および高機能トランス４のみにより構成される主回路で構築できる。以下、本実施の形態に係るトランス４について説明する。

　限流リアクトルＬｃの機能をトランス４が有するためには、限流リアクトルＬｃのインダクタンス成分を、トランス４の１次側漏れインダクタンスおよび／または１次側励磁インダクタンスが有するようにする。つまり、トランス４の１次側コイルの巻数を調整し、１次側漏れインダクタンスおよび／または１次側励磁インダクタンスが、限流リアクトル成分を兼ねるようにする。

　たとえば、トランス４の１次側コイルで発生する磁束φ０の１部である磁束φＬをリークさせ、トランス４の２次側コイルに鎖交する磁束φ２を小さくすれば、トランス４の１次側漏れインダクタンスが大きくなる。当該１次側漏れインダクタンスの増加分を、限流リアクトル成分となるように、１次側のコイルの巻数を調整する。

　このように、本実施の形態では、トランス４が限流リアクトルの機能を有している。したがって、限流リアクトルＬｃの物理的部品を省略でき、トランス４のみで、短絡電流を抑制することができる。

　ここで、実施の形態１で説明したトランス４が限流リアクトルの機能を有するようにしても良く、実施の形態２で説明したトランス４が限流リアクトルの機能を有するようにしても良い。

　＜実施の形態４＞
　本実施の形態では、実施の形態２で説明した電源装置１０の容量アップに関するものである。大容量化されたプラズマ発生装置５に電力を供給する場合に、本実施の形態に係る電源装置１０は有益である。

　上記したように、電源装置に搭載される一般のトランスについては、誘導性負荷、抵抗負荷、容量性負荷のさまざまな負荷に対応した仕様となるように、設計されている。よって、電源駆動において負荷からの電圧反射（無効電流）を考慮せず、またトランス自身の熱損失が最小になることに重点をおいて、従来のトランスは設計されている。

　つまり、トランスの１次側の励磁インピーダンスが大きくなるように、トランスの励磁インダクタンス値は出来るだけ大きく、トランスの漏れインダクタンスを小さくして、電気的ロスを抑制した状態で交流電力を供給できるように、トランスコアー条件が決まっている。よって、従来のトランスでは、ギャップ長をゼロもしくは極小となるように、設計されていた（図１４の領域３００１参照）。

　このようなトランスを並列接続して運転（以下、（トランスの）並列運転と称する）した場合には、下記の理由により、トランス毎に流れる電流のばらつきも大きくなる欠点を有していた。そのため、小さい容量のトランスを複数個並列接続された電源装置はなく、１台のトランス自身を大きくことで、電源装置の電気容量アップが図られていた。

　つまり、通常のトランスは、さまざまな負荷に対応できる万能なトランスとして仕様設計されている。そのため、通常のトランスは、トランスの磁束結合のみを考慮して、コイルインダクタンスを大きく（トランスのギャップ長を非常に小さく）した設計になっている。つまり、図１４のトランス性能特性に示すように、トランスのギャップ長が小さい領域３００１で設計される。したがって、励磁インダクタンス値は大きい値を示すが、励磁インダクタンス特性２００１が非常に急峻な領域となる。これにより、製作精度の観点から見るとで、個々のトランスの励磁インダクタンスのばらつきが、±２５％程度と大きくなる。このため、従来のトランスを複数個で並列運転させると、トランス個々の励磁インダクタンスのばらつきによって、トランスの１次励磁電流のばらつき幅が、最大５０％程度変動する。このように、従来のトランスを並列運転した場合には、トランス毎に供給される電流のばらつきが大きくなる。

　従来のトランスでは、１次側の励磁電流で、トランスの２次側に伝達する電力容量が左右される。このため、上記のようにトランス毎に電流のばらつきが生じると、トランスを並列運転した場合、１つのトランスに集中して電流が流れる。当該電流の集中は、トランス自身の発熱（熱損失）を招く。したがって、通常は、トランスの並列運転は行われないことが普通である。

　しかしながら、本実施の形態では、力率改善機能を有した実施の形態２に係るトランスを用いることにより、トランスを並列運転することが可能となる。つまり、実施の形態２に係るトランスを並列運転し、トランスに供給する電気容量をアップさせても、各トランスに伝達する電力を均等に分配することが可能となる。

　本発明では、負荷は、プラズマ発生装置５（つまり容量性負荷）に限定されている。このことから、実施の形態２に係るトランス４では、負荷から電源装置１０側のトランス４に反射される無効電流Ｉｃを利用して、力率改善を図っている（実施の形態２参照）。これにより、並列構成にしたトランスに電力が、均等に分配する。

　図１５は、実施の形態２で説明した複数のトランス４が並列接続されている様子を示す図である。図１５では、図面簡略化のために、電源装置１０内に配設された複数のトランス４および限流リアクトルＬｃのみを図示している。なお、図１５と異なり、限流リアクトルＬｃを省略しても良く、また当該限流リアクトルＬｃの機能をトランス４で兼ねるようにしても良い（実施の形態３参照）。なお、ここでのトランス４は、実施の形態２で説明した並列共振機能を有する高機能トランスである。

　次に、当該トランス４の並列運転について説明する。

　当該トランス４は、負荷側から反射する無効電流Ｉｃでつくる、２次側の励磁インダクタンスを利用したものである。したがって、当該トランス４には、１次側に供給される電流から無効電流Ｉｃ分だけ差し引いた分の電流が流れ、プラズマ発生装置５へと供給される。つまり、トランス４の１次側から供給され、各トランス４に流れる電流（負荷の無効電流Ｉｃを除いた有効電流のみの電流）は小さくなる。当該小さい電流が、トランス４の２次側コイルに流れるのみで、負荷の力率改善を図っており、トランス自身の発熱（熱損失）が大きくなることも防止できる。

　なお、通常トランスでは、２次側の負荷電圧Ｖｄ２（ｋＶ）は、１次側のコイル巻数と２次側のコイル巻数比で一義的に決まる。一方、本実施の形態で説明するトランス４の２次側の負荷電圧Ｖｄ２（ｋＶ）は、１次、２次のコイル巻数比だけでなく、下式に示すように、負荷側から２次側コイルに反射する無効電流Ｉｃで誘起する電圧値で決まる。つまり、トランス４の２次側の励磁インダクタンス値に無効電流Ｉｃが流れることで、誘起するコイル電圧が左右されることになる。この誘起される電圧値は次式の関係になっている。

　Ｖｄ２＝２・π・ｆ・Ｌｓ２・Ｉｃ　
　ここで、上式において、ｆは、共振周波数であり、この共振周波数域で電源装置１０は動作していることから、ほぼ共振周波数数は動作周波数と等しい。Ｌｓ２は、２次側の励磁インダクタンスである。

　複数個のトランス４を並列接続して使用し、トランス４の（２次側）励磁インダクタンスにばらつきが生じても、上式で決まる２次側の負荷電圧Ｖｄ２が一定となるように（並列接続なので、Ｖｄ２は各トランス４で同電位である）、個々のトランス４への無効電流Ｉｃが流れる。

　ここで、実施の形態２で説明した高機能トランス４では、２次側の励磁インダクタンスＬｓ２の製作精度は、高められる。これは、実施の形態２でも説明したように、トランス４のギャップを大きく（数ｍｍ程度）取るからである。具体的に、実施の形態２に係るトランス４では、２次側の励磁インダクタンスＬｓ２の製作精度は、約±３％以内である（図１４の領域３００２参照）。

　したがって、実施の形態２に係るトランス４を用いることにより、各トランス４間における、２次側の励磁インダクタンスＬｓ２のばらつきを極小に留めることが可能となる。よって、各トランス４において流れる無効電流Ｉｃのばらつきもほぼなく、各トランス４においてほぼ均等に無効電流Ｉｃは流れる。そして、トランス４の１次側から２次側へ供給する電力量は、負荷に供給する無効電力量を除いた有効電力分のみで、かつ、各並列に接続したトランス４において、１次側電圧２次側電圧とは同電位である。このため、各トランス４に分配する有効電力のばらつきは、各コイルのインダクタンスのばらつき精度内で収まる。この各コイルのインダクタンスのばらつきについても、高機能トランス４においては、上述の製作精度（約±３％以内）であることから、並列接続したトランス４の１次側から２側に伝達する有効電力についても、ほぼトランス４毎に均等になる。よって、トランス４を熱損傷させることはない。

　以上のように、本実施の形態では、実施の形態２で説明した高機能トランス４を用いることにより、当該トランス４を並列運転させたとしても、トランス４の発熱が過剰に発生しない。したがって、トランス４の並列運転が可能となり、プラズマ発生装置５が大容量化したとしても、それに合わせて電源装置１０の容量アップも、可能となる。

　また、一つのトランスで容量アップを図るとなると、トランスの大型化だけでなくコスト大幅に増加する。しかしながら、本実施の形態では、トランス４の並列運転が可能となるので、低コストにて、電源装置１０の容量アップを図ることができる。

　＜実施の形態５＞
　たとえば、プラズマ発生装置５で生成されるオゾンガス等のガス濃度を変更するために、電源装置１０の投入電力量（電源装置１０が、プラズマ発生装置５に投入する電力量）を、可変とすることがある。ここで、一般的に、投入電力量をより大きくすることにより、より高濃度のガスが生成され、一対一の関係にある。また、投入電力量の可変は、電源装置１０の定格電力の０～１００％の範囲である。

　ここで、電源装置１０の投入電力量を所望の電力量値となるように可変し、定常的に当該所望の電力量値を負荷へと供給（投入）する制御方法としては、以下のようなものが考えられ、従来技術であった。

　具体的には、通常、プラズマ発生装置５に供給する高周波交流の負荷電流Ｉｄ０を検出する。そして、当該負荷電流Ｉｄ０が目標電流値（所望の電力値となる電流値である）になるように、制御部６が、インバータ３の制御信号（インバータ周波数ｆもしくはインバータのパルス幅τ）を変更する。そして、変更後の当該制御信号を用いて、インバータ３のインバータ出力の交流波形が制御される、制御方法である。

　このように、上記制御方法では、電源装置１０から供給される投入電力量を直接的に制御量とせずに、検出した負荷電流Ｉｄ０を制御量として、当該負荷電流Ｉｄ０が目標電流値になるように、インバータ３に対してフィードバック制御方式を施していた。つまり、上記制御方式では、間接的に、電源装置１０から供給される無効電力量も含んだ投入電力量を可変制御していた。

　このため、上記制御方法では、投入電力量Ｐｗは、下式により、図１の検出器４１で検出した負荷電流波形の実効負荷電流Ｉｄ０と、図１の検出器４２で検出した負荷電圧波形の実効負荷電圧Ｖｄ０と、投入電力量に依存する負荷力率ηｄとを、用いた演算で求める必要性があった。

　Ｐｗ＝（実効負荷電流Ｉｄ０）×（実効負荷電圧Ｖｄ０）×（負荷力率ηｄ）
　　　＝（実効負荷電流Ｉｄ０）×（実効負荷電圧Ｖｄ０）×ｃｏｓφ
　プラズマ発生装置５に印加する負荷電圧、およびプラズマ発生装置５に供給するガス流量によって、負荷状態が変わる。したがって、上式による投入電力量Ｐｗを算出する方法は、検出した、負荷電流信号および負荷電圧信号値から、実効電流値と、実効電圧と、負荷電流と負荷電圧との位相差φとを、常時精度良く求めることが難しい。特に、高周波高電圧化された、実効負荷電流Ｉｄ０および実効負荷電圧Ｖｄ０から、精度の良い位相差φを求めることは、非常に難しい。したがって、上記制御方法では、投入電力量Ｐｗの精度が悪く、投入電力量Ｐｗを一定に管理することが困難であった。

　ところで、発明者らは、電源装置１０からプラズマ発生装置５に投入される交流の投入電力量と、電源装置１０内のインバータ３に入力される直流電力量とが、一対一に対応することに着目した。つまり、負荷の高電圧部ではなく、電源装置１０の低電圧ある直流電力量が定まれば、当該直流電力量に対応して投入電力量が一義的に決定する（この逆も成立する）。よって、直流電力量が所望の直流電力量値で一定になるように制御すれば、プラズマ発生装置５に投入される投入電力量も所望の投入電力量値で一定になるように制御できることに着目した。

　そこで、本実施の形態では、電源装置１０のインバータ３に入力される直流電力量を直接的な制御量値とした、フィードフォワード制御およびフィードバック制御により、投入電力量を一定に管理し、当該投入電力量を、プラズマ発生装置５に対して安定に供給することができる、電源装置１０を提供する。

　まず、プラズマ発生装置５内では、プラズマ処理により、オゾンガス等のガスが生成されるが、ユーザは、当該生成されるガスの濃度を選択する（ガスの所望濃度Ｃの選択）。つまり、本実施の形態に係る電源装置１０に対して、ユーザが上記ガスの所望濃度Ｃを入力する（なお、所望濃度Ｃでなく、所望濃度Ｃのガスを生成するために、投入電力量として後述する目標投入電力量値Ｐｏ’を入力することもできる）。

　すると、制御部６は、プラズマ発生装置５の運転状況およびガスの所望濃度Ｃ（または、目標投入電力値Ｐｏ’）に応じて、目標直流電力量値Ｐｏを算出する（フィードフォワード制御）。上記から分かるように、目標直流電力量値Ｐｏから、目標投入電力量値Ｐｏ’が一義的に決定される。ここで、プラズマ発生装置５の前記運転状況において、目標投入電力量値Ｐｏ’の投入電力量がプラズマ発生装置５に投入されると、当該プラズマ発生装置５では、所望濃度Ｃのガスが生成される。

　さらに、制御部６は、当該目標直流電力量値Ｐｏから、インバータ周波数ｆｏもしくはインバータパルス幅τｏを決定する。そして、制御部６は、当該決定したインバータ周波数ｆｏもしくはインバータパルス幅τｏ（インバータ制御値と把握できる）にて、インバータ３の出力を制御する（フィードフォワード制御）。当該ｆｏ，τｏを用いたインバータ３の制御により、電源装置１０からプラズマ発生装置５へと投入される投入電力量は、目標投入電力量値Ｐｏ’に近い値となる。

　次に、制御部６は、直流電圧出力部２０の出力部における、直流電流Ｉｉおよび直流電圧Ｖｉを検出する。ここで、図１に示す電流検出器２１が、直流電流Ｉｉを随時検出し、当該検出した値を随時、制御部６に送信している。また、図１に示す電圧検出器２２が、直流電圧Ｖｉを随時検出し、当該検出した値を随時、制御部６に送信している。なお、図１に示すように、各検出器２１，２２は、直流電圧出力部２０とインバータ３との間に配設されている。

　そして、制御部６は、当該検出結果Ｉｉ，Ｖｉから直流電力量値Ｐｉ（＝Ｉｉ×Ｖｉ）を算出する。さらに、制御部６は、目標直流電力量値Ｐｏと直流電力量値Ｐｉとの差分ΔＰ（＝Ｐｏ－Ｐｉ）がゼロになるように、インバータ周波数ｆもしくはインバータパルス幅τ（インバータ制御値と把握できる）を微調整し、当該微調整後の、インバータ周波数ｆもしくはインバータパルス幅τにて、インバータ３の出力を制御する（フィードバック制御）。

　たとえば、目標直流電力量値Ｐｏ＞直流電力量値Ｐｉである場合には、インバータ周波数ｆを大きし、および／または、インバータパルス幅τを大きくする。

　上記のように、差分ΔＰをゼロとなるように制御することにより、結果的には、プラズマ発生装置５に投入される投入電力量を、上記目標投入電力量値Ｐｏ’で一定にすることができる。

　上記制御動作の結果として、電源装置１０は、ユーザによって選択されたガスの所望濃度Ｃに応じた、プラズマ発生装置５に対する投入電力量が、目標投入電力量値Ｐｏ’で一定となるように、制御・管理できる。

　ここで、上記の通り、電源装置１０は、ガスの所望濃度に応じて、投入電力量を、定格電力の０～１００％の範囲で変化させることができる。

　なお、上記した目標直流電力量値Ｐｏの算出は、次のようにして行われる。つまり、制御部６には、テーブルや演算式が、データとして予め記憶されている。当該テーブルや演算式は、プラズマ発生装置５の運転状況およびガスの所望濃度Ｃに応じて、一義的に、目標直流電力量値Ｐｏを求め、決定することができるものである。

　ここで、プラズマ発生装置５の運転状況を表す値としては、原料ガスのガス供給流量Ｑ、放電セル内における圧力Ｐ、装置５内に流れる冷媒の流量Ｑｗ、および当該冷媒の温度Ｔｗである（実施の形態１で述べた物理量）。制御部６は、プラズマ発生装置５から、外部信号インターフェース６３を介して、プラズマ発生装置５の運転状況を表すこれらの値Ｑ，Ｐ，Ｑｗ，Ｔｗを、入力データとして随時取得している。

　制御部６は、上記テーブルまたは演算式等のデータに、取得した上記値Ｑ，Ｐ，Ｑｗ，Ｔｗと、ユーザによって選択・入力されたガスの所望濃度Ｃとを適用し、目標直流電力量値Ｐｏを算出する。

　また、制御部６では、当該目標直流電力量値Ｐｏに対して、一義的に特定される、インバータ周波数ｆｏもしくはインバータパルス幅τｏの値も、データとして、予め設定・記憶されている。よって、上記の通り、制御部６は、算出された目標直流電力量値Ｐｏに対して、一義的に、インバータ周波数ｆｏもしくはインバータパルス幅τｏを決定することができる。上記の通り、当該ｆｏ，τｏを用いたインバータ３の制御により、電源装置１０からプラズマ発生装置５へと投入される投入電力量を、目標投入電力量値Ｐｏ’に近づける（ｆｏ，τｏは、理論に基づく値であるため、目標投入電力量Ｐｏ’と同じでない）。

　なお、上記各値Ｑ，Ｐ，Ｑｗ，Ｔｗが一定であるなら、投入電力量を目標投入電力量値Ｐｏ’ で一定にすることにより（インバータ３に入力される直流電力量を、目標直流電力量値Ｐｏで一定にすることにより）、プラズマ発生装置５では、一定の上記ガスの所望濃度Ｃで生成される。

　なお、上記では、フィードバック制御において、直流電圧出力部２０の出力部における、直流電流Ｉｉおよび直流電圧Ｖｉを検出する場合について説明した。しかしながら、直流電圧出力部２０の出力電圧を一定電圧となるように制御しておけば、フィードバック制御において、直流電圧出力部２０の出力部における直流電流Ｉｉのみを検出すれば、投入電力量値Ｐｉ（＝Ｉｉ×一定電圧）を算出することができる。つまり、直流電圧出力部２０の出力部における直流電流Ｉｉのみの検出とフィードバック制御とにより、電源装置１０の投入電力量を、目標投入電力量値Ｐｏ’で一定に制御することができる。

　上記のように、本実施の形態では、制御部６は、フィードフォワード制御（目標直流電力量値Ｐｏの算出、当該目標直流電力量値Ｐｏを用いた、インバータ周波数ｆｏもしくはインバータパルス幅τｏの決定、当該インバータ周波数ｆｏもしくはインバータパルス幅τｏを用いたインバータ３の制御）と、フィードバック制御（目標直流電力量値Ｐｏと、直流電圧出力部２０の出力部における、実際の検出結果（少なくとも、直流電流の検出結果）とを用いた、インバータ周波数ｆもしくはインバータパルス幅τの微調整、当該微調整後の、インバータ周波数ｆもしくはインバータパルス幅τを用いたインバータ３の制御）とを、行っている。

　つまり、本実施の形態では、電源装置１０は、直流電圧出力部２０からの直流出力結果を検出し、制御部６は、当該検出結果と制御値である目標直流電力量値Ｐｏとを用いて、投入電力量が目標投入電力量値Ｐｏ’で一定となるように（インバータ３へ入力される直流電力量が目標直流電力量値Ｐｏで一定となるように）フィードバック制御を行い、インバータ周波数ｆもしくはインバータパルス幅τを微調整している。

　負荷電流等よりも小さい値の直流電流等を用いたフィードバック制御を行い、直流電流等は、インバータ３に入力される直流電力量（換言すれば、投入電力量）に一対一に対応している（投入電力量を直接的な制御量値としていると解される）。したがって、投入電力量が、ガスの所望濃度に応じた目標投入電力量値Ｐｏ’で一定となるように、精度良く制御することができる。また、検出される直流電流等は、負荷電流等に比べ、ノイズ等が重畳されない（インバータ３やトランス４においてノイズが生じる）。このことからも、投入電力量が、ガスの所望濃度に応じた目標投入電力量値Ｐｏ’で一定となるように、精度良く制御することができる。結果、当該電源装置１０は、安定した電力をプラズマ発生装置５に供給し続けることができる。

　ここで、本実施の形態において、制御部６は、上記フィードフォワード制御の一部を省略し、上記フィードバック制御により、投入電力量を目標投入電力量値Ｐｏ’で一定となるように、インバータ３を制御することもできる。

　つまり、上記により、制御部６が目標直流電力量値Ｐｏを算出する。その直後から、制御部６は、直流電流等の検出結果用いて、フィードバック制御を行い、インバータ周波数ｆもしくはインバータパルス幅τを決定し、インバータ３に入力される直流電力量を目標直流電力量値Ｐｏに一致される（換言すれば、投入電力量を目標投入電力量値Ｐｏ’に一致させる）。このように、インバータ周波数ｆｏもしくはインバータパルス幅τｏの決定、当該インバータ周波数ｆｏもしくはインバータパルス幅τｏを用いたインバータ３の制御を、省略することもできる。しかしながら、このような制御を行った場合には、応答性が悪くなり、投入電力量が目的とする値に到達するまでに、長い時間がかかる場合もあり得る。

　そこで、上記したように下記の動作を行う。つまり、フィードフォワード制御により、インバータ周波数ｆｏもしくはインバータパルス幅τｏにてインバータ３を制御し、投入電力量を目標投入電力量値Ｐｏ’に近い値（直流電力量を目標直流電力量値Ｐｏに近い値）とする。その後に、フィードバック制御により、インバータ周波数ｆもしくはインバータパルス幅τを微調整し、当該微調整した、インバータ周波数ｆもしくはインバータパルス幅τを用いた、インバータ３の制御を行う。

　このように、当該フィードフォワード制御とフィードバック制御とを当該順に組み合わせることにより、投入電力量が目標投入電力量値Ｐｏ’に、短時間で到達することができる。

　また、制御部６は、インバータ周波数およびインバータパルス幅の両方、または何れか一方のみを変更して、投入電力量を目標投入電力量値Ｐｏ’（直流電力量を目標直流電力量値Ｐｏ）になるように制御することもできる。

　また、本実施の形態で説明した、フィードフォワード制御・フィードバック制御を行う制御部６は、上記何れかの実施の形態１－４に記載した電源装置１０に適用しても良く、全ての実施の形態を組み合わせた電源装置１０に適用しても良い。

　たとえば、実施の形態１で説明した限流リアクトルを省略し、本実施の形態で説明した動作を行う、制御部６およびインバータ３を有する電源装置１０であってもよく、あるいは、実施の形態２で説明した構成のトランス４でなく、一般のトランス４と、本実施の形態で説明した動作を行う、制御部６およびインバータ３とを有する電源装置１０であってもよい。

　つまり、電源装置１０は、上記各実施の形態とは切り離して、本実施の形態で説明した構成（フィードフォワード制御・フィードバック制御を行う構成）を、単独で構築することも可能である。

　なお、上記実施の形態で説明したように、共振振動の一定で電源装置１０（より具体的には、インバータ３）を駆動させる場合には、フィードフォワード制御・フィードバック制御により、インバータパルス幅のみを可変として、投入電力量を目標投入電力量値Ｐｏ’になるようにすれば良い。

　＜実施の形態６＞
　上記の図４において、最上段に示す波形は、インバータ３から出力される矩形状の交流電圧波形である。この矩形交流電圧波形が、トランス４等を介することで、プラズマ発生装置５に対して、正弦波状の高周波・高電圧が供給される。ここで、プラズマ発生装置５に供給される電力量が高くると、プラズマ発生装置５で生成されるガス等の生産量（濃度）が増す。

　つまり、電源装置１０からプラズマ発生装置５に供給される電力量と、プラズマ発生装置５で生成されるガスの濃度等とは、密接な関係にある。よって、プラズマ発生装置５で生成されるガスの濃度を安定的にコントロールするためには、図４で示したインバータ３の制御値である、インバータ周波数ｆ（パルス周期１／ｆ）もしくはインバータパルス幅τを制御して、上記電力量を一定にすることが重要である。ここで、当該電力量の一定制御については、実施の形態５で説明した通りである。

　また、プラズマ発生装置５の負荷インピーダンス（生成されるガスの濃度）は、電源装置１０から供給される電力量のみでなく、当該プラズマ発生装置５における負荷の状態（上記した「プラズマ発生装置５の運転状況」）によっても変化する。ここで、プラズマ発生装置５の運転状況を表す値としては、上記の通り、原料ガスのガス供給流量Ｑ、放電セル内における圧力Ｐ、装置５内に流れる冷媒の流量Ｑｗ、および当該冷媒の温度Ｔｗである。

　したがって、プラズマ発生装置５を安定的に駆動するためには、プラズマ発生装置５の運転状況を表す上記各値Ｑ，Ｐ，Ｑｗ，Ｔｗの変動が小さくなるように（ほぼ一定に保つように）、管理する必要がある。しかしながら、信号線に重畳するノイズ等の外乱により、上記各値Ｑ，Ｐ，Ｑｗ，Ｔｗを変化させる場合や大きく変動する場合があり、上記各値Ｑ，Ｐ，Ｑｗ，Ｔｗをほぼ一定に保つことは、実際的に難しい。

　そのため、実施の形態１でも述べたように、制御部６は、プラズマ発生装置５の運転状況を表す上記各値Ｑ，Ｐ，Ｑｗ，Ｔｗを、電源装置１０とプラズマ発生装置５との間での送受信により、常に取り込む。そして、制御部６は、当該各値Ｑ，Ｐ，Ｑｗ，Ｔｗに応じて、インバータ３の制御値である、インバータ周波数ｆ（パルス周期１／ｆ）もしくはインバータパルス幅τを制御して、上記電力量を適量値になるように一定制御にしている。

　さらに、プラズマ発生装置５は容量性負荷であり、通常、非常に負荷力率が悪いものである。よって、力率改善のために、電源装置１０内おいて、電源装置１０とプラズマ発生装置５との間において共振状態を作り出す共振手段を配設し、当該インバータ３の駆動周波数（動作周波数）を共振周波数付近に合わせている。当該力率改善のための技術としては、実施の形態２に係る発明または、実施の形態２で述べた、直列共振方式の力率改善手段および並列共振方式の力率改善手段がある。

　本実施の形態に係る電源装置１０は、上記した何れかの力率改善手段を有し、当該電源装置１０は、自動的にインバータ３の駆動周波数を決定する機能を有する。つまり、共振周波数を自動的に詮索する機能を有している。

　まず最初に、制御部６において、投入電力量、初期電源出力周波数、設定ガス流量、設定ガス圧力、設定冷媒温度および設定冷媒流量等が設定される。なお、設定ガス流量、設定ガス圧力、設定冷媒温度および設定冷媒流量は、制御部６から、外部信号インターフェース６３を介して、プラズマ発生装置５内における、ＭＦＣおよびＡＰＣ等に対して出力される。

　また、実施の形態１で説明したように、プラズマ発生装置５の運転中においては、常時、当該プラズマ発生装置５から、外部信号インターフェース６３を介して、制御部６へと、測定値である、原料ガスのガス供給流量Ｑ、放電セル内における圧力Ｐ、装置５内に流れる冷媒の流量Ｑｗおよび当該冷媒の温度Ｔｗ（測定値である各物理量）が、送信される。

　そして、実施の形態１で述べたように、制御部６は、ガス供給流量Ｑが設定ガス流量に対して所望範囲以内であるか否か、放電セル内における圧力Ｐが設定ガス圧力に対して所望範囲以内であるか否か、冷媒の流量Ｑｗが設定冷媒流量に対して所望範囲以内であるか否か、および、冷媒の温度Ｔｗが設定冷媒温度に対して所望範囲以内であるか否かを判断する。

　そして、当該各判断の結果、プラズマ発生装置５における各物理量において異常が生じていると判断したとき、実施の形態１で説明したように、制御部６は、インバータ３の出力を停止するなどの処置がなされている。さらに、制御部６は、プラズマ発生装置５において異常が発生していることを（どの物理量が異常であるかを）、外部に通知する。

　前記までで、プラズマ発生装置５における異常が生じていない場合には、制御部６は、実施の形態１で述べたように、電源装置１０内で測定された、各電圧値・電流値を用いて、負荷の短絡が生じているか否かを判断する（図２，３を用いた説明参照）。

　そして、当該判断の結果、短絡が生じていると判断したとき、実施の形態１で説明したように、制御部６は、インバータ３の出力を停止する。さらに、制御部６は、短絡の原因となる異常箇所を外部に通知する。

　前記までで、異常や短絡が生じていない場合には、電源装置１０内の部品の動作に関して、異常・正常を制御部６は判断する。当該判断の結果、部品動作に異常があると判断したとき、制御部６は、インバータ３の出力を停止する。さらに、制御部６は、異常と判断された部品を外部に通知する。

　上記までの各判断において全て正常であると判断されたとき、以下の動作を行う。ここで、制御部６は、上記までの各判断の動作を省略し、以下の動作（本実施の形態に係る特徴的技術）から動作を開始しても良い。

　制御部６において上記投入電力量が設定されると、制御部６は、当該投入電力量が、電源装置１０の定格電力に対して、１００％に相当する電力値であるか否かを判断する。あるいは、制御部６は、当該投入電力量が、電源装置１０の定格電力に対して、１００％以下であり閾値％以上に相当する電力値であるか否かを判断する。ここで、当該閾値％は、制御部６に予めに設定されている。たとえば、閾値％が９０％である場合には、制御部６は、投入電力量が、電源装置１０の定格電力に対して、９０％以上から１００％以下であるか否かを判断する。

　なお、下記に説明する動作は、電源最大容量運転時（または、電源最大容量近い容量での運転時）における、インバータ３の駆動周波数を決定する動作であり、所謂条件出しの動作である。したがって、プラズマ発生装置５を電源装置１０に接続し、システムを組んだ後の初期動作段階では、一般的に、制御部６に対して、定格電力の１００％あるいは定格電力の閾値％～１００％の値の投入電力量が、最初に設定指示される。

　さて、前記で設定指示された投入電力量が、電源装置１０の定格電力に対して１００％（あるいは、電源装置１０の定格電力に対して、１００％以下であり閾値％以上）である場合には、制御部６は、インバータ３に対する制御値であるインバータ周波数ｆを随時変化させ、各インバータ周波数ｆに基づいてインバータ３の出力を制御する。

　ここで、制御部６は、上記で設定された初期電源出力周波数を中心に、所定の周波数範囲（たとえば、±２ｋＨｚ）で、インバータ周波数ｆを変化（掃引）させる。全周波数範囲に渡って、インバータ周波数ｆを掃引させても良い。しかし、前記通り、掃引範囲を限定することにより、共振周波数を求めるまでの時間を短縮することができる。

　なお、電源装置１０とプラズマ発生装置５とを接続し、システムを組んだ段階で、上記式（１）から理論値の共振周波数が算出される（式（１）のＬは、インバータ３の出力側以降における電源装置１０の合成インダクタンスである。また、式（１）のＣは、プラズマ発生装置５の合成静電容量である）。そこで、共振新周波数を求めるまでの時間を短縮する観点から、式（１）から算出される値を、上記初期電源出力周波数として制御部６に設定し、当該初期電源出力周波数を中心に、所定の周波数範囲で、インバータ周波数ｆを変化（掃引）させる（たとえば離散的に変化させる）。

　なお、インバータ周波数ｆを変化させるとき、設定指示された投入電力量が満足されるように、制御部６は、当該インバータ周波数ｆの変化に応じて、インバータパルス幅τも変化させ、インバータ３に対して制御値として送信する。

　制御部６は、インバータ周波数ｆを変化させるが、各インバータ周波数ｆ毎に、検出部３１，３２から取得した電気量に基づいて、インバータ出力力率を各々求める。ここで、電気量とは、インバータ出力力率を求める際に利用される、インバータ３の出力側における電気に関する値である。

　具体的に、掃引したインバータ周波数ｆ毎に、図１に示す電流検出器３１が、インバータ３の出力部における実効電流値を検出し、当該検出した結果を制御部６へと送信し、図１に示す電圧検出器３２が、インバータ３の出力部における実効電圧値を検出し、当該検出した結果を制御部６へと送信する。そして、制御部６は、掃引したインバータ周波数ｆ毎に、上記実効電流値および上記実効電圧値から、インバータ３の出力部における有効電力を求める。

　そして、制御部６は、掃引したインバータ周波数ｆ毎に、上記実効電流値および上記実効電圧値および上記有効電力を用いて、インバータ３の出力部におけるインバータ出力力率ηを演算する。ここで、インバータ出力力率η＝｛（有効電力）／（実効電流値×実効電圧値）｝×１００　（％）、である。

　図１６は、所定の周波数範囲でインバータ周波数ｆを変化（掃引）させ、インバータ周波数ｆ毎に求めたインバータ出力力率ηの変化の様子を示す図である。ここで、図１６の縦軸は、インバータ出力力率η（％）であり、図１６の横軸は、インバータ周波数ｆ（ｋＨｚ）である。

　図１６に示すように、掃引したインバータ周波数ｆ毎にインバータ出力力率ηが求められた後、制御部６は、求めたインバータ出力力率ηの中で、最も高い値である最大インバータ出力力率ηｍａｘを検出する。そして、制御部６は、最大インバータ出力力率ηｍａｘが得られたときインバータ周波数（共振周波数ｆｃであり、図１６のｆｃ参照）を、インバータ３の駆動周波数ｆｃとして決定する。

　そして、駆動周波数ｆｃが決定された後は、制御部６は、インバータ周波数ｆとして駆動周波数ｆｃを、インバータ３に対して送信する。さらに、制御部６は、上記で設定された投入電力量と駆動周波数ｆｃとから決定されるインバータパルス幅τｃを、インバータ３に対して送信する。

　これにより、インバータ３からは、駆動周波数ｆｃとインバータパルス幅τｃとから成る高周波波形が出力され、上記で設定された投入電力量に応じた負荷電力が、プラズマ発生装置５に対して供給される。

　さて、ユーザが、プラズマ発生装置５で生成されるガスの濃度を変化させたい場合、または、生成されるガス濃度は変化させないで、プラズマ発生装置５の運転状況を表す上記各値（各物理量）Ｑ，Ｐ，Ｑｗ，Ｔｗを変化させたい場合がある。この場合には、ユーザは、電源装置１０に対して、投入電力量を、前記変化させたい量に応じて、変化させることになる。

　これに従い、たとえば、ユーザが、電源装置１０に対して設定される投入電力量を変更したとする。

　当該変更が行われたとき、制御部６は、変更後の投入電力量が、電源装置１０の定格電力に対して、１００％未満の投入電力値であるか否かを判断する。あるいは、制御部６は、変更後の投入電力量が、電源装置１０の定格電力に対して、上記閾値％未満の投入電力値であるか否かを判断する。

　ここで、変更後の投入電力量は、定格電力に対して１００％未満（あるいは、定格電力に対して上記閾値％未満）であるとする。したがって、制御部６は、変更後の投入電力量が、電源装置１０の定格電力に対して、定格電力に対して１００％未満（あるいは、定格電力に対して上記閾値％未満）であると判断する。

　そこで、制御部６は、インバータ周波数ｆとして駆動周波数ｆｃを、インバータ３に対して送信する。換言すれば、投入電力量の変更が指示されても、インバータ周波数ｆは上記駆動周波数ｆｃで固定である。さらに、制御部６は、上記で変更された投入電力量と駆動周波数ｆｃとから決定されるインバータパルス幅τｒを、インバータ３に対して送信する。

　これにより、インバータ３からは、駆動周波数ｆｃとインバータパルス幅τｒとから成る高周波波形が出力され、上記で変更された投入電力量に応じた負荷電力が、プラズマ発生装置５に対して供給される。

　なお、以後において、電源装置１０に対して投入電力量の変更が指示されたとしても、変更後の投入電力量が、定格電力に対して１００％未満（あるいは、定格電力に対して上記閾値％未満）であるなら、制御部６は、インバータ３に対して、インバータ周波数ｆとして駆動周波数ｆｃを固定的に出力し続ける。なお、インバータパルス幅τは、変更後の投入電力量に応じて、その都度変更される。

　ところで、変更後の投入電力量が、定格電力に対して１００％（あるいは、定格電力に対して、１００％以下～上記閾値％以上）である場合も想定できる。この場合には、電源装置１０は、次の動作を実施する。

　電源装置１０は、上記において求めた共振周波数を再度決定し直すか否かの選択ができる切替部（図１等には図示せず）を、有している。

　一度、電源装置１０およびプラズマ発生装置５を含むシステムが組まれると、共振周波数は、ほとんど変更しない。そこで、ユーザは、切替部を操作し、駆動周波数の再度決定不実施を選択する。

　この場合には、制御部６は、インバータ周波数ｆとして、上記で求めた駆動周波数ｆｃを、インバータ３に対して送信する。つまり、投入電力量として、再び定格電力に対して１００％（あるいは、定格電力に対して、１００％以下～上記閾値％以上）が指示設定されたとしても、インバータ周波数ｆは上記駆動周波数ｆｃで固定である。さらに、制御部６は、上記で設定された投入電力量と駆動周波数ｆｃとから決定されるインバータパルス幅τｃを、インバータ３に対して送信する。

　これにより、インバータ３からは、駆動周波数ｆｃとインバータパルス幅τｃとから成る高周波波形が出力され、上記で設定された投入電力量に応じた負荷電力が、プラズマ発生装置５に対して供給される。

　一方で、プラズマ発生装置５を長期間使用したとき、プラズマ発生装置５または電源装置１０において設計変更等を行ったとき、プラズマ発生装置５と電源装置１０とを接続する配線または、これらの装置５，１０内部の配線に変更を加えた場合、共振周波数は変更される。よって、ユーザが、切替部を操作し、駆動周波数の再度決定実施を選択することも想定される。

　この選択の場合において、変更後の投入電力量が、定格電力に対して１００％（あるいは、定格電力に対して、１００％以下～上記閾値％以上）である場合なら、電源装置１０は、当該投入電力量が設定された際に、駆動周波数を決定する動作を再度実施する（上記インバータ周波数の掃引、および最大インバータ出力力率ηｍａｘが得られたときインバータ周波数（共振周波数）を求める動作と同様）。そして、当該決定の動作により、駆動周波数ｆｃ’が決定された場合には、制御部６は、以後、上記駆動周波数ｆｃを、新しい駆動周波数ｆｃ’に置き換えて、電源装置１０に対して設定される投入電力量が変更されると、上記で説明した動作と同じ動作を行う（投入電力量が変更した場合に、制御部６が、インバータ３に対して、インバータ周波数ｆとして駆動周波数を固定的に出力し続ける動作と同様）。

　なお、上記駆動周波数ｆｃ，ｆｃ’と上記説明で求められたインバータパルス幅とで、インバータ３の出力は制御される。ここで、投入電力量が一定に精度良く制御されるように、実施の形態５で説明したフィードバック制御等により、制御部６は、インバータパルス幅を微調整しても良い。

　以上のように、本実施の形態に係る電源装置１０では、電源装置１０およびプラズマ発生装置５を含むシステムが構築された後において、最初に、定格電力の１００％あるいは定格電力の閾値％～１００％の値が、投入電力量として設定指示されたとき、自動で、駆動周波数ｆｃを決定している。

　したがって、電源最大容量運転時（または、電源最大容量近い容量での運転時）において、インバータ出力力率ηを改善した駆動周波数（共振周波数）ｆｃで、電源装置１０を駆動させることができる。ここで、当該駆動周波数ｆｃは、プラズマ発生装置５の機種や製造するロットばらつき等に応じて、自動的に求められる。

　また、本実施の形態に係る電源装置１０では、駆動周波数ｆｃを求めた後において、投入電力量として、定格電力の１００％未満あるいは定格電力の閾値％未満の値が、設定指示されたとき、制御部６は、上記で求めた駆動周波数ｆｃを固定的にインバータ３に対して出力している。

　したがって、投入電力量が変更される度に、駆動周波数を求める動作を行うことを防止でき、電源装置１０の処理能力低下を防止できる。

　なお、投入電力量が変更されても、当該投入電力量に応じた本来の共振周波数は、先にて求めた駆動（共振）周波数ｆｃとは、然程差はない。また、本来の共振周波数と、先にて求めた駆動（共振）周波数ｆｃとの差に起因して、インバータ出力力率ηは、最大インバータ出力力率ηｍａｘより多少低くなる。

　しかしながら、投入電力量が、定格電力の１００％未満あるいは定格電力の閾値％未満の値である場合には、電源装置１０の容量は余力がある。したがって、投入電力量が、定格電力の１００％未満あるいは定格電力の閾値％未満の値である場合、制御部６が、上記駆動周波数ｆｃでインバータ３を制御したとしても、インバータ出力力率ηが最大インバータ出力力率ηｍａｘより多少低い状態であっても、電源装置１０の性能上問題なく運転できる。

　また、本実施の形態に係る電源装置１０では、上記選択が可能な切替部を有している。したがって、当該電源装置１０およびプラズマ発生装置５を含むシステムにおいて、共振周波数が変化する事情が生じたときに、ユーザの希望に応じて、制御部６は、再度、適正な駆動周波数を自動的に決定することができる。

　なお、上記と異なり、最初に設定指示された投入電力量が、電源装置１０の定格電力に対して１００％（あるいは、電源装置１０の定格電力に対して、１００％以下であり閾値％以上）でない場合も想定できる。

　この場合には、制御部６は、インバータ周波数ｆを、上記で設定された初期電源出力周波数として決定する。さらに、制御部６は、インバータパルス幅τを、上記で設定された投入電力量と上記で決定された初期電源出力周波数とから求める。そして、制御部６は、当該設定された初期電源出力周波数と、当該求めたインバータパルス幅とを、インバータ３に対して送信する。

　これにより、インバータ３からは、該設定された初期電源出力周波数と当該求めたインバータパルス幅とから成る高周波波形が出力され、上記で設定された投入電力量に応じた負荷電力が、プラズマ発生装置５に対して供給される。

　そして、電源装置１０に設定される投入電力量が変更され、最初に、設定された投入電力量が、電源装置１０の定格電力に対して１００％（あるいは、電源装置１０の定格電力に対して、１００％以下であり閾値％以上）となったとき、制御部６は、上記駆動周波数ｆｃを求める動作を行う。以後において投入電力量が変更された場合は、上記と同じ動作を行う（たとえば、投入電力量が変更した場合に、制御部６が、インバータ３に対して、インバータ周波数ｆとして駆動周波数ｆｃを固定的に出力し続ける動作等と同様）。

　なお、本実施の形態に係る特徴的技術（駆動周波数の自動決定、投入電力量変更の際における当該駆動周波数の固定出力等）は、上述した実施の形態１～５に、組み合わせることもでき、他方で、当該本実施の形態に係る特徴的技術のみを有する電源装置１０を構成することも当然できる。

　＜実施の形態７＞
　実施の形態６において、電源装置１０は力率改善手段を有し、負荷（プラズマ発生装置５）側からの反射電流を利用して共振させ、自動的に駆動周波数を決定していた。ここで、実施の形態６では、駆動周波数は、最大インバータ出力力率ηｍａｘが得られたときインバータ周波数（つまり、共振周波数）であった。

　上記のように、反射電流を利用して共振させた場合、電源装置１０のトランス４の出力から負荷のインピーダンスを見ると、上記力率改善手段の誘導性インピーダンス分と負荷側の容量性インピーダンス分がキャンセルすることになる。そのため、電源装置１０の駆動周波数を共振周波数ｆｃに合せると、上記誘導性インピーダンス分と負荷側の容量性インピーダンス分が打ち消し合い、０Ωとなる。よって、プラズマ発生装置５における、トータル放電プラズマインピーダンス（抵抗）Ｒｐ０（Ω）のみが残る。

　放電セルの並列接続数ｎが少ない場合は、当該ｎに反比例するＲｐ０は、大きい値となる。よって、プラズマ発生装置５におけるトータル負荷電流Ｉｄ０は抑制され、結果として、共振の増幅度を示すＱ値（換言ずれば、図１６に示すインバータ出力力率ηの特性）は、インバータ周波数が変化しても、なだらかに変化し、共振周波数において、電源装置１０は安定な動作を行うことができる。

　これに対し、放電セルの並列接続数ｎを大きい場合や、プラズマ発生装置５における放電セルの放電抵抗分が非常に小さい場合には、Ｒｐ０は非常に小さい値となる。よって、プラズマ発生装置５におけるトータル負荷電流Ｉｄ０は、非常に大きくなり、結果として、共振の増幅度を示すＱ値（換言ずれば、図１７に示すように、インバータ出力力率ηの特性）は、インバータ周波数ｆが変化したとき、急峻に変化する。このような状態において、電源装置１０を共振周波数で駆動させると、負荷からの反射電流が増大するだけでなく、電流の時間的変化率が非常に大きくなり、共振系で発振モードが誘起される。

　当該発振モードは、電源装置１０におけるノイズ増大の原因なる。そして、ノイズが増大することにより、電源装置１０内における電気部品の電気的損傷の発生、電源装置１０の誤動作、およびプラズマ発生装置５の破損の発生を引き起こすこともある。

　そこで、本実施の形態では、実施の形態６で決定した駆動周波数を、共振周波数そのものでなく、当該共振周波数ｆｃを用いて決定する。

　具体的に、実施の形態６と同様に、制御部６は、インバータ周波数の掃引により、最大インバータ出力力率ηｍａｘが得られたときインバータ周波数（つまり、共振周波数ｆｃ）を決定する。その後、本実施の形態では、制御部６は、当該共振周波数ｆｃに対して、微小周波数Δｆだけずらした値を、駆動周波数（＝ｆｃ±Δｆ）として決定する。

　ここで、当該微小周波数Δｆは、実際に使用するプラズマ発生装置５の構成によって、個別に決定されるものである。電源装置１０およびプラズマ発生装置５を含むシステムにおいて、共振周波数ｆｃの近辺において、当該システムを事前に実験的運転を行う。なお、共振周波数ｆｃに対して、プラス方向にずらすか、マイナス方向にずらすのかも、当該実験的運転を通じて決定される。そして、当該実験的運転を通じて、安定した運転が可能となる適正な微小周波数Δｆが決定される。そして、当該微小周波数Δｆは、電源装置１０の動作前に、制御部６内に予め設定されている。

　なお、微小周波数範囲を、上記実験的運転を通じて決定し、当該決定した微小周波数範囲を制御部６に予め設定することもできる。この場合には、次の様な範囲で、駆動周波数は決定される。たとえば、共振周波数ｆｃを軸にマイナス方向にインバータ周波数をずらしても正常に運転ができる周波数下限値がΔｆｒ１であったとする。他方、共振周波数ｆｃを軸にプラス側にインバータ周波数をずらしても正常に運転ができる周波数上限値がΔｆｒ２であったとする。この場合には、駆動周波数は、次の式の範囲で任意に決定される。つまり、ｆｃ－Δｆｒ１≦駆動周波数≦ｆｃ＋Δｆｒ２、である（図１７参照）。ただし、上記の通り、本実施の形態では、共振周波数ｆｃ自身は駆動周波数として採用しない（図１７参照）。

　以上のように、本実施の形態では、制御部６は、共振周波数ｆｃを避けて駆動周波数を決定している。したがって、発振モードを誘起するような周波数帯での動作運転を事前に避けることができ、電源装置１０の安定した運転が可能となる。

　上記では、容量性負荷装置専用の電源装置１０の負荷出力部の安定技術について述べた。電源装置１０の直流電圧を出力する部分２０は、商用交流電圧を整流し、直流化するコンバータであっても、直流電圧が出力できる蓄電池等の電池（たとえば、多段もしくは多並列構成の大容量電池バンク構成）であってもよい。

　ここで、直流電圧出力部２０を大容量電池バンクとした場合には、電池に相当する部分の等価回路は、電圧供給源と容量性のコンデンサで構成されていることになる。したがって、大容量電池バンクから電圧を出力した際の配線リアクトルＬＮ分で、大容量電池バンク側に反射する電流が電圧増幅し、過電圧が大容量電池バンクに反射されることもある。これにより、大容量電池バンクの安定駆動が妨げられることもある。

　大容量電池バンクを安定に駆動させるには、大容量電池バンクに過電圧が反射されないようにする技術が必要となる。そして、当該技術として、実施の形態２等で述べたように、容量性負荷に対して、並列リアクトルを挿入して、力率改善させる技術がある。これと同様の技術を利用して、大容量電池バンクに並列リアクトルを挿入する。これにより、大容量電池バンク内の静電容量値と、配線リアクトル部でのインダクタンス値との相互作用で、反射電流が直列共振（電圧増幅）する作用を抑制し、反射した無効電流分を並列リアクトルでバイパスさせる。

　なお、上記各実施の形態で説明した電源装置１０は、オゾン発生装置やラジカル発生装置等の半導体製造装置分野で用いられる、容量性負荷装置専用の電源装置として適用することができる。また、当該電源装置１０は、レーザ装置分野の放電装置および、パルプ漂白分野、水処理分野または化学プラント分野で用いられる非常に大規模なオゾン発生装置、等の容量性負荷装置の電源装置としても利用できる。

　この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。また、上記各実施の形態に係る発明の特徴部のみを有する発明、および上記各実施の形態に係る発明の特徴部の任意の組合せも、発明の範囲から外れることなく想定し得る。

　３　インバータ
　４　トランス
　５　プラズマ発生装置
　６　制御部
　１０　電源装置
　２０　直流電圧出力部
　Ｌｃ　限流リアクトル

Claims (7)

1. 　複数の放電セルが接続されることにより構成された、容量性負荷であるプラズマ発生装置（５）に対して、交流電圧を出力する電源装置（１０）であって、
   　直流電力を交流電力に変換するインバータ（３）と、
   　前記インバータの動作を制御する制御部（６）と、
   　前記インバータに入力される直流電力を検知する検出部とを、備えており、
   　前記制御部は、
   　（Ａ）外部からの入力に応じて、目標直流電力量値を決定し、
   　（Ｂ）前記検出部が検知した直流電流を少なくとも用いて、前記インバータに入力される直流電力量が、前記目標直流電力量値となるように、前記インバータをフィードバック制御する、
   ことを特徴とする電源装置。
2. 前記インバータに入力される直流電圧は、
   　一定であり、
   　前記制御部は、前記（Ｂ）において、
   　前記検出部が検知した直流電流のみを用いて、前記インバータに入力される直流電力量が、前記目標直流電力量値となるように、前記フィードバック制御する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御部は、前記（Ｂ）において、
   　前記検出部が検知した、直流電流および直流電圧を用いて、前記インバータに入力される直流電力量が、前記目標直流電力量値となるように、前記フィードバック制御する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
4. 前記制御部は、
   　（Ｃ）前記目標直流電力量値から、第一のインバータ制御値を決定し、
   　（Ｄ）前記第一のインバータ制御値で、前記インバータを制御し、
   　前記（Ｄ）の後に、前記（Ｂ）を行う、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
5. 前記（Ｂ）は、
   　第二のインバータ制御値を調整することにより、前記インバータに入力される直流電力量が、前記目標直流電力量値となるようにする、前記フィードバック制御である、
   ことを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 前記第一のインバータ制御値および前記第二のインバータ制御値は、
   　インバータパルス周波数およびインバータパルス幅である、
   ことを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 前記第一のインバータ制御値および前記第二のインバータ制御値は、
   　インバータパルス幅である、
   ことを特徴とする請求項５に記載の電源装置。

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