TW201332269A - 高昇壓電源轉換器 - Google Patents

Abstract

一種高昇壓電源轉換器，具有一高昇壓電源轉換電路，係由一輸入電源串接一功率開關與第一耦合電感，該第一耦合電感兩端分別串接第一電容與第一二極體，並連接於一擴展電壓增益電路；一擴展電壓增益電路，係由一箝制電感串接第二二極體與第二電容，並電性連接一濾波電路；一濾波電路，係由一第三二極體串接第一輸出電容，並電性連接一倍壓電路；一倍壓電路，係由第二耦合電感串接第四二極體與第五二極體，再串接第二、第三輸出電容，最後再並聯一負載電阻。

Description

高昇壓電源轉換器

本發明係關於一種高昇壓電源轉換器，特別是指結合耦合電感與電壓昇舉技術之高昇壓比電源轉換器，主要是調整耦合電感的匝數比與利用電壓昇舉技術及倍壓電路來達成高昇壓比之目的。

按，高昇壓比直流-直流轉換器(High Step-up Ratio DC-DC Converter)廣泛應用於工業電器及市售產品中，如：電腦週邊電源供應、不斷電電源供應器(Uninterruptible Power Supply,UPS)及車用高強度放電燈(High Intensity Discharge Lamp,HID Lamp)等，皆需要具有高昇壓比及高效率之直流-直流電源供應。

傳統的昇壓型轉換器(Boost Converter)即使合理的操作在極高工作週期之下，所得到的昇壓比還不能滿足所需求的高昇壓比，當轉換器開關操作於極高的工作週期，輸入電壓相對輸出側的高電壓使得輸出二極體逆向回復的問題相當嚴重，降低轉換器穩定度。

為了改善二極體逆向回復的問題，利用具耦合電感之昇壓型轉換器(Coupled Inductor with Boost Converter)來改善；當耦合電感之匝數比提高時，可改變轉換器的昇壓比；然而利用耦合電感相對衍生出的問題，為漏電感能量釋放於開關上的寄生電容上，使開關上產生電壓突波、增加切換損失與降低轉換器效率。

2005年T.J. Liang與K.C. Tseng所提出的整合型昇壓返馳式轉換器(Integrated Boost-Flyback Converter,IBFC)，利用耦合電感技術將昇壓型轉換電路與返馳式轉換電路作整合，使轉換電路具有高效率、低電壓應力的功率開關及輸出電容。

如我國公開編號TW201117540 A1之「電源轉換裝置」，其中，第三實施例

由此可見，上述習用物品仍有諸多缺失，實非一良善之設計者，而亟待加以改良。

本案發明人鑑於上述習用高昇壓電源轉換器所衍生的各項缺點，乃亟思加以改良創新，並經多年苦心孤詣潛心研究後，終於成功研發完成本件高昇壓電源轉換器。

本發明之目的即在於提供一種高昇壓電源轉換器，具有低開關電壓應力之高昇壓比電源轉換器，此高昇壓轉換器具有高昇壓比、高轉換效率與低開關電壓應力之特性，主要是利用耦合電感、電壓昇舉技術與倍壓電路來達到高昇壓比之功效。

本發明之次一目的係在於提供一種高昇壓電源轉換器，使儲存於耦合電感中之漏電感能量，可藉由功率開關在截止期間予以回收再生，因此轉換效率得以提升，並且能夠有效地箝制功率開關上的電壓突波。

可達成上述發明目的之高昇壓電源轉換器，包括有：一高昇壓電源轉換電路，係由一輸入電源串接一功率開關與第一耦合電感，該第一耦合電感兩端分別串接第一電容與第一二極體，並連接於一擴展電壓增益電路；一擴展電壓增益電路，係由一箝制電感串接第二二極體與第二電容，並電性連接一濾波電路；一濾波電路，係由一第三二極體串接第一輸出電容，並電性連接一倍壓電路；一倍壓電路，係由第二耦合電感串接第四二極體與第五二極體，再串接第二、第三輸出電容，最後再並聯一負載電阻。

請參閱圖一，本發明所提供之高昇壓電源轉換器，主要包括有：一高昇壓電源轉換電路1，係由一輸入電源V_in串接一功率開關Q與第一耦合電感N₁，該第一耦合電感N₁兩端分別串接第一電容C₁與第一二極體D₁，並連接於一擴展電壓增益電路2；一擴展電壓增益電路2，係由一箝制電感Lc串接第二二極體D₂與第二電容C₂，並電性連接一濾波電路4；一濾波電路4，係由一第三二極體D₃串接第一輸出電容C_o1，並電性連接一倍壓電路3；一倍壓電路3，係由第二耦合電感N₂串接第四二極體D₄與第五二極體D₅，再串接第二、第三輸出電容C_o2、C_o3，最後再並聯一負載電阻R_L。

高昇壓電源轉換器一般適用於需較高輸出電壓的場合，依據架構的不同昇壓比而有所不同，昇壓比通常只能從調整耦合電感匝數比著手；當所需匝數比較大、功率較高或銅線數量較多時，需選用較大的線圈架與鐵芯，因此提出一具耦合電感與電壓昇舉技術結合之架構克服上述問題，並提高電路的昇壓比。

本發明之高昇壓電源轉換器的架構，部份兼具箝制開關電壓作用，倍壓電路3透過功率開關Q或二極體導通將能量經由耦合電感儲存在輸出電容，以利提高昇壓比，至於輸出電容部份係由第一、第二與第三輸出電容C_o1、C_o2、C_o3串接而成，用以解決習知之昇壓電路架構，輸出電容耐壓規格選用不易的問題。

圖2為高昇壓電源轉換器主要波形圖，依照各工作狀態可將基本工作原理分為七個操作狀態：

Mode 1[t₀<t≦t₁]：

當t=t₀時，功率開關Q導通，其電路狀態如圖3所示，此時，第二二極體D₂與第四二極體D₄導通，第一二極體D₁、第三二極體D₃與第五二極體D₅截止，輸入電源V_in經功率開關Q對漏電感L_k1進行儲能，同時輸入電源V_in也經第二二極體D₂對第一電容C₁與箝制電感L_c進行儲能，第二電容C₂經功率開關Q釋放能量；此時激磁電感L_m與漏電感L_k2能量釋放儲存在第二輸出電容C_o2，i_Lm下降至初始值，負載R_L所需能量由三個輸出電容提供。

Mode 2[t₁<t≦t₂]：

當t=t₁時，功率開關Q導通，其電路狀態如圖4所示，此時，第二二極體D₂與第五二極體D₅導通，第一二極體D₁、第三二極體D₃與第四二極體D₄截止，輸入電源V_in經功率開關Q對激磁電感L_m與漏電感L_k1進行儲能，同時輸入電源V_in也經第二二極體D₂對第一電容C₁與箝制電感L_c進行儲能，第二電容C₂經功率開關Q釋放能量；此時輸入電源V_in藉由第一耦合電感N₁將能量傳遞至第二耦合電感N₂對漏電感L_k2與第三輸出電容C_o3儲存能量，激磁電感電流i_LM由初始值增加，負載R_L所需能量由三個輸出電容提供。

Mode 3[t₂<t≦t₃]：

當t=t₂時，功率開關Q導通，其電路狀態如圖5所示，此時，第五二極體D₅導通，第一二極體D₁、第二二極體D₂、第三二極體D₃與第四二極體D₄截止，輸入電源V_in經功率開關Q對激磁電感L_m與漏電感L_k1進行儲能，第一電容C₁、第二電容C₂與箝制電感L_c因第二二極體D₂截止無法傳遞能量；同時輸入電源V_in藉由第一耦合電感N₁將能量傳遞至第二耦合電感N₂對漏電感L_k2與第三輸出電容C_o3儲存能量，激磁電感電流i_Lm增加至最高值，負載R_L所需能量由輸出電容提供。

Mode 4[t₃<t≦t₄]：

當t=t₃時，功率開關Q截止，其電路狀態如圖6所示，此時，第一二極體D₁、第三二極體D₃與第五二極體D₅導通，第二二極體D₂與第四二極體D₄截止，第一電容C₁經第一二極體D₁釋放能量給漏電感L_k1，輸入電源V_in經激磁電感L_m與漏電感L_k1對功率開關Q的寄生電容C_oss進行儲能，也經第三二極體D₃對第二電容C₂與第一輸出電容C_o1儲存能量；同時輸入電源V_in藉由第一耦合電感N₁將能量傳遞至第二耦合電感N₂對漏電感L_k2與第三輸出電容C_o3儲存能量，激磁電感電流i_Lm由最高值下降，負載R_L所需能量由輸出電容提供。

Mode 5[t₄<t≦t₅]：

當t=t₄時，功率開關Q截止，且寄生電容C_oss已儲能完畢，其電路狀態如圖7所示，此時，第一二極體D₁、第三二極體D₃與第四二極體D₄導通，第二二極體D₂與第五二極體D₅截止，第一電容C₁經第一二極體D₁釋放能量給漏電感L_k1，輸入電源V_in藉由第三二極體D₃經激磁電感L_m與漏電感L_k1對第二電容C₂與第一輸出電容C_o1儲存能量；同時激磁電感L_m與漏電感L_k2能量釋放儲存在第二輸出電容C_o2，激磁電感電流i_Lm持續下降，負載R_L所需能量由三個輸出電容提供。

Mode 6[t₅<t≦t₆]：

當t=t₅時，功率開關Q截止，其電路狀態如圖8所示，此時，第一二極體D₁、第三二極體D₃與第四二極體D₄導通，第二二極體D₂與第五二極體D₅截止，第一電容C₁經第一二極體D₁釋放能量給漏電感L_k1，輸入電源V_in藉由第三二極體D₃與第四二極體D₄經激磁電感L_m與漏電感L_k1對第二電容C₂與第二輸出電容C_o2儲存能量；同時激磁電感L_m與漏電感L_k2能量釋放儲存在第二輸出電容C_o2，激磁電感電流i_Lm持續下降，負載R_L所需能量由三個輸出電容提供。

Mode 7[t₆<t≦t₇]：

當t=t₆時，功率開關Q截止，其電路狀態如圖9所示，此時，第四二極體D₄導通，第一二極體D₁、第二二極體D₂、第三二極體D₃與第五二極體D₅截止，所以輸入電源V_in與漏電感L_k1沒有傳遞路徑無法提供能量；同時激磁電感L_m與漏電感L_k2能量釋放儲存在第二輸出電容C_o2，激磁電感電流i_Lm持續下降，負載R_L所需能量由三個輸出電容提供。

當功率開關Q導通時，由等效電路可得到以下關係式：

V_M=V_Lm=V_in，V_C2=V_C1+V_in，

V_N2=V_o3=(N₂/N₁)V_Lm=(N₂/N₁)V_in

當功率開關Q截止時，由等效電路可得到以下關係式：

V_Lm=-V_C1，V_o1=V_C1+V_C2+V_in，V_N2=-V_o2

由上述式子可得知，輸出與輸入電壓關係為：

V_o/V_in=2+(N₂/N₁)/1-D

為驗證上述之動作原理，提出一較佳實施例之模擬與實驗結果，設定輸入電壓V_in為直流12 V，輸出規格為200 V/150 W，且切換頻率為50 kHz：如圖10所示，為實作量測之功率開關驅動訊號V_GS、功率開關電壓V_DS及功率開關電流i_DS波形圖，由圖中可知，當具耦合電感與電壓昇舉技術之高昇壓比電源轉換器輸出為滿載時，測量功率開關之切換頻率為f_s=50kHz。

其中，實作所量測之功率開關電壓的突波大小為V_DS=32V，開關電流峰值為i_DS=24A高，轉換器工作週期為D=0.56。

如圖11所示，為實作量測之功率開關驅動訊號V_GS、第一電容電流i_c1及第一二極體電流i_D1波形圖，由圖中可知，高昇壓電源轉換器之功率開關Q導通時，因輸入端能量從第一電容C₁流入，所以第一電容電流i_C1為儲能，此時第一二極體D₁逆偏截止；當高昇壓電源轉換器之功率開關Q截止時，第一電容C₁因第一二極體D₁順向導通形成流經漏電感L_k1的路徑，此時第一電容電流i_c1為釋量。

其中，所量測之第一電容電流的峰值大小為i_c1=2.3A，第一二極體電流峰值為i_D1=9A。

如圖12所示，為實作量測之功率開關驅動訊號V_GS、箝制電感電流i_Lc及第二二極體電流i_D2波形圖，由圖中可知，當高昇壓電源轉換器之功率開關Q導通時，箝制電感L_C因第二二極體D₂順向導通形成流經功率開關Q的路徑，此時箝制電感Lc為箝制功率開關電壓V_Ds與第二二極體電流i_D2。

其中，所量測之第二二極體電流為i_D2=2.5A，箝制電感電流為i_Lc=2.5A，兩者非常接近。

如圖13所示，為實作量測之功率開關驅動訊號V_GS、第二電容電流i_c2及第三二極體電流i_D3波形圖，由圖中可知，當高昇壓電源轉換器之功率開關Q導通時，因第二二極體D₂順向導通形成第二電容C₂流經功率開關Q的路徑，所以第二電容電流i_C2為釋能，此時第三二極體D₃逆偏截止；當高昇壓電源轉換器之功率開關Q截止時，第二電容C₂因第三二極體D₃順向導通形成流經第一輸出電容C_o1的路徑，此時第二電容電流i_C2為儲能。

其中，所量測之第二電容電流的峰值大小為i_C2=5A，第三二極體電流峰值為i_D3=5A。

如圖14所示，為實作量測之功率開關驅動訊號V_GS、二極體電流i_D4及二極體電流i_D5波形圖，由圖中可知，當高昇壓電源轉換器之功率開關Q導通時，因第五二極體D₅順向導通對第三輸出電容C_o3儲能，此時第四二極體D₄逆偏截止；當高昇壓電源轉換器之功率開關Q截止時，因第四二極體D₄順向導通對第二輸出電容C_o2儲能，此時第五二極體D₅逆偏截止。

其中，所量測之第四二極體電流的峰值大小為i_D4=2.4A，功率開關電流峰值為i_DS=1.6A。

如圖15所示，高昇壓電源轉換器於輕載10 W時轉換效率可達86.83%，轉換器大約於29 W時高昇壓比電源轉換器進入連續導通模式，當輸出功率約60 W時可達到最高轉換效率99.01%，但是隨著輸出功率增大，功率開關之電流也隨之增大。

如圖10所示，當轉換器為滿載(150 W)情況下，功率開關導通時之電流高達24 A，因此轉換效率也隨之下降，但輸出功率為滿載(150 W)情況下，仍有90.16%的高效率。

上列詳細說明係針對本發明之一可行實施例之具體說明，惟該實施例並非用以限制本發明之專利範圍，凡未脫離本發明技藝精神所為之等效實施或變更，均應包含於本案之專利範圍中。

綜上所述，本案不但在空間型態上確屬創新，並能較習用物品增進上述多項功效，應已充分符合新穎性及進步性之法定發明專利要件，爰依法提出申請，懇請　貴局核准本件發明專利申請案，以勵發明，至感德便。

1．．．高昇壓電源轉換電路

2．．．擴展電壓增益電路

3．．．倍壓電路

4．．．濾波電路

V_in．．．輸入電源

V_GS．．．功率開關驅動訊號

V_DS．．．功率開關電壓

Q．．．功率開關

N₁．．．第一耦合電感

N₂．．．第二耦合電感

C₁．．．第一電容

C₂．．．第二電容

C_o1．．．第一輸出電容

C_o2．．．第二輸出電容

C_o3．．．第三輸出電容

C_oss．．．寄生電容

D₁．．．第一二極體

D₂．．．第二二極體

D₃．．．第三二極體

D₄．．．第四二極體

D₅．．．第五二極體

L_m．．．激磁電感

Lc．．．箝制電感

L_k1、L_k2．．．漏電感

i_LM．．．激磁電感電流

i_DS．．．功率開關電流

R_L．．．負載

圖1為本發明高昇壓電源轉換器之電路圖；

圖2為該高昇壓電源轉換器之波形圖；

圖3為該高昇壓電源轉換器之t₀<t≦t₁電路狀態圖；

圖4為該高昇壓電源轉換器之t₁<t≦t₂電路狀態圖；

圖5為該高昇壓電源轉換器之t₂<t≦t₃電路狀態圖；

圖6為該高昇壓電源轉換器之t₃<t≦t₄電路狀態圖；

圖7為該高昇壓電源轉換器之t₄<t≦t₅電路狀態圖；

圖8為該高昇壓電源轉換器之t₅<t≦t₆電路狀態圖；

圖9為該高昇壓電源轉換器之t₆<t≦t₇電路狀態圖；

圖10為該高昇壓電源轉換器之實作量測之功率開關驅動訊號V_GS、功率開關電壓V_DS及功率開關電流i_DS波形圖；

圖11為該高昇壓電源轉換器之實作量測之功率開關驅動訊號V_GS、第一電容電流i_c1及第一二極體電流i_D1波形圖；

圖12為該高昇壓電源轉換器之實作量測之功率開關驅動訊號V_GS、箝制電感電流i_Lc及第二二極體電流i_D2波形圖；

圖13為該高昇壓電源轉換器之實作量測之功率開關驅動訊號V_GS、第二電容電流i_c2及第三二極體電流i_D3波形圖；

圖14為該高昇壓電源轉換器之實作量測之功率開關驅動訊號V_GS、二極體電流i_D4及二極體電流i_D5波形圖；以及

圖15為該高昇壓電源轉換器之量測效率圖。

1．．．高昇壓電源轉換電路

2．．．擴展電壓增益電路

3．．．倍壓電路

4．．．濾波電路

V_in．．．輸入電源

Q．．．功率開關

N₁．．．第一耦合電感

N₂．．．第二耦合電感

C₁．．．第一電容

C₂．．．第二電容

C_o1．．．第一輸出電容

C_o2．．．第二輸出電容

C_o3．．．第三輸出電容

D₁．．．第一二極體

D₂．．．第二二極體

D₃．．．第三二極體

D₄．．．第四二極體

D₅．．．第五二極體

L_m．．．激磁電感

Lc．．．箝制電感

R_L．．．負載

Claims (7)

1. 一種高昇壓電源轉換器，包括：一高昇壓電源轉換電路，係由一輸入電源串接一功率開關與第一耦合電感，該第一耦合電感兩端分別串接第一電容與第一二極體，並連接於一擴展電壓增益電路；一擴展電壓增益電路，係由一箝制電感串接第二二極體與第二電容，並電性連接一濾波電路；一濾波電路，係由一第三二極體串接第一輸出電容，並電性連接一倍壓電路；一倍壓電路，係由第二耦合電感串接第四二極體與第五二極體，再串接第二、第三輸出電容，最後再並聯一負載電阻。
2. 如申請專利範圍第1項所述之高昇壓電源轉換器，其中該第一電容經第一二極體釋放能量給第一耦合電感之漏電感，並將漏電感之能量回收，藉此提高轉換效率。
3. 如申請專利範圍第1項所述之高昇壓電源轉換器，其中該輸入電源藉由第三二極體經激磁電感與漏電感對第二電容與第二輸出電容儲存能量，藉此達到箝制功率開官之電壓突波。
4. 如申請專利範圍第1項所述之高昇壓電源轉換器，其中該擴展電壓增益電路利用箝制電感、第二二極體與第二電容之連結，來增加昇壓電壓比。
5. 如申請專利範圍第1項所述之高昇壓電源轉換器，其中該箝制電感可箝制功率開關、第一二極體與第二電容之電流峰值。
6. 如申請專利範圍第1項所述之高昇壓電源轉換器，其中該倍壓電路藉由調整電感匝數比，藉此提高昇壓電壓比。
7. 如申請專利範圍第1項所述之高昇壓電源轉換器，其中該功率開關導通與截止時，經由第二耦合電感對第一、第二與第三輸出電容進行儲能。