TW201316661A - 交直流轉換電源供應裝置及其電源控制架構與方法 - Google Patents

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Abstract

一種交直流轉換電源供應裝置及其電源控制架構與方法。所提之方法包括：致使交直流轉換電源供應裝置內的交直流轉換器反應於一驅動訊號而轉換一交流輸入電壓，藉以產生一直流輸出電壓；對關聯於所述交流輸入電壓的一整流電壓進行取樣，藉以提供一取樣訊號；提供關聯於所述交直流轉換器之輸出的一輸出反饋訊號；對所述取樣訊號與所述輸出反饋訊號進行相乘，藉以提供一乘積訊號；對所述乘積訊號進行訊號調變，藉以產生所述驅動訊號；以及對所述取樣訊號或者所述乘積訊號進行一限幅處理。

Description

交直流轉換電源供應裝置及其電源控制架構與方法
本發明是有關於一種電源供應技術，且特別是有關於一種交直流轉換電源供應裝置及其電源控制架構與方法。
交直流轉換器(AC-to-DC converter)係用以將例如為市電的交流電轉換為直流電，並且供應所轉換的直流電給負載。目前，對於電源的輸入功率因數及輸入電流的諧波含量都有各類標準限定。因此，交直流轉換器中之功率因數校正(Power-Factor-Correction,PFC)電路的架構一般都為升壓式的功率因數校正轉換器(boost PFC converter)。
在升壓式的功率因數校正轉換器中，電感具有較大的體積，且電感磁芯的有效截面積(Ae)可以透過以下公式(1)而決定與計算出：
在上述公式(1)中，Lb為電感感值、iLb_pk_max為電感電流峰值的最大值、N為電感匝數，而Bmax為磁通密度最大值。
從上述公式(1)中可以看出，所選電感體積和電感電流峰值的最大值(iLb_pk_max)息息相關。因此，電感磁芯的有效截面積(Ae)會隨著電感電流峰值之最大值(iLb_pk_max)的增加而增加(亦即，電感磁芯的有效截面 積(Ae)正比於電感電流峰值的最大值(iLb_pk_max))，但是交直流轉換器的功率密度卻會隨著電感體積的增加而降低。
有鑒於此，為了要增加交直流轉換器的功率密度，本發明提出一種交直流轉換電源供應裝置及其電源控制架構與方法，藉以減小交直流轉換器內之磁性元件(例如：電感或變壓器)的體積，並且還能夠滿足現有標準中對功率因數(Power Factor,PF)與總諧波失真率(Total Harmonics Distortion,THD)的要求。
本發明之一示範性實施例提供一種(交直流轉換)電源供應裝置，其包括：交直流轉換器與控制單元。其中，交直流轉換器經配置以接收一交流輸入電壓，並且反應於一驅動訊號而轉換所述交流輸入電壓，藉以產生一直流輸出電壓。控制單元連接至交直流轉換器，且其經配置以產生所述驅動訊號來控制交直流轉換器內之主功率開關的切換。控制單元包括：取樣電路、輸出反饋電路、乘法電路、訊號調變電路，以及限幅電路。
取樣電路經配置以對關聯於所述交流輸入電壓的一整流電壓進行取樣，藉以提供並輸出一取樣訊號。輸出反饋電路經配置以提供並輸出關聯於所述交直流轉換器之輸出的一輸出反饋訊號。乘法電路經配置以對所述取樣訊號與所述輸出反饋訊號進行相乘，藉以提供並輸出一乘積訊 號。訊號調變電路經配置以對所述乘積訊號進行訊號調變，藉以產生所述驅動訊號。限幅電路連接於取樣電路與乘法電路之間或者連接於乘法電路與訊號調變電路之間，且其經配置以對取樣電路的輸出或者乘法電路的輸出進行一限幅處理。
於本發明的一示範性實施例中，在限幅電路連接於取樣電路與乘法電路之間的條件下，限幅電路包括：第一至第三運算放大器、第一與第二二極體、電容，以及第一至第四電阻。第一運算放大器的正輸入端用以接收所述取樣訊號。第二運算放大器的正輸入端連接至第一運算放大器的正輸入端，而第二運算放大器的負輸入端與輸出端連接在一起。第一二極體的陽極連接至第一運算放大器的輸出端，而第一二極體的陰極則連接至第一運算放大器的負輸入端。
電容的第一端連接至第一二極體的陰極，而電容的第二端則接地。第一電阻與電容並接。第二電阻的第一端連接至第一二極體的陰極。第三電阻的第一端連接至第二電阻的第二端，而第三電阻的第二端則接地。第三運算放大器的正輸入端連接至第二電阻的第二端，而第三運算放大器的負輸入端與輸出端連接在一起。第二二極體的陰極連接至第三運算放大器的輸出端，而第二二極體的陽極則連接至乘法電路的第一輸入端。第四電阻的第一端連接至第二運算放大器的輸出端，而第四電阻的第二端則連接至第二二極體的陽極。
於本發明的另一示範性實施例中，在限幅電路連接於取樣電路與乘法電路之間的條件下，限幅電路包括：穩壓二極體。穩壓二極體的陰極用以接收所述取樣訊號並且連接至乘法電路的第一輸入端，而穩壓二極體的陽極則接地。
於本發明的一示範性實施例中，在限幅電路連接於取樣電路與乘法電路之間的條件下，所述輸出反饋訊號被提供至乘法電路的第二輸入端，且乘法電路更具有一提供並輸出所述乘積訊號至訊號調變電路的輸出端。此外，所述取樣訊號可以為分壓訊號。
於本發明的一示範性實施例中，在限幅電路連接於乘法電路與訊號調變電路之間的條件下，限幅電路包括：穩壓二極體。穩壓二極體的陰極連接至乘法電路的輸出端，而穩壓二極體的陽極則接地。在此條件下，所述取樣訊號被提供至乘法電路的第一輸入端，且可以為分壓訊號。此外，所述輸出反饋訊號被提供至乘法電路的第二輸入端，且乘法電路的輸出端提供並輸出所述乘積訊號至訊號調變電路。
於本發明的一示範性實施例中，當交直流轉換器的輸出為交直流轉換器的直流輸出電壓時，則所述輸出反饋訊號可以為對應於所述直流輸出電壓與一參考訊號間之差異的誤差訊號。
於本發明的一示範性實施例中，當交直流轉換器的輸出為交直流轉換器的輸出電流時，則所述輸出反饋訊號可以為對應於所述輸出電流與一參考訊號間之差異的誤差訊 號。
於本發明的一示範性實施例中，所述訊號調變處理可以為脈寬調變(PWM)處理。
於本發明的一示範性實施例中，控制單元至少可以採用數位訊號處理器(DSP)來實施。
本發明之一示範性實施例另提供一種適於交直流轉換器的電源控制方法，其包括：致使交直流轉換器反應於一驅動訊號而轉換一交流輸入電壓，藉以產生一直流輸出電壓；對關聯於所述交流輸入電壓的一整流電壓進行取樣，藉以提供一取樣訊號；提供關聯於所述交直流轉換器之輸出的一輸出反饋訊號；對所述取樣訊號與所述輸出反饋訊號進行相乘，藉以提供一乘積訊號；對所述乘積訊號進行訊號調變，藉以產生所述驅動訊號；以及對所述取樣訊號或者所述乘積訊號進行一限幅處理。
本發明之一示範性實施例更提供一種適於交直流轉換器的電源控制架構，其結構類似於前述所提之電源供應裝置中的控制單元。
基於上述，架構在所提之能夠滿足現有標準中對功率因數(PF)與總諧波失真率(THD)之要求的電源控制架構與方法下，交直流轉換器內之電感電流峰值的最大值會被限制或降低。藉此，交直流轉換器內之磁性元件(例如：電感或變壓器)的體積即可被減小，從而增加交直流轉換器的功率密度。
應瞭解的是，上述一般描述及以下具體實施方式僅為 例示性及闡釋性的，其並不能限制本發明所欲主張之範圍。
現將詳細參考本發明之示範性實施例，在附圖中說明所述示範性實施例之實例。另外，凡可能之處，在圖式及實施方式中使用相同標號的元件/構件代表相同或類似部分。
圖1繪示為本發明一示範性實施例之電源供應裝置10的示意圖，而圖2繪示為圖1之電源供應裝置10的實施示意圖。請合併參照圖1與圖2，電源供應裝置10為交直流轉換電源供應裝置，且其包括：交直流轉換器(AC-to-DC converter)200與控制單元(control unit)210。在此值得一提的是，交直流轉換器200內之功率因數校正電路(PFC circuit)的架構為升壓式的功率因數校正轉換器(boost PFC converter)，且控制單元210係以臨界電流模式(boundary current mode,BCM)來控制交直流轉換器200的運作。
交直流轉換器200經配置以接收交流輸入電壓Vin，並且反應於來自控制單元210的驅動訊號DS而轉換交流輸入電壓Vin，藉以產生並提供直流輸出電壓Vo給負載。於本示範性實施例中，交直流轉換器200係由橋式整流器(bridge-rectifier)BD、電感(inductor)Lb、主功率開關(main power switch)Qb、電阻(resistor)Rcs、二極體(diode)Db，以及電容(capacitor)Co。橋式整流器BD經配置以接收並對交流輸入電壓Vin進行整流，藉以產生 整流電壓(rectified voltage)Vg。電感Lb與二極體Db串接在整流電壓Vg與輸出直流電壓Vo的正極(+)之間，且整流電壓Vg與輸出直流電壓Vo的負極(-)則接地。主功率開關Qb與電阻Rcs串接在接地電位以及電感Lb與二極體Db的共節點。電容Co連接在直流輸出電壓Vo的正極與接地電位之間。
控制單元210連接至交直流轉換器200，且其經配置以產生驅動訊號DS來控制交直流轉換器200內之主功率開關Qb的切換。於本示範性實施例中，控制單元210包括：取樣電路(sampling circuit)211、限幅電路(amplitude-limiting circuit)212、輸出反饋電路(output feedback circuit)213、乘法電路(multiplying circuit)214，以及訊號調變電路(signal modulation circuit)215。
取樣電路211經配置以對關聯於交流輸入電壓Vin的整流電壓Vg進行取樣，藉以提供並輸出取樣訊號Va。於本示範性實施例中，取樣電路211可以由兩串接在整流電壓Vg之正極(+)與接地電位之間的電阻(Ra1,Ra2)所組成，故而取樣訊號Va可以視為關聯於整流電壓Vg的分壓訊號。
限幅電路212連接於取樣電路211與乘法電路214之間，且其經配置以對取樣電路211的輸出(即，取樣訊號Va)進行一限幅處理。於本示範性實施例中，於本發明的一示範性實施例中，限幅電路212包括：運算放大器(operational amplifier)(OP1,OP2,OP3)、二極體(D1, D2)、電容Cb，以及電阻(Rb1,Rb2,Rb3,Rb4)。運算放大器OP1的正輸入端(+)用以接收取樣訊號Va。
運算放大器OP2的正輸入端(+)連接至運算放大器OP1的正輸入端(+)，而運算放大器OP2的負輸入端(-)與輸出端連接在一起。二極體D1的陽極連接至運算放大器OP1的輸出端，而二極體D1的陰極則連接至運算放大器OP1的負輸入端(-)。
電容Cb的第一端連接至二極體D1的陰極，而電容Cb的第二端則接地。電阻Rb3與電容Cb並接。電阻Rb1的第一端連接至二極體D1的陰極。電阻Rb2的第一端連接至電阻Rb1的第二端，而電阻Rb2的第二端則接地。運算放大器OP3的正輸入端(+)連接至電阻Rb1的第二端，而運算放大器OP3的負輸入端(-)與輸出端連接在一起。
二極體D2的陰極連接至運算放大器OP3的輸出端，而二極體D2的陽極則連接至乘法電路214的第一輸入端。電阻Rb4的第一端連接至運算放大器OP2的輸出端，而電阻Rb4的第二端則連接至二極體D2的陽極。
輸出反饋電路213經配置以提供並輸出關聯於交直流轉換器200之輸出(即，直流輸出電壓Vo)的輸出反饋訊號Ve。於本示範性實施例中，輸出反饋電路213係由電阻(Ro1,Ro2,Rf)、電容(Cf1,Cf2)，以及誤差放大器(error amplifier)EA所組成。電阻(Ro1,Ro2)串接在直流輸出電壓Vo的正極(+)與接地電位之間。誤差放大器EA的正輸入端(+)用以接收參考訊號Vref，而誤差放大器EA 的負輸入端(-)則連接至電阻(Ro1,Ro2)的共節點。電容Cf1連接在誤差放大器EA的負輸入端(-)與輸出端之間，而電阻Rf與電容Cf2串接在誤差放大器EA的負輸入端(-)與輸出端之間。在此值得一提的是，輸出反饋訊號Ve會被提供至乘法電路214的第二輸入端，且輸出反饋訊號Ve可以為對應於直流輸出電壓Vo與參考訊號Vref間之差異的誤差訊號(error signal)。
乘法電路214經配置以對限幅電路212的輸出(iref)與輸出反饋電路213的輸出(Ve)進行相乘，藉以提供並輸出乘積訊號(product signal)iLb_pk。於本示範性實施例中，限幅電路212的輸出(iref)可以透過限幅電路212對取樣訊號Va進行限幅處理而獲得。此外，乘法電路214更具有一提供並輸出乘積訊號iLb_pk至訊號調變電路215的輸出端，其中乘積訊號iLb_pk作為電感Lb之(最大)峰值電流的參考基準。
訊號調變電路215經配置以對乘積訊號iLb_pk進行訊號調變，藉以產生驅動訊號DS來控制交直流轉換器200內主功率開關Qb的切換。於本示範性實施例中，訊號調變電路215係由過零檢測電路(zero crossing detection circuit)ZCD、運算放大器OP、SR正反器F1，以及電阻Rz所組成。過零檢測電路ZCD經配置以於交直流轉換器200的每一開關週期對電感Lb之電流iLb的過零訊號進行檢測。
運算放大器OP的負輸入端(-)連接至乘法電路214 的輸出，運算放大器OP的正輸入端(+)連接至主功率開關Qb與電阻Rcs的共節點，而運算放大器OP的輸出端則連接至SR正反器F1的重置端R。電阻Rz連接於運算放大器OP的負輸入端(-)與接地電位之間。SR正反器F1的設定端S連接至過零檢測電路ZCD。SR正反器F1的輸出端Q連接至主功率開關Qb的閘極，並用以輸出驅動訊號DS以控制主功率開關Qb的切換。
於本示範性實施例中，當過零檢測電路ZCD檢測出電感Lb的電流iLb下降至零時，則主功率開關Qb會反應於來自訊號調變電路215的驅動訊號DS而導通(turned-on)；與此同時，二極體Db會截止(cut-off)。藉此，此時電感Lb的跨壓(VLb)會等於Vg，進而使得電感的電流iLb會從零開始以Vg/Lb的斜率而線性地增加。當電感Lb的電流iLb上升至作為電感Lb之(最大)峰值電流之參考基準的乘積訊號iLb_pk時，則主功率開關Qb會反應於來自訊號調變電路215的驅動訊號DS而關閉(turned-off)；與此同時，電感Lb的電流iLb會透過二極體Db以進行續流(freewheeling)。藉此，此時電感Lb的跨壓(VLb)會等於Vg-Vo，進而使得電感的電流iLb會以(Vo-Vg)/Lb的斜率而下降。
圖3(a)~圖3(c)為圖2之電源供應裝置10的部分操作波形(Va,Vb,iref,iLb_pk,iLb)。請合併參照圖(a)~圖3(c)，取樣訊號Va以及電阻(Rb1,Rb2)與運算放大器OP3之共節點電壓Vb的關係如圖3(a)所示，且Tline 表示為工頻週期。另外，如圖3(b)所示，電阻(Rb1,Rb2)與運算放大器OP3之共節點電壓Vb幾乎是一個恆定電壓，且可以表示成以下的公式(2)：
在上述的公式(2)中，VCb表示為電容Cb上的電壓，Rb1表示為電阻Rb1的阻值，而Rb2表示為電阻Rb2的阻值。
當Va<Vb時，則iref=Va；另外，當Va>Vb時，則iref=Vb。基此，乘法電路214之輸出(iref)的最大值iLb_pk_max可以通過對電阻(Rb1,Rb2)的設計而減小/降低。此外，訊號限幅的起點ta僅與Va和Vb的比值有關，且不會隨著輸入(即，整流電壓Vg)的變化而變化。因此，圖2所示之電源供應裝置10可以適用在寬輸入範圍的應用/場合。
從圖3(a)~圖3(c)可以清楚地看出，iLb的平均值會與iLb_pk的波形相同，且iLb_pk與整流電壓Vg又同相位，故假如對訊號限幅之起點ta進行合理設計的話，就能夠滿足現有標準中對功率因數(PF)與總諧波失真率(THD)的要求。
當交直流轉換器200內之升壓式的功率因數校正轉換器操作在連續電流模式(continuous current mode,CCM)的話，則選擇其開關頻率的條件可以為：在可允許的輸入範圍內，最低開關頻率必須大於20kHz，藉以避免音頻雜訊的產生，但是考慮到一定的容許誤差(tolerance)，一般設定的最低開關頻率不會低於30kHz，且開關頻率(fs) 可以透過以下公式(3)而決定與計算出：
在上述公式(3)中，Vacsinωt表示為輸入電壓的瞬間值、Lb表示為電感Lb的感值，而Vo表示為直流輸出電壓Vo的振幅。
在訊號限幅之起點分別在ta=0.05Tline、ta=0.15Tline與ta=0.25Tline的條件下，iLb_pk在0-Tline/2內的波形如圖4(a)所示。顯然地，iLb_pk的振幅會隨著訊號限幅之起點ta的降低而降低。當電感Lb為定值時，分別對應於相異iLb_pk的開關頻率fs如圖4(b)所示。從圖4(b)可以清楚地看出，當電感Lb為定值時，假如訊號限幅之起點ta越來越小的話，則iLb_pk的振幅也會越來越小，且開關頻率fs也會越來越小。因此，假如以最低開關頻率fs為基準而對電感Lb進行設計的話，則電感Lb會因為訊號限幅的手段而減小。
此時，電感Lb之磁芯的有效截面積(Ae)可以透過以下公式(4)而決定與計算出：
在上述公式(4)中，Lb為電感Lb的感值、iLb_pk_max為電感電流峰值的最大值、N為電感匝數，而Bmax為磁通密度最大值。因此，藉由對電阻(Rb1,Rb2)之關係的合理設計，即可減小iLb_pk_max，藉以減小電感Lb的體積，從而達到增加交直流轉換器200之功率密度的目的。
圖5繪示為圖1之電源供應裝置10的另一實施示意圖。請合併參照圖2與圖5，在圖5中，交直流轉換器200內之功率因數校正電路的架構相似地為升壓式的功率因數校正轉換器，且控制單元210係相似地以臨界電流模式(BCM)來控制交直流轉換器200的運作。
圖2與圖5的相異之處係在於：圖5之限幅電路212’的架構相異於圖2之限幅電路212的架構。更清楚來說，如圖5所示，限幅電路212’係由穩壓二極體511所組成。在此條件下，穩壓二極體511的陰極用以接收取樣訊號Va並且連接至乘法電路214的第一輸入端，而穩壓二極體511的陽極則接地。
在本示範性實施例中，限幅電路212’的輸出(iref)係藉由比較取樣訊號Va以及穩壓二極體511的穩壓值(Vz)而產生。如圖6中iref的波形，訊號限幅的起點ta會隨著輸入電壓(即，整流電壓Vg)之振幅的改變而改變(請看Va與Va*的關係即可得知)。假如Va>Va*的話，則ta<ta*，以至於iref的畸變率(aberration rate)會大於iref*的畸變率。因此，iLb的畸變率會大於iLb*的畸變率。顯然地，圖5所示之電源供應裝置10可以適用在功率因數(PF)隨著相異輸入電壓而變化的應用/場合。此外，圖5所示之電源供應裝置10在低電壓輸入的條件下具有較高的功率因數(PF)。
圖7繪示為圖1之電源供應裝置10的另一實施示意圖。請合併參照圖2與圖7，在圖7中，交直流轉換器200 內之功率因數校正電路的架構相似地為升壓式的功率因數校正轉換器，且控制單元210係以連續電流模式(CCM)來控制交直流轉換器200的運作。
圖2與圖7的相異之處係在於：圖7之訊號調變電路215’的架構相異於圖2之訊號調變電路215的架構。更清楚來說，如圖7所示，訊號調變電路215’為脈寬調變(pulse-width-modulation,PWM)電路，以至於訊號調變電路215’會對iref與Ve相乘所獲得的乘積訊號iLb_pk進行脈寬調變處理，藉以產生(脈寬調變)驅動訊號DS’來控制交直流轉換器200內之主功率開關Qb的切換。在此條件下，如圖7所示，圖1的電阻Rcs會被省略，以至於主功率開關Qb會改變以連接於接地電位以及電感Lb與二極體Db的共節點之間。此外，電阻R7會被額外地連接於整流電壓Vg之負極(-)與接地電位之間，且整流電壓Vg之負極(-)與電阻R7的共節點會連接至訊號調變電路215’。
圖8繪示為圖1之電源供應裝置10的另一實施示意圖。請合併參照圖5與圖8，在圖8中，交直流轉換器200內之功率因數校正電路的架構相似地為升壓式的功率因數校正轉換器，且控制單元210係以連續電流模式(CCM)來控制交直流轉換器200的運作。
圖5與圖8的相異之處係在於：圖8之訊號調變電路215’的架構相異於圖5之訊號調變電路215的架構。更清楚來說，如圖8所示，訊號調變電路215’為脈寬調變 (PWM)電路，以至於訊號調變電路215’會對iref與Ve相乘所獲得的乘積訊號iLb_pk進行脈寬調變處理，藉以產生(脈寬調變)驅動訊號DS’來控制交直流轉換器200內之主功率開關Qb的切換。在此條件下，圖8之交直流轉換器200的架構係類似於圖7之交直流轉換器200的架構。
圖9繪示為圖1之電源供應裝置10的另一實施示意圖。請合併參照圖9，在圖9中，交直流轉換器200內之功率因數校正電路的架構為返馳式(flyback)的功率因數校正轉換器，且控制單元210係以臨界電流模式(BCM)來控制交直流轉換器200的運作。在本示範性實施例中，圖9之電源供應裝置10的電源控制架構可以類似於圖2或圖5之電源供應裝置10的電源控制架構，故在此就不再加以贅述其詳加內容。
圖10繪示為圖1之電源供應裝置10的另一實施示意圖。請合併參照圖10，在圖10中，交直流轉換器200內之功率因數校正電路的架構類似地為返馳式(flyback)的功率因數校正轉換器，且控制單元210係以連續電流模式(CCM)來控制交直流轉換器200的運作。在本示範性實施例中，圖10之電源供應裝置10的電源控制架構仍可以類似於圖2或圖5之電源供應裝置10的電源控制架構，故在此就不再加以贅述其詳加內容。
圖11繪示為圖1之電源供應裝置10的另一實施示意圖。請合併參照圖2與圖11，圖2與圖11的相異之處係在於：圖11之輸出反饋電路213’的架構相異於圖2之輸 出反饋電路213的架構。更清楚來說，如圖11所示，輸出反饋電路213’為電流互感(current transformer)輸出反饋電路，以至於輸出反饋訊號Ve可以為對應於交直流轉換器200之輸出電流Io與參考訊號Vref間之差異的誤差訊號(error signal)。此外，圖11之電源供應裝置10的電源控制架構仍可以類似於圖2之電源供應裝置10的電源控制架構，故在此就不再加以贅述其詳加內容。
圖12繪示為圖1之電源供應裝置10的另一實施示意圖。請合併參照圖5與圖12，圖5與圖12的相異之處係在於：如圖12所示，限幅電路212’改變為連接在乘法電路214與訊號調變電路215之間。在此條件下，穩壓二極體511的陰極會改變以連接至乘法電路214的輸出端，而穩壓二極體511的陽極同樣接地。此外，取樣訊號Va會被改變以提供置乘法電路214的第一輸入端，輸出反饋訊號Ve同樣被提供至乘法電路214的第二輸入端，而乘法電路214的輸出端同樣連接至訊號調變電路215。
於本示範性實施例中，乘法電路214會對取樣訊號Va與輸出反饋訊號Ve進行相乘，藉以獲得作為電感Lb之電流iLb的參考基準(iref)的乘積。假如iref>Vz的話，則iref的振幅會被限制，從而達到減小電感Lb之體積的目的。另一方面，假如iref<Vz的話，則iref會直接被輸出，藉以確保較高的功率因數(PF)可以在輸入電流較小時(即，輸入電壓較大且iref的振幅不會受到限制時)被獲得。
顯然地，基於圖12所示的架構，對於全輸入電壓範 圍的電源而言，假如輸入功率恆定的話，則當輸入電壓為最小時，輸入電流為最大；反之，當輸入電壓為最大時，輸入電流為最小。因此，可以僅考慮最大輸入電流來決定或選擇電感Lb之磁芯的有效截面積(Ae)，亦即：在輸入電壓為最小時，輸入電流為最大的情況下。在本示範性實施例中，較高的功率因數(PF)可以在輸入電流較小時(即，輸入電壓較大且iref的振幅不會受到限制時)被確保地獲得。
當然，在如同圖13所示之本發明的其他示範性實施例中，上述示範性實施例的每一控制單元210至少可以採用數位訊號處理器(DSP)來實施，但並不限制於此。在此條件下，數位訊號處理器(DSP)可以反應於分別來自電阻(Ra1,Ra2)與電阻(Ro1,Ro2)的兩取樣訊號而控制主功率開關Qb的切換，藉以達到與上述示範性實施例相似的電源控制方式。
基於上述示範性實施例的教示內容，圖14繪示為本發明一示範性實施例之適於交直流轉換器的電源控制方法流程圖。請參照圖14，本示範性實施例的電源控制方法包括以下步驟：致使交直流轉換器反應於一驅動訊號而轉換一交流輸入電壓，藉以產生一直流輸出電壓(步驟S1401)；對關聯於所述交流輸入電壓的一整流電壓進行取樣，藉以提供一取樣訊號(步驟S1403)；對所述取樣訊號進行一限幅處理(步驟S1405)； 提供關聯於交直流轉換器之輸出的一輸出反饋訊號(步驟S1407)；對已限幅的取樣訊號與所述輸出反饋訊號進行相乘，藉以提供一乘積訊號(步驟S1409)；以及對所述乘積訊號進行訊號調變，藉以產生所述驅動訊號來控制交直流轉換器內之主功率開關的切換(步驟S1411)。
另一方面，圖15繪示為本發明另一示範性實施例之適於交直流轉換器的電源控制方法流程圖。請參照圖15，本示範性實施例的電源控制方法包括以下步驟：致使交直流轉換器反應於一驅動訊號而轉換一交流輸入電壓，藉以產生一直流輸出電壓(步驟S1501)；對關聯於所述交流輸入電壓的一整流電壓進行取樣，藉以提供一取樣訊號(步驟S1503)；提供關聯於交直流轉換器之輸出的一輸出反饋訊號(步驟S1505)；對所述取樣訊號與所述輸出反饋訊號進行相乘，藉以提供一乘積訊號(步驟S1507)；對所述乘積訊號進行一限幅處理(步驟S1509)；以及對已限幅的乘積訊號進行訊號調變，藉以產生所述驅動訊號來控制交直流轉換器內之主功率開關的切換(步驟S1511)。
在上述圖14與圖15的示範性實施例中，當交直流轉 換器的輸出為交直流轉換器的直流輸出電壓時，則於步驟S1407或S1505中所述的輸出反饋訊號可以為對應於所述直流輸出電壓與一參考訊號間之差異的誤差訊號。此外，當交直流轉換器的輸出為交直流轉換器的輸出電流時，則於步驟S1407或S1505中所述的輸出反饋訊號可以為對應於所述輸出電流與一參考訊號間之差異的誤差訊號。再者，於步驟S1411或S1511中所述的訊號調變處理可以為脈寬調變(PWM)處理，但並不限制於此。
雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，故本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
另外，本發明的任一實施例或申請專利範圍不須達成本發明所揭露之全部目的或優點或特點。此外，摘要部分和標題僅是用來輔助專利文件搜尋之用，並非用來限制本發明之權利範圍。
10‧‧‧電源供應裝置
200‧‧‧交直流轉換器
210‧‧‧控制單元
211‧‧‧取樣電路
212、212’‧‧‧限幅電路
213、213’‧‧‧輸出反饋電路
214‧‧‧乘法電路
215、215’‧‧‧訊號調變電路
511‧‧‧穩壓二極體
BD‧‧‧橋式整流器
Lb‧‧‧電感
Db、D1、D2‧‧‧二極體
Qb‧‧‧主功率開關
Co、Cb、Cf1、Cf2‧‧‧電容
Rcs、Ra1、Ra2、Ro1、Ro2、Rb1~Rb4、Rz、Rf、R7‧‧‧電阻
OP、OP1~OP3‧‧‧運算放大器
EA‧‧‧誤差放大器
F1‧‧‧SR正反器
ZCD‧‧‧過零檢測電路
DSP‧‧‧數位訊號處理器
iLb、iLb*‧‧‧電感電流
iref、iref*‧‧‧限幅電路的輸出/乘法電路的輸出
iLb_pk‧‧‧乘積訊號
iLb_pk_max‧‧‧最大值
Io‧‧‧輸出電流
VLb‧‧‧電感跨壓
Va、Va*‧‧‧取樣訊號
Vb‧‧‧節點電壓
Vref‧‧‧參考訊號
Vz‧‧‧穩壓值
Vin‧‧‧交流輸入電壓
Vo‧‧‧直流輸出電壓
Ve‧‧‧輸出反饋訊號
Vg‧‧‧整流電壓
DS、DS’‧‧‧驅動訊號
Tline‧‧‧工頻週期
ta、ta*‧‧‧訊號限幅的起點
fs‧‧‧開關頻率
S1401~S1411‧‧‧本發明一示範性實施例之適於交直流轉換器的電源控制方法流程圖各步驟
S1501~S1511‧‧‧本發明另一示範性實施例之適於交直流轉換器的電源控制方法流程圖各步驟
下面的所附圖式是本發明的說明書的一部分，繪示了本發明的示例實施例，所附圖式與說明書的描述一起說明本發明的原理。
圖1繪示為本發明一示範性實施例之電源供應裝置10的示意圖。
圖2繪示為圖1之電源供應裝置10的實施示意圖。
圖3(a)~圖3(c)為圖2之電源供應裝置10的部分操作波形(Va,Vb,iref,iLb_pk,iLb)。
圖4(a)與圖4(b)為圖2以及圖3(a)~圖3(c)中(iLb_pk,fs,ta)的關係。
圖5繪示為圖1之電源供應裝置10的另一實施示意圖。
圖6繪示為圖5之電源供應裝置10的部分操作波形(Va,iref)。
圖7繪示為圖1之電源供應裝置10的另一實施示意圖。
圖8繪示為圖1之電源供應裝置10的另一實施示意圖。
圖9繪示為圖1之電源供應裝置10的另一實施示意圖。
圖10繪示為圖1之電源供應裝置10的另一實施示意圖。
圖11繪示為圖1之電源供應裝置10的另一實施示意圖。
圖12繪示為圖1之電源供應裝置10的另一實施示意圖。
圖13繪示為圖1之電源供應裝置10的另一實施示意圖。
圖14繪示為本發明一示範性實施例之適於交直流轉換器的電源控制方法流程圖。
圖15繪示為本發明另一示範性實施例之適於交直流轉換器的電源控制方法流程圖。
S1401~S1411‧‧‧本發明一示範性實施例之適於交直流轉換器的電源控制方法流程圖各步驟

Claims (26)

  1. 一種電源供應裝置，包括：一交直流轉換器，其經配置以接收一交流輸入電壓，並且反應於一驅動訊號而轉換該交流輸入電壓，藉以產生一直流輸出電壓；以及一控制單元，連接至該交直流轉換器，且其經配置以產生該驅動訊號來控制該交直流轉換器內之一主功率開關的切換，其中該控制單元包括：一取樣電路，其經配置以對關聯於該交流輸入電壓的一整流電壓進行取樣，藉以提供並輸出一取樣訊號；一輸出反饋電路，其經配置以提供並輸出關聯於該交直流轉換器之輸出的一輸出反饋訊號；一乘法電路，其經配置以對該取樣訊號與該輸出反饋訊號進行相乘，藉以提供並輸出一乘積訊號；一訊號調變電路，其經配置以對該乘積訊號進行訊號調變，藉以產生該驅動訊號；以及一限幅電路，連接於該取樣電路與該乘法電路之間或者連接於該乘法電路與該訊號調變電路之間，且其經配置以對該取樣電路的輸出或者該乘法電路的輸出進行一限幅處理。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電路供應裝置，其中在該限幅電路連接於該取樣電路與該乘法電路之間的條件下，該限幅電路包括：一第一運算放大器，其正輸入端用以接收該取樣訊 號；一第二運算放大器，其正輸入端連接至該第一運算放大器的正輸入端，而其負輸入端與輸出端連接在一起；一第一二極體，其陽極連接至該第一運算放大器的輸出端，而其陰極則連接至該第一運算放大器的負輸入端；一電容，其第一端連接至該第一二極體的陰極，而其第二端則接地；一第一電阻，與該電容並接；一第二電阻，其第一端連接至該第一二極體的陰極；一第三電阻，其第一端連接至該第二電阻的第二端，而其第二端則接地；一第三運算放大器，其正輸入端連接至該第二電阻的第二端，而其負輸入端與輸出端連接在一起；一第二二極體，其陰極連接至該第三運算放大器的輸出端，而其陽極則連接至該乘法電路的第一輸入端；以及一第四電阻，其第一端連接至該第二運算放大器的輸出端，而其第二端則連接至該第二二極體的陽極。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之電源供應裝置，其中：該輸出反饋訊號被提供至該乘法電路的第二輸入端，且該乘法電路更具有一提供並輸出該乘積訊號至該訊號調變電路的輸出端；以及該取樣訊號為一分壓訊號。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之電源供應裝置，其中當該交直流轉換器的輸出為該交直流轉換器的該直流輸出 電壓時，則該輸出反饋訊號為對應於該直流輸出電壓與一參考訊號間之差異的一誤差訊號。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之電源供應裝置，其中該訊號調變處理為一脈寬調變處理。
  6. 如申請專利範圍第3項所述之電源供應裝置，其中當該交直流轉換器的輸出為該交直流轉換器的一輸出電流時，則該輸出反饋訊號為對應於該輸出電流與一參考訊號間之差異的一誤差訊號。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之電源供應裝置，其中在該限幅電路連接於該取樣電路與該乘法電路之間的條件下，該限幅電路包括：一穩壓二極體，其陰極用以接收該取樣訊號並且連接至該乘法電路的第一輸入端，而其陽極則接地。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之電源供應裝置，其中：該輸出反饋訊號被提供至該乘法電路的第二輸入端，且該乘法電路更具有一提供並輸出該乘積訊號至該訊號調變電路的輸出端；以及該取樣訊號為一分壓訊號。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之電源供應裝置，其中當該交直流轉換器的輸出為該交直流轉換器的該直流輸出電壓時，則該輸出反饋訊號為對應於該直流輸出電壓與一參考訊號間之差異的一誤差訊號。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之電源供應裝置，其中該訊號調變處理為一脈寬調變處理。
  11. 如申請專利範圍第1項所述之電源供應裝置，其中在該限幅電路連接於該乘法電路與該訊號調變電路之間的條件下，該限幅電路包括：一穩壓二極體，其陰極連接至該乘法電路的輸出端，而其陽極則接地。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之電源供應裝置，其中：該取樣訊號被提供至該乘法電路的第一輸入端，且為一分壓訊號；以及該輸出反饋訊號被提供至該乘法電路的第二輸入端，且該乘法電路的該輸出端提供並輸出該乘積訊號至該訊號調變電路。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之電源供應裝置，其中當該交直流轉換器的輸出為該交直流轉換器的該直流輸出電壓時，則該輸出反饋訊號為對應於該直流輸出電壓與一參考訊號間之差異的一誤差訊號。
  14. 如申請專利範圍第1項所述之電源供應裝置，其中該控制單元至少採用一數位訊號處理器來實施。
  15. 如申請專利範圍第1項所述之電源供應裝置，其中該電源供應裝置為一交直流轉換電源供應裝置。
  16. 一種電源控制方法，適於一交直流轉換器，該電源控制方法包括：致使該交直流轉換器反應於一驅動訊號而轉換一交流輸入電壓，藉以產生一直流輸出電壓； 對關聯於該交流輸入電壓的一整流電壓進行取樣，藉以提供一取樣訊號；提供關聯於該交直流轉換器之輸出的一輸出反饋訊號；對該取樣訊號與該輸出反饋訊號進行相乘，藉以提供一乘積訊號；對該乘積訊號進行訊號調變，藉以產生該驅動訊號；以及對該取樣訊號或者該乘積訊號進行一限幅處理。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之電源控制方法，其中當該交直流轉換器的輸出為該交直流轉換器的該直流輸出電壓時，則該輸出反饋訊號為對應於該直流輸出電壓與一參考訊號間之差異的一誤差訊號。
  18. 如申請專利範圍第16項所述之電源控制方法，其中當該交直流轉換器的輸出為該交直流轉換器的一輸出電流時，則該輸出反饋訊號為對應於該輸出電流與一參考訊號間之差異的一誤差訊號。
  19. 如申請專利範圍第16項所述之電源控制方法，其中該訊號調變處理為一脈寬調變處理。
  20. 一種電源控制架構，適於一交直流轉換器，該電源控制架構包括：一取樣電路，其經配置以對關聯於該交直流轉換器之一交流輸入電壓的一整流電壓進行取樣，藉以提供並輸出一取樣訊號； 一輸出反饋電路，其經配置以提供並輸出關聯於該交直流轉換器之輸出的一輸出反饋訊號；一乘法電路，其經配置以對該取樣訊號與該輸出反饋訊號進行相乘，藉以提供並輸出一乘積訊號；一訊號調變電路，其經配置以對該乘積訊號進行訊號調變，藉以產生該驅動訊號來控制該交直流轉換器內之一主功率開關的切換；以及一限幅電路，連接於該取樣電路與該乘法電路之間或者連接於該乘法電路與該訊號調變電路之間，且其經配置以對該取樣電路的輸出或者該乘法電路的輸出進行一限幅處理。
  21. 如申請專利範圍第20項所述之電源控制架構，其中在該限幅電路連接於該取樣電路與該乘法電路之間的條件下，該限幅電路包括：一第一運算放大器，其正輸入端用以接收該取樣訊號；一第二運算放大器，其正輸入端連接至該第一運算放大器的正輸入端，而其負輸入端與輸出端連接在一起；一第一二極體，其陽極連接至該第一運算放大器的輸出端，而其陰極則連接至該第一運算放大器的負輸入端；一電容，其第一端連接至該第一二極體的陰極，而其第二端則接地；一第一電阻，與該電容並接；一第二電阻，其第一端連接至該第一二極體的陰極； 一第三電阻，其第一端連接至該第二電阻的第二端，而其第二端則接地；一第三運算放大器，其正輸入端連接至該第二電阻的第二端，而其負輸入端與輸出端連接在一起；一第二二極體，其陰極連接至該第三運算放大器的輸出端，而其陽極則連接至該乘法電路的第一輸入端；以及一第四電阻，其第一端連接至該第二運算放大器的輸出端，而其第二端則連接至該第二二極體的陽極。
  22. 如申請專利範圍第20項所述之電源控制架構，其中在該限幅電路連接於該取樣電路與該乘法電路之間的條件下，該限幅電路包括：一穩壓二極體，其陰極用以接收該取樣訊號並且連接至該乘法電路的第一輸入端，而其陽極則接地。
  23. 如申請專利範圍第20項所述之電源控制架構，在該限幅電路連接於該乘法電路與該訊號調變電路之間的條件下，該限幅電路包括：一穩壓二極體，其陰極連接至該乘法電路的輸出端，而其陽極則接地。
  24. 如申請專利範圍第20項所述之電源控制架構，其中當該交直流轉換器的輸出為該交直流轉換器的該直流輸出電壓時，則該輸出反饋訊號為對應於該直流輸出電壓與一參考訊號間之差異的一誤差訊號。
  25. 如申請專利範圍第20項所述之電源控制架構，其中當該交直流轉換器的輸出為該交直流轉換器的一輸出電 流時，則該輸出反饋訊號為對應於該輸出電流與一參考訊號間之差異的一誤差訊號。
  26. 如申請專利範圍第20項所述之電源控制架構，其中該訊號調變處理為一脈寬調變處理。
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