TW201305769A - 功率因數控制電路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本發明是有關一種功率因數控制電路及其控制方法，係由一功率因數控制器判斷功率因數控制電路操作在連續電流模式或不連續電流模式，再依據判斷結果輸出一對應的脈寬調變訊號至功率因數控制電路，且該脈寬調變訊號的責任週期係為一前饋控制參數與一電流補償參數之總合，且該電流補償參數係包含有一參考電流與功率因數控制電路中電感電流之誤差值；因此，交換式電源電路可依本身的電流模式取得對應的脈寬調變訊號，而有效改善諧波缺點。

Description

功率因數控制電路及其控制方法
本發明是一種功率因數控制電路及其控制方法，特別是指依交換式電源電路目前電流模式而輸出對應脈寬調變訊號的控制電路與控制方法。
請參考圖5所示，欲將市電的交流電源(Vac)轉換為直流電源以供負載60使用，係在交流電源(Vac)與負載60之間連接一整流器50與一交換式電源電路70。該整流器50將交流電源轉換為直流弦波電壓；該交換式電源電路70的輸入端連接該整流器50的輸出端，以將直流弦波電壓轉換為一穩定的直流電源並由其輸出端輸出至負載60，其中該交換式電源電路70包含有一功率因數校正電路71及一直流/直流轉換器72，由該直流/直流轉換器72將該功率因數校正電路71輸出的電壓(如380V)轉換為不同準位的直流電壓(如28V、12V)後再輸出給負載60。
該功率因數校正電路71主要包含有一電感L、一輸出電容c及一主動開關711、一第一比例積分放大器81、一第二比例積分放大器82、一多工器83與一驅動器84；其中，該電感L與輸出電容C之間連接有該主動開關711，其中該主動開關711具有一控制端。
上述第一比例積分放大器81具有兩輸入端且分別連接該功率因數校正電路71的輸出端以及一參考電壓Vref1，且具有一輸出端連接該多工器83，該多工器83連接該整流器50的輸出端。
上述第二比例積分放大器82具有兩輸入端且分別連接該整流器50輸出端以及該多工器83的輸出端。
該驅動器84具有兩輸入端且分別電連接該第二比例積分放大器82的輸出端與一參考電壓訊號Vref2，且驅動器84的輸出端連接該主動開關711的控制端。
已知功率因數的控制方法配合上述電路結構加以說明如后。該第一比例積分放大器81依據該功率因數校正電路71實際輸出電壓與該參考電壓Vref1的差異而輸出一電壓誤差信號Verror；該第二比例積分放大器82依據電感電流IL與電壓誤差信號Verror輸出一代表電流誤差的電壓信號Ierror至該驅動器84，又該驅動器84依據該電壓信號Ierror與參考電壓訊號Vref2輸出一脈寬調變訊號至主動開關711的控制端，以控制該主動開關711導通的責任週期(Duty cycle,D)。
承上述，欲使該功率因數校正電路71輸出一穩定的電壓Vout，則責任週期、實際輸入電壓Vin,sense與預設的輸出電壓Vout存在一關係式：。因脈寬調變訊號的責任週期係依據電壓信號Ierror而得，又電壓信號Ierror包含有該功率因數校正電路71之實際輸入電壓、電感電流IL與實際輸出電壓的成份，因此透過功率因數校正電路適當的配置，即可使功率因數獲得改善。
綜合以上所述，只要該功率因數校正電路71實際輸出電壓與該參考電壓Vref1之間有差異，以及該功率因數校正電路71的電感電流IL電流與電壓誤差信號Verror之間有差異時，該驅動器84即可對應輸出脈寬調變訊號。
交換式電源電路會因負載狀態改變而操作在不同的電流模式，包含有連續電流模式(Continuous Current Mode,CCM)與不連續電流模式(Discrete Current Mode,DCM)。
當交換式電源電路操作在連續電流模式時，於脈寬調變訊號的責任週期(Duty cycle)期間，該主動開關711被導通，使該電感L充電，且提升通過電感L的電流；於非脈寬調變訊號的責任週期期間，主動開關711截止，使該電感L放電，而在該電感L放電至零之前，該脈寬調變訊號即令主動開關711再度被導通，使電感L再充電至更高的電流準位，於電感L反覆充、放電的過程中，電感L的平均電流波形將追隨輸入的電壓波形。
當該功率因數校正電路71操作在不連續電流模式時，電流相對連續電流模式為低；於脈寬調變訊號的責任週期期間，該主動開關711被導通，使該電感L充電以提升通過電感L的電流；於非脈寬調變訊號的責任週期期間，電感L將放電到零，並於下一次責任週期期間被充電；因此通過電感L的平均電流相對連續電流模式低。
如圖5揭示改善功率因數的電路結構中，假使脈寬調變訊號的責任週期已經設計為符合連續電流模式，雖然確實可以改善操作在連續電流模式時的功率因數，但卻也使得當該功率因數校正電路71操作在不連續電流模式時，脈寬調變訊號仍沿用連續電流模式時的責任週期；脈寬調變訊號在非責任週期的期間，且當電感L放電到零時，該功率因數校正電路71上的儲能元件(如二極體、升壓電容C等)所儲存的電容能量將反饋到該功率因數校正電路71的輸入端，導致輸入端嚴重的諧波失真。
為了改善上述缺點，請參考圖6所示，係一功率因數校正電路71’之改良，其特徵在於，該功率因數校正電路71’中的主動開關711’並聯一緩振單元73，該緩振單元73包含有一二極體730、一電阻731與一電容732，該二極體730與電阻731並聯後再共同串接至該電容732，其中該二極體730的陽極端連接電感L，其陰極端連接電容732。藉此，若該功率因數校正電路71’操作在不連續電流模式時，於脈寬調變訊號在非責任週期的期間，升壓式電源電路上儲能元件(如電感L、二極體D、升壓電容C)所儲存的部分能量將由緩振單元73吸收，係有效降低升壓式電源電路在其輸入端諧波失真的情況。
惟，該緩振單元73中的二極體730、電阻731與電容732係屬被動元件，將在該功率因數校正電路71轉換的過程中耗損能量，導致降低升壓式電源電路的轉換效率，並會使輸入電流產生低頻振盪。
請參考圖7所示，現有研究人員提出一控制電路，主要先判斷交換式電源電路目前所操作的電流模式，再根據目前電流模式對應改變脈寬調變訊號的責任週期。
此一控制電路同樣包含有一整流器90及一功率因數校正電路91；其中該整流器90的輸入端連接交流市電(Vac)，該功率因數校正電路91的輸入端電連接該整流器90的輸出端，且該功率因數校正電路91包含有一電感L、一電容C、一主動開關910及一功率因數控制器92。
上述整流器90係接收交流市電(Vac)，並將該交流市電轉換為一直流弦波電源後並輸出。
上述功率因數校正電路91的輸入端Vin電連接該整流器90的輸出端，其可操作在連續電流模式或不連續電流模式；該功率因數校正電路91以升壓式電路舉例說明之。
該功率因數控制器92的輸入端電連接該功率因數校正電路91的輸入端與輸出端，以擷取該功率因數校正電路91的輸入電壓Vin,sense、輸出電壓Vout,sense與該電感電流IL,sense，且該功率因數控制器92具有一輸出控制端電連接該主動開關910。
請參考圖8所示，該功率因數控制器92內建有一運算單元923，且功率因數控制器92包含有一連續電流模式921與一不連續電流模式922。
根據功率因數校正的特性關係式，該運運算單元923係依據兩運算式以及之間的大小，若D2<D1，則判斷為連續電流模式，該功率因數控制器92則切換到連續電流模式921，而可自其輸出控制端輸出一責任週期為的脈寬調變信號，其中係一理論值，係一補償參數；若D1<D2，則判斷為不連續電流模式，該功率因數控制器92則切換到不連續電流模式921，而可自其輸出控制端輸出一責任週期為的脈寬調變信號，而係一理論值：
L：電感值；
Vin,sense：輸入電壓；
Vout,sense：輸出電壓；
Vout：額定輸出電壓；
Ts：脈寬調變訊號的週期。
iREF：輸出電壓Vout,sense與一參考電壓之間的誤差值經比例積分放大後的參數。
是以，該功率因數控制器92即可根據目前功率因數校正電路91的操作模式，主動改變輸出的脈寬調變信號，藉此改善脈寬調變信號與功率因數校正電路91無法對應而導致諧波的狀況。
當功率因數校正電路91操作在連續電流模式時，責任週期係包含有一理論值與一補償參數，由補償參數補足理論值的不足；雖然如此，當功率因數校正電路91操作在不連續電流模式時，功率因數控制器92輸出的責任週期僅是一理論值，想當然爾，當功率因數控制器92切換到不連續電流模式922時，僅將理論值直接套用在實際的電路，故改善諧波失真的效果有限(如圖9所示的輸入電壓、電流波形圖)，尚有改良的空間。
因此本發明的主要目的是提供一種功率因數控制電路，以改善已知控制電路的諧波失真缺陷。
為達前揭目的，本發明採用的技術手段係令該功率因數控制電路包含一電感、一輸出電容、一二極體、一主動開關及一功率因數控制器；其中，該功率因數控制器電連接該功率因數控制電路的輸入端與輸出端，且具有一輸出控制端電連接該主動開關；該功率因數控制器根據該功率因數控制電路操作在連續電流模式或不連續電流模式而對應輸出不同脈寬調變信號；其中：對應連續電流模式輸出的脈寬調變信號之責任週期係為一前饋控制參數與一電流補償參數的總合；對應不連續電流模式輸出的脈寬調變信號之責任週期係為一前饋控制參數與一電流補償參數的總合；其中該電流補償參數係包含有一參考電流與該電感電流之誤差值。
本發明尚提供一種功率因數控制方法，其步驟包含：判斷目前電流操作模式為連續電流模式或不連續電流模式；若判斷為連續電流模式，則對應連續電流模式輸出一脈寬調變信號，其責任週期係為一前饋控制參數與一電流補償參數的總合，其中該電流補償參數係包含有一參考電流與該電感電流之誤差值；若判斷為不連續電流模式，則對應不連續電流模式輸一脈寬調變信號，其責任週期係為一前饋控制參數與一電流補償參數的總合，其中該電流補償參數係包含有一參考電流與該電感電流之誤差值。
本發明之控制方法會隨著交換式電源電路所操作不同電流模式，輸出對應的脈寬調變訊號至交換式電源電路，以同時滿足當交換式電源電路所連接的負載為重載或輕載的需求，因此有效改善諧波。
圖1係為本發明功率因數控制電路之電路圖，其中該功率因數控制電路20係透過一整流器10連接一交流電源(Vac)，藉由該整流器10將該交流電源轉換為一直流弦波電源，於輸入端取得直流弦波電源。該功率因數控制電路20可為一升壓式電源架構(Boost converter)或降壓式電源架構(Buck converter)，均可操作在連續電流模式或不連續電流模式；本實施例係以升壓式電源架構舉例說明，該功率因數控制電路20係包含有一電感L、一二極體D、一輸出電容C、一電阻R、一主動開關21與一功率因數控制器30。
該電感L、二極體D、輸出電容C與電阻R串接並與該整流器10構成一迴路；該主動開關21電連接於該二極體D的陽極端與該電阻R之間，且該主動開關21具有一控制端；該輸出電容C的兩端作為電壓的輸出端Vout；功率因數控制器30連接該功率因數控制電路20的輸入端與輸出端之間，且具有一輸出控制端連接主動開關21的控制端。
請參考圖2所示，該功率因數控制器30包含有一電壓迴路控制模組31、一電流迴路控制模組32與一前饋控制模組33。
該電壓迴路控制模組31包含一CCM比例積分放大單元310與一DCM比例積分放大單元311；該CCM比例積分放大單元310具有在連續電流模式下的比例參數KP,CCM、積分參數KI,CCM，該DCM比例積分放大單元311具有在不連續電流模式下的比例參數KP,DCM、積分參數KI,DCM；該電壓迴路控制模組31輸入端電連接一參考電壓Vref以及該功率因數控制電路20的輸入端與輸出端，用以取得參考電壓Vref與功率因數控制電路20輸出電壓Vout,sense的差值，並將差值透過CCM比例積分放大單元310或DCM比例積分放大單元311進行比例積分放大後，與功率因數控制電路20實際的輸入電壓Vin,sense相乘，以形成一代表參考電流iREF的信號輸出。
該電流迴路控制模組32電連接該電壓迴路控制模組31的輸出端以及該功率因數控制電路20的電阻R，且具有所述的輸出控制端，由電阻R反應功率因數控制電路20的電感電流IL,sense，該電流迴路控制模組32接收參考電流iREF與電感電流IL,sense並進行相減，以取得其差值iREF-IL,sense；該電流迴路控制模組32包含一連續電流補償單元321與一不連續電流補償單元322，各個補償單元321、322根據前述差值而分別產生一電流補償參數；根據功率因數校正的特性關係式，以升壓式電源電路而言，連續電流補償單元321產生的電流補償參數為，該不連續電流補償單元322產生的電流補償參數為F m (i REF -I L , sense )，其中：
L：電感值；
Vout：額定輸出電壓；
IL,sense：電感電流；
Fm：補償常數；
iREF：包含輸出電壓Vout,sense成份的參考電流。
該前饋控制模組33的輸入端電連接該電壓迴路控制模組31的輸出端以及該功率因數控制電路20的輸出端與輸入端，該前饋控制模組33的一輸出控制端電連接該電流迴路控制模組32，另一輸出控制端則連接該電壓迴路控制模組33；該前饋控制模組33係根據功率因數控制電路20的輸入電壓Vin,sense、輸出電壓Vout,sense與該電壓迴路控制模組31輸出的參考電流iREF判斷該功率因數控制電路20操作於連續電流模式或不連續電流模式，並依各電流模式對應切換該電壓迴路控制模組31中的CCM比例積分放大電路310與DCM比例積分放大電路，以及對應切換電流迴路控制模組32中的連續電流補償單元321與不連續電流補償單元322；該前饋控制模組33並產生一對應電流模式的前饋控制參數至該電流迴路控制模組32；該電流迴路控制模組32輸出一脈寬調變訊號至主動開端21，其中該脈寬調變訊號的責任週期即為該前饋控制參數與該電流迴路控制模組31所產生的電流補償參數之總和。
如先前技術所述，一般的判斷方式，該前饋控制模組33係依據兩運算式以及之間的大小，若D1<D2，則判斷該升壓式電源電路操作於不連續電流模式，根據功率因數校正的特性關係式，所產生的前饋控制參數為；若D2<D1，則判斷為連續電流模式，且產生的前饋控制參數為。其中：
L：電感值；
Vin,sense：輸入電壓；
Vout,sense：輸出電壓；
Vout：額定輸出電壓；
Ts：脈寬調變訊號的週期。
舉例而言，當該前饋控制模組33判斷功率因數控制電路20操作在連續電流模式時，係將電壓迴路控制模組31切換至CCM比例積分放大單元310，使電壓迴路控制模組31輸出比例參數KP,CCM與積分參數KI,CCM，及將該電流迴路控制模組32切換至連續電流補償單元321，令連續電流補償單元321產生電流補償參數為，該前饋控制模組33並產生前饋控制參數，且將前饋控制參數輸出到該電流迴路控制模組32，該電流迴路控制模組32將前饋控制參數與電流補償參數相加後，輸出一責任週期為的脈寬調變訊號至該主動開關21的控制端，責任週期即前饋控制參數與電流補償參數的總和。
同理，當該前饋控制模組33判斷功率因數控制電路20操作在不連續電流模式時，前饋控制模組33切換該電壓迴路控制模組31至DCM比例積分放大單元311，且切換電流迴路控制模組32至不連續電流補償單元322，則電流迴路控制模組32輸出一責任週期為的脈寬調變訊號至該主動開關21的控制端。
綜合以上所述，該前饋控制器33可判斷出該功率因數控制電路20操作在何種電流模式，並對應切換電壓迴路控制模組31內的比例積分放大單元以及電流迴路控制模組32內的電流補償單元，使電流迴路控制模組32依據各電流模式輸出對應的脈寬調變訊號至主動開關21，其中又以各電流模式下的脈寬調變訊號中，主要是透過檢測功率因數控制電路20的電感電流IL,sense，及該電壓迴路控制模組31輸出的參考電流iREF之間的差值(iREF-IL,sense)關係以產生電流補償參數；請搭配參考圖3、圖9(先前技術的波形圖)與如下表1所示，圖3係本發明電路於不連續電流模式中的交流電壓、電流波形圖，由圖中可以見及，本發明電路的輸入電流Iac較接近輸入電壓Vac的波形，相較於先前技術，本發明在不連續電流模式中，脈寬調變訊號的責任週期為，因根據實際的電感電流IL,sense與參考電流iREF之間的差值而得，責任週期非僅為理論值，故可更有效改善功率因數與諧波的問題。
請參考圖4所示，於另一較佳實施例中，功率因數控制電路20’為降壓式電源架構(Buck converter)，包含有一主動開關21’、一二極體D、一電感L、一輸出電容C與一功率因數控制器30’；該主動開關21’、該電感L、該輸出電容C串接並與整流器10’構成一迴路，且該主動開關21’具有一控制端，該二極體D的陽極端連接整流器10’的輸出端，其陰極端連接於主動開關30’與電感L之間，該功率因數控制器30’連接該功率因數控制電路20’的輸出端與輸入端，且具有一輸出控制端連接該主動開關21’的控制端。
本較佳實施例之控制方法用於判斷的連續、不連續電流模式的運算式係，若D1<D2，則判斷功率因數控制電路20’操作在不連續電流模式，若D2<D1，則判斷功率因數控制電路20’操作在連續電流模式；又若功率因數控制電路20’操作在不連續電流模式時，功率因數控制器30’中前饋控制器產生的前饋控制參數為，該電流補償參數為F m (i REF -I L , sense )，因此脈寬調變訊號的責任週期為；若功率因數控制電路20’操作在連續電流模式時，功率因數控制器30’中前饋控制器產生的前饋控制參數為，而該電流補償參數為，因此脈寬調變訊號的責任週期為。其中：
L：電感值；
Vin,sense：輸入電壓；
Vout,sense：輸出電壓；
Vout：額定輸出電壓；
Ts：脈寬調變訊號的週期；
iREF：包含輸出電壓Vout,sense成份的參考電流。
10．．．整流器
10’．．．整流器
20．．．功率因數控制電路
20’．．．功率因數控制電路
21．．．主動開關
21’．．．主動開關
30．．．功率因數控制器
30’．．．功率因數控制器
31．．．電壓迴路控制模組
310．．．CCM比例積分放大單元
311．．．DCM比例積分放大單元
32．．．電流迴路控制模組
321．．．連續電流補償單元
322．．．不連續電流補償單元
33．．．前饋控制模組
50、50’．．．整流器
60．．．負載
70．．．交換式電源電路
71、71’．．．功率因數校正電路
711、711’．．．主動開關
72．．．直流/直流轉換器
73．．．緩振單元
730．．．二極體
731．．．電阻
732．．．電容
81．．．第一比例積分放大器
82．．．第二比例積分放大器
83．．．多工器
84．．．驅動器
90．．．整流器
91．．．交換式電源電路
910．．．主動開關
92．．．功率因數控制器
921．．．連續電流模式
922．．．不連續電流模式
923．．．運算單元
圖1：升壓式電源電路及功率因數控制器連接示意圖。
圖2：功率因數控制器詳細示意圖。
圖3：經電流補償的輸入電壓、電流波形圖。
圖4：降壓式電源電路及功率因數控制器連接示意圖。
圖5：已知的交換式電源電路及功率因數控制電路連接示意圖。
圖6：另一已知的交換式電源電路及功率因數控制器連接示意圖。
圖7：再一已知的交換式電源電路及功率因數控制器連接示意圖。
圖8：圖7中的功率因數控制器示意圖。
圖9：圖7中的交換式電源電路輸入電壓、電流波形示意圖。
21．．．主動開關
30．．．功率因數控制器
31．．．電壓迴路控制模組
310．．．CCM比例積分放大單元
311．．．DCM比例積分放大單元
32．．．電流迴路控制模組
321．．．連續電流補償單元
322．．．不連續電流補償單元
33．．．前饋控制模組

Claims (12)

  1. 一種功率因數控制電路，其包含一電感、一輸出電容、一二極體、一主動開關及一功率因數控制器；其中，該功率因數控制器電連接該功率因數控制電路的輸入端與輸出端，且具有一輸出控制端電連接該主動開關；該功率因數控制器根據該功率因數控制電路操作在連續電流模式或不連續電流模式而對應輸出不同脈寬調變信號；其中：對應連續電流模式輸出的脈寬調變信號之責任週期係為一前饋控制參數與一電流補償參數的總合；對應不連續電流模式輸出的脈寬調變信號之責任週期係為一前饋控制參數與一電流補償參數的總合；其中該電流補償參數係包含有一參考電流與該電感電流之誤差值。
  2. 如申請專利範圍第1項所述功率因數控制電路，在不連續電流模式輸出的脈寬調變信號之責任週期中，其電流補償參數係為誤差值乘上一補償常數。
  3. 如申請專利範圍第1或2項所述功率因數控制電路，該功率因數控制器包含有：一電壓迴路控制模組，係根據該功率因數控制電路的輸出電壓與一參考電壓的差值產生所述的參考電流，其包含一CCM比例積分放大單元與一DCM比例積分放大單元；一電流迴路控制模組，電連接該電壓迴路控制模組的輸出端以及該功率因數控制電路，用於輸出一脈寬調變信號至該主動開關，其包含一連續電流補償單元與一不連續電流補償單元，根據功率因數控制電路的電感電流而分別產生所述的電流補償參數；一前饋控制模組，其輸入端電連接該電壓迴路控制模組的輸出端以及該功率因數控制電路的輸出端與輸入端，該前饋控制模組的一輸出控制端電連接該電流迴路控制模組，另一輸出控制端電連接該電壓迴路控制模組；該前饋控制模組判斷該功率因數控制電路操作於連續電流模式或不連續電流模式，並依各電流模式對應產生所述的前饋控制參數至該電流迴路控制模組，且對應切換電壓迴路控制模組中的CCM比例積分放大單元與DCM比例積分放大單元，及切換電流迴路控制模組中的連續電流補償單元與不連續電流補償單元，使該電流迴路控制模組輸出脈寬調變訊號的責任週期為前該饋控制信號與該電流補償參數的總和。
  4. 如申請專利範圍第3項所述功率因數控制電路，該電感、該二極體、該輸出電容串接且與一整流器構成一迴路，該主動開關電連接於該二極體的陽極端與該整流器的輸出端之間，該電流迴路控制模組具有所述的輸出控制端；其中：該脈寬調變訊號的責任週期於連續電流模式為，其中所述的前饋控制參數為，電流補償參數為；該脈寬調變訊號的責任週期於不連續電流模式為，其中所述的前饋控制參數為，電流補償參數為F m (i REF -I L , sense )，其中：L：電感值；Vin,sense：輸入電壓；Vout,sense：輸出電壓；Vout：額定輸出電壓；IL,sense：電感電流；Ts：該脈寬調變訊號的週期；Fm：補償常數；iREF：包含輸出電壓Vout,sense成份的參考電流。
  5. 如申請專利範圍第4項所述功率因數控制電路，該前饋控制模組依據兩運算式以及之間的大小，若D1<D2，則判斷該功率因數控制電路操作於不連續電流模式；若D2<D1，則判斷為連續電流模式，其中：L：電感值；Vin,sense：輸入電壓；Vout,sense：輸出電壓；Ts：該脈寬調變訊號的週期；iREF：包含輸出電壓Vout,sense成份的參考電流。
  6. 如申請專利範圍第3項所述功率因數控制電路，該主動開關、該電感、該輸出電容串接並與一整流器構成一迴路，且該主動開關具有一控制端，該二極體的陽極端連接整流器的輸出端，其陰極端連接於主動開關與電感之間，該電流迴路控制模組具有所述的輸出控制端；其中：該脈寬調變訊號的責任週期於連續電流模式為，其中所述的前饋控制參數為，電流補償參數為；該脈寬調變訊號的責任週期於不連續電流模式為，其中所述的前饋控制參數為，電流補償參數為F m (i REF -I L , sense )，其中：L：電感值；Vin,sense：輸入電壓；Vout,sense：輸出電壓；Vout：額定輸出電壓；Ts：脈寬調變訊號的週期；iREF：包含輸出電壓Vout,sense成份的參考電流。
  7. 如申請專利範圍第6項所述功率因數控制電路，該前饋控制模組依據兩運算式、，若D1<D2，則判斷該功率因數控制電路操作於不連續電流模式，若D2<D1，則判斷為連續電流模式；其中：L：電感值；Vin,sense：輸入電壓；Vout,sense：輸出電壓；Ts：脈寬調變訊號的週期；iREF：包含輸出電壓Vout,sense成份的參考電流。
  8. 一種功率因數控制方法，包含以下步驟：判斷目前電流操作模式為連續電流模式或不連續電流模式；若判斷為連續電流模式，則對應連續電流模式輸出一脈寬調變信號，其責任週期係為一前饋控制參數與一電流補償參數的總合，其中該電流補償參數係包含有一參考電流與該電感電流之誤差值；若判斷為不連續電流模式，則對應不連續電流模式輸一脈寬調變信號，其責任週期係為一前饋控制參數與一電流補償參數的總合，其中該電流補償參數係包含有一參考電流與該電感電流之誤差值。
  9. 如申請專利範圍第8項所述功率因數控制方法，上述為連續電流模式的脈寬調變訊號之責任週期為，其中所述的前饋控制參數為，電流補償參數為；上述為不連續電流模式的脈寬調變訊號之責任週期為，其中所述的前饋控制參數為，電流補償參數為F m (i REF -I L , sense )，其中：L：電感值；Vin,sense：輸入電壓；Vout,sense：輸出電壓；Vout：額定輸出電壓；IL,sense：電感電流；Ts：該脈寬調變訊號的週期；Fm：補償常數；iREF：包含輸出電壓Vout,sense成份的參考電流。
  10. 如申請專利範圍第9項所述功率因數控制方法，於判斷目前電流操作模式為連續電流模式或不連續電流模式的步驟中，係依據兩運算式以及之間的大小，若D1<D2，則判斷該功率因數控制電路操作於不連續電流模式；若D2<D1，則判斷為連續電流模式，其中：L：電感值；Vin,sense：輸入電壓；Vout,sense：輸出電壓；Ts：該脈寬調變訊號的週期；iREF：包含輸出電壓Vout,sense成份的參考電流。
  11. 如申請專利範圍第8項所述功率因數控制方法，上述為連續電流模式的脈寬調變訊號之責任週期為，其中所述的前饋控制參數為，電流補償參數為；上述為不連續電流模式的脈寬調變訊號之責任週期為，其中所述的前饋控制參數為，電流補償參數為F m (i REF -I L , sense )，其中：L：電感值；Vin,sense：輸入電壓；Vout,sense：輸出電壓；Vout：額定輸出電壓；Ts：脈寬調變訊號的週期；iREF：包含輸出電壓Vout,sense成份的參考電流。
  12. 如申請專利範圍第11項所述功率因數控制方法，於判斷目前電流操作模式為連續電流模式或不連續電流模式的步驟中，係依據兩運算式、，若D1<D2，則判斷該功率因數控制電路操作於不連續電流模式，若D2<D1，則判斷在連續電流模式；其中：L：電感值；Vin,sense：輸入電壓；Vout,sense：輸出電壓；Ts：脈寬調變訊號的週期；iREF：包含輸出電壓Vout,sense成份的參考電流。
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