TW201305767A - 具有分離之交流及直流電流感測路徑之交換式電源供應器 - Google Patents

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Abstract

在一電流模式控制之交換式電源供應器中，感測通過電感器之電流以判定何時關閉或接通交換式電晶體。電感器電流具有一較高頻率AC分量及一較低頻率DC分量。感測斜變(ramping)漣波電流之AC電流回饋路徑與感測較低頻率平均電流之DC電流路徑分離。分離電流感測路徑容許增加AC感測信號之信雜比且容許自DC感測信號中過濾交換式雜訊。調整DC感測信號之增益，使得DC感測信號與AC感測信號成適當比例。藉由一求和電路組合AC感測信號與DC感測信號。將複合感測信號施加至一PWM比較器以控制開關的工作循環。

Description

具有分離之交流及直流電流感測路徑之交換式電源供應器
本發明係關於DC/DC轉換器，且特定言之係關於在一電流模式控制之交換式電源供應器中感測電流。
圖1繪示先前技術電流模式DC/DC交換式電源供應器之一種類型，其亦被稱為電流模式DC/DC轉換器。許多其他轉換器組態亦可受益於本發明。圖1所展示之轉換器類型為一峰值電流模式轉換器。
該轉換器之操作係習知的且如下所述。
將一時脈(Clk)信號施加至一RS正反器20之設定輸入。
RS正反器20之設定在其Q輸出端處產生一高信號。作為回應，一邏輯電路24接通電晶體開關26且關閉同步整流器開關28。兩個開關均可為MOSFET或其他電晶體。一二極體可替換同步整流器開關28。邏輯電路24確保開關26及28不存在交叉傳導。通過開關26施加至一電感器L1之輸入電壓Vin引起一斜變電流流經電感器L1，且此電流流經一低值感測電阻器32。斜變電流由一輸出電容器36進行濾波且將電流供應至負載38。輸出電容器36相對大以消除漣波。
將輸出電壓Vo施加至一分壓器42，且將已分壓之電壓施加至一跨導誤差放大器44之一負輸入端。注意，此放大器44可為一電流輸出型跨導放大器或一電壓輸出型放大器。電容器可跨分壓器42中的電阻器而連接以進一步補償回饋電壓。將一參考電壓Vref施加至放大器44之正輸入端。放 大器44之輸出電流對應於實際輸出電壓Vo與所要輸出電壓之間的差異。基於放大器44之正或負電流輸出而上升或下降調整在放大器44之輸出端處跨一電容器46之電壓(一控制電壓Vc)。電容器46處之控制電壓Vc尤其設定開關26之工作循環，且控制電壓Vc之位準係使進入放大器44之輸入均衡所需要之位準。眾所周知，一電阻器及電容器可與電容器46並聯連接以用於控制及最佳化相位及迴路穩定性。
將控制電壓Vc施加至一脈寬調變(PWM)比較器50。當開關26接通時，由具有某一增益之一差動放大器52感測跨感測電阻器32之斜變電壓，且當放大器52之輸出超過控制電壓Vc時，觸發PWM比較器50以將一重設信號輸出至RS正反器20。此會關閉開關26且接通同步整流器開關28以使電感器L1放電，從而引起一向下斜變電流。以此方式，調節在各循環內通過電感器L1之峰值電流以產生一所要輸出電壓Vo。通過感測電阻器32之電流包含一DC分量(較低頻率，平均電流)及一AC分量(較高頻率，漣波電流)。
圖1亦繪示一習知斜率補償電路59，此對於電流模式電力轉換器係眾所周知的。在高工作循環(通常大於50%)時，斜率補償電路59在電感器電流斜坡超過控制電壓Vc之前關閉開關26，以減少在高工作循環時可發生在電流迴路中的次諧振盪。斜率補償電路59之效應與本發明無關。
如關於圖3將描述，由接通或關閉開關26引起之交換式雜訊(例如，高頻率尖峰及振盪)耦合至電流感測電路且引起對PWM比較器50之誤觸發，從而導致抖動及輸出電壓 Vo上的漣波增加。
隨著電流變高及輸出電壓變低，跨低值感測電阻器32之電壓降及功率消耗變得越來越顯著。需要使用一小值感測電阻器以減少其功率消耗。不幸地，提供一極低值感測電阻器32會導致感測信號之一低信雜比，從而除了引起交換式雜訊問題之外，亦引起不精確之交換。此外，需要甚至完全地消除感測電阻器以節省功率損耗且改良轉換器效率。
代替偵測通過一感測電阻器之電感器電流，可藉由偵測跨開關26(例如，一MOSFET)之電壓降而感測通過電感器L1之電流。此一MOSFET之接通電阻可為幾毫歐姆。然而，此類感測除了導致交換式雜訊問題之外，仍導致感測信號之低信雜比及不精確之交換。
圖2繪示使用電感器L1之固有DC繞組電阻(DCR)以偵測電感器電流。一電感器繞組可具有約幾毫歐姆至小於1毫歐姆之一DC電阻。包括串聯連接之一電阻器R及電容器C(跨電感器L1而連接)之一RC網路經選擇以具有與該電感器及DCR之時間常數實質上相同的時間常數，使得RC=L1/DCR。因此，跨電容器C之斜變電壓將追蹤通過電感器L1之斜變電流。接著藉由差動放大器52感測跨電容器C之電壓，且操作之剩餘部分與關於圖1所描述之操作相同。跨電容器C之經感測電壓包含一DC分量(對應於較低的頻率，平均電流)及一AC分量(對應於較高頻率，漣波電流)。在具有極低電感器DCR值之一應用中，圖2之轉換器 遭受與關於圖1所描述之交換式雜訊問題及信雜比問題相同之交換式雜訊問題及信雜比問題。因為RC時間常數必須匹配用於適當操作之L1/DCR時間常數，故使用圖2之技術無法改良信雜比。
圖3繪示交換式雜訊之問題。時脈脈衝62(圖1及圖2中的Clk)接通開關26且關閉開關28。歸因於系統中的各種寄生電容及電感，交換會引起高頻率振盪。當經感測之電感器電流信號上升至超過控制電壓Vc而觸發PWM比較器50時，開關26關閉，從而產生交換式雜訊。所得尖峰及振盪可引起對比較器50之誤觸發，從而導致比較器50之輸出之抖動。此抖動係由開關26之接通時間64中的可變性63展示。此不利地影響工作循環控制精確度及對輸出電壓Vo之調節。在交換式雜訊可在各相位之中耦合之一多相並聯轉換器中，該問題可變得更嚴重。
需要一種用於一交換式電源供應器之電流感測技術，該技術減少源於交換式雜訊之抖動且亦改良具有極低電阻值電流感測元件之電流感測回饋迴路之信雜比。
在一電流模式控制之交換式電源供應器中，藉由一電流回饋迴路感測通過電感器之電流以判定何時關閉交換式電晶體。一低電阻值電流感測元件係較佳的以最小化感測元件中的功率消耗。在本發明之較佳實施例中，電流回饋迴路既增加斜變電流感測信號之信雜比，且亦減少交換式雜訊對工作循環控制之影響。經感測電流之DC(較低頻率， 平均電流)分量及經感測電流之AC(較高頻率，漣波電流)分量係使用分離路徑加以量測。AC路徑具有比DC路徑更高之信雜比(對於斜變電流位準之更精確偵測)，且DC路徑包含一低通濾波器以濾除交換式雜訊。向上調整DC感測信號之增益，使得DC感測信號與AC感測信號成適當比例以在PWM比較器之輸入端處準確地再生整個電感器電流信號。
在一個實施例中，對於AC感測路徑，跨電感器(L1)而連接之一第一RC電路具有低於L1/DCR之一時間常數，使得與圖2之先前技術實例相比，電容器充電至較高的AC電壓，在圖2之先前技術實例中，RC電路之時間常數需要匹配L1/DCR。此使得能夠更準確地偵測經感測之電流斜坡何時超過控制電壓Vc。對於DC路徑，一第二RC電路係跨電感器而連接且具有等於或大於L1/DCR之一時間常數(信雜比未得到改良)。將DC感測信號施加至一低通濾波器以進一步消除交換式雜訊。DC感測信號之增益受一低電壓偏移放大器控制，使得DC感測信號與AC感測信號成適當比例，因而不存在失真。接著對AC感測信號與DC感測信號進行求和。將經求和信號施加至PWM比較器以與控制電壓Vc進行比較。經求和信號具有一高信雜比(歸因於AC路徑)及減少的交換式雜訊(歸因於DC路徑)。因此，工作循環受到更精確地控制。放大器可通過使用負回饋迴路中的一電容器而自身充當低通濾波器，或該濾波器可為一分離組件。
在另一實施例中，取樣及保持DC感測信號，從而進一步減少交換式雜訊之效應。
在另一實施例中，藉由量測跨電感器之電壓而偵測及產生AC感測信號，且如在其他實例中所描述而偵測DC感測信號。對DC感測信號進行增益調整且將其與AC感測信號進行求和。
在另一實施例中，如在其他實例中所描述而藉由第一RC電路偵測AC感測信號，且跨第一RC電路中的電容器獲取DC感測信號並接著對DC感測信號進行濾波以移除交換式雜訊。對DC感測信號進行增益調整且將其與AC感測信號進行求和。
亦可跨一分離感測電阻器或跨電源開關偵測DC或AC感測信號。
可使用類比至數位轉換器及一數位求和電路或方法而數位地處理DC及/或AC感測信號。
在各種實例中，在對AC感測信號與DC感測信號進行求和之前，歸因於低通濾波器或取樣及保持電路而在DC路徑中差不多已消除了交換式雜訊，以便減少交換式雜訊在經求和之電流感測信號中之效應。為了進一步改良性能，亦增加AC路徑之信雜比。
本發明描述各種其他實施例。
相同或等效之元件係用相同之數字標註。
在圖4至圖10所展示之本發明之各種實施例中，為簡潔 之故，僅展示與圖1之轉換器不同之轉換器之態樣。因此，圖4至圖10中的PWM比較器50之輸出端係耦合至圖1所展示之交換式電路，電感器L1之輸出端子係連接至圖1之輸出電路，且用於產生控制電壓Vc之電壓回饋路徑係圖1所展示之電壓回饋路徑。可結合本發明而使用其他合適電路來代替圖1所展示之電路。
圖4繪示對於AC感測路徑及DC感測路徑使用不同RC電路之本發明之一第一實施例。一電阻器R1及電容器C1跨電感器L1串聯連接。電阻DCR表示電感器繞組DC電阻。與先前技術圖2(其中RC時間常數應匹配L1/DCR時間常數以獲得準確的電流感測)對比，R1*C1時間常數明顯小於L1/DCR以產生一經擴大之AC漣波信號且因此增加跨電容器C1之AC電壓之信雜比。所有AC電壓係跨電容器C1之端子被感測，但為簡潔起見，在實例中僅展示一個AC引線。R1*C1時間常數可為低於用於適當操作之L1/DCR之任意時間常數，此係因為DC路徑之增益經調整以避免失真。
R1值或C1值或兩者可自圖2之R1值或C1值或兩者減少以降低時間常數。藉由降低R1*C1之時間常數，隨著通過電感器L1之電流斜升，相較於圖2之AC漣波電壓量值，跨電容器C1之AC漣波電壓量值可極大地增加。此增加之電壓信號增加了AC感測信號之信雜比，從而使對PWM比較器50之觸發在時間上更準確。
因為任意交換式雜訊均含有比交換式頻率大得多的頻 率，故大部分交換式雜訊將由電容器C1濾除，因此，R1*C1之時間常數之減少不會不利地影響交換式雜訊在AC路徑中之效應。
一第二電流感測路徑係由跨電感器L1串聯連接之電阻器R2及電容器C2形成。R2*C2之時間常數等於或大於L1/DCR，但較佳大於L1/DCR，以便進一步減少DC路徑中的漣波及雜訊之效應。跨電容器C2之電壓被施加至具有增益K之一低偏移電壓(Vos)差動放大器68之差動輸入。放大器68之輸出被施加至一低通濾波器70。該濾波器70差不多濾除了所有高頻率交換式雜訊。DC感測電壓為K*Vsen(dc)。
低通濾波器70可為接地之一電容器或可為在差動放大器68中的一負回饋路徑中的一電容器。因此，低通濾波器70係以虛線輪廓繪製。
在展示DC路徑中之一分離低通濾波器及放大器之所有圖式中，可對調濾波器及放大器之相對位置。如此將使用一差動濾波器。
藉由一習知求和器72對AC感測信號(Vsen(ac))與DC感測信號(K*Vsen(dc))進行求和以產生一複合電流感測信號(k1*Vsense)，其中k1為組合電流感測信號之總信號增益，Vsense則為跨DCR之實際電壓。(k1*Vsense)之值將與iL*DCR成比例，其中iL為通過電感器L1的電流。設定放大器68之增益(大於1)，使得DC感測信號與AC感測信號成適當比例以準確地輸送通過電感器L1之電流。歸因於跨C1之 增加之AC漣波電壓，一減小的時間常數R1*C1需要放大器68之一增加之增益。可藉由模擬或頻域分析來判定適當增益。
因此，相較於圖2之電流感測信號，複合電流感測信號具有一較高之信雜比且具有較小之交換式雜訊及抖動。
複合電流感測信號亦可用於電流限制、電流共享及其他用途。此技術亦可用在一相位轉換器中，其中各相位產生輸出電流之一部分。
在各種實施例中，儘管術語「DC」係用於識別該等路徑之一者，但DC信號可隨著負載電流變化而以一相對較低之頻率變化，表示一平均電流。術語DC及AC意欲區別兩個路徑且並不意欲限制兩個路徑。
圖5繪示本發明之一第二實施例，其類似於圖4，但在DC感測路徑中使用一取樣及保持電路76。取樣及保持電路76通過在電壓為電壓斜坡之一中點(表示一平均電流)時對跨電容器C2之電壓取樣而進一步減少雜訊及漣波。當取樣感測器78偵測到跨電容器C2之電壓處於其兩個峰值之間的中間時觸發取樣時脈脈衝。此感測可使用已知技術實施。經取樣之信號被保持直至下一個交換式循環開始為止。因此，交換式雜訊自DC路徑被消除。在一實施例中，當對DC信號取樣時不使用低通濾波器70。
圖6繪示本發明之一第三實施例，其中藉由直接偵測跨電感器之電壓(Vsw-Vo)而感測AC電流。通過電感器L1之di/dt為(Vsw-Vo)/L1。當開關26(圖1)接通時，Vsw大約為 輸入電壓Vin。將Vsw及Vo電壓施加至跨導放大器80之輸入端。由放大器80輸出之電流使電容器82充電以產生一變化的感測電壓Vsen(ac)。電容器82之值可減少以擴大AC漣波信號以增加信雜比。R2C2電路可與圖4所展示之R2C2電路相同，除了放大器68之增益可為不同以產生準確之複合信號之外。因此，AC路徑中的信雜比增加，且交換式雜訊在DC路徑中降低，以產生一更精確的轉換器。
圖7繪示本發明之一第四實施例，其中AC及DC路徑使用相同的R1C1電路，且藉由一低通濾波器70對DC感測信號進行濾波以濾除交換式雜訊及AC漣波。R1C1電路類似於圖4之R1C1電路，其中時間常數小於L1/DCR之時間常數以獲得一較高之信雜比。如同在圖4中，跨電容器C1獲取AC感測信號。通過以下操作來獲得DC感測信號：偵測跨電容器C1之電壓，接著藉由低通濾波器70對該信號進行濾波以移除交換式雜訊及AC漣波，接著藉由放大器68放大該信號以使DC感測信號與AC感測信號成適當比例以達到沒有失真。如先前所提及，放大器68亦可執行濾波功能。圖7之電路之一優點在於容納控制電路之IC封裝僅使用兩個接腳來接達外部C1端子以進行電流感測，正如圖1及圖2之先前技術控制器中所需要之兩個端子。因此，可使用相同封裝。另外，在外部僅需要一個RC網路以進行電流感測。
圖8繪示本發明之一第五實施例，其中跨一低值感測電阻器Rsense而感測DC電流，與電感器DCR相比，低值感測 電阻器Rsense通常係按照較精密之容限形成。AC感測路徑與圖4之AC感測路徑相同，除了R1C1係跨電感器L1及Rsense而連接之外。將跨Rsense所偵測之電壓施加至放大器68且接著對該電壓進行濾波以移除交換式雜訊及漣波。如同在先前實施例中，放大器68之增益K經設定以使DC感測信號與AC感測信號成正確比例以獲得一準確的複合電流感測信號。
圖9繪示本發明之一第六實施例，其中跨一開關而感測DC電流。圖9類似於圖8之處在於跨與電感器L1串聯之一電阻而感測DC電流。在此情況中，該電阻為同步整流器MOSFET 86之接通電阻。當同步整流器MOSFET 86接通時向下傾斜電流斜坡之中點將相同於當電源MOSFET 88接通時向上傾斜電流斜坡之中點。因此，一取樣及保持電路76受取樣感測器78控制以對中間點處跨MOSFET 86之電壓進行取樣且在電源MOSFET 88接通的時間期間保持該電壓。經取樣之電壓在被放大及濾波之後接著在電源MOSFET 88接通時與AC感測信號進行求和以產生複合電流感測信號。交換式雜訊及漣波係藉由取樣及保持電路76有效地移除。在該實施例中，在使用取樣及保持電路的情況下，低通濾波器70係選用的。類似地，亦可跨頂側電源開關88感測DC電流信號，其中一取樣及保持電路感測在向上傾斜電感器電流斜坡之中點處之電流。
圖10繪示本發明之一第七實施例，其中數位地執行AC及DC路徑信號處理。代替在所有實施例中的純粹類比感 測、放大及求和，藉由類比至數位轉換器(ADC)90及92將所偵測之電壓轉換成數位信號且接著數位地處理該等所偵測之電壓。在一個實施例中，數位地執行該求和，且數位地執行與控制電壓Vc(被轉換成一數位信號)之比較。在此一情況中，PWM比較器50被實施為一數位比較器。圖10之特定實施方案僅為該等實施例中之任意者可如何經轉換以在數位域中執行各種程序之一實例。
本文所描述之各種實施例可以使得存在分離的AC及DC感測路徑之任意方式進行組合，其中DC路徑已移除交換式雜訊及漣波，及/或AC路徑具有一增加之信雜比。此外，儘管在DC路徑中已展示具有大於1之一增益之一放大器以調整DC感測信號之量值以使DC感測信號與AC感測信號成適當比例，但該放大器可改為插入至AC路徑中，其中增益小於1。
儘管已展示及描述本發明之特定實施例，但熟習此項技術者將明顯看出，在本發明的較廣態樣中可進行改變及修改而不脫離本發明之範疇，且因此，隨附申請專利範圍應將屬於本發明之實際精神及範疇之所有此等改變及修改涵蓋在其範疇內。
20‧‧‧RS正反器
24‧‧‧邏輯電路
26‧‧‧電晶體開關
28‧‧‧整流器開關
32‧‧‧低值感測電阻器
36‧‧‧輸出電容器
38‧‧‧負載
42‧‧‧分壓器
44‧‧‧跨導誤差放大器
46‧‧‧電容器
50‧‧‧脈寬調變比較器
52‧‧‧差動放大器
59‧‧‧斜率補償電路
62‧‧‧時脈脈衝
68‧‧‧差動放大器
70‧‧‧低通濾波器
72‧‧‧求和器
76‧‧‧取樣及保持電路
78‧‧‧取樣感測器
80‧‧‧跨導放大器
82‧‧‧電容器
86‧‧‧同步整流器MOSFET
88‧‧‧電源MOSFET/電源開關
90‧‧‧類比至數位轉換器
92‧‧‧類比至數位轉換器
C‧‧‧電容器
C1‧‧‧電容器
C2‧‧‧電容器
Clk‧‧‧時脈信號
DCR‧‧‧DC繞組電阻
IL‧‧‧通過電感器的電流
L1‧‧‧電感器
R‧‧‧電阻器
R1‧‧‧電阻器
R2‧‧‧電阻器
RSENSE‧‧‧低值感測電阻器
Vc‧‧‧控制電壓
Vin‧‧‧輸入電壓
Vo‧‧‧輸出電壓
Vref‧‧‧參考電壓
Vsen(AC)‧‧‧AC感測信號/感測電壓
圖1繪示使用一感測電阻器以偵測電感器電流之一先前技術DC/DC轉換器。
圖2繪示使用電感器繞組之DCR以偵測電感器電流的另一先前技術DC/DC轉換器。
圖3繪示交換式雜訊對開關接通時間抖動之影響。
圖4繪示對於AC感測路徑及DC感測路徑使用不同RC電路之本發明之一第一實施例。
圖5繪示在DC感測路徑中使用一取樣及保持電路之本發明之一第二實施例。
圖6繪示本發明之一第三實施例，其中藉由偵測跨電感器之電壓而感測及產生AC電流信號。
圖7繪示本發明之一第四實施例，其中AC及DC路徑使用相同RC電路，且藉由一低通濾波器對DC感測信號進行濾波以濾除交換式雜訊及過度放大之AC信號。
圖8繪示本發明之一第五實施例，其中跨一感測電阻器而感測DC電流。
圖9繪示本發明之一第六實施例，其中跨一同步整流器而感測DC電流且在電源開關接通時間期間使用一取樣及保持電路保持該DC電流。
圖10繪示本發明之一第七實施例，其中數位地執行AC及DC路徑信號處理。
50‧‧‧脈寬調變比較器
59‧‧‧斜率補償電路
68‧‧‧差動放大器
70‧‧‧低通濾波器
72‧‧‧求和器
C1‧‧‧電容器
C2‧‧‧電容器
DCR‧‧‧DC繞組電阻
IL‧‧‧通過電感器的電流
L1‧‧‧電感器
R1‧‧‧電阻器
R2‧‧‧電阻器
Vc‧‧‧控制電壓
Vo‧‧‧輸出電壓
Vsen(AC)‧‧‧AC感測信號/感測電壓

Claims (20)

  1. 一種交換式電源供應器，其包括：一開關，其以一交換式頻率進行交換，該開關具有用於耦合至一輸入電壓之一輸入端子；一電感器，其具有一第一端子，該第一端子耦合至該開關之一輸出端子，以便在該開關之接通時間中將電流傳導至該電感器之一第二端子，通過該電感器之電流在該開關之該接通時間中斜升，通過該電感器之電流具有一低頻率DC分量及一較高頻率AC分量；一電流偵測電路，其用於偵測通過該電感器之該電流，該電流偵測電路包括：一第一偵測電路，其產生對應於通過該電感器之電流之該AC分量之一第一電壓信號；一第二偵測電路，其產生對應於通過該電感器之電流之該DC分量之一第二電壓信號；及一求和電路，其對該第一電壓信號與該第二電壓信號進行求和以產生對應於通過該電感器之該電流之一第三電壓信號；一脈寬調變(PWM)比較器，其比較該第三電壓信號與對應於該電源供應器之一輸出電壓之一控制電壓，該PWM比較器之一輸出控制該開關之一工作循環以產生該電源供應器之一經調節之輸出電壓。
  2. 如請求項1之電源供應器，其中第一電壓信號及第二電壓信號為類比信號。
  3. 如請求項1之電源供應器，其中該第一電壓信號及該第二電壓信號之至少一者為一數位信號。
  4. 如請求項1之電源供應器，其中該第三電壓信號及該控制電壓為類比信號。
  5. 如請求項1之電源供應器，其中該電感器具有一繞組，該繞組具有一DC電阻(DCR)及一電感L，其中L/DCR為一第一時間常數，其中該第一偵測電路包括：一第一電阻器，其具有一電阻R1，該第一電阻器至少跨該電感器而與具有一電容C1之一第一電容器串聯連接，其中R1*C1為小於該第一時間常數之一第二時間常數。
  6. 如請求項1之電源供應器，其中該第二偵測電路包括：一第二電阻器，其具有一電阻R2，該第二電阻器跨該電感器而與具有一電容C2之一第二電容器串聯連接，其中R2*C2為等於或大於該第一時間常數之一第二時間常數；及一低通濾波器，其耦合於該求和電路與該第二電容器之間。
  7. 如請求項6之電源供應器，其中該第二偵測電路進一步包括連接在該第二電容器與該求和電路之間之一放大器。
  8. 如請求項6之電源供應器，其中該第二偵測電路進一步包括經控制以取樣一平均電感器電流之一取樣及保持電 路。
  9. 如請求項5之電源供應器，其中該第二偵測電路包括耦合於該第一電容器與該求和電路之間之一低通濾波器及一放大器。
  10. 如請求項5之電源供應器，其中該第二偵測電路包括：一差動放大器，其跨該第一電容器而耦合；及一低通濾波器，其耦合於該第一電容器與該求和電路之間。
  11. 如請求項5之電源供應器，其進一步包括與該電感器串聯連接之一感測電阻器，其中該第二偵測電路包括：一差動放大器，其跨該感測電阻器而耦合；及一低通濾波器，其耦合於該感測電阻器與該求和電路之間。
  12. 如請求項5之電源供應器，其中該開關包括一第一開關，該電源供應器進一步包括經連接作為一同步整流器之一第二開關，該第二開關具有耦合至該電感器之一第一端子及耦合至一參考電壓之一第二端子，其中該第二偵測電路偵測跨該第二開關之一電壓。
  13. 如請求項12之電源供應器，其中該第二偵測電路包括跨該第二開關而連接之一取樣及保持電路，其中該取樣及保持電路之一輸出由一低通濾波器進行濾波。
  14. 如請求項13之電源供應器，其進一步包括耦合於該取樣及保持電路與該求和電路之間之一放大器。
  15. 如請求項1之電源供應器，其中該第一偵測電路包括一 差動放大器，該差動放大器具有耦合至該開關之該輸出端子及該電源供應器之該輸出電壓之輸入端，該放大器具有耦合至該求和電路之一輸出端。
  16. 如請求項15之電源供應器，其中該放大器為一跨導放大器。
  17. 一種操作一交換式電源供應器之方法，其包括：使一開關以一交換式頻率進行交換，該開關具有用於耦合至一輸入電壓之一輸入端子；使一電流傳導通過一電感器，該電感器具有一第一端子，該第一端子耦合至該開關之一輸出端子，以便在該開關之一接通時間中將該電流傳導至該電感器之一第二端子，通過該電感器之電流在該開關之該接通時間中斜升，通過該電感器之電流具有一低頻率DC分量及一較高頻率AC分量；偵測通過該電感器之該電流，其包括以下步驟：由一第一偵測電路產生對應於通過該電感器之電流之該AC分量之一第一電壓信號；由一第二偵測電路產生對應於通過該電感器之電流之該DC分量之一第二電壓信號；及由一求和電路對該第一電壓信號與該第二電壓信號進行求和以產生對應於通過該電感器之該電流之一第三電壓信號；由一脈寬調變(PWM)比較器比較該第三電壓信號與對應於該電源供應器之一輸出電壓之一控制電壓，該PWM 比較器之一輸出控制該開關之該接通時間以產生該電源供應器之一經調節之輸出電壓。
  18. 如請求項17之方法，其中該電感器具有一繞組，該繞組具有一DC電阻(DCR)及一電感L，其中L/DCR為一第一時間常數，其中該第一偵測電路包括：一第一電阻器，其具有一電阻R1，該第一電阻器跨該電感器而與具有一電容C1之一第一電容器串聯連接，其中R1*C1為小於該第一時間常數之一第二時間常數。
  19. 如請求項17之方法，其中該第二偵測電路包括：一第二電阻器，其具有一電阻R2，該第二電阻器跨該電感器而與具有一電容C2之一第二電容器串聯連接，其中R2*C2為等於或大於該第一時間常數之一第二時間常數；及一低通濾波器，其連接在該第二電容器與該求和電路之間。
  20. 如請求項19之方法，其中該第二偵測電路進一步包括連接在該第二電容器與該求和電路之間之一放大器。
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