SU1494212A1 - Адаптивный цифровой фильтр - Google Patents
Адаптивный цифровой фильтр Download PDFInfo
- Publication number
- SU1494212A1 SU1494212A1 SU874306437A SU4306437A SU1494212A1 SU 1494212 A1 SU1494212 A1 SU 1494212A1 SU 874306437 A SU874306437 A SU 874306437A SU 4306437 A SU4306437 A SU 4306437A SU 1494212 A1 SU1494212 A1 SU 1494212A1
- Authority
- SU
- USSR - Soviet Union
- Prior art keywords
- output
- input
- unit
- inputs
- filter
- Prior art date
Links
Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
Изобретение относитс к радиотехнике. Цель изобретени - повышение точности фильтрации. Фильтр содержит ключи 1 и 2, блок оценки 3 коэф. коррел ции, блок вычислени 4 весовых коэф., нерекурсивные фильтры 5 и 8, блок формировани 6 модул , сумматор - накопитель 7 и синхронизатор 9. Входные отсчеты поступают через открытый ключ 1 на фильтр 5, куда также поступают и значени весовых коэф. В фильтре 5 производитс обработка сигналов в текущем кадре и формируетс сигнал в виде взвешенной суммы задержанных отсчетов. Далее с помощью блока формировани 6 и сумматора-накопител 7 осуществл етс децимаци входной информации и полученный результат поступает на фильтр 8. Здесь происходит анализ входных сигналов с учетом статистических св зей между кадрами и формируетс выходной сигнал в виде взвешенной суммы сигналов из разных кадров. 1 з.п.ф-лы, 9 ил.
Description
qD 1
to to
3U9
Изобретение относитс к радиотехнике и может быть использовано дл фильтрации сигналов, заданных цифровыми кодами.
Цель изобретени повьппение точности фильтрации.
На фиг. 1 представлена электрическа структурна схема адаптивного цифрового фильтраj на фиг. 2 - схема блока вычислени весовых коэффициентов; на фиг. 3 - схема первого и второго нерекурсивных фильтров} на фиг. 4 - схема блока оценки коэффициентов коррел ции; на фиг. 5 - схе- ма сумматора - накопител } на фиг. 6 схема синхронизатора-, на фиг. 7-9 - временные диаграммы.
Адаптивный цифровой фильтр содержит первый 1 и второй 2 ключи, блок 3 оценки коэффициентов коррел ции, блок 4 вычислени весовых коэффициентов , первый нерекурсивный фильтр 5, блок 6 формировани модул , сумматор-накопитель 7, второй нерекур- сивный фильтр 8 и синхронизатор 9.
Блок 4 вычислени весовых коэффициентов состоит из регистра 10 числа первого 11 и второго 12 умножителей, первого 13 и второго 14 делителей, первого 15 и второго 16 вычислительных блоков, каждый из которых содержит первый квадратор 17, сумматор 18 блок 19 вычислени квадратного корн блок 20 вычитани , первый весовой умножитель 21, второй квадратор 22 и второй весовой умножитель 23.
Первый 5 и второй 8 нерекурсивные фильтра образуют регистры 24 и 25 пам ти, умножитель 26 и сумматор 27.
Блок 3 оценки коэффициентов коррел ции выполнен на регистрах 28 и 29 пам ти, регистре 30 сдвига, умножител х 31 и 32, квадраторах 33 и 34 сумматорах-накопител х 35-38, блоках 39 и 40 делени , регистрах 41 и 42 пам ти, блоках 43 и 44 пам ти, умножител х 45 п 46, квадраторах 47 и 48, сумматорах-накопител х 49-52 и блоках 53 и 54 делени .
Сумматор-накопитель состоит из
регистра 55 сдвига, сумматора 56 и и регистра 57 совпадени .
Синхронизатор содержит блоки 58- 60 сравнени , элемент И 61, блок 62 сравнени , делитель 63 частоты импульсов , ге нератор 64 тактовых импульсов , счетчик 65, блоки 66-68 сравнени , элементы И 69 и 70,- инвер24
тор 71, элемент ИЛИ 72, элемент И 73 и инвертор 74.
Адаптивный цифровой фильтр работает следующим образом.
Рассмотрим случаи покадровой обработки радиолокационных сигналов.
Предположим, что в 1--м кадре обрабатываетс последовательность N-мерных векторов Х ( ,
...,), плотность распределени Каждого из которых описываетс соотношением
P(XpJ ((-
(1)
.).
где Q , - ковариационна матрица, характеризующа статистические св зи между компонентами вектора X g в 1-м кадре. За L кадров (,L)обрабатываетс LM векторов X. (,М), где М - число векторов в одном кадре ) . При этом статистическую св зь между сигналами из разных кадров можно описать L-мерным вектором пп. (Х,, . .. ,Х„,) , плотность распределени веро тностей которого можно представить в виде
P(Y,J (2ff)- det- Q,exp(- Y
hm
« ,
(2)
где Q,-кадрова ковариационна матрица , характеризующа статистические св зи между сигналами из разных кадров.
В этом случае на множество векторов ,J можно определить некоторое подмножество зависимых векторов, элементы которого можно обозначить через вектор Z, г (х;. ..Х/).
Плотность распределени веро тностей вектора Z, определ етс соотношением: .
P(Zj (2ir) det- Q,,exp (- Z.
1C
;; 2„).
(3)
где QIC совместна ковариационна матрица.
В качестве модели полезного сигнала используют квазидетерминированный сигнал с неизвестной амплитудой и частотой,.который в 1-м кадре может быть описан вектором S размерности N
S S,cos((n-1)T) , (4)
где Ьд и fa амплитуда н частота
сигнала.
При этом считают, что в за L кадров в рассматриваемом векторе полезный сигнал может либо отсутствовать, либо присутствовать только в одном кадре. Причем веро тность по влени или отсутстви полезного сигнала в 1-м кадре описываетс соотношением
Р f (L+1)- , 1 , (5)
где Р - веро тность отсутстви сигнала .
Таким образом, с веро тностью Р вектор полезного сигнала может принимать одно из возможных значений
1А942126
мощность на выходе устройства фильтрации равна
Pc.d) sXcVcV/G,,, Ve 51/5„.
Очевидно, что Рс(1) зависит от номера кадра и от неи шстной частоты . Дл устранени указанной зависимости усредним Pci(l) по всем кадрам с веро тностью Р; и по всем неизвестным частотам fg, относительно которых предполагаем равномерное распределение в полосе дискретизации. Тогда Pcj(l) sjG,cG ,/(L-e1). Принима во внимание приведенные соотношени получают дл коэффициента улучшени следующее выражение
У
KV ,./G;,B,eG,c(L-t-1).
Т
Sg (О, О, ..., S , о, ..., 0),
где О - N-мерный нулевой вектор.
Представленна модель совокупности кадровых сигналов достаточно I хорошо аппроксимирует обрабатываемый сигнал, например, при картографиро- вании поверхности или обработке в адаптивных антенных решетках.
Синтезируем цифровое устройство фильтрации кадровых сигналов, представл ющих собой аддитивную смесь полезного сигнала и сигнала помехи: . В качестве критери адаптации можно использовать критерий максимизации коэффициента улучшени отношени сигнал/помеха. Поскольку плотность Р(2 вл етс нормальной то устройство анализа вл етс линейным и описываетс весовым вектором G. Дл синтеза алгоритма вычислени G выражение дл коэффициента улучшени записываетс в виде
К 6, PC, /С, РС. ,
где 6 и мощность помехи на входе и выходе устройства фильтрации , PCI и PCI мощность полезного сигнала на входе и выходе устройства обработки.
Дисперсию помехи на выходе фильтра определ ют в виде
65 ,zXG,ci
,c
где оператор математического ожидани , 3,° совместна коррел ционна матрица.
Предположим, что сигнал присутствует , в 1-м цикле обзора, тогда его
0
5
Q
5
0
5
При этом вектор G максимизирующий последнее равенство, вл етс собственным вектором матрицы В , соответствующим ее минимальному собственному числу, и определ етс из решени следующей системы однород ных уравнений:
(.кГ) G ,е О, (6)
где f минимальное собственное число.
Практическа реализаци алгоритма (6) существенно затрудн етс тем, что приходитс решать систему уравнений достаточно большого пор дка LN. Дл синтеза алгоритмов, не требующих операций с матрицей В дл вычислени весового вектора докажем, что при статистической независимости распределени (1) и (2) вектор G,p можно представить в виде пр мого произведени двух векторов, каждый из которых вл етс собственным векто- .ром матрицы В, соответствующим ее минимальному собственному чис- лу, где В, Q,J б и В, Q/61
Элементы матриц В обозначим через tf,f, а элементы матриц В , и В , - чер b j j и b АР соответственно, hf 1, LN, qp ГТЫ, ij 1,L. Рассмотрим матрицу Q ,c j С учетом (3) ее можно представить в виде блочной матрицы размерности , каждый из блоков которой имеет размерность
Qic Q , j}-5UB;j). (7) Очевидно, что при i.j ,.
Дл случа 1 jfc j с учетом статистической независимости распределени (1) и (2) можно показать, что
VP
bij ,
при при qfp
1494212
с
н л с
где - элементы матрицы B,j..
Из последних соотношений следует, что b;:B,. Провод взаимное однозначное соответствие между Lp b ,j и , получают
Bic ,
(8)
где ® р мое произведени .
ПРИНИМАЯ во внимание соотношение (8), получают разложение дл вектора G,.. Соотношение (8) справедливо и в случае, когда матрицы В,,., В д, и Bi вл ютс диагональными. Пусть С д, и С соответствующие мат- рицы перехода, а С ю матрица перехода дп В тс. Тогда из (8) следует, что
Ciiy BiMCiM®C B,C (C,B,eC,B,) к ;сС,®С,СУ„® с; В,В,„ С,С, откуда Cic С
Так как матрицы перехода образованы соответствующими собственными векторами, то
|М
®Gi,
(9)
где G и О, - собственные векторы матриц В , и В, соответствующие их минимальным собственным числам.
Таким образом, в соответствии с (9) дл нахождени оптимального весового вектора G .необходимо вычисл ть векторы G д и G,, что приводит к операци м над матрицами меньших пор дков L и N.
С использованием полученных ре- зультатоэ можно синтезировать алгоритм оптимальной цифровой фильтрации кадровых сигналов, например, дл случа L 3 и N 3. Рассмотрим одно- родное уравнение дп определени вектора G ,:
Г (1-Кмин) ,м- Ь Я4м- ЬгЯэм 0 - ib,q,+(), )
lbiq3M+b,qtM+(1-(MHH) Вычита из первой строки третью,
получают (1-MMKH)qi,v+b.,- (1-Нмин)Чзм ОЕсли последнее тождество вьтол- н етс , то получают условие (л которое затем можно подставить во второе уравнение системы и получить алгоритм дп вычислени вектора GIA,. т.е. q,, qi -2Ь,/( ,
q
n
S
0
5
8 - минимальное соб0
45
, где ственное значение матрицы ,.
Дп преодолени априорной неопределенности относительно неизвестных коэффициентов межкадровой коррел ции применим адаптивный байесовский подход, в соответствии с кото- рьм
G, 1, -2Ь,/( )1J,(10)
где b - оценки коэффициентов межкадровой коррел ции.
Аналогично дл вектора G .
G, 1, -2Ь;/1-р1,„„ ). 1, (11)
где Ь - оценки коэффициентов коррел ции от отсчета к отсчету.
С использованием соотношений (10) и (11) синтезируют цифровое устройство фильтрации, причем обработку совокупности векторов Zj, , М, с учетом доказанной теоремы, можно производить последовательно: сначала в одном кадре, а затем от кадра к кадру, дл чего введен блок 8 кадровой обработки.
Синтезированный алгоритм реализуетс следующим образом.
С выхода синхронизатора 9 на управл ющий вход второго ключа 2 начинают поступать импульсы Т„ оценки (фиг. 7а), благодар чему отсчеты входного сигнала через открытый ключ 2 (в качестве которого можно использовать регистр совпадени ) в цифровой параллельной форме поступают в блок 3 оценки коэффициентов коррел ции , который по поступившим данным вычисл ет оценки Ь,, Ь, Ь, Ь7.
Дп оценки коэффициентов Ъ, и Ь используетс следующий алгоритм
M.-i
1 uVi,
ni 1
Ич
,2
(12)
где Ufn - отсчеты входного сигнала, М , - объем выборки оценивани .
Импульсами Т информаци передвигаетс по регистру 30 сдвига, который осуществл ет задержку соответственно на один и на два периода дискретизации Т д. Задержанные отсчеты перемножаютс с текущими, а затем поступают в сумматоры-накопители 35-38, которые реализуют операцию суммировани в соотношени х (12).
91
Импульсами Т информаци передвигаетс по регистру 55 сдвига, раз-, мерность которого выбираетс равной М , а затем складываетс в сумматоре 56. По истечении времени накоплени с выхода синхронизатора 9 поступает импульс Т, (фиг. 7б). В результате этого накопленные значени сигналов в первом кадре поступают в блоки 39 и 40 делени , на выходах которых формируютс оценки Ь, и Ь, которые импульсом Т i записываютс в регистры 41 и 42 пам ти и поступают в блок 4. Дл оценивани коэффи- диентов межкадровой коррел ции используетс следующий алгоритм:
Ь(1 Y (иЧп) ,
I 1,2
.П«1
1+Ь
8,.2ь1
b
где и, и j - сигналы из трех смежных кадров (фиг. 8а).
При помощи импульсов Тд информа- ци записываетс и передвигаетс по блокам 43 и 44 пам ти, емкость которых выбираетс равной М. Блоки 43 и 44 осуществл ют задержку сигналов на один и на два кадра. Затем в третьем кадре результаты перемножени задержанных и текущих сигналов поступают в сумматоры-накопители 49-52. Результаты суммировани считываютс из них при помощи импульсов Т (фиг. 7в). Полученные таким образом значени Ь , и Ъ импульсом Т-2 записываютс в регистры 29 и 28 пам ти и поступают в блок 4. Блок 4 вычислени весовых коэффициентов по поступившим оценкам вычисл ет коэффициенты весовых векторов в соответствии с алгоритмами (10) и (11). Дл этого в первом и втором блоках 15 и 16 вычисл ютс минимальные собл л I
ственные числа матриц и JL «АНН Дл расчета iU, Ммци используютс следующие соотношени :
fi: . b(b|i8fill. . „,
л. . , .. 2
2fi,
при этом elf, - :
Через Tg (где Т - врем , необходимое дл вычислени весовых коэффициентов q м и Ч,) в нерекурсивные фильтры 5 и 8 поступают значени
49А2
Q 15
20
25 ,Q л
40
55
12 О
весовых коэф(})ициентов, а с выхода синхронизатора 9 на управл ющий вход первого ключа начинают поступать импульсы Tgj- обработки (фиг. 86), благодар чему входные отсчеты проход т в нерекурсивные фильтры 5 и 8.
8первом нерекурсивном фильтре 5 производитс обработка сигналов и текущем кадре, дл чего в регистрах
24 и 25 осуществл етс задержка на один и два периода дискретизации. Выходной сигнал первого нерекурсивного фильтра 5 формируетс на выходе сумматора 27 в виде взвешенной суммы задержанных отсчетов.
Дл снижени требований, предъ вл емых к объему пам ти при кадровой обработке, используетс блок 6 фор- мир овани модул и сумматор-накопитель 7, с помощью которых осуществл етс децимаци входной информации, что приводит к снижению темпа выдачи данных, сумматор-накопитель 7 производит накопление импульсов, после чего с выхода синхронизатора
9на стробирующий вход регистра 57 совпадени поступает импульс
(фиг. 8в) В результате этого информаци поступает во второй нерекурсивный фильтр 8. Использование в качестве устройства деформации сумматора-накопител 7 позвол ет повысить отношение сигнал/помеха после обработки во втором нерекурсивном фильтре 8, где происходит анализ входных сигналов с учетом статисти-- ческих св зей между кадрами. Его выходной сигнал формируетс в виде взвешенной суммы сигналов из разных кадров и поступает на выход адаптивного цифрового фильтра.
Пример выполнени синхронизатора 9 представлен на фиг. 6, а управл ющие сигналы, по сн ющие его работу - на фиг. 9. Генератор 64 выдает последовательность импульсов дискретизации Т, из которой впоследствии формируютс управл ющие напр жени . Счетчик 65 начинает подсчет числа импульсов Т, поступивших на его вход. Выходной код счетчика поступает в блок 66 сравнени . Если выходной код счетчика 65 меньше цифрового кода М,, то на выходе блока 66 формируетс единичный уровень (фиг. 9а), в результате чего через элемент И 69 и элемент ИЛИ 72 импульсы Т проход т на выход синхронизатора 9. Таким образом проис11
ходит формирование импульсов Т в первом кадре. В момент равенства кодов М и выходного кода счетчика 65 на выходе блока 67 формируетс единичный уровень Т, поступающий на выход синхронизатора 9. Формирование импульсов Тр во втором и третьем кадрах происходит аналогичным образом с помощью формировани временного отбора дл последовательности Тд, При этом опорным сигналом блока 67 вл етс код MN, сигналам блока 68 - код MN+M , а сигналами блоков 58 и 59 - коды 2MN и 2MN + М, соответственно . Управл ющие сигналы на выходах блоков 67 и 71 показаны на фиг. 96 и 9в, сигнал на выходе блока 58 - на фиг. 9г сплошной линией, а на выходе блока 74 - на фиг. 9г пунктирной линией.
1ч
Claims (2)
1. Адаптивный цифровой фильтр, содержащий первый и второй ключи, сигнальные входы которых соединены и вл ютс входом адаптивного цифрового фильтра, синхронизатор, первый и второй выходы которого соединены с управл ющими входами соответственно первого и второго ключей, блок оценки коэффициентов коррел ции, сигнальный вход которого соединен с выходов второго ключа, а первый тактовый вход - с вторым выходом синхронизатора , блок вычислени весовых коэффициентов, первый вход которого соединен с первым выходом блока оценки коэффициентов коррел ции, а также первш нерекурсивный фильтр, пер- пый и агорой сигнальные входы которого соединены соответственно с выходом первого ключа и с первым выходом б1лока вычислени весовых коэф- фициентоа, а тактовый вход соединен с первым выходом синхронизатора, отличающийс тем, что, с целью повышени точности фильтрации , в него введены последовательно соединенные блок формировани модул , вход которого соединен с выходом первого нерекурсивного фильтра, сумматор-накопитель , первьш тактовый вход которого соединен с тактовым входом первого нерекурсивного фильтра , и второй нерекурсивный фильтр, тактовый вход которого соединен с вторым тактовым входом сумматора-накопител и третьим выходом синхрони
i 9А21
10
15
20
25
30
35
40
45
50
55
212
затора, второй сигнальный вход соединен с вторым выходом блока вычислени весовых коэффициентов, а выход вл етс выходом адаптивйого цифрового фильтра, при этом, второй, третий и четвертый выходы блока оценки коэффициентов коррел ции соединены соответственно с вторым, третьим и четвертым входами блока вычислени весовых коэффициентов, а четвертый и п тый выходы синхронизатора соединены с вторым и третьим тактовыми входами блока оценки т .оэффициентов коррел ции.
2. Фильтр по п. 1, отличающийс тем, что блок вычислени весовых коэффитшентов содержит последовательно соединенные регистр числа, первый умножитель и первый делитель, выход которого вл етс первым выходом блока вычислени весовых коэффициентов, последовательно соединенные х торой умножитель, первый вход которого соединен с выходом регистра числа, и второй делитель , выход которого вл етс вторым выходом блока вычислени весовых коэффициентов, первый и второй вычислительные блоки, первые входы которых вл ютс соответствецно первым и четвертым входами блока вычислени весовых коэффициентов, вторые иходы соединены с вторыми входами соответственно первого и второго умножителей и вл ютс вторыми третьим входами блока вычислени весовых коэффициентов, а выходы соединены с вторыми входами соответственно первого и BTOpOFO делителей, при этом первый и второй вычислительные блоки выполнены в виде последовательно соединенных первого квадратора, вход которого вл етс первым входом вычислительного блока, сумматора, блока вычислени квадратного корн , блока вычитани , второй вход которого соединен с входом первого квадратора , и первого весового умножител , выход которого вл етс выходом вычислительного блока, а также которого вл етс выходом вычислительного блока, а также последовательно соединенных второго квадратора , вход которого вл етс вторым чходом вычислительного блока, и второго весового умножител , выход которого соединен с вторым входом сумматора .
.
Фиг.
es4
Тн
7V
Тн
Г-I
9ue.Q
i
:
Фи.З
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU874306437A SU1494212A1 (ru) | 1987-09-14 | 1987-09-14 | Адаптивный цифровой фильтр |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU874306437A SU1494212A1 (ru) | 1987-09-14 | 1987-09-14 | Адаптивный цифровой фильтр |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
SU1494212A1 true SU1494212A1 (ru) | 1989-07-15 |
Family
ID=21327907
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SU874306437A SU1494212A1 (ru) | 1987-09-14 | 1987-09-14 | Адаптивный цифровой фильтр |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
SU (1) | SU1494212A1 (ru) |
-
1987
- 1987-09-14 SU SU874306437A patent/SU1494212A1/ru active
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
Авторское свидетельство СССР № 1388896, кл. Н 03 И 21/00, 1986. * |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Tufts et al. | Singular value decomposition and improved frequency estimation using linear prediction | |
US5357257A (en) | Apparatus and method for equalizing channels in a multi-channel communication system | |
US4719466A (en) | Adaptive radar signal processor for the detection of useful echo and the cancellation of clutter | |
US4698769A (en) | Supervisory audio tone detection in a radio channel | |
SU1107760A3 (ru) | Устройство цифрового анализа спектра сигнала квантованного по частоте и кодированного дл распознавани нескольких особых частот | |
US4789953A (en) | Circuit arrangement for averaging | |
SU1494212A1 (ru) | Адаптивный цифровой фильтр | |
SU1120288A1 (ru) | Устройство дл прогнозировани случайных процессов | |
US3997844A (en) | Signal selection in diversity transmission systems | |
SU1672559A1 (ru) | Цифровой фильтр | |
Nehorai et al. | Estimation of time difference of arrivals for multiple ARMA sources by a pole decomposition method | |
SU1130873A1 (ru) | Устройство дл оценки сходимости усеченного р да Хаара | |
SU1166318A1 (ru) | Адаптивный корректор канала св зи | |
SU1312746A1 (ru) | Устройство передачи и приема сигналов | |
SU1451722A1 (ru) | Коррелометр | |
US7904497B2 (en) | Hardware arithmetic engine for lambda rule computations | |
SU1042163A1 (ru) | Адаптивный фильтр | |
SU1046916A1 (ru) | Цифровой рекурсивный фильтр | |
SU1386938A1 (ru) | Адаптивное устройство анализа | |
SU1751779A1 (ru) | Устройство дл определени взаимной коррел ционной функции | |
SU1085012A1 (ru) | Устройство дл демодул ции двоичных сигналов | |
SU955513A1 (ru) | Устройство дл адаптивной цифровой фильтрации | |
SU1501291A1 (ru) | Устройство интерпол ции дискретных сигналов | |
SU1656662A1 (ru) | Генератор случайных сигналов | |
SU1365107A1 (ru) | Устройство дл сжати информации |