SE506643C2 - Multi-carrier wave transmission system e.g. for VDSL system - Google Patents
Multi-carrier wave transmission system e.g. for VDSL systemInfo
- Publication number
- SE506643C2 SE506643C2 SE9603196A SE9603196A SE506643C2 SE 506643 C2 SE506643 C2 SE 506643C2 SE 9603196 A SE9603196 A SE 9603196A SE 9603196 A SE9603196 A SE 9603196A SE 506643 C2 SE506643 C2 SE 506643C2
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- carrier
- constellation
- parameter
- detection unit
- symbol
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
- H04L1/0002—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate
- H04L1/0003—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate by switching between different modulation schemes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2649—Demodulators
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2649—Demodulators
- H04L27/26524—Fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators in combination with other circuits for demodulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2649—Demodulators
- H04L27/26524—Fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators in combination with other circuits for demodulation
- H04L27/26526—Fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators in combination with other circuits for demodulation with inverse FFT [IFFT] or inverse DFT [IDFT] demodulators, e.g. standard single-carrier frequency-division multiple access [SC-FDMA] receiver or DFT spread orthogonal frequency division multiplexing [DFT-SOFDM]
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2649—Demodulators
- H04L27/26532—Demodulators using other transforms, e.g. discrete cosine transforms, Orthogonal Time Frequency and Space [OTFS] or hermetic transforms
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2697—Multicarrier modulation systems in combination with other modulation techniques
- H04L27/2698—Multicarrier modulation systems in combination with other modulation techniques double density OFDM/OQAM system, e.g. OFDM/OQAM-IOTA system
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Discrete Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
506 645 25 datahastigheter sänds endast i en riktning. Sådana lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, såsom video-on-demand, men i det långa perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras. 506 645 data rates are transmitted in one direction only. Such solutions meet many of the requirements for high bandwidth services, such as video-on-demand, but in the long run symmetrical duplex systems will be required.
VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL mäste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.VDSL technology is very similar to ADSL, although ADSL has to provide much greater dynamic ranges and as a result is much more complex. VDSL is lower in cost and lower in energy (lower in power), and VDSL units in real estate (premises) need to implement an access control for media in the physical layer for multiplexing upstream data.
Fyra lizíekoder har föreslagits för VDSL: - CAP; AM/PM, en version av :AM med undertryckt bärvág, för passiva NT- ”Bärvågslös” (carrierless) konfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- strëms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); - DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvágs- sys:em som använder diskret Fourir-transfor- mering (Discrete Fourier Transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvágor, för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms mulïiplexering (ehuru DMT inte utesluter en straïegi med TDMA-multiplexering); - DWXT; Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone), ett multibärvágssystem som använder för "wavelet-omvandlingar” (Wawelet transforms) att skapa och demodulera individuella bärvågor; Un u: Un DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och - SLC; Enkel linjekodning (Simple Line Code), en version av basbandssignalering med fyra nivåer som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM år möjlig.Four license codes have been proposed for VDSL: - CAP; AM / PM, a version of: AM with suppressed carrier, for passive NT- “Carrierless” configurations, CAP would use QPSK upstream and a type of TDMA for multiplexing (although CAP does not exclude a solution with FDM for upstream multiplexing); - DMT; Discrete Multi-Tone, a multi-carrier system that uses discrete Fourier Transforms to create and demodulate individual carriers, for passive NT configurations; DMT would use FDM for upstream multiplexing (although DMT does not exclude a TDMA multiplexing strategy); - DWXT; Discrete Wavelet multitone (Discrete Wavelet Multi-Tone), a multi-carrier system used for "wavelet transforms" to create and demodulate individual carriers; Un u: Un DWMT also uses FDM for upstream multiplexing, but also allows TDMA; and SLC; Simple Line Code, a four-level baseband signaling that filters the baseband and resets it at the receiver, for passive NT configurations; it is most likely that SLC will use TDMA for upstream multiplexing, although FDM is Possible.
Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- från uppströms kanaler, och båda dessa från POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare generationer av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthållas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare (splitters). Normal användning skulle placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- specifikationen vänder emellertid på denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.Early versions of VDSL will use frequency division multiplexing to separate downstream from upstream channels, and both of these from POTS and ISDN. Echo quenching may be required for later generations of systems with symmetric data rates. A fairly large distance, in frequency, will be maintained between the lowest data channel and POTS to enable very simple and cost-effective POTS line splitters. Normal use would place the downstream duct above the upstream duct. However, the DAVIC specification reverses this scheme to enable the distribution of VDSL signals over coaxial cable systems in buildings.
Modern multibärvågsteknik som använder ortogonala bärvågor med QAM-konstellationer av hög ordning för överföringen av en mångfald (plurality) av bitar per bärvåg och symbol, använder någon metod för att bestämma en lämplig konstellation (bitladdning) för varje separat bärvåg. Denna baseras vanligen på en värdeberäkning av värdet på signal/störningsförhållandet SNR (Signal-to-noise ratio) för varje bärvåg och den maximalt tillåtna symbolfelfrekvensen. 50 30 ya LJ! Û 645 Ett syfze med den föreliggande uppfinningen är att i ett multibärvågstransmissionssystem tillhandahålla en förenklad metod att bestämma bitladdning som utnyttjar det förhållandet att alla signaler är normaliserade till samma skala vid in- och utmatning i en symboldetektor.Modern multi-carrier technology that uses orthogonal carriers with high-order QAM constellations for the transmission of a plurality of bits per carrier and symbol, uses some method to determine an appropriate constellation (bit charge) for each separate carrier. This is usually based on a value calculation of the value of the signal-to-noise ratio SNR (Signal-to-noise ratio) for each carrier and the maximum permissible symbol error rate. 50 30 ya LJ! An object of the present invention is to provide in a multi-carrier transmission system a simplified method of determining bit charge which utilizes the fact that all signals are normalized to the same scale when input and output in a symbol detector.
Ett anna: syfte med den föreliggande uppfinningen år att tillhandahålla ett multibärvågstransmissionssystem i vilket en lämplig konstellation (bitladdning) bestäms för varje bärvåg, där bestämningen av bitladdningen utnyttjar det förhållandet att alla signaler är normaliserade till samma skala vid in- och utmatning i en symboldetektor.Another object of the present invention is to provide a multi-carrier transmission system in which a suitable constellation (bit charge) is determined for each carrier, the determination of the bit charge utilizing the fact that all signals are normalized to the same scale when input and output in a symbol detector.
V.L Enligt första aspekt av den föreliggande uppfinningen :illhandahålles ett multibärvågs:ransmissionsystem som använder ortogonala bärvàgor med :AM-konstellationer av hög ordning för överföringen av en mångfald av bitar per bärvåg och symbol, Q ~. där nämnda ystem inkluderar digitala mottagar- och sändarenheter, nämnda mottagarenhet inkluderar en symboldetekteringsenhet, kännetecknat av att nämnda system är anordnat att bestämma en parameter för varje individuell bärvåg, att nämnda parameter indikerar en avvikelse hos en mottagen signal från en motsvarande konstellationspunkt; för att jämföra parametern med en övre och undre gräns; och, om parametern är utanför nämnda gränser, ändra den använda konstellationen för att modulera bärvàgen till en angränsande fzeighbouring) konstellation.V.L. According to the first aspect of the present invention: there is provided a multi-carrier transmission system using orthogonal carriers having: high order AM constellations for transmitting a plurality of bits per carrier and symbol, Q ~. wherein said system includes digital receiver and transmitter units, said receiver unit includes a symbol detection unit, characterized in that said system is arranged to determine a parameter for each individual carrier, said parameter indicating a deviation of a received signal from a corresponding constellation point; to compare the parameter with an upper and lower limit; and, if the parameter is outside said limits, changing the constellation used to modulate the carrier to an adjacent drilling constellation.
Symboldetekteringsenheten kan användas för att bestämma parametern för en bärvåg.The symbol detection unit can be used to determine the parameter of a carrier.
Nämnda parameter kan vara ett förhållande dz/G2, där d är det kortaste avståndet mellan angränsande konstellationer, G är en standardavvikelse, och oz är variansen hos avvikelsen på in- och utgångssignalvärdena i nämnda symboldetekteringsenhet.Said parameter may be a ratio dz / G2, where d is the shortest distance between adjacent constellations, G is a standard deviation, and oz is the variance of the deviation of the input and output signal values in said symbol detection unit.
Un 35 Symboldetekteringsenheten kan anpassas att associera en ingångssignal applicerad pá den, i ett område runt en specifik konstellationspunkt, till ett bestämt värde för denna punkt, där nämnda distinkta värde är utvärdet från nämnda symboldetekteringsenhet, och för att mäta skillnader mellan nämnda in- och utsignaler för bärvågen, där nämnda skillnader kvadreras och medelvärdesberäknas för att tillhandahålla en värdeberäkning av ett värde pà Gzsom representeras i samma enheter som det kvadrerade avståndet dz för den konstellation som används för att modulera bärvágen.The symbol detection unit can be adapted to associate an input signal applied thereto, in an area around a specific constellation point, to a certain value for this point, where said distinct value is the value from said symbol detection unit, and to measure differences between said input and output signals. for the carrier, where said differences are squared and averaged to provide a value calculation of a value of Gz represented in the same units as the squared distance dz of the constellation used to modulate the carrier.
Skilladerna mellan in- och utsignalvärdena i nämnda symboldetekteringsenhet kan variera i värde, där variansen är ett mått på störningen på bärvågen och direkt relaterad till SNR. Variansen kan vara proportionell mot SNR.The differences between the input and output signal values in said symbol detection unit can vary in value, where the variance is a measure of the disturbance on the carrier and directly related to SNR. The variance may be proportional to SNR.
En övre gräns av nämnda varians för en specifik konstellation kan bestämmas med en maximalt tillåten symbolfelfrekvens, och en lägre gräns för nämnda varians kan vara lika med en övre gräns för den näst största konstellationen.An upper limit of said variance for a specific constellation can be determined with a maximum allowable symbol error rate, and a lower limit for said variance can be equal to an upper limit for the second largest constellation.
En specifik maximal symbolfelfrekvens kan ge ett minimiförhállande på d/6.A specific maximum symbol error rate can give a minimum ratio of d / 6.
Enligt en andra aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles ett multibärvågstransmissionsystem som använder ortogonala bärvågor med QAM-konstellationer av hög ordning för överföringen av en mångfald av bitar per bärvåg och symbol, där nämnda system inkluderar digitala mottagar- och sändarenheter, nämnda mottagarenhet inkluderar en symboldetekteringsenhet, en metod att bestämma en konstellation (bitladdning) för varje enskild bärvåg, kännetecknat av stegen att bestämma en parameter för varje 506 643 30 enskild bärväg, där nämda parameter indikerar en avvikelse hos en mottagen signal fràn en motsvarande konstellationspunkt; jämförelse av parametern med en övre och undre gräns; och, om parametern ligger utanför nämnda gränser, ändring av konstellationen för bärvàgen till en angränsande (neighbouring) konstellation.According to a second aspect of the present invention, there is provided a multi-carrier transmission system using orthogonal carriers with high order QAM constellations for transmitting a plurality of bits per carrier and symbol, said system including digital receiver and transmitter units, said receiver unit including a symbol detection unit, a method of determining a constellation (bit charge) for each individual carrier, characterized by the steps of determining a parameter for each individual carrier, said parameter indicating a deviation of a received signal from a corresponding constellation point; comparison of the parameter with an upper and lower limit; and, if the parameter is outside said limits, changing the constellation of the carrier to a neighboring constellation.
I en föredragen metod utförs bestämningen av parametern för varje bärvág av nämnda symboldetekteringsenhet, och parametern är ett förhållande d2/62, där d är det kortaste avståndet mellan angränsande konstellationer, 6 är en standardavvikelse, och ozär variansen av avvikelserna hos in- och utsignalvärdena i nämnda symboldetekteringsenhet.In a preferred method, the determination of the parameter for each carrier is performed by said symbol detection unit, and the parameter is a ratio d2 / 62, where d is the shortest distance between adjacent constellations, 6 is a standard deviation, and the variance of the deviations of the input and output values in said symbol detection unit.
Enligt en föredragen metod inkluderar bestämningen av parametern för en bärväg stegen att associera en insignal till nämnda symboldetekteringsenhet, i ett område runt en specifik konstellationspunkt, till ett bestämt värde för denna punkt, där nämnda distinkta värde är värdet av utmatningen (output) hos nämnda symboldetekteringsenhet; och mätning av skillnader mellan nämnda in- och utsignaler hos nämnda symboldetekteringsenhet för bärvågen, där nämnda skillnader kvadreras och medelvärdesberäknas för att ge en värdeberäkning av värdet pà Gzsom representeras i samma enheter som det kvadrerade avståndet dz för den konstellation som används för att modulera bärvàgen.According to a preferred method, determining the parameter of a carrier path includes the steps of associating an input signal to said symbol detection unit, in an area around a specific constellation point, to a certain value for that point, said distinct value being the value of the output of said symbol detection unit. ; and measuring differences between said inputs and outputs of said symbol detection unit for the carrier, wherein said differences are squared and averaged to give a value calculation of the value of Gz represented in the same units as the squared distance dz of the constellation used to modulate the carrier.
Skillnaderna mellan in- och utsignalvärdena hos nämnda symboldetekteringsenhet kan variera i värde, där nämnda varians är ett mätt pä störningen pà bärvàgen och direkt relaterad till SNR. Variansen kan vara proportionell mot SNR.The differences between the input and output signal values of said symbol detection unit may vary in value, where said variance is a measure of the disturbance on the carrier and directly related to SNR. The variance may be proportional to SNR.
Enligt en föredragen metod bestäms en övre gräns av nämnda varians för en specifik konstellation av en maximalt tillåten symbolfelfrekvens, och av att en undre gräns för 10 kx) LI: 30 01 ~3 <3\ nämnda varians är lika med en övre gräns för den näst största konstellationen. En specifik maximal symbolfelfrekvens kan ge ett minimiförhállande på d/G.According to a preferred method, an upper limit of said variance is determined for a specific constellation of a maximum allowable symbol error rate, and of that a lower limit of 10 kx) LI: 30 01 ~ 3 <3 \ said variance is equal to an upper limit of the the second largest constellation. A specific maximum symbol error rate can give a minimum ratio of d / G.
Enligt en tredje aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles ett multibärvàgstransmissionsystem som använder ortogonala bärvágor med QAM-konstellationer av hög ordning för överföringen av en mångfald av bitar per bärvág och symbol, där nämnda system inkluderar digitala mottagar- och sändarenheter, där nämnda mottagarenhet inkluderar en symboldetekteringsenhet, kännetecknat av att nämnda system använder en metod som skisserats i föregående stycke för att bestämma en konstellation för varje enskild bärvàg.According to a third aspect of the present invention, there is provided a multi-carrier transmission system using orthogonal carriers with high order QAM constellations for transmitting a plurality of bits per carrier and symbol, said system including digital receiver and transmitter units, said receiver unit including a symball unit , characterized in that said system uses a method outlined in the preceding paragraph to determine a constellation for each individual carrier.
Multibärvàgstransmissionsystemet kan vara ett DMT- system, till exempel ett DMT-baserat VDSL-system.The multi-carrier transmission system can be a DMT system, for example a DMT-based VDSL system.
Föregående och andra kännetecken hos den föreliggande uppfinningen kommer att bättre förstås av den följande beskrivningen med hänvisningar till de medföljande figurerna, där: Figur 1 visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.The foregoing and other features of the present invention will be better understood from the following description with reference to the accompanying figures, in which: Figure 1 shows, in schematic form, an asymmetric communication system.
Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system.Figure 2 shows, in schematic form, a DMT system.
Figur 3 visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem.Figure 3 shows, graphically, the channel separations used in an asymmetric DMT transmission system.
Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvàgssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.Figure 4 shows, in schematic form, the cornerstones of a multitone carrier system modem contemplated in the present invention.
Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvágssystemmodem som 506 20 k) Un 30 645 visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering.Figure 5 shows, in schematic form, a partitioning of the multitone carrier system modem which 506 20 k) Un 30 645 is shown in Figure 4, and which is used to facilitate implementation.
Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.Figure 6 shows, in graphical form, spectral allocation for copper pairs.
Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används i det multitonbärvâgssystem som här beskrivs.Figure 7 shows, in schematic form, the frame structure used in the multitone carrier system described here.
Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 8 shows, in schematic form, the analog interface of the multitone carrier system modem shown in Figure 4.
Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av signal/brusförhállandet (SNR-ratio) för frekvens i det multitonbärvàgssystem som här beskrivs.Figure 9 shows, in graphical form, the dependence of the signal-to-noise ratio (SNR ratio) on frequency in the multitone carrier system described here.
Figur 16 visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 16 shows, in schematic form, the FFT algorithm used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.
Figur 11 visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 11 shows, in schematic form, the frame correlation principle used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.
Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 12 shows, in schematic form, implementation of a correlator used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.
Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelatorn i Figur 12.Figure 13 shows, in schematic form, the averager used in the correlator in Figure 12.
Figur 14 visar, i schematisk form, en korrelationspositionsdetektor som används för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 14 shows, in schematic form, a correlation position detector used for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.
Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvägssystemmodem som visas i Figur 4. u: (fl CD O\ (Y\ I> CN Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 15 shows, in schematic form, an overview of the synchronization unit used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4. u: (fl CD O \ (Y \ I> CN Figure 16 shows, in schematic form, an overview of the FFT / IFFT device used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.
Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cykliskt prefix.Figure 17 shows, in schematic form, the use of a cyclic prefix.
Figur 18 visar, i schematisk form, ett ”beslutsinriktat” (decision directed) kanalvärdeberäknings- och utjämningsssystem för användning i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 18 shows, in schematic form, a “decision directed” channel value calculation and smoothing system for use in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.
Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6.Figure 19 shows QAM coding for b = 6.
Figur 23 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 23 shows, in schematic form, the realization of the calculation of bit charge and energy charge factors used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.
Figur 2; visar, i schematisk form, en översikt av systems:yrningsgränssnittet (system controller interface) som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 2; shows, in schematic form, an overview of the systems: system controller interface used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.
Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt pá vilket tvâ av de multitonbärvàgssystemmodem, som visas i Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbärvàgstransmissionssystem.Figure 22 shows, in schematic form, the manner in which two of the multitone carrier system modems shown in Figure 4 are interconnected to create a multitone carrier transmission system.
Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 23 shows, in schematic form, the vector management system used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.
Figur 24 visar BSI-längd.Figure 24 shows BSI length.
Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- 50 Un 10 20 h) Un 30 643 lO avbrott för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 25 shows, in schematic form, NU SC load distribution for BSI- 50 Un 10 20 h) Un 30 643 10 interruptions for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.
Figur 26 visar SUS-mönstret för det modem för multitonbärvágssystem som visas i Figur 4.Figure 26 shows the SUS pattern of the multitone carrier modem shown in Figure 4.
Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvágssystem som visas i Figur 4.Figure 27 shows the DAS pattern in schematic form, for the multitone carrier modem shown in Figure 4.
Figur 28 visar, i schematisk form, ”wake-up”- signalering för det multitonbârvågssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 28 shows, in schematic form, “wake-up” signaling for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.
Figurerna 29 till 31 visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figures 29 to 31 show the set-up sequence of the multitone carrier system modem shown in Figure 4.
Figur 32 visar, i schematisk form, en nätöversikt för ett nätgränssnitt för en VDSL modemapplikation.Figure 32 shows, in schematic form, a network overview of a network interface for a VDSL modem application.
För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.To facilitate the understanding of the present invention, a list of abbreviations used in this patent application is presented below.
ADC: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) AIS: "Alarm In Signal” ASIC: Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) BPSK: Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) BSI: Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI-D: BSI för nedlänkförbindelse (BSI for downlink connection) BSI-U: BSI för upplänkförbindelse (BSI for uplink connection) Un 20 30 CCH: CMl: CM2 : CMB : CP: DAC : DAS : DFl: DFB : DMT : DWMT : EMC : FEXT: v11 w *i FTTN: 506 643 ll Styrkanal (Control channel) Bärvågstyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärvàg (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Bärvàgstyp (mode) 2, (bort)maskad eller urståndsatt bärvåg (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bårvágstyp (mode) 3, bàrvág ordnad för nollbitsladdning, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cykliskt prefix (Cyclic Prefix} Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) Dataram, slumpmässig (random) data parallell CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) Dataram, helt bitladdad en CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Diskret multiton (Discrete Multi Tone) Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) f-n n elkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjärröverhörning (Far End Cross Talk) ”Fast Fourier”-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) 506 643 W N IQ UI N Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OFDM: ONU: PGA: POTS: QAM: 12 Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) (Generation one, prototype system VME-based) Tre + tvà, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Två chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) Omvänd ”Fast Fourir”-transformering (Inverse Fast Fourir Transformation) Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Làgpass (Low Pass) Nät(verks)terminering (Network Termination) Nät(verks)enhet (Network Unit) Ortogonal frekvensmultiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verks)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) Konventionell, "gammal" telefonitjänst (Plain Old Telephony Service) "Quadrature Amplitude Modulation” 20 h) Un 30 SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: SUSl: SUS2: TA: TDMA: UTP: VCXO: VDSL: 506 643 13 Systemstyrenhet (System Controller) Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) Synkroniseringsram (Synch Frame) Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) Set Top Box Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) SF och DF1 ramsekvens (SF and DFl frame sequence) SF och DF2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) ”Time Advance” Multipelaccess med tidsdelning (Time Division Multiple Access) Oskärmad parkabel (Unshielded Twisted Pair) Spánningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) Det system som den föreliggande uppfinningen avser, hänvisas för enkelhetens skull till som ”MUSIC” (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - Multibärvágssystem för det installerade kopparnätet).ADC: Analog-to-Digital Converter AIS: "Alarm In Signal" ASIC: Application Specific Integrated Circuit BPSK: Binary Phase Shift Keying BSI : Basic Sync Interval (Base Synch Interval) BSI-D: BSI for downlink connection BSI-U: BSI for uplink connection Un 20 30 CCH: CM1: CM2: CMB: CP: DAC: DAS: DFl: DFB: DMT: DWMT: EMC: FEXT: v11 w * i FTTN: 506 643 ll Control channel Carrier mode 1; bit-loaded and used carrier (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Carrier mode 2, (removed) masked or disabled carrier (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Carrier type (mode) 3, carrier arranged for zero bit loading, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cyclic prefix ( Cyclic Prefix} Digital-to-Analog converter (Digital-to-Analog converter) DF3 frame sequence (DF3 frame seq uence) Data frame, random data parallel CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Data frame, random data one CCH (Data frame, random data one CCH) Data frame, fully bit loaded one CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH Discrete Multi Tone Discrete Wavelet Multi-Tone Electro Magnetic Compatibility Forward Error Correction (Far End Cross Talk) Fast Fourier Transform ( Fast Fourier Transform Fiber To The Node 506 643 WN IQ UI N Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OFDM: ONU: PGA: POTS: QAM: 12 First generation, prototype system (VME-based) (Generation one, prototype system VME-based) Three + two, ASIC implementation (Three + two ASIC implementation) Two chips' silicon implementation (Two chips silicon implementation) Reverse "Fast Fourir" transformation (Inverse Fast Fourir Transformat ion) Infinite Impulse Response International Standard for Digital Networks Inter-Symbol Interference Joint Test Action Group Local Pass Low Pass Network Termination Network Termination Network Unit Orthogonal Frequency Division Multiplexing Optical Network Unit Programmable Progain Gain Attenuator Conventional Plain Old Telephony Service ) "Quadrature Amplitude Modulation" 20 h) Un 30 SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: SUSl: SUS2: TA: TDMA: UTP: VCXO: VDSL: 506 643 13 System Controller Synchronous digital hierarchy (Synchronous Digital Hierarchy Synch Frame Signal-to-Noise Ratio Set Top Box Synch Frame Sequence SF and DF1 SF and DFl f SF and DF2 frame sequence (SF and DF2 frame sequence) "Time Advance" Multiple access with time division (Time Division Multiple Access) Unshielded Twisted Pair Voltage Controlled Chrystal Oscillator Digital subscriber lines for very high bit rates high bit-rate Digital Subscriber Lines) The system to which the present invention relates is referred to for simplicity as “MUSIC” (Multi-carrier System for the Installed Copper Network).
MUSIC är avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation på kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjänster.MUSIC is intended to provide high-speed communication on copper pair cable for telephony to support broadband multimedia services.
MUSIC-systemet som beskrivs i denna (SE 9603196-8) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna 506 645 20 25 30 14 SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-1, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603195-0, SE 9603197-6 och SE 9603198-4, erbjuder en kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, som ger 26:2 eller l3:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel (<13OO meter) för användning i befintliga, lokala telefoninät.The MUSIC system described in this (SE 9603196-8) and the patent specifications arranged in cross-reference 506 645 20 25 30 14 SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-1, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603195-0, SE 9603197-6 and SE 9603198-4, offer a cost-effective and robust customer implementation with silicon, which provides 26: 2 or l3: 2 Mbit / s asymmetric transmission over copper cable (<130 meters) for use in existing local telephone networks.
MUSIC-systemet kan accessas med användning av det nätverkskoncept som är känt som Fiber till Noden (Fibre To The Node = FTTN), som använder optisk fiber, som var och en betjänar många användare, fram till ett kopplingsskåp i närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.The MUSIC system can be accessed using the network concept known as Fiber To The Node (FTTN), which uses optical fiber, which each serves many users, up to a switch cabinet near the users' homes. Thus, the cable length specification for MUSIC can be successfully limited to 1300 meters.
MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för överföring av en signal med hög bithastighet (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med låg (2 Mbit/s) från abonnenten. bithastighet uppströms, Figur 1 visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). En nätverksterminering, NT, ansluten till en multimedia-applikation, t.ex. video-on-demand, är länkad till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög datahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms.The MUSIC system is mainly intended for transmitting a high bit rate (26 Mbit / s) signal downstream to the subscriber, and a low (2 Mbit / s) signal from the subscriber. bit rate upstream, Figure 1 shows the MUSIC system. A network device, NOW, is connected to the fixed network through an optical fiber link, (FTTN). A network termination, NT, connected to a multimedia application, e.g. video-on-demand, is linked to the NOW via copper cable. The MUSIC system supports a high data rate downstream and a much lower data rate upstream.
I MUSIC-systemet som beskrivs här, stöds två bestämda bithastigheter (l3:2 och 26:2 Mbit/s), där den lägre bithastigheten l3:2 Mbit/s kan implementeras som en extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt långa, kopparkablar.In the MUSIC system described here, two fixed bit rates (l3: 2 and 26: 2 Mbit / s) are supported, where the lower bit rate l3: 2 Mbit / s can be implemented as an additional option for use in bad, or extremely long, copper cables.
För nätverkstermineringen (NT) består anslutningen av ett set av standardiserade gränssnitt, såsom POTS, ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av 20 30 506 643 15 (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som filtreras ut passivt, så att den är oberoende av (NU) modemstatus. Nätverksenheten terminerar i det fasta nätet.For network termination (NT), the connection consists of a set of standardized interfaces, such as POTS, ISDN, ATM25 and Ethernet. All transmission protocols are supported by the carried by the data flow in the modem, except the POTS service which is passively filtered out so that it is independent of the (NOW) modem status. The network device terminates in the fixed network.
MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.MUSIC separates up and downlink spectra by passive filtering in the analog parts.
Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd att ge möjlighet till framtida funktionella uppgraderingar. Av detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full funktionalitet så att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.The version of MUSIC described here is intended to provide the opportunity for future functional upgrades. For this reason, the FFT / IFFT block is designed to support full functionality so that it can be reused in future system upgrades.
MUSIC-systemet är ett DMT-baserat, multibärvàgs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvågor. Detta visas i Figur 2, som visar tvâ transceivrar vilka var och en har en mottagare, Rx, och en sändare, Tx, ansluten till ett tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de tvâ transceivrarna med användning av en mångfald (plurality) av bärvágor, av vilka en del kanske inte används, t.ex. när kanalkvalitën är extremt dålig. Antalet bit som överförs av var och en av bärvàgorna kan också variera, beroende pá kanalkvalitë.The MUSIC system is a DMT-based, multi-carrier VDSL system that uses discrete Fourier transform to create and demodulate individual carriers. This is shown in Figure 2, which shows two transceivers each having a receiver, Rx, and a transmitter, Tx, connected to a twisted pair of copper. Data is transmitted between the two transceivers using a plurality of carriers, some of which may not be used, e.g. when the channel quality is extremely poor. The number of bits transmitted by each of the carriers can also vary, depending on the channel quality.
En mul:ibärvàgsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar på tvinnad parkabel pá ett effektivt sätt. I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden på 10 MHz upp på 1024 bärvägor med en bredd pá vardera 9,77 kHz. Den tilldelade överföringsefíekten för de individuella bärvàgorna beror på störningseffekten och överföringsförlusterna på vart och ett av banden. Varje bärvàg förmedlar multinivápulser (multilevel pulses) som kan representera upp till 12 bit data (4096 QAMÉ. signal/brusförhállande (SNR) beräknas på mottagarsidan. Om Den individuella bärvàgens en bärvág har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit på denna bärvàg. ?ör bärvàgor med lägre SNR-värden placeras 506 645 UI 10 25 30 16 färre bitar på bärvàgen. Bärvàgor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid mottagning (forward error correction) och datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av tillfälliga skurar av impulsstörningar.An over-the-air modulation technology such as DMT handles frequency-dependent losses and interference on twisted pair cable efficiently. In the MUSIC system, the available bandwidth of 10 MHz is divided into 1024 carriers with a width of 9.77 kHz each. The assigned transmission power for the individual carriers depends on the interference power and the transmission losses on each of the belts. Each carrier transmits multilevel pulses that can represent up to 12 bits of data (4096 QAMÉ. Signal-to-noise ratio (SNR) is calculated on the receiver side. If the individual carrier's carrier has a high SNR, up to 12 bits are placed on this carrier. For carriers with lower SNR values, 506 645 UI 10 25 30 16 fewer pieces are placed on the carrier. Carriers that are affected by narrow-band interference sources are switched off. Forward error correction and data interleaving are used to mitigate the effects. of temporary bursts of impulse disturbances.
Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är mycket högre än uppströmshastigheten. Tvà bestämda nedströmshastigheter (26/13 Mbit/s) valda hastigheten beror på den aktuella kabellängden ( stöds av systemet; den m) och/eller kvalitén pà kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s.Asymmetric VDSL is implemented in this version of the MUSIC system, which means that the downstream speed is much higher than the upstream speed. The selected speed of two fixed downstream speeds (26/13 Mbit / s) depends on the current cable length (supported by the system; the m) and / or the quality of the channel. The upstream speed is fixed at 2 Mbit / s.
MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen från Olika frekvensband kan användas i uppströmskanalen och båda från POTS, se Figur 3.The MUSIC system for separating the downstream channel from different frequency bands can be used in the upstream channel and both from POTS, see Figure 3.
Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.Alternatively, other duplex methods can be used, e.g.
TDMA och/eller en metod där varannan bärväg dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.TDMA and / or a method where every other carrier path is dedicated to the downstream and upstream channel.
Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hárdvarublocken är ADC och DAC, transformeringsbehandling, kanalvärdeberäkning/utjämning, synkronisering, fourir symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med interfoliering (interleaving), nätgränssnitt och systemövervakare.Figure 4 shows an overview of a MUSIC modem to which the present invention relates. The most important hardware blocks are ADC and DAC, transformation processing, channel value calculation / equalization, synchronization, fourir symbol mapping and detection, coding and decoding with interleaving, network interfaces and system monitors.
Modemet kan betraktas i form av fyra principiella funktionsblock, nämligen: - den digitala mottagarenheten; - den digitala sändarenheten; - den analoga ingången (front end); och - systemövervakaren (system controller)/PCI.The modem can be considered in the form of four principal function blocks, namely: - the digital receiver unit; - the digital transmitter unit; - the analog input (front end); and system controller / PCI.
Ul l0 h) Vu 30 506 643 17 Den analoga ingången inkluderar en hybridtransformator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. På mottagarsidan är hybriden ansluten, via ett làgpassfilter, LP, en programmerbar förstårkningsdämpare, PGA, till en analog- till digital(A/D)-omvandlare. En spänningsstyrd kristalloscillator, VCXO, används för att driva analog- till digital-omvandlaren. På sändarsidan är hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A)- omvandlare via ett làgpassfilter.Ul 10 h) Vu 30 506 643 17 The analog input includes a hybrid transformer connected to an unshielded, twisted pair and POTS. On the receiver side, the hybrid is connected, via a low-pass filter, LP, a programmable gain attenuator, PGA, to an analog to digital (A / D) converter. A voltage controlled crystal oscillator, VCXO, is used to drive the analog to digital converter. On the transmitter side, the hybrid is connected to a digital to analog (D / A) converter via a low-pass filter.
Den digitala mottagarenheten inkluderar en ”fast Fourir”-transformerings- och omskalningsenhet (rescaling unit), FFT, ansluten, som visas i Figur 4, till en synkroniseringsenhet och en kanalestimator. Kanalestimatorn är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en ”avinterfolierings”- (de-interleaving) och avkodningsenhet, till en bithanteringsenhe: och därifrån till ett nätapplikationsgränssnitt.The digital receiver unit includes a "fixed Fourir" rescaling unit, FFT, connected, as shown in Figure 4, to a synchronization unit and a channel estimator. The channel estimator is connected via a symbol detection unit and a "de-interleaving" and decoding unit, to a bit handling unit: and from there to a network application interface.
Den digitala sàndarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) ”fast Fourir” transformerings- och skalningsenhet, IFFT, via en kodnings- och interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.The digital transmitter unit includes a bit handling unit which is connected to an inverted "fixed Fourir" transformation and scaling unit, IFFT, via an encoding and interleaving unit and a symbol mapping unit.
Systemstyrningen (system control) är ansluten till olika funktionsenheter i den digitala mottagaren och digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgränssnitt, sä som visas i Figur 4.The system control is connected to different functional units in the digital receiver and digital transmitter, and to the network application interface and a computer interface, as shown in Figure 4.
Nät(verks)gränssnit:et ansluter den högre protokollnivàn till modemets skikt ett-funktionalitet.The network (network) interface connects the higher protocol level to the modem layer one functionality.
Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- om sä erfordras. ramar” (dummy frames) 506 643 20 25 30 18 Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleaved). Det MUSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhålles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering (se senare i denna specifikation).This block is responsible for providing the system with data at the configured bit rate, and adds “dummy if required. frames ”(dummy frames) 506 643 20 25 30 18 The data is then channel coded and interleaved. The MUSIC system described here uses a convolutional code combined with interleaving. Using a depth with a plurality of frames, a combined frequency / time interleaving is obtained (see later in this specification).
Symbolmappningsblocket tar emot ingàngsdata som en heltalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellationen beroende pá det aktuella bitladdningsvârdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.The symbol mapping block receives input data as an integer vector. This vector is mapped into the configured constellation depending on the current bit load value. The mapping unit uses a Gray coding scheme to reduce the probability of bit errors.
En reell (real) vektormultiplicering är det första steget i IFFT-blocket. Detta fàr systemet att skala uteffektsnivàn pä varje bärvàg. IFFT-blocket utför sedan en reell 2048 punkters inverterad (inverse) FFT på ingàngsdatan, som modulerar varje bärvàg. Som ett slutligt steg utförs en address ”wrap around” på utgàngsdatan, där en kopia av de första 128 samplingarna läggs till i slutet av ramen. Detta kallas det cykliska prefixet (CP).A real (vector) vector multiplication is the first step in the IFFT block. This causes the system to scale the output power level of each carrier. The IFFT block then performs a real 2048 point inverted FFT on the input data, which modulates each carrier. As a final step, an address "wrap around" is performed on the output data, where a copy of the first 128 samples is added at the end of the frame. This is called the cyclic prefix (CP).
Den modulerade signalen gär till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång (minimum true dynamic range) pà 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan på 20 MHz. För att bli av med Nyquist "ghosts”, LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balanserat gränssnitt mot kopparkabeln.The modulated signal goes to a DAC that converts the signal with a minimum true dynamic range of 84 dB. The DAC is clocked by the system sample clock at 20 MHz. To get rid of Nyquist "ghosts", the signal is LP-filtered, and the hybrid provides a balanced interface to the copper cable.
En översikt över MUSIC-sändarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren.An overview of the signal path of the MUSIC transmitter and receiver is shown in Figure 4. The transmitter part uses the same hybrid design as the receiver.
I mottagaränden separerar splitter/hybrid- transceivern de frekvenser som används av POTS, från O till 4 kHz, från de frekvenser som används av systemet. Det extraherar också den lágniväiga mottagningssignalen från Un 20 30 CH CD U\ Ch J> CN 19 den kombinerade högnivàiga sändningssignalen och den làgnivàiga mottagningssignalen.At the receiver end, the splitter / hybrid transceiver separates the frequencies used by the POTS, from 0 to 4 kHz, from the frequencies used by the system. It also extracts the low-level reception signal from the combined high-level transmission signal and the low-level reception signal.
För att reducera Nyquisteffekter på signalen lágpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PGA:n (Programmable Gain Amplifier).To reduce Nyquist effects on the signal, the received analog signal is low-pass filtered before being fed into the PGA (Programmable Gain Amplifier).
PGA:n är nödvändig för att få det bästa utnyttjandet av det dynamiska omfånget i ADC:n. I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB.The PGA is necessary to get the most out of the dynamic range of the ADC. In this system, the dynamic range shall be at least 66 dB.
Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT-blocket emot datan.After the signal is converted to digital format, the synchronization and FFT blocks receive the data.
I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av FFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO n.In the synchronization block, a frame clock (for controlling the FFT buffers) and a control signal for VCXO n are generated.
I början återtar (retrieve) synkroniseringsblocket ramklockan från den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) och överförs till ”VCXO feed back controller”. VCXO:n genererar samplingsklockan (20 MHz).Initially, the retrieve synchronization block retrieves the frame clock from the sampled signal. The frame clock is then used to calculate the frame synchronization value calculation (frame timing estimate) and is transferred to the "VCXO feed back controller". The VCXO generates the sampling clock (20 MHz).
En samplingsklocka som endast styrs av ”frame time estimate” är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system.A sampling clock that is only controlled by a "frame time estimate" is not sufficiently accurate in a DMT system.
Därför används, efter làsningssekvensen, en dedicerad pilotbärvág för att uppnå en hög synkroniseringsprecision på samplingsklockan.Therefore, after the locking sequence, a dedicated pilot carrier is used to achieve a high synchronization precision on the sampling clock.
En BSI-signal extraheras också från pilotbärvâgen.A BSI signal is also extracted from the pilot carrier.
BSI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att synkronisera sändarens och mottagarens CCH-kommunikation.BSI is the Base Synchronization Interval timing signal used to synchronize the CCH communication of the transmitter and receiver.
En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.One of the new aspects of the MUSIC system is the algorithm used by the synchronization block, which is discussed in more detail later in this specification.
En 2048 punkters verklig EFT utförs på ingångsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning 50 20 h) KJ! 30 O 645 20 (rescaling), som baseras pà energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.A 2048 point real EFT is performed on the input frames of the FFT block. After this, rescaling is performed 50 20 h) KJ! (Rescaling), which is based on the energy charge parameters, before the data is transferred to the next block.
Kanalvärdeberäkningen och -utjämningen utförs pá utmatningsdatan från FFT-blocket. Alla dataramar används för att värdeberäkna (estimate) kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en bitladdningsvektor som bestämmer antalet bit som skall sändas på var och en av bärvågorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH).The channel value calculation and equalization is performed on the output data from the FFT block. All data frames are used to value the channel properties. These are then used to compute a bit charge vector that determines the number of bits to be transmitted on each of the carriers. This information is then transmitted to the transmitter through the upstream control channel (CCH).
I symboldetekteringsblocket utförs en ”avmappning” (demapping) för varje bärvàg enligt bitladdningsmallen (bit-loading mask). (de- (FEC, pà den detekterade bitströmmen.In the symbol detection block, a "demapping" is performed for each carrier according to the bit-loading mask. (de- (FEC, on the detected bitstream).
Efter avmappning utförs ”avinterfoliering” interleaving) och ”felkorrigering vid mottagning” Forward Error Correction) Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy framesß tas bor: i detta block.After mapping, “deinterleaving” interleaving and “error correction on reception” are performed. Forward Error Correction The data is then ready for the network (application) / application interface block after bit handling. The dummy frames (dummy frames) are taken live: in this block.
I systemets hjärtpunkt, som visas i Figur 4, finns styrenheten för systemet (System Controller, SC). SC:n är en generell (general purpose) processor som har gränssnitt mot och styr de olika underblocken med användning av en lokal PCI-buss. I den version av MUSIC som beskrivs här, är styrenheten CPU programmerbar. En extern port tillhandahálles, genom ett JTAG-gränssnitt pà moderkortet (on-board), för att underlätta programmering.At the heart of the system, shown in Figure 4, is the system controller (SC). The SC is a general purpose processor that interfaces with and controls the various sub-blocks using a local PCI bus. In the version of MUSIC described here, the CPU controller is programmable. An external port is provided, through an JTAG interface on the motherboard (on-board), to facilitate programming.
Huvuduppgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra bitladdnings- och energiladdningsberäkningar. Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad (CCH). styrkanal Denna kanal överför data avseende RJ: 20 h) UI 506 645 21 förändringar i bit/energi-laddning och annan systemsignalering.The main tasks of the SC are to control system start-up and construction during driving time and to perform bit charge and energy charge calculations. It communicates with the remote side of the modem through a dedicated (CCH). control channel This channel transmits data regarding RJ: 20 h) UI 506 645 21 changes in bit / energy charge and other system signaling.
För att erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvändning, måste de digitala delarna av systemet vara baserade på åtminstone två ASIC-kretsar. Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignändamål.To obtain a cost-effective product for high-volume use, the digital components of the system must be based on at least two ASIC circuits. Figure 5 shows how the system can be divided (partition) for chip design purposes.
Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips innehåller ramsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, symboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocket och nätgränssnittblocket kan implementeras på ett tredje, respektive fjärde, chips.One chip contains the FT / IFFT core. A second chip contains frame synchronization, channel value calculation and smoothing, symbol detection and symbol mapping. The analog block and the network interface block can be implemented on a third and a fourth chip, respectively.
Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell 1 till 3 bifogade härtill.The system parameters used by the MUSIC system described here are shown in Tables 1 to 3 attached hereto.
VDSL-system arbetar i spektrumet från O till 40 MHz.VDSL systems operate in the spectrum from 0 to 40 MHz.
I detta band upptar MUSIC-systemet, som beskrivs här, de lägre 10 MHz, Ett antal traditionella band finns i detta spektrum, inklusive PGTS och vissa se Figur 6. radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bärvágor över 10 MHz, har varje bärvåg en bandbredd på 9,77 kHz, där de två första bärvâgorna är allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista bärvàgen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten.In this band, the MUSIC system, as described here, occupies the lower 10 MHz. A number of traditional bands exist in this spectrum, including PGTS and some see Figure 6. radio amateur bands. Different frequency bands are used in the MUSIC system described here to separate downstream from upstream channels. Since the MUSIC system described here uses 1024 carriers over 10 MHz, each carrier has a bandwidth of 9.77 kHz, where the first two carriers are allocated by the DC level and the POTS service. The last carrier is disabled because it is the Nyquist point.
Andra bärvágor (på radioband) kan behöva annulleras. Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning på det balanserade kopparparet.Other carriers (on radio tapes) may need to be canceled. This is primarily a matter of immunity and charisma on the balanced copper pair.
Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning.By passively filtering the POTS spectrum, this service can be done independently of the MUSIC system described here, runtime status, or power supply.
Det finns två sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- och ISDN-systemen existera under (below) MUSIC- 506 645 Un 10 20 30 22 frekvensbanden. Detta kan uppnàs med användning av en liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandahållas oberoende av konfiguration.There are two ways to provide ISDN services for a MUSIC modem connection. One way is to let the POTS and ISDN systems exist under the (below) MUSIC 506 645 Un 10 20 30 22 frequency bands. This can be achieved using a similar filtering process for ISDN band spectrum as for POTS. This filtering allows the service to be provided regardless of configuration.
Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning av 1024 bärvàgor över 10 MHz ger varje bärvàg en bandbredd på 9,77 kHz. ISDN-spektrumet kräver allokeringen (150- 4)/9,77 = 5, av dessa bärvàgor. Beroende på kanalkarakteristiken måste dessa fem bärvàgor väljas att ha det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*l00=500 kbit/s bandbredd.The second way to provide ISDN is to allow ISDN to be a carrier service in the MUSIC system. This solution has the advantage in terms of spectrum efficiency. The use of 1024 carriers over 10 MHz gives each carrier a bandwidth of 9.77 kHz. The ISDN spectrum requires the allocation (150-4) /9.77 = 5, of these carriers. Depending on the channel characteristics, these five carriers must be chosen to have the best SNR in the system. For a standard connection, this gives 5 * l00 = 500 kbit / s bandwidth.
Den optimala lösningen är därför att använda modemet som en bärare, och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 500 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten.The optimal solution is therefore to use the modem as a carrier, and allocate only 64 kbit / s, compared to 500 kbit / s for the total bandwidth of the 64 kbit / s ISDN service.
Resul:atet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörning = Far End Cross Talk) utförda pà en telekommunikationsoperatörs nät, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 200-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen pà högre frekvenser den maximala bithastigheten.The result of the attenuation measurements and FEXT (Far End Cross Talk) performed on a telecommunications operator's network showed that it is possible to achieve bit rates higher than 100 Mbit / s if the cable is shorter than 200-300 meters. For longer cables, attenuation at higher frequencies limits the maximum bit rate.
För kablar på omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en 1 km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt.For cables of around 500 meters, 40 Mbit / s can be achieved, and for a 1 km cable, 15-20 Mbit / s is realistic.
En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar den använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen mäste kanske också uteslutas.Another factor that reduces performance is EMC, which limits the power used. Some parts of the frequency domain may also need to be excluded.
En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: - maximal varaktighet 250 us - medianintervall 67 ms 20 506 643 23 - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz - bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan är belägen pá NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).A typical PSTN can be expected to have the following characteristics in terms of impulse interference: - maximum duration 250 us - median interval 67 ms 20 506 643 23 - maximum peak amplitude 20 mV - main part of the energy below 200 kHz - background interference -107 dBm / Hz The main source for synchronization in the system is the sampling clock. The reference for the sampling clock is located on the NU page and is common to all twisted copper pairs in a secondary cable.
Samplingsklockans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter” på mindre än 0,5 ns.The sampling clock frequency is 20 MHz at 10 ppm, with a "phase jitter" of less than 0.5 ns.
Samplingsklockan pá NT-sidan är faslást till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation) i ett första skede, och använder sedan pilotbärvägen för att producera en finjustering av läsningen. Lásningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit digital/analog-omvandlare_ Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision pá l/100 sampel, med ett ”phase jitter” på mindre än 0,5 ns.The sampling clock on the NT page is phase locked to the NOW page. The logic of the reading uses the frame synchronization value calculation (frame timing estimation) in a first stage, and then uses the pilot carrier path to produce a fine adjustment of the reading. The locking logic controls the frequency of a VCXO via an 18 bit digital / analog converter. The requirements for the VCXO are 20 MHz in 25 ppm range and 10 ppm / volt sensitivity. The final reading must have a precision of l / 100 samples, with a "phase jitter" of less than 0.5 ns.
Ramklockan är l/(2048 + 128) av samplingsklockan och styr starten av mottagning och sändning av ramarna.The frame clock is l / (2048 + 128) of the sampling clock and controls the start of receiving and sending the frames.
Ramklockan, som används både för sändning och mottagning, avviker i fas pà både NU- och NT-sidan.The frame clock, which is used for both transmission and reception, differs in phase on both the NU and NT side.
Ramklockan för sändning på NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.The frame clock for transmission on the NT side is the master and controls the start of the signal intervals, see Figure 7.
Mottagningsramklockan på NT-sidan erhålles från hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.The reception frame clock on the NT side is obtained from the hardware function for the frame synchronization value calculation and controls the start of the frame sampling period, see Figure 7.
Ramklockan för sändning pà NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart på 506 645 Us lx) Un 24 NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjning (propagation delay) pà kopparledaren. Detta mäste göras för att upprätthålla ortogonaliteten, över kopparledaren, för de samplade perioderna, både på upplänken och nedlänken. Ramklockan för sändning på NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7.The frame clock for transmission on the NT side is the same as the frame clock for reception, but is a TA sample earlier in phase. TA is a parameter measured during system start-up on the 506 645 Us lx) Un 24 NU side and is used to compensate for propagation delay on the copper conductor. This must be done to maintain the orthogonality, across the copper conductor, for the sampled periods, both uplink and downlink. The frame clock for transmission on the NT side controls the start of the signal intervals, see Figure 7.
Ramklockan för mottagning pà NU-sidan fördröjs ett antal sampelklockcykler (TA) i förhållande till ramklockan för sändning, efter det att TA-beräkning (calculation) utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i uppstartningssekvensen bestäms av hárdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.The frame clock for reception on the NOW page delays a number of sample clock cycles (TA) in relation to the frame clock for transmission, after TA calculation has been performed. The delay before the calculation of TA in the start-up sequence is determined by the hardware timing for the frame timing estimation hardware function and the value is accessible to the control unit.
Ramklockan för mottagning på NU-sidan styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.The frame clock for reception on the NU side controls the start of the frame sampling period, see Figure 7.
BSI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande sidan. Parametrarna kan, till exempel, vara bitladdning, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, pà bàda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up).The BSI clock is used to synchronize parameter changes between the sending and receiving sides. The parameters can be, for example, bit charge, energy charge or control channel frequency. The parameters are updated by the system controller, on both sides, before the BSI clock initiates the switch for the new set-up.
BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande till BSI-klockan i nedlänken.The BSI clock is 1/8192 of the frame clock. The uplink BSI clock is delayed by half a BSI clock cycle relative to the downlink BSI clock.
En kort pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens på pilotkanalen används för BSI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan.A short pseudo-random sequence on the pilot channel is used for BSI synchronization between the transmitting and receiving sides.
Det cykliska prefixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den LI: 20 25 30 506 645 25 verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.The cyclic prefix is an extension of the frames added by the FFT chipset. To maintain orthogonality throughout the signaling period, the last 128 samples of the frame are copied and placed before the actual frame. This arrangement addresses issues related to interference between symbols caused by time dispersion.
Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast på den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA = motsvarar 1280 meter (om utbredningsfördröjning är 5 ns/m). 128 samplingar = 6,4 ps utbredningsfördröjning. Detta Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid Cl-chipset till telefonledningen. Det finns också anslutningar till Tl- chipset och systemcontrollern för styrändamål.It is important that the part of the signaling period sampled only on the receiving side overlaps a signaling period in the other direction, along the entire copper conductor. TA is used to optimize this overlap period. The maximum cable length is limited by TA = corresponds to 1280 meters (if the propagation delay is 5 ns / m). 128 samples = 6.4 ps propagation delay. This The analog interface connects the received and transmitted digital data stream at the C1 chipset to the telephone line. There are also connections to the Tl chipset and the system controller for control purposes.
Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten :ill en hybridtransformator som också är länkad till POTS. På mottagningssidan av hybriden går den inkommande signalen via ett lågpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrån till Cl-chipset. På sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och går därifrån via ett lågpassfilter LP till hybridtransformatorn. En spänningsstyrd kristalloscillator, som driver både ADC och DAC, är ansluten till Tl-chipsets synkroniseringsblock.The analog interface is shown in Figure 8. The cable is connected to a hybrid transformer that is also linked to POTS. On the receiving side of the hybrid, the incoming signal passes through a low-pass filter and a programmable gain attenuator to an analog-to-digital converter, ADC, and from there to the Cl chipset. On the transmitter side of the hybrid, the output digital signal is converted to analog by a digital / analog converter, DAC, and goes from there via a low-pass filter LP to the hybrid transformer. A voltage controlled crystal oscillator, which drives both the ADC and the DAC, is connected to the sync block of the T1 chip.
En OFZM-ram är en summa av sinusformade bårvågor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplane: (frequency domain) med ett minimum av separationsavstånd mellan bärvågor. Antagande: att symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande :ill varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra 506 643 UI k) L/l 26 till att skapa pulser med mycket höga toppniväer.An OFZM frame is a sum of sinusoidal waveforms modulated in phase and amplitude and spaced in frequency plane: (frequency domain) with a minimum of separation distance between waves. Assumption: that the symbols within the frame are evenly distributed and uncorrelated in relation to each other giving a signal in the time plane with an approximately normally distributed instantaneous amplitude. Thus, there is a small possibility that input data can interact with each other 506 643 UI k) L / l 26 to create pulses with very high peak levels.
Emellertid mäste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna så att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsnivàer i DAC:n för att hantera genomsnittliga (average) signaler. Även om DAC:n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivà i sändaren, finns det begränsningar pá mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna pà mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Vara .However, the maximum amplitude must be limited to a lower amplitude than this so that there are a sufficient number of quantization levels in the DAC to handle average signals. Although the DAC has sufficient resolution to accommodate a high peak level in the transmitter, there are limitations on the receiver side (ADC). However, the consequences on the recipient side do not have to be as serious as they may seem.
En kort kabel har lägre dämpning i det höga frekvensområdet än en läng kabel, se Figur 9. Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan opäverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stort dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpnizgar ej kräver et: stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det område som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade linjen.A short cable has lower attenuation in the high frequency range than a long cable, see Figure 9. This means that a temporary pulse can occur in the receiver almost unaffected by the cable characteristics. Therefore, a relatively large dynamic range is required in the receiver. However, this can be easily achieved because almost equal damping does not require a large dynamic range. The ADC needs to accommodate the area indicated in Figure 9 by the solid, rough, arrow-marked line.
Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.However, the greater high frequency attenuation of long cables requires a large dynamic range.
Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) frán sändaren för att bygga upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar. Den ”fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det omrâde som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9.The high frequency attenuation also means that several large peaks would be required from the transmitter to build up high amplitudes in the receiver; a case that is even less likely to occur at the ADC input (input) than single peaks. The “free height” (headroom) can therefore be reduced and the ADC should accommodate the area marked by the rough, dashed arrow line in Figure 9.
Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom att omsorgsfullt ställa in signalniván vid mottagaren ADC i beroende av kabellängden.In summary, performance can be optimized by carefully setting the signal level at the ADC receiver depending on the cable length.
Linjedelaren(splitter)/hybriden har tvâ huvudtppgifter, nämligen att: 10 20 IJ UI 30 506 643 27 - dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och - förhindra den sända signalen från att uppträda vid mottagaren pà samma enhet genom balansering av kabeln.The line splitter / hybrid has two main tasks, namely to: 10 20 IJ UI 30 506 643 27 - split and combine telephony signal (POTS) and VDSL signal frequency bands; and - prevent the transmitted signal from appearing at the receiver on the same device by balancing the cable.
Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan.Since each transmission direction has its own frequency band, it is possible to optimize both sides in terms of their respective frequency bands to increase the overall performance.
Avsikten med lágpassfiltret på ingàngssignalen är att minska ”alias”-effekter (aliasing effects) pà interferens ovanför det använda frekvensområdet.The purpose of the low-pass filter on the input signal is to reduce aliasing effects on interference above the frequency range used.
Lågpassfiltret på utgångssidan reducerar utsänd effekt pà ”stoppbandet”. Dessa filter kan utgöra delar av uppdelnings-/hybridmodulen.The low-pass filter on the output side reduces the transmitted power on the "stop band". These filters can form part of the division / hybrid module.
Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är ”Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhållande på ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon med likvärdig prestanda, används.The best commercially available ADC today is the "Analog Devices AD9042" which has a signal-to-noise ratio of approximately 66 dB. It is recommended that either this ADC, or one with equivalent performance, be used.
För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används.For this description, it is assumed that a DAC with 14 bit resolution is used.
FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT:er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av två reella sekvenser på samma gång.The FFT and IFFT algorithms are built up of 1024-point complex FFTs with data reorganization to allow the calculation of two real sequences at the same time.
Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hárdvarurealiseringen baseras på en radix~32-kärna som beräknar resultatet i tre ”fövandlingar” (passes), se Figur 10.Consequently, each of FFT and IFFT are effective 2048 points. The hardware realization is based on a radix ~ 32 core that calculates the result in three “transformations” (passes), see Figure 10.
Förhållandet mellan signal/brusförhàllandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: 2b-v-l SNR=2 506 IQ Un 30 643 28 där b = antal bit, och v = "förvandlingar”). 11 (antal effektiva radix-2 Lösningen för b ger 17 bit upplösning (baserat på ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet.The relationship between the signal-to-noise ratio and the resolution in the algorithm can be expressed as: 2b-vl SNR = 2 506 IQ Un 30 643 28 where b = number of bits, and v = "transformations") 11 (number of effective radix-2 The solution for b gives 17 bit resolution (based on ADC SNR), but since ADC is not the only source of analog signal degradation, 16 bit resolution in the algorithm should be sufficient to maintain the resolution throughout the system.
VCXO:n genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras pà data frán synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen måste vara mycket stabil och faslàst (phase locked) till NU-referensklockan för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler.The VCXO generates the sampling frequency used in the NT part of the system. The control voltage is based on data from the synchronization unit. The clock frequency must be very stable and phase locked to the NU reference clock to maintain orthogonality between symbols.
För att fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in före ADC n.To take full advantage of the dynamic range of the ADC, a programmable attenuator must be inserted before the ADC.
Dämpningsnivän är huvudsakligen en funktion av kabellängden och kan bestämmas med värdet för "framflyttning av (timing advance) synkronisering” genom systemcontrollern.The attenuation level is mainly a function of the cable length and can be determined by the value for "timing advance synchronization" by the system controller.
Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för ”timing advance” och dämpningsnivàn, mäste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.Attenuation resolution and range, and the relationship between the value for timing advance and the attenuation level, must be determined. Equalization and variance values can also be used in the calculations for improved results.
I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, speciellt när bärvàgor moduleras med stora konstellationer.In a DMT system, a very precise synchronization between the transmitter and the receiver is necessary, especially when carriers are modulated with large constellations.
I den utförandeform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger på korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen.In the embodiment described here, a new frame synchronization method is used which is based on correlation properties built into the structure of the received signal.
Pà NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklockan. Pà NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage Controlled Crystal Oscillator) som är läst i fas till oscillatorn pá NU-sidan. VCXO:n styrs initialt av IQ Un 29 ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).On the NOW side, a crystal frequency oscillator is used as a reference for generating the sampling clock. On the NT side, a sampling clock is generated by a VCXO (Voltage Controlled Crystal Oscillator) which is read in phase to the oscillator on the NU side. The VCXO is initially controlled by the IQ Un 29 frame timing estimate.
Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationen. Därför används en dedicerad pilotbärvàg, efter en làsningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet på samplingsklocksynkroniseringen_ Beroende pà den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan interferens mellan symboler orsakad av kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsintervall (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdomänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är innehållet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.However, the resolution of the frame synchronization value calculation is not sufficient in the present application. Therefore, a dedicated pilot carrier, after a lock-in sequence, is used to achieve a very high accuracy of the sampling clock synchronization. Depending on the long symbol duration of a DMT system, interference between symbols caused by channel time dispersion can be eliminated by means of a guard interval. interval) as a prefix to each frame in the time domain. To maintain the orthogonality of the frames, the contents of each prefix are a copy of the last part of the following frame, making the frames appear to be partially cyclic.
Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrelation som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera samplingar av den mottagna signalen, avskilda i tid av (den kända) ramlängden, kommer passerandet av ett skyddsintervall att orsaka en topp i korrelationsvärdeberäkningen (correlation estimate). Därför kommer dessa toppar att ha ett känt synkroniseringsförhållande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. Principen visas i Figur ll.The synchronization method used to estimate the frame synchronization uses the high correlation between a prefix and the corresponding part of a frame. By continuously correlating samples of the received signal, separated in time by the (known) frame length, the passage of a protection interval will cause a peak in the correlation value calculation. Therefore, these peaks will have a known synchronization relationship to the frames and can be used to create a frame start signal. The principle is shown in Figure ll.
Korrelatorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett för att skapa en signal med samma period som korrelationstopparna. signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), Fasavvikelsen (frame time deviation) mellan dessa två signaler används som indata till en ”feed-back controller” 506 645 Uu 10 20 30 som justerar VCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid inte tillräckligt exakt för att användas i ett DMT-system. Därför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inlàsningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.The correlator and peak time estimator use a system clock generated by a VCXO. This clock is divided by the total number of samples in one to create a signal with the same period as the correlation peaks. signal interval (a cyclic prefix and a frame), the frame time deviation between these two signals is used as input to a feed-back controller 506 645 Uu 10 20 30 which adjusts the VCXO frequency to the correct sampling frequency. However, the phase of this sampling clock is not accurate enough to be used in a DMT system. Therefore, the frame synchronization value calculation is mainly used for a lock-in operation. It is also used to monitor frame synchronization to detect major anomalies that will necessitate resynchronization.
Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de två signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning på en ramlängd. Utdatan pà fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan från integratorn är korrelationsíunktionens värdeberäkning (estimate).The correlation of the received data is calculated continuously. The time difference between the two signals is achieved by using a digital delay line on a frame length. The output of the delay line is multiplied by the non-delayed signal and integrated (accumulated) over an interval corresponding to the length of the cyclic prefix. The output from the integrator is the value calculation (estimate) of the correlation function.
Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol reducerad komplexitet jämförd med användning av den (sign). Denna hárdvaruimplementering har en starkt fullständiga sampelordlängden.Since only the synchronization information of the correlation value calculation is used, a simplified estimator is implemented which only uses the reduced complexity symbol of the input data compared to using it (sign). This hardware implementation has a highly complete sample word length.
Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen_ Beroende på den reducerade dacaordlängden som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sådan medelvärdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.Computer simulations have shown that the use of synchronous averaging of several signal intervals reduces the variance of the frame synchronization value calculation. Depending on the reduced dacaord length used in the multiplier part of the correlator, it is possible to implement such averaging function immediately after the multiplier.
Ett blcckschema som visar implementeringen av Den inkommande signalen X(k) 1024, korrelatorn visas i Figur 12. passerar genom en fördröjning med N = dvs en ram, och 10 20 Id UI 506 643 31 till en konjugator. Utdatan från fördröjningen och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) medelvärdesbildaren, Z(k) vilken Z(k) signal W(k) som går till en ackumulator som ger en utsignal C(k). som går till en medelvärdesbildare. Utdatan från gár till en subtraherare från fördröjd med L = 128 subtraheras. Detta ger en Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvärdesbildaren omfattar en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, så som visas. Utsignalen kan uttryckas som MG Z(k) = Y(k-iM) ' O P ll där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.A block diagram showing the implementation of the incoming signal X (k) 1024, the correlator is shown in Figure 12. passes through a delay with N = ie a frame, and Id to 508 643 31 to a conjugator. The output of the delay and the conjugator is then multiplied to produce a signal Y (k) averaging, Z (k) which Z (k) signal W (k) goes to an accumulator which gives an output signal C (k). which goes to an average value generator. The output from gár to a subtractor from delayed by L = 128 is subtracted. This gives a The details of the averaging part of the correlator are shown in Figure 13. The averaging comprises a series of delay elements combined with adders, as shown. The output signal can be expressed as MG Z (k) = Y (k-iM) 'O P ll where Y (k) is the input signal and Z (k) is the output signal.
För att göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.To make the averaging synchronous with the frame structure of the signal, the delays are equal to the signal interval.
En detektor för att finna läget för den maximala storleken pà korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator.A detector for finding the position of the maximum size of the correlation function value calculation is shown in Figure 14. It is implemented using a register (# 1) for the latest max. Value and a comparator.
Registerinnehàllet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gäng ett värde större än registerinnehàllet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). detta andra register att innehålla ett index till det När ett helt signalintervall har passerat, kommer max.värde som påträffats under detta intervall. Detta index lagras i ett tredje register (#3), en gång per signalintervall, och innehållet i det första registret (l#) divideras med två (med användning av skiftning) shift). (using 50 Lll 20 O 643 32 Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniseringen hos insignalramarna. Återkopplingscontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan till signalintervallet. Ramsynkroniseringsklockan genereras med sedan användas som en pekare (pointer) hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.The register contents and the correlation size are compared, and each time a value greater than the register contents is found, the new value is stored in the register. The current value of a counter that counts sampling intervals (modulo signal intervals) is also passed to a second register (# 2). this second register to contain an index to it When an entire signal interval has passed, the max. value found during this interval. This index is stored in a third register (# 3), once per signal interval, and the contents of the first register (l #) are divided by two (using shift). (using 50 Lll 20 O 643 32 The index stored in register # 3 is interpreted as the deviation between the counter value and the current synchronization of the input signal frames. The feedback controller will cause the mean value of this deviation to converge to zero. The counter value can be generated to the signal interval. be used as a pointer using this counter value to indicate the frame start.
Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för pilotbärvågen i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet som finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvágor. De::a beror på den inneboende ortogonaliteten mellan bärvàgorna. För att uppnå en värdeberäkning med acceptabelt Låg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. De:ta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.The value calculation of the complex representation of the pilot carrier in the frequency plane is performed using the FFT unit available in the system. The advantage of using this method is that the value calculation will be independent of the varying modulation of other carriers. They are due to the inherent orthogonality between the carriers. In order to achieve a value calculation with acceptably low variance, a certain average value formation is necessary. De: ta is performed using first-order digital IIR filters.
Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, så argumentet är inte direkt tillgängligt. I àterkopplingsslingan är det nödvändigt att upptäcka (detect) mycket små argumentavvikelser. Därför måste upplösningen pà argumentet vara hög. Återkopplingscontrollern kommer att få pilotbärvágsargumentet att konvergera mot noll. En approximering av argumentet, som är linjärt endast i ett litet område omkring noll, är dä tillräckligt för att uppnå acceptabel prestanda. En användbar approximering som är "monotonic" i nästan alla fyra kvadranterna, och också enkel att implementera i digital logik, beskrivs genom uttrycket: Aä%¶3{C}-(l-sgn¶{C}).K. ¶{C}.sgn.3{CH Un 643 33 där C är den komplexa pilotbärvàgsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant som påverkar funktionens utformning (här används K=2).Unfortunately, the value calculation is represented as a complex number in rectangular coordinates, so the argument is not directly available. In the feedback loop, it is necessary to detect very small argument deviations. Therefore, the resolution of the argument must be high. The feedback controller will cause the pilot carrier argument to converge to zero. An approximation of the argument, which is linear only in a small range around zero, is then sufficient to achieve acceptable performance. A useful approximation that is "monotonic" in almost all four quadrants, and also easy to implement in digital logic, is described by the expression: Aä% ¶3 {C} - (l-sgn¶ {C}). ¶ {C} .sgn.3 {CH Un 643 33 where C is the complex pilot carrier value calculation, M is a positive scaling constant, and K is a positive constant that affects the design of the function (here K = 2 is used).
Kanalen inför fasskift pà pilotbärvágen som kan orsaka ”linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen på insignalen och pilotargumentet noll.The channel introduces phase shifts on the pilot carrier which can cause “misalignment” between the frame synchronization on the input signal and the pilot argument zero.
För att eliminera detta problem går pilotbärvågsestimatorn också genom utjämnaren för frekvensplanet (frequency domain equalizer). Utjämningsparametern för denna bärvâg sättes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.To eliminate this problem, the pilot carrier estimator also passes through the frequency domain equalizer. The equalization parameter for this carrier is set during the start sequence, when the frame timing estimate has converged to its final value.
Valet av pilotbärvàg kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvågor som pilot kan också tillhandahållas. Återkcpplingsslingan har i verkligheten två ”controllers", var och en med sin egen insig:al.De tvà controllerutgángarna adderas och matas via en D/A- omvandlare till VCXO:n som genererar samplingsklockan. Båda ”controllerna” är av PI-typ (Proportional and Integrating).The choice of pilot carrier will be fixed, but logic for choosing other carriers as a pilot can also be provided. The feedback loop actually has two "controllers", each with its own input: al. The two controller outputs are added and fed via a D / A converter to the VCXO that generates the sampling clock. Both "controllers" are of PI type ( Proportional and Integrating).
Figur 15 ger en översikt över signalvägarna. Den mottagna datan i tidsplanet passerar genom korrelatorn och topplägesestimatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvágen i frekvensplanet som härleds från utjämnaren (equalizer) förs till en pilotargumentestimator, vars utdata förs till "áterkopplingscontrollers" som också tar emot utdaca från toppestimatorn. Utdatan från ”återkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används VCXO:n. för att styra Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscontrollern aktiv. När ramsynkroniseringen har stabiliserats, värdeberàknas 506 645 Un 10 30 34 utjämningsparametern för pilotbärvàgen och sättes (av SC:I'1) . uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna Detta görs endast en gång, och ytterligare ändring av utjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn tillräckligt med inställningstid.Figure 15 gives an overview of the signal paths. The received data in the schedule passes through the correlator and the peak position estimator to result in the frame clock. The complex pilot carrier in the frequency plane derived from the equalizer is fed to a pilot argument estimator, the output of which is fed to "feedback controllers" which also receive output from the peak estimator. The output of the “feedback controllers” is then passed to a D / A converter to provide a signal that is used by the VCXO. to control During the start-up sequence, only the frame synchronization controller is active. Once the frame synchronization has stabilized, the 506 645 Un 10 30 34 equalization parameter for the pilot carrier is valued and set (by SC: I'1). updating this parameter is suppressed. After this This is done only once, and further change of equalization parameters, the averaging for the argument estimator is given sufficient setting time.
Slutligen stoppas ramsynkroniseringscontrollern och pilotargumentcontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringscontrollern stoppats, låses dess sista utvärde sä att VCXO-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.Finally, the frame synchronization controller is stopped and the pilot argument controller is activated. When the frame synchronization controller is stopped, its last value is locked so that the VCXO frequency remains close to its final value.
Pilotbärvàgen används också för överföringen av synkroniseringsinformation för bassynkroniseringsintervallet (BSI = Base Synchronization Interval). Bärvägsargumentet antas normalt vara konstant.The pilot carrier is also used for the transmission of Base Synchronization Interval (BSI) synchronization information. The carrier argument is normally assumed to be constant.
Ett kort mönster BPSK-moduleras pà bärvàgen med användning av faserna O och n och lämnande bärvågen på fas O under resten av BSI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel (<1%) pilotbärvägsargumentvärdeberäkningen försumbar. En av BSI-intervallet, är störningen av korrelator används för att detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI.A short pattern is BPSK modulated on the carrier using phases O and n and leaving the carrier on phase O for the remainder of the BSI interval. If this pattern is only a fraction (<1%), the pilot carrier argument value calculation is negligible. One of the BSI range, is the interference of the correlator used to detect the pattern and provide the synchronization signal for the BSI.
(SC) upptäckt av synkroniseringslásning och av övervakningsskäl, ”System Controllern” måste ha läsaccess, för till register som häller estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotargumentapproximeringen.(SC) detection for synchronization locking and for monitoring reasons, the "System Controller" must have read access, in order to register that pours the estimator for frame time deviation and pilot argument approximation.
För att hantera den inledande utjämningen av pilotbärvàgen är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bärvàgen och skriva till utjämningsparameterminnet.To handle the initial smoothing of the pilot carrier, it is necessary for the SC to read the averaged complex representation of the carrier and write to the smoothing parameter memory.
Ett kompensationsregister (offset register) för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna och ramstartsignalen är nödvändigt och mäste vara skrivbart fràn SC:n. Detta används pà NT-sidan. 20 35 De detekterade BSI-händelsesignalerna, för både mottagning och sändning, skall anslutas till SC:n som avbrottsinmatningar (interrupt inputs).An offset register to determine the relative synchronization between the input frames and the frame start signal is necessary and must be writable from the SC. This is used on the NT page. The detected BSI event signals, for both reception and transmission, shall be connected to the SC as interrupt inputs.
Alternativt kan pilotbärvägen àterhämtas (recover) från signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslåsning av en samplingsklockoscillator_ Frekvensplansmetoden, som här beskrivs, har fördelen att pilotbärvàgsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvàgorna, beroende pá ortogonaliteten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.Alternatively, the pilot carrier can be recovered from the signal in the plane, using a bandpass filter, and used directly for phase locking of a sampling clock oscillator. The frequency plan method described here has the advantage that the pilot carrier estimator is independent of the modulation of the other carriers. Another frame synchronization method would depend on introducing a known pattern into certain frames.
Detta skulle reducera systemkapaciteten.This would reduce system capacity.
Ramlängden och längden pà de cykliska prefixen är fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en àterkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet pà ramsynkroniseringsestimatorn modifieras en aning. Det är viktigt att VCXO:n har mycket låg fasstörning, eftersom áterkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sådan störning.The frame length and the length of the cyclic prefixes are fixed in the embodiment described here. The method, described above, is designed to work in a feedback loop with a VCXO. In a device using a specific sampling clock oscillator, the design of the frame synchronization estimator needs to be slightly modified. It is important that the VCXO has a very low phase fault, as the feedback loop is too slow to compensate for such a fault.
Ett diskret multitonsystem (DMT) modulerar N komplexa datasymboler pà N bärvâgor (här använder vi N=l024 bärvägor). Denna mappning beräknas som en omvänd (inverse) diskret Fourir-transformering genom användning av ”Inverse (IFFT).A discrete multitone system (DMT) modulates N complex data symbols on N carriers (here we use N = 1,024 carriers). This mapping is calculated as a reverse (inverse) discrete Fourir transform using Inverse (IFFT).
N st bärvàgorna av en FFT.N st carriers of an FFT.
Fast Fourier Transform” I mottagaren demoduleras de I modemet, som beskrivs här, utförs FFT och IFFT av samma enhet, med användning av samma bas (radix) 16, eller 32 ”kärnor” (cores), i olika faser. Denna process visas schematiskt i Figur 16.Fast Fourier Transform In the receiver they are demodulated in the modem, described here, FFT and IFFT are performed by the same unit, using the same base (radix) 16, or 32 "cores", in different phases. This process is shown schematically in Figure 16.
Huvudoperationen delas upp i ramar med längder pá 2048 reella, eller 1024 komplexa värden. För varje ram 506 645 UI W 30 36 utför denna enhet en FFT, IFFT, skalning, omskalning (descaling), samt addering av cykliskt prefix.The main operation is divided into frames with lengths of 2048 real, or 1024 complex values. For each frame 506 645 UI W 30 36, this unit performs an FFT, IFFT, scaling, descaling, and adding cyclic prefix.
FFT:n och IFFT:n beräknar 2048 punkter reella FFTs och arbetar med ett minimum på 16 bit aritmetik.The FFT and the IFFT calculate 2048 points of real FFTs and work with a minimum of 16 bit arithmetic.
För nätterminalsidan, (NT), finns det ett krav på synkronisering mellan ingángsramstarten och IFFT- utgàngsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bärvàgorna). Sändaren skall kunna starta sändningen av en ram innan den startar att ta emot en ram, så kallad ”timing advance".For the night terminal side, (NT), there is a requirement for synchronization between the input frame start and the IFFT output start. (A synchronization between the upstream and downstream carriers). The transmitter must be able to start transmitting a frame before it starts receiving a frame, so-called "timing advance".
En skalning (scaling) bör tillhandahållas före IFFT.A scaling should be provided before IFFT.
Denna skalning är en multiplicering mellan de reella koefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingángsvärdena från symbolmappern (SM). Koefficienterna är pà 16 bit vardera.This scaling is a multiplication between the real coefficients stored in this unit, and the input values from the symbol mapper (SM). The coefficients are 16 bits each.
Koefficientminnet består av två banker av samma (l6XlC24 bit). andra uppdateras. Omkoppling (switching) möjliggörs genom storlek Den ena banken används medan den ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI.The coefficient memory consists of two banks of the same (16XlC24 bit). others are updated. Switching is made possible by size One bank is used while a PCI command and executed at the next BSI.
Efter FFT:n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.After the FFT, a rescaling must be performed before the data is transferred for smoothing and symbol detection.
Denna omskalning är en multiplikation med det inverterade värdet av skalningsvärdena. Koefficienterna representeras av 16 bit.This rescaling is a multiplication by the inverted value of the scaling values. The coefficients are represented by 16 bits.
En exponent (som resulterar i en ”post shift") pà 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.An exponent (resulting in a 4-bit post shift) may also be needed to maintain precision.
Koefficientminnet består av tvá banker av samma ((l6+4}XlO24 bit). andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- storlek Den ena banken används medan den kommando och verkställes vid nästa BSI.The coefficient memory consists of two banks of the same ((16 + 4} X1024 bit). Others are updated, switching is made possible by a PCI size One bank is used while commanding and executed at the next BSI.
(Ju 20 k) Un 506 643 37 Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.(Ju 20 k) Un 506 643 37 At the beginning of each frame a cyclic prefix is added.
Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insättandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvåg som en separat kanal.This process is shown schematically in Figure 17. The insertion of a cyclic prefix eliminates interference between symbols (ISI), and preserves the orthogonality between the tones, resulting in a simple input / output ratio that makes it possible to consider each carrier as a separate channel. .
Detta cykliska prefix består av en repetition av den sista delen av ramen.This cyclic prefix consists of a repetition of the last part of the frame.
Under förutsättning att ”timing advance” används och den maximala kabellängden är 1300 m, kommer ett cykliskt prefix på 128 sampel att behövas. Sålunda kommer utdatan för varje ram att vara sampel: 1920, l92l,...,2046, 2047, 0,1,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.Provided that "timing advance" is used and the maximum cable length is 1300 m, a cyclic prefix of 128 samples will be required. Thus, the output for each frame will be a sample: 1920, l92l, ..., 2046, 2047, 0,1,2, 2046, 2047 For each of the above components there is a FIFO as an interface to the external world with FFT / IFFT input and output memories. Thus, there are a total of 4 FIFOs.
Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den analoga sidan har en storlek på 384 ord (16 bit) och de FIFO:n som har gränssnitt mot Tl-chips har en storlek på 448 ord (32 bit).It is recommended that the FIFOs with interfaces to the analog side have a size of 384 words (16 bits) and the FIFOs that interfaces with Tl chips have a size of 448 words (32 bits).
En annan DMT-teknik som inte använder ”Fourir transformation” är ”Discrete Wavelet Multi-tone Transform” (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL standardiseringskommitté som avslog den.Another DMT technology that does not use "Fourir transformation" is "Discrete Wavelet Multi-tone Transform" (DWMT). This method has been submitted to the ADSL Standardization Committee, which rejected it.
Den precision som behövs i denna teknik beror på det erforderliga dynamiska omfånget, som i sin tur bestäms av de analoga komponenterna (speciellt DAC). FIFO-storleken kommer att bero på klockhastighetsdifferenser och den mängd ”timing advance” som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar. 50 10 25 30 O 643 38 Kanalvärdeberäkning utförs med en ”beslutsinriktad" metod, eftersom alla (decision directed) dataramar då används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens på kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar i kanaltransmissionskvalitet.The precision required in this technology depends on the required dynamic range, which in turn is determined by the analog components (especially DAC). The FIFO size will depend on the clock speed differences and the amount of timing advance used. The use of clipping is a compromise between dynamic range (quantization perturbations) and clipping perturbations. 50 10 25 30 O 643 38 Channel value calculation is performed with a "decision-oriented" method, since all (decision directed) data frames are then used to update the channel model. Known data frames are necessary only at start-up. In certain circumstances, interference on the channel can be value calculated using all This is important for early detection of changes in channel transmission quality.
Grundprincipen för "beslutsinriktad” (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna data och kända, kanalmodell. kanalmodellen exakt nog för att kunna användas för sända data används för uppdatering av en I ett visst skede av denna process är utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas på samma sätt scm den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.The basic principle of "decision directed" value calculation is that differences between received data and known, channel model.the channel model exactly enough to be used for transmitted data is used to update a At a certain stage of this process is equalization of the received data, and the detector will produce correct data.This output can then be used in the same way as the known data for further updating of the channel model, therefore the predefined data frames are no longer necessary and random data transmitted through the channel is used instead.
Genom a:t använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i smä steg i sådan riktning att utjämnaren konvergerar mot en modell av den ”omvända” (inverse) kanalen. Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant system. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för utjämningsparametrar, EQ. Den resulterande signalen, U, gär sedan till en detektor (kvantiserarei vars utdata är Y. Y går sedan till en symboldekoder som producerar en avkodad databitström. U och Y går också :ill en ingång (input) på uppdateringsenheten för utjämningsparametrar och till en variansestimator.By using data taken after the equalizer as input data, and data after the detector as the second input data, an adaptive update algorithm can be designed. It modifies the equalization parameters in small steps in such a way that the equalizer converges towards a model of the "reverse" (inverse) channel. Figure 18 shows a block diagram of such a system. Input in the frequency plane enters the equalizer and is multiplied by the output of an equalizer parameter update unit, EQ. The resulting signal, U, then goes to a detector (quantizer in whose output is Y. Y then goes to a symbol decoder which produces a decoded data bitstream. U and Y also go to an input on the equalization parameter updater and to a variance estimator .
Utdatan hos variansestimatorn är W. 5Û6 643 39 En adaptiv algoritm för värdeberäkning av utjämningsparametrarna (EQ), som använder den utjämnade datan (U) och den kvantiserade datan (Y) som indata, beskrivs genom följande ekvation: som = Bok + “ .EQpUkÉ (Yk- "Q |U1<|2 där p är en positiv konstant (p << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde 10 ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okànslighet när det finns störningar pà insignalerna.The output of the variance estimator is W. 5Û6 643 39 An adaptive algorithm for calculating the value of the smoothing parameters (EQ), which uses the smoothed data (U) and the quantized data (Y) as input, is described by the following equation: as = Book + “.EQpUkÉ (Yk- "Q | U1 <| 2 where p is a positive constant (p << 1), which affects the adaptation dynamics. A smaller value gives a slower adaptation than a larger value, but it also gives a larger insensitivity when there are disturbances on the input signals.
Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i ekvationen undvikas. Uttrycket p/|UkP har ett alltför stort 1> dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är dock möjligt att kvantisera detta uttryck på ett logaritmiskt sätt som visas nedan: P1/ | UK! 2 z 2-integer(2.log2 |Ukh+ integertlogzp) Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med 20 användning av absolutvärdet av U¿ som indata i en binär prioritetskodare och byter tecken (negating) på utdata.For implementation reasons, the division shown in the equation should be avoided. The expression p / | UkP has too large a dynamic range to be replaced by a constant. However, it is possible to quantize this expression in a logarithmic way as shown below: P1 / | UK! 2 z 2-integer (2.log2 | Ukh + integertlogzp) The exponent in the above expression can be produced using the absolute value of U¿ as input in a binary priority encoder and change the sign (negating) of the output.
Eftersom uttrycket är en heltalspotens av två, implementeras multiplikationen i algoritmen med hjälp av en ”barrel shifter”.Since the expression is an integer power of two, the multiplication is implemented in the algorithm using a "barrel shifter".
IQ lJl Interferensvariansen på var och en av bärvågorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna från ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som 30 kvantiseras till detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt låg för att varje 506 Un 20 IQ Un 643 40 datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvágorna, uppfylles detta villkor.IQ lJl The interference variance of each of the carriers is value calculated using the standard method of integrating the squared deviations from a mean value. In this case, each quantized value, Y, is used as the mean value of the range of data values, U, which is quantized to this Y. This method assumes that the symbol error rate is low enough to associate each 506 Un 20 IQ Un 643 40 data value with the correct mean. However, if suitable constellations are selected for the different carriers, this condition is met.
Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. Den algoritm som används för värdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation: Wk+1 = .Wk-rs. |Yk_UkI2 Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfilter. Parametern s är en liten, positiv konstant (2 << 1) som påverkar filtrets dynamiska egenskaper. Detta är inte någon kritisk parameter, och att välja 8 bland heltalspotenser av tvá kommer att vara tillräcklig:.Figure 18 shows the variance estimator as part of the system. The algorithm used for the value calculation is described by the following equation: Wk + 1 = .Wk-rs. | Yk_UkI2 The integration is here replaced by an exponentially weighted average value filter. The parameter s is a small, positive constant (2 << 1) that affects the dynamic properties of the filter. This is not a critical parameter, and selecting 8 from integer powers of two will suffice :.
Om e:: värde på e väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensnivàn.If e :: value of e is selected which gives a good variance value calculator (estimator), the algorithm will not be able to detect sudden changes in the interference level.
Därför kan en separa: algoriïm, som arbetar parallellt med variansestiïatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift.Therefore, a separa: algorithm, which works in parallel with the variance calculator, may be necessary for this task.
”System Controllern" måste ha både läs- och skriv- access till det minne som häller utjämningsparametrarna.The "System Controller" must have both read and write access to the memory that pours the smoothing parameters.
Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning (monitoring) av parametrarna är också nödvändig för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden.Initialization of the parameters is necessary at start-up. Monitoring of the parameters is also necessary to detect when they have leveled sufficiently close to their final values.
Kanalvariansminnet mäste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.The channel variance memory must be available for the System Controller's read operations. Initialization of this memory to all zeros can be connected to a system reset.
De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara :illgängliga för skrivning från System Controllern.The parameters that affect the dynamics of the estimators must be: inaccessible for writing from the System Controller.
V: 20 k) (Ju 506 643 41 Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik uppstartsekvens, både för kanal- och interferensvärdeberäkningen_ Under normal exekvering är den beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräckligt låg symbolfelfrekvens.V: 20 k) (Ju 506 643 41 The method described here assumes a specific start-up sequence, both for the channel and interference value calculation_ During normal execution, it depends on a suitable choice of bit charge that gives a sufficiently low symbol error rate.
Det är viktigt att utjämningsparametrarna initialiseras till enhetsvärde vid början av startsekvensen, eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.It is important that the smoothing parameters are initialized to unit value at the beginning of the start sequence, as the input to the update algorithm passes through the equalizer.
Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsândringar i datavägen.The update algorithm is sensitive to scaling changes in the data path.
Varje ändring av skalning i sändaren måste kompenseras 1 mottagaren. Detta ställer också krav pà speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) på ingångssidan i mottagaren.Any change in scaling in the transmitter must be compensated for in the receiver. This also requires special care when using the analog gain control on the input side of the receiver.
Symbolmappern (encoder) mappar ett antal bit till ett komplext :al (I, Q) som indirekt bestämmer fasen och amplituden hos en bärvàg. Mappningen av alla värden av en viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 19. Detekteringen är den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet pà de bitar som sänds pá bärvàgen. Det antal bit som sänds pá en viss bärväg bestäms av bitladdningsfaktorn för denna.The symbol mapper (encoder) maps a number of bits to a complex: al (I, Q) which indirectly determines the phase and amplitude of a carrier. The mapping of all values of a certain bit length is called a constellation, and is shown in figure 19. The detection is the inverse function, ie from a complex value the value of the bits sent on the carrier is determined. The number of bits transmitted on a given carrier path is determined by the bit charge factor thereof.
Konstruktionen av en specifik konstellation är inriktad mot att låta varje punkt flyttas så långt som möjligt fràn alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara så lág om möjligt. En annan restriktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellatio: som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den adaptiva utjämnaren. 506 643 N 25 30 42 För en given bärvàg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) från fyrkantrutnätkonstellationen (square-grid constellation) baserad pá b-bitarna (vb1_vbQ, _,vLv¿). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett (integer label) vars binära representation är (vbl,v¿Ql___'vLv2). Till exempel, för b=2 "etiketteras” de fyra konstellationspunkterna 0, 1, 2, 3 motsvarande (vpvz) = (0,0), (0,1), (1,0), (1,1), respektive.The construction of a specific constellation is aimed at allowing each point to be moved as far as possible from all other points. At the same time, the average energy should be as low as possible. Another restriction is that the mapping and detection units should be as simple as possible. However, the decision as to which constellation to use will affect not only the symbol mapping and detection units, but also the bit charge and possibly the adaptive equalizer. 506 643 N 25 30 42 For a given carrier, the encoder selects an odd integer point (I, Q) from the square-grid constellation based on the b-bits (vb1_vbQ, _, vLv¿). For simplicity of description, these b-bits are identified by an integer label whose binary representation is (vbl, v¿Ql ___ 'vLv2). For example, for b = 2, the four constellation points 0, 1, 2, 3 are "labeled" corresponding to (vpvz) = (0,0), (0,1), (1,0), (1,1), and .
För jämna värden på b bestäms heltalsvärdena på I och Q för konstellationspunkten (I, Q) från b-bitarna (vb-i, Vb- L H_,v1jQ) enligt följande. Dela upp V i VI = (VVL vb3,_H Ivl) och VQ = (vg2,vb4,_A_|vO). Tillämpa sedan den omvända Gray-koden på VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2GraW(VI) + l, Och Q=2Gray(VQ) + l.For even values of b, the integer values of I and Q of the constellation point (I, Q) are determined from the b-bits (vb-i, Vb-L H_, v1jQ) as follows. Divide V by VI = (VVL vb3, _H Ivl) and VQ = (vg2, vb4, _A_ | vO). Then apply the reverse Gray code to VI and VQ. This gives I and Q as I = 2GraW (VI) + 1, and Q = 2Gray (VQ) + 1.
Figur 19 visar hur det binära mönstret för V mappar pà I och Q när b = 6.Figure 19 shows how the binary pattern for V folders on I and Q when b = 6.
Innan dessa värden sänds till IFFT:n normaliseras de genom att skiftas så att ”msb" av dessa tal blir ”msb" pà utmatningen (16 - [b/2] steg kvar).Before these values are sent to the IFFT, they are normalized by shifting so that "msb" of these numbers becomes "msb" on the output (16 - [b / 2] steps left).
För en given bärvàg använder dekodern en konstellationspunkt (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vbfl, vb¿'___,vLv2). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett vars binära representation är (vbl,vb2,_H IVLV2).For a given carrier, the decoder uses a constellation point (I, Q) to determine the b-bits (vb fl, vb¿ '___, vLv2). For simplicity of reference, these b-bits are identified by an integer label whose binary representation is (vbl, vb2, _H IVLV2).
Det antas att värdena på I och Q begränsas genom mättnad till området (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas ,i1.io) f och Q = (q1s,q14, ,q1,qo) f och kombineras sedan till V som V = (giß,gqß,giN,gqN,.....). där de övre b-bitarna är gällande.It is assumed that the values of I and Q are limited by saturation to the range (X, Y). To determine V, Gray is coded, i1.io) f and Q = (q1s, q14,, q1, qo) f and then combined to V as V = (giß, gqß, giN, gqN, ..... ). where the upper b-bits are valid.
LI! 10 30 35 506 643 43 Det antal bit varje bärvàg förmedlar beror på deras respektive signal/brusförhàllande (SNR).LI! 10 30 35 506 643 43 The number of bits each carrier transmits depends on their respective signal-to-noise ratio (SNR).
Signal/brusförhállandet beräknas för varje bärvàg i mottagaren. Baserat pà signal/brusförhållandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvàg. Sålunda bestäms det antal bit varje bärvàg skall överföra per sänd symbol.The signal-to-noise ratio is calculated for each carrier in the receiver. Based on the signal-to-noise ratios, bit charge factors are calculated for each carrier. Thus, the number of bits each carrier must transmit per transmitted symbol is determined.
Dessa bitladdningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om sä erfordras.These bit load factors are calculated in an initial training session and can be updated as needed.
MUSIC-systemet använder 2-dimensionell ”Quadrature Amplitude Modulation” (QAM) pà varje bärvàg, med bitladdningsfaktorer varierande från 0-12 bit.The MUSIC system uses 2-dimensional Quadrature Amplitude Modulation (QAM) on each carrier, with bit load factors ranging from 0-12 bits.
Antalet bit som sänds på varje bärvàg kan uttryckas genom: SNRi ) ß¿= bi+ log2(L)= logz (l + (1) l” där F, SNR-gapet, en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beror pà modulering, möjlig kodning och beroende på ie extra bit som behövs för kodning.The number of bits transmitted on each carrier can be expressed by: SNRi) ß¿ = bi + log2 (L) = logz (l + (1) l ”where F, the SNR gap, a system margin, and L is the constellation expansion due to modulation, possible coding and depending on ie extra bit needed for coding.
Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger; [Qflps/MJ* F: - yd + ymargin 3 (dB) (2) där Psär den önskade symbolfelfrekvensen,'m är ”kodningsvinsten” (gain of coding) i systemet, fimrwm är systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, impulsstörningar etc. Ekvation (l) ger en bitladdningsfaktor med infinit granularitet. 506 643 Un 10 25 30 44 Bitladdningsfaktorerna är avrundade för att ge de stödda faktorerna (O - 12 bit).The use of QAM constellations and some form of coding provides; [Q fl ps / MJ * F: - yd + ymargin 3 (dB) (2) where Psär is the desired symbol error rate, 'm is the “gain of coding” in the system, fi mrwm is the system margin. The system margin is a factor used to compensate for non-modeled losses, impulse disturbances, etc. Equation (l) gives a bit charge factor with infinite granularity. 506 643 Un 10 25 30 44 The bit charge factors are rounded to give the supported factors (0 - 12 bits).
Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tillåts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärvåg. Detta tillhandahåller möjligheten att avstämma energin så att (1) resulterar i en bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger: (Qi-l)T Ei_2 i (3) Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bärvågsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna tillåts variera alltför mycket.The rounding procedure will reduce the performance of the DMT system. If the energy distribution is allowed to vary, energy charge factors can be calculated for each carrier. This provides the ability to tune the energy so that (1) results in a bit charge factor supported by the system. Reconciliation gives: (Qi-1) T Ei_2 i (3) However, this can result in very large differences between carrier energies. In an environment with several different DMT systems, strange effects can occur if the different energies are allowed to vary too much.
Fjärröverhörningen (FEXT) kommer att variera avsevärt i en sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvågsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor är den maximala energi som är tillåten på varje bärvåg.The remote crosstalk (FEXT) will vary considerably in such an environment, and some DMT systems may have the full capacity of the cable. To prevent these effects, only small changes in the carrier energies can be allowed. Another limiting factor is the maximum energy allowed on each carrier.
Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero på den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: sNRi=wi ) där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.The input data to the bit load algorithm will depend on the selected frequency domain equalizer. If an adaptive DFE is used, SNR is obtained by: sNRi = wi) where Wi is the value-calculated interference variance described above.
För varje bärvåg beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För 20 IQ Un 30 506 643 45 energiladdning används n bit för att ge 2” - 1 möjliga faktorer.For each carrier, a bit charge factor and an energy charge factor are calculated. The bit load factors can be represented by 3 bits, but to prepare the system even for odd bit load factors, 4 bits are recommended. For 20 IQ Un 30 506 643 45 energy charge, n bit is used to give 2 ”- 1 possible factors.
Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnå en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras sä att den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg: - Först värdeberäknas SNR med hjälp av (4).The implementation of the calculations of bit charge and energy charge factors can be done in four steps shown in Figure 20. To achieve a given bit rate, a required SNR can be calculated and the system margin adjusted so that the desired bit rate is achieved. The process, illustrated in Figure 20, includes the following steps: - First, the SNR is calculated using (4).
- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn.In the second step, four comparisons are performed, ie one for each of the four bits representing the bit load factor.
Trösklarna beror pá L och F, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln för nästa jämförelse. Pá ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd.The thresholds depend on L and F, and can be pre-calculated. The first comparison determines if the bit charge factor is greater than 7, and the result of this comparison controls the first of the four bits representing the bit charge factor; it also controls the threshold for the next comparison. Similarly, this comparison controls the second bit and the threshold for the next comparison. After the four comparisons, the bit charge factor is determined.
- Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att kanalen används mera effektivt. Energin skalas enligt ekvation (3).- The third step is to value the scaling factor for the transmitted energy so that the channel is used more efficiently. The energy is scaled according to equation (3).
- Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.Finally, the scaling factor is quantized to n bits.
Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de två första stegen nödvändiga. 506 643 Un 20 30 46 Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/FFT-processorn.It should be noted that in order to implement a system of constant energy charging, only the first two steps are necessary. 506 643 Un 20 30 46 The energy charge and shift performed for normalization in the symbol mapping determines the scaling and rescaling factors sent to the IFFT / FFT processor.
Sålunda baseras metoden för att bestämma en lämplig konstellation (bitladdning) för varje separat bärvàg på en värdeberäkning av ett värde pà SNR för varje bärvàg och den maximalt tillàtna symbolfelfrekvensen. Den förenklade metoden i den föreliggande uppfinningen utnyttjar det faktum att alla signaler är normaliserade till samma skala vid in- och utmatningen i symboldetektorn (se Figurerna 4 och 5).Thus, the method of determining an appropriate constellation (bit charge) for each separate carrier is based on a value calculation of a value of SNR for each carrier and the maximum allowable symbol error rate. The simplified method of the present invention takes advantage of the fact that all signals are normalized to the same scale at the input and output of the symbol detector (see Figures 4 and 5).
För varje enskild bärvàg associerar symboldetektorn insignalen i ett område runt en specifik (bitladdning) till det distinkta värdet för denna punkt, vilket är detektorns utdatavärde. konstellationspunkt Variansen hos avvikelserna hos insignalvärdena från det distinkta utvärdet är ett mätt på störningen på bärvågen och proportionell mot SNR.For each individual carrier, the symbol detector associates the input signal in an area around a specific (bit charge) to the distinct value of this point, which is the output value of the detector. constellation point The variance of the deviations of the input signal values from the distinct output value is a measure of the disturbance on the carrier and proportional to the SNR.
Konstellationerna beskrivs vanligen som ett mönster av punkter i en komplex domän. Under förutsättningen att störningarna har en Gauss-fördelning, kan frekvensfunktionen för insignalvärdena representeras av roterande symmetriska ”Gaussklockformer” centrerade till varje distinkt konstellationspunkt. Formen på klockan bestäms av variansen.The constellations are usually described as a pattern of points in a complex domain. Assuming that the disturbances have a Gaussian distribution, the frequency function of the input signal values can be represented by rotating symmetrical "Gaussian clock shapes" centered at each distinct constellation point. The shape of the watch is determined by the variance.
Den övre gränsen för Variansen för en viss konstellation (bitladdning) bestäms av den maximalt tillåtna symbolfelfrekvensen. Den lägre gränsen av variansen kommer att vara lika med den övre gränsen för den näst största konstellationen. 10 20 30 506 643 47 Standardavvikelsen 0, som år kvadratroten på variansen, kan representeras av en cirkel centrerad vid varje konstellationspunkt. Det kortaste avståndet d mellan angränsande (neighbouring) punkter är en parameter för konstellationen. En speciell maximal symbolfelfrekvens ger då ett minimiförhâllande pá d/0.The upper limit of the variance for a given constellation (bit charge) is determined by the maximum allowable symbol error rate. The lower limit of the variance will be equal to the upper limit of the second largest constellation. 10 20 30 506 643 47 The standard deviation 0, which is the square root of the variance, can be represented by a circle centered at each constellation point. The shortest distance d between neighboring points is a parameter for the constellation. A special maximum symbol error rate then gives a minimum ratio of d / 0.
Medelvärdesberäkning av de kvadrerade skillnaderna mellan detek:orns in- och utsignaler för en viss bärvåg ger en värdeberäkning av variansen ozsom representeras i samma enhet som det kvadrerade avståndet dzför den konstellation som används. Omràdesgränserna för d/G kan också ges som dz/G2. maximal symbofelfrekvens, och dzär en bestämd parameter för Dessa gränser kommer att vara konstanta för en given en viss konszellation. Detta ger en mycket enkel metod att bestämma vilken konstellation som skall användas för en speciell bärvàg, oberoende av olika skalning i multibärvágstransmissionssystemet i övrigt.Averaging the squared differences between the detector's input and output signals for a given carrier gives a value calculation of the variance oz which is represented in the same unit as the squared distance dzfor the constellation used. The range limits for d / G can also be given as dz / G2. maximum symbol frequency, and dzär a definite parameter for These limits will be constant for a given a certain concellation. This provides a very simple method for determining which constellation to use for a particular carrier, regardless of the different scaling in the multi-carrier transmission system in general.
Sålunda är metoden för bestämning av bitladdning enligt den föreliggande uppfinningen: - oberoende av signalskalning i ett multibärvàgstransmissionssystem; och - utnyttjar det faktum att symbolfelfrekvensen är en funktion av förhållandet mellan en varians som kan värdeberäknas med användning av detektorns in- och utsignaler och en bestämd konstellationsparameter.Thus, the method for determining bit charge according to the present invention is: - independent of signal scaling in a multi-carrier transmission system; and - takes advantage of the fact that the symbol error rate is a function of the ratio between a variance that can be valued using the detector's input and output signals and a determined constellation parameter.
Avsik:en med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror pà felmönsterkarakteristiken. Förväntade felkällor inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) (som inducerar sluzpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar). 506 643 l0 15 20 h.) lJI 30 48 Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller två bit per bärvàg. Sannolikheten för ett enstaka bitfel på en bärvåg är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, som i sin tur är högre än sannolikheten för 3 bitfel, och så vidare. Detta beror på det sätt på vilket bitarna i symbolen är kodade (dvs Gray- kodning).The purpose of channel coding is to reduce the bit error rate. The type of coding that should be used depends on the error pattern characteristics. Expected sources of error include random noise (which induces random bit errors), impulse disturbance (which induces error bursts) and clipping (which induces error bursts). 506 643 l0 15 20 h.) LJI 30 48 Faults caused by impulse disturbances mainly affect one or two bits per carrier. The probability of a single bit error on a carrier is always higher than the probability of 2 bit errors, which in turn is higher than the probability of 3 bit errors, and so on. This depends on the way in which the bits in the symbol are coded (ie Gray coding).
All kodning beror på en synkronisering för att bestämma startbiten för kodorden och/eller ”interleaving”- blocken. I ett system sådant som MUSIC-modemet kommer ”simple dead reckoning" att vara tillräckligt, eftersom ett fel i dataflöde (data flow slip) aldrig kan inträffa utan förlust av ramsynkronisering, eller felinställning vid bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, systemstart.All coding depends on a synchronization to determine the start bit for the codewords and / or the "interleaving" blocks. In a system such as the MUSIC modem, "simple dead reckoning" will suffice, since a data flow slip can never occur without loss of frame synchronization, or bit set error setting. These errors necessitate a partial, or complete, system startup.
Kanalkodningen kommer också att inkludera ”interleaving” för att öka möjligheten att korrigera skurfel.Channel coding will also include "interleaving" to increase the ability to correct burst errors.
”Interleaving” bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn på djupet är tidsfördröjningen som införs i systemet."Interleaving" should be as deep as possible to obtain optimal function. The limiting factor in depth is the time delay introduced into the system.
Skillnaden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgränser.The difference between time and frequency interleaving is of little importance because the coding and interleaving function is not sensitive to frame boundaries.
Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bit (vanligen åtta), en så kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett "enbitsfel” (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, måste de mest bitarna vara koncentrerade till ”felbenägna” (error prone) en, eller några få, av Reed-Solomon-symbolerna. u: 20 30 (fl CD O\ 49 Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvàgs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en ”delad” (shared) större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre redundans som kan användas av ett kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes).Reed-Solomon codes have the disadvantage that they are mainly burst error correction over a small number of bits (usually eight), a so-called symbol. Impulse bias errors generally introduce a "single-bit error" in some of the symbols.To take advantage of Reed Solomon codes, most bits must be concentrated on the "error prone" one, or a few , of the Reed-Solomon symbols. u: 20 30 (fl CD O \ 49 The system margin as such (in itself) is a kind of coding that uses the margin of each carrier as the redundancy of the symbol. This redundancy per symbol must be converted into a "split" ( the higher redundancy that can be used by a coding speed that this introduces can be used by certain types of convolutional codes.
Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik_ Faltningskoden skall kombineras med interleaving.The use of a convolutional code combined with "soft" information is therefore the optimal solution for a system with MUSIC channel characteristics. The convulsion code must be combined with interleaving.
Det är möjligt att använda en "top-level” Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t ex. Fire- koder, för at: detektera/korrigera de återstående bitfelen.It is possible to use a "top-level" Reed-Solomon code, or some other burst error correction code, eg Fire codes, to: detect / correct the remaining bit errors.
Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.This is especially useful because these errors occur in bursts as a result of the decoding of the convolutional code.
”System Controllern” är baserad på en ”micro controller", eller signalprocessor, beroende på kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICs som utgör modemet.The "System Controller" is based on a "micro controller", or signal processor, depending on capacity requirements, for the MUSIC system the processor can be placed externally.A PCI bus interface is used to connect the System Controller and the various ASICs that make up the modem.
Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funktioner som utförs av systemcontrollern är: - hantering av ”Control Channel Signalling"; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systemövervakning. 506 643 Ix) k!! 50 System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board).The function of the System Controller is shown schematically in Figure 21, which shows the paths of interaction over a PCI bus, between the System Controller and the FFT chip, the data mapping and detection chip, and the coding and decoding chip. Functions performed by the system controller are: - management of "Control Channel Signaling"; - calculation of bit charge and energy charging factors; - updating of system parameters in real time; and - system monitoring. 506 643 Ix) k !! 50 System Controller, used for it The modem described here is programmable and accessible through an on-board JTAG interface.
Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de tvâ datavägarna oberoende av varandra på samma fysiska kopparkabel, terminerande i nät(verks)enheten (NU) på nätsidan, och (NT) och mottagaren Rx styrs av System Controllern. nättermineringen på användarsidan. Både sändaren Tx System Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, bitladdnings- och energiladdningsfaktorerna_ Denna uppdatering måste göras samtidigt med start från samma ram, på både sändar- och mottagarsidan.As shown in Figure 22, in a modem context with modem described here, the two data paths operate independently on the same physical copper cable, terminating in the network (NU) unit (NOW) on the network side, and (NT) and the receiver Rx controlled by System Controllers. the night termination on the user side. Both the transmitter Tx System Controller calculates and updates, after start-up, the bit charge and energy charging factors_ This update must be done simultaneously with start from the same frame, on both the transmitter and receiver side.
Beräkningarna görs och uppdateringen initieras på den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med BSI- klockan, används för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.The calculations are made and the update is initiated on the receiving page. The control channel, combined with the BSI clock, is used to ensure the synchronization of the update.
System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer på systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel från den avkodande kanalenheten.System Controller also monitors the system. Indications of system errors include the control channel starting to indicate errors, or receiving too many errors from the decoding channel unit.
System Controllern kan initiera omstart på olika nivåer; till exempel, gå tillbaka till "idle mode", eller göra en fullständig uppstart.The System Controller can initiate reboot at different levels; for example, go back to "idle mode", or do a full boot.
Styrkanalen är en vald bärvåg som endast används för signalering mellan de två modemen. Konstellationen på bärvågen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.The control channel is a selected carrier that is only used for signaling between the two modems. The constellation on the carrier is initially 4 QAM and the data rate is approximately 16 kbit / s. The bit load can be changed to another constellation to increase the data rate.
Protokollet på styrkanalen är delvis baserat pà HDLC för det fysiska skiktet. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av ”flag UI 20 I~J Un 506 643 51 sequence” och ”bit-stuffing”. En 16-bit ”frame check sequence” garanterar att varje meddelande mottages korrekt.The protocol on the control channel is partly based on HDLC for the physical layer. This means that the messages are packaged as a number of octets using "flag UI 20 I ~ J Un 506 643 51 sequence" and "bit-stuffing". A 16-bit "frame check sequence" guarantees that each message is received correctly.
"Flag-sequence”, ”bit-stuffing” och ”frame check sequence" hanteras i hårdvaran pà mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern."Flag-sequence", "bit-stuffing" and "frame check sequence" are handled in the hardware on the mapping and detection chip. The contents of the messages are handled by the System Controller.
Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende på storleken på buffrarna på mappnings- och detekteringschipset.The maximum message length is limited to 64 octets depending on the size of the buffers on the mapping and detection chip.
Protokoll pá högre nivà kan delvis baseras CCITT Q.92l-rekommendationer.Higher level protocols may be based in part on CCITT Q.92l recommendations.
I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23.In MUSIC modem SC several different vectors are handled; these are shown schematically in Figure 23.
För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalningsvektorn. Motsvarande pà mottagarsidan finns bitladdnings-, omskalnings- och utjämningsvektorn.For the transmitter part, there is the bit charge and energy scaling vector. Corresponding on the receiver side is the bit charge, rescaling and equalization vector.
Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvàgen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera ett specifikt mönster. Denna klocka används av systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och mottagarvektorerna.As previously described, the pilot carrier delivers a transmitter / receiver synchronization by transmitting and detecting a specific pattern. This clock is used by the system to synchronize changes in the transmitter and receiver vectors.
Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas i Figur 24.The time between the pilot synchronization patterns is called the Base Synchronization Interval (BSI) and is determined by the system response time, as shown in Figure 24.
Denna ESI är hàrdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.This ESI is hardware dependent. Its length will not change, as the response time always remains the same.
När systemet är igång kommer synkronisering att finnas mellan upplänksándaren och mottagaren, genom "base 506 643 20 52 sync interval uplink” (BSI-D), samma längd men är skiftade ett halvt BSI-intervall.When the system is running, there will be synchronization between the uplink generator and the receiver, through "base 506 643 20 52 sync interval uplink" (BSI-D), the same length but shifted half a BSI interval.
(ESI-U) och ”base sync interval downlink” se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt SC:n vid NU:n, eller NT:n, kommer att ta emot avbrott för både BSI-U och BSI-D.(ESI-U) and “base sync interval downlink” see Figure 25. These BSIs are of the exact SC at the NOW, or NT, will receive interrupts for both BSI-U and BSI-D .
För NU:n kommer det att bli ett sändnings-BSI-D- avbrott och ett mottagnings-BSI-U-avbrott. Genom att skifta BSI-U med BSI/2, kommer SC-laddningen att fördelas bättre över BSI-perioden.For the NOW, there will be a transmission BSI-D interruption and a reception BSI-U interruption. By switching BSI-U with BSI / 2, the SC charge will be better distributed over the BSI period.
Bitladdningsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bärväg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid pá tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda ESI n ändras vektorn synkront sändar- och mottagarsidan för att på mottagar- och sändarsidan.The bit charge vector provides the system with the modulation pattern for each carrier path. This is a vector that needs to be kept and updated at the exact same time to provide a flawless connection. By using ESI n, the vector changes synchronously on the transmitter and receiver side to on the receiver and transmitter side.
Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används på varje bärväg, hanteras av två minnen för mottagning och två minnen för sändning pá mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller ett 4-bit ord för varje bärvàg (l024x4).The bit charge factors, constellations used on each carrier path, are handled by two memories for reception and two memories for transmission on the mapping and detection chip. Each of the four memories contains a 4-bit word for each carrier (l024x4).
System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall användas för att ta emot efter starten från nästa BSI-intervall.The System Controller identifies which of the memories to use to send and which to use after receiving from the next BSI interval.
Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan 0 och 12, där 0 anger en oanvänd bärvàg; l-12 anger antalet bit i konstellationen 2 för 4QAM, 4 för l6QAM, 10 för 1024 QAM). (t.ex.The bit load factor can have values between 0 and 12, where 0 indicates an unused carrier; l-12 indicates the number of bits in the constellation 2 for 4QAM, 4 for 16QAM, 10 for 1024 QAM). (for example.
Energivektorn häller information om hur bärvágorna skalas/omskalas på energi. Detta är en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel. kommer också att användas Skalningsvektorn (scaling vector) Un 20 506 643 53 som ett mönster (mask) för annullerade (cancelled) bärvágor.The energy vector pours information about how the carriers are scaled / scaled down on energy. This is a vector that needs to be updated synchronously, otherwise it will generate a distorted channel value calculation and bit error. will also use the scaling vector Un 20 506 643 53 as a pattern (mask) for canceled (canceled) carriers.
Skalning av de olika bärvàgorna på sändarsidan hanteras av ett minnesomráde pá FFT-chipset. Minnet består av ett 16-bi: ord för varje bärvàg (1024 x 16). Dessa värden multipliceras med vektorn för varje bärvàg i frekvensdomänen (I och Q multipliceras med värdet separat).Scaling of the various carriers on the transmitter side is handled by a memory area on the FFT chipset. The memory consists of a 16-bi word for each carrier (1024 x 16). These values are multiplied by the vector of each carrier in the frequency domain (I and Q are multiplied by the value separately).
Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de två minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- intervall.The memory is doubled to ensure a synchronous update. The System Controller points out which of the two memories will be used from the start of the next BSI interval.
Ett motsvarande minne (dubblerat) implementeras på mottagarsida: för att omskala (rescale) bärvàgorna före symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext värde för varje bärvàg (32 bit/bärvàg), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.A corresponding memory (doubled) is implemented on the receiver side: to rescale the carriers before symbol detection. If these memories contain a complex value for each carrier (32 bits / carrier), only the I value will be used for rescaling.
Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet O används för bärvágsannullering.The scaling and rescaling factors have values between 0.5 and 2.0. The value O is used for carrier cancellation.
Utjämningsvektorn används för att utjämna den mottagna ramen enligt kanalkarakteristiken. Denna vektor uppdateras periodiskt, oberoende av den andra sidan, då kanalvärdeberäkningen beräknas av mottagaren.The smoothing vector is used to smooth the received frame according to the channel characteristics. This vector is updated periodically, independently of the other side, as the channel value calculation is calculated by the receiver.
Beroende pà bärvågens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanlig bärvàg - denna bärvág sänder data enligt det beräknade bitladdningsvärdet och är ”sändarskalad” och ”mcttagaromskalad"; 506 643 UI 20 k) Un 30 54 - annullerad bärvåg - ingen energi sänds på denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller - dålig bärvág; SNR är alltför låg för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll.Depending on the specific transmission characteristics of the carrier, it will be assigned one of the following modes: - standard carrier - this carrier transmits data according to the calculated bit charge value and is "transmitter scaled" and "receiver scaled"; 506 643 UI 20 k) Un 30 54 - canceled carrier - no energy is transmitted at this frequency and the scaling vector is therefore set to zero; or - poor carrier; SNR is too low to transmit any data and the bit charge is therefore set to zero.
I bärvàgsmode 1 (CMI) arbetar systemet normalt.In carrier mode 1 (CMI), the system operates normally.
Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.The receiver continuously equalizes the channel.
Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsfaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCH, och en synkron ändring utförs.Equalization changes are made for each new value calculation. Using the characteristic, the SC calculates the optimal bit charge factor. This value is transmitted to the transmitter using CCH, and a synchronous change is made.
I bärvågsmode 2 (CM2) sättes energiskalnings- /omskalningsvärdet till O för att urstàndsätta (disable) all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bärvågen är satt ur stånd. För denna bärväg kan ingen kanalvärdeberäkning göras.In carrier mode 2 (CM2), the energy scaling / rescaling value is set to 0 to disable all output / input energy. The value of the bit charge vector is also set to zero to indicate that the carrier is disabled. For this carrier path, no channel value calculation can be made.
(CM3) nolla för bitladdningsfaktorn. Pá sändarsidan betyder detta I bärvàgsmode 3 har mottagaren beräknat en att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvågsvärdet från synkroniseringsramen och gör det möjligt att utföra en kanalvärdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.(CM3) zero for the bit charge factor. On the transmitter side, this means that in carrier mode 3, the receiver has calculated that no data can be transmitted, and therefore no channel value calculation can be made at the receiver. To avoid this, the corresponding carrier value is transmitted from the synchronization frame and makes it possible to perform a channel value calculation at the receiver. The scaling / rescaling value can be used to lower the output power.
Bärvågsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4.The carrier modes are presented briefly in Table 4.
Basfunktionaliteten för ”startup"-sekvensen i systemet, dvs ”kall” och ”varm” start (boot), kommer nu att behandlas.The basic functionality of the "startup" sequence in the system, ie "cold" and "warm" boot, will now be treated.
Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara avstängd vid den ena eller båda ändarna, NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, UI 10 20 30 596 643 55 eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det viktigaste att ta hänsyn till vid ”start- up” är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensnivàn för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar.Initially, the power supply in the system is considered to be switched off at one or both ends, NU and NT. This occurs if the power supply is lost due to a power failure, UI 10 20 30 596 643 55 or by the user disconnecting (unplugging) the NT equipment. The most important thing to consider when starting up is, in addition to the connection function, to minimize the level of interference for other modems that use adjacent cables.
De olika ramtyperna som används av systemet behandlas nedan. 1. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram häller ett bestämt moduleringsmönster för varje bârvàg och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom att låta moduleringsmönstret beskrivas genom en "random sequence” hàlles korskorreleringen inom ramen låg, så att ramkorreleringen, som används för synkronisering, förbättras. 2. Dataram l, (DFl), förmedlar ”random data” på alla bärvàgcr, utom på fyra fördefinierade bärvàgor som sänder styrkanalen (CCH) parallellt. Det används vid ”start-up” när CCH-bärvágen är obestämd och möjliggör för mottagaren att välja den minst störda bärvàgen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen. 3. Dataram 2 (DF2) förmedlar "random data” på alla (CCH). används när CCH-bärvágen har bestämts, och bärvågor utom en, som bär styrkanalen Den bitladdningsfaktorerna ännu inte är satta.The different frame types used by the system are discussed below. 1. The synchronization frame is used for channel value calculation. This frame pours a specific modulation pattern for each carrier and thus enables easy channel value calculation. By having the modulation pattern described by a "random sequence", the cross-correlation within the frame is kept low, so that the frame correlation used for synchronization is improved 2. Data frame 1, (DF1), transmits "random data" on all carriers except four predefined ones carriers that transmit the control channel (CCH) in parallel. It is used in "start-up" when the CCH carrier is indeterminate and enables the receiver to select the least disturbed carrier, thereby guaranteeing the CCH connection. 3. Data frame 2 (DF2) conveys " random data ”on all (CCH). is used when the CCH carrier has been determined, and carriers other than one carrying the control channel The bit charge factors have not yet been set.
(DF3) bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden. 4. Dataram 3 förmedlar data och använder En bärvàg är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).(DF3) bit load function to maximize bandwidth. Data frame 3 conveys data and uses A carrier is always dedicated to the control channel (CCH).
Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i Figur 26, vid start-up och i viloläge (idle mode), kallad start-up-sekvens (SUS= Start-Up Sequence). 506 645 Un lO 20 30 56 SUS kan sammansättas genom att använda de olika DFI och DF2, I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för dataramarna, som följaktligen kallas SUS1 och SUS2. kanalvärdeberäkning.The system uses a special frame sequence, shown in Figure 26, at start-up and in idle mode, called the Start-Up Sequence (SUS). 506 645 Un 10 20 30 56 SUS can be composed using the different DFI and DF2. In the SUS frame sequence, the synchronization frames for the data frames are used, which are consequently called SUS1 and SUS2. channel value calculation.
Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar från användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.After start-up, the synchronization frames are replaced with data frames, as shown in Figure 27, and the channel value calculation process shifts from the use of the synchronization frames to the use of the data frame. The type of data frame for this sequence is DF3.
Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.At system startup, neither side of the modem, NOW and NT, sends any energy across the copper pair.
Defaultinställningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lämnande sändaren "död".The default setting for each side is at this stage to drive the receiver, leaving the transmitter "dead".
Mottagaren försöker, på vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelering körs genom en tröskelfunktion som ger mottagaren en distinkt indikation pá när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en ”wake-up”-signal.The receiver tries, on each side, to perform a frame correlation to detect a frame start. This correlation is run through a threshold function that gives the receiver a distinct indication of when the other side starts transmitting. It is this indication that serves as a "wake-up" signal.
”Wake-up”-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas på NU-sidan, går systemet direkt som beskrivs till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) nedan.The “wake-up” signal is used only by the NT side. If the start-up decision is made on the NU page, the system goes directly as described to the set-up sequence below.
Denna del av startproceduren utsätts för ”time out" om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.This part of the start-up procedure is subjected to "time out" if a transition to the set-up sequence is not detected.
Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en ”wake-up”-signal i form av en SUS1. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.The basic wake-up signaling for the modem is shown in Figure 28. Initially, both modems search for frame correlation. One of the modems, on the right in Figure 28, sends a "wake-up" signal in the form of an SUS1. The second modem detects frame correlation and starts the set sequence described below.
IO 20 30 506 643 57 När "wake-up”-tillståndet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.IO 20 30 506 643 57 When the "wake-up" state has been passed, the web page (NOW) initiates the set-up sequence.
Uppsättningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. Denna uppsättningssekvens startar efter det att nätsidan har detekterat en ”wake~up”-signal, eller nätet initierar uppsättningen.The set-up sequence will now be processed. This set-up sequence starts after the web page has detected a wake-up signal, or the network initiates the set-up.
Det första steget i uppsättningssekvensen visas i Figur 29. I denna fas startar NU för att sända SUSl- mönstret. NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance” (TA)~inställning, med TA = 0, pà CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.The first step in the set-up sequence is shown in Figure 29. In this phase, NOW starts to send the SUS1 pattern. NOW repeatedly sends a timing advance (TA) setting, with TA = 0, on the CCH. The master clock in the system is now the NOW transmitter frame and the sample clock in NOW.
Piloten sänds kontinuerligt.The pilot is sent continuously.
NT-mc::agarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan àtertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten pà synkroniseringsramar gör en noggrann värieberäkning inom 300 ms. Med användning av denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvàgorna och, vid ”message receive", väljer denna bärvàg för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = O för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) på CCH-bärvágen för varje mottaget TA-valmeddelande, repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloten med BSI/2 från den inkommande piloten, så att SC-laddningen distribueras över tiden. När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av uppsättningssekvensen.The NT-mc :: agar page, which looks for frame correlation, detects frames and can retrieve the frame and sample clock. It now starts the channel value calculation, which at the current speed of synchronization frames makes an accurate value calculation within 300 ms. Using this value calculation, the receiver starts polling the predefined CCH carriers and, at message receive, selects this carrier for the CCH. The NT transmitter now starts with TA = 0 for local synchronization and sends receipt (acc.) On The CCH carrier for each received TA selection message, repeating the received TA value, also shifts the outgoing pilot with BSI / 2 from the incoming pilot, so that the SC charge is distributed over time.When the NOW detects the frame correlation, the transition is made to step 2 of the set-up sequence.
Sålunda börjar steg l av uppsättningssekvensen med sänder en SUSl och ett Vid att sändaren, i nätenhetsmodemet, TA-meddelande med TA = O i periodiska intervall. mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; 506 643 IJ UI 30 58 - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - återhämta BSI:n; - möjliggöra kanalvärdeberäkning; - välja en CCH; och - avkoda TA-valmeddelandet.Thus, step 1 of the set-up sequence begins with transmitting a SUS1 and a At the transmitter, in the network modem, TA message with TA = 0 in periodic intervals. receiving this, the receiver in the terminal modem will: - perform frame correlation and retrieve the frame clock; 506 643 IJ UI 30 58 - start FFT treatment; enable pilot decoding; - recover the BSI; enable channel value calculation; - select a CCH; and - decoding the TA selection message.
Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack.), SUSl, ett TA =O -meddelande och en pilot skiftad med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar på ramkorrelerin Steg 2 i uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar med att NU-sidan nu beräknar ett "timing advance”-värde (TA). CCH-meddelandet ändras till det nya, korrigerade TA- värdet.The transmitter in the terminal unit then sends a receipt (acc.), SUS1, a TA = O message and a pilot shifted by BSI / 2. The receiver in the network unit waits for the frame correlation Step 2 in the set-up sequence, see Figure 30, begins with the NU page now calculating a "timing advance" value (TA) .The CCH message changes to the new, corrected TA value.
När NT-sidan tar emot det nya TA-värde: ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande.When the NT page receives the new TA value: it changes the local synchronization and continues to send the acknowledgment message, with a new TA value, for each TA selection message.
I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende på att NT-sändaren ändrar (changing) ramklocka, och enheten Efter det att ramklockan har återhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- behöver återkorrelera. detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar systemet TA-meddelandet och går till det tredje steget av uppsättningssekvensen.In the NOW receiver, the frame clock is lost, due to the NT transmitter changing the frame clock, and the unit. After the frame clock has been recovered, the CCH is decoded and, in the event of acknowledgment, needs to correlate. detection, which contains the new TA value, the system terminates the TA message and goes to the third step of the set sequence.
Sålunda startar steg 2 av uppsáttningssekvensen med att sändaren i nätenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA t, tillsammans med en SUSl, sänds från sändarterminalen. säg X, som respons till SUSl och TA = 0-meddelandet som 59 Terminalenheten, NT: - tar emot det nya TA-meddelandet; - korrigerar den utgående ramklockan; och - sänder ett kvitto SUSl och TA = X. 5 Nätenheten, NU: - utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; - möjliggör pilotavkodning; w - áterhämtar BSI:n; - möjliggör kanalvärdeberäkning; - väljer en CCH; och - avkodar meddelandet.Thus, step 2 of the set-up sequence starts with the transmitter in the network unit, NOW, transmitting a TA message containing the correct TA t, together with a SUS1, transmitted from the transmitting terminal. say X, in response to SUS1 and the TA = 0 message that 59 Terminal Unit, NT: - receives the new TA message; - corrects the outgoing frame clock; and - sends a receipt SUS1 and TA = X. 5 The network unit, NOW: - performs frame correlation; - retrieves the frame clock; - starts FFT data processing; - enables pilot decoding; w - BSI resets; - enables channel value calculation; - selects a CCH; and - decodes the message.
Den sista uppsättningssekvensen, steg 3, se Figur 1: 31, hanterar CCH-valet för upplänk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvágen och sänder ett CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack.). 20 På NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUSl och sänder en SUS2, dvs terminerar parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n pà den valda bärvágen.The last set-up sequence, step 3, see Figure 1:31, handles the CCH selection for uplink and downlink. For the uplink, the NU receiver has selected the most suitable carrier and sends a CCH message containing this selection to the NT page. The message is sent repeatedly until it receives a receipt (acc.). On the NT side, the receiver decodes the CCH message and terminates SUS1 and transmits an SUS2, ie terminates parallel CCH transmission by transmitting only the CCH on the selected carrier.
CCH-bärvàgen i upplänk har nu konfigurerats. För 25 nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT- 506 643 60 sidan efter mottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.The uplink CCH carrier has now been configured. For the downlink, the same step is performed in parallel, initiated by the NT 506 643 60 page after receiving the first CCH selection message from NOW.
Sålunda kommer i steg 3 nätenheten att: - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta på en kvittering; och - avsluta CCH-meddelandet.Thus, in step 3, the network unit will: - send the selected CCH for the uplink; - wait for a receipt; and - exit the CCH message.
Terminalenheten: - tar emot CCH-valet för upplànken; - terminerar SUSl; och startar SUS2; - kvitterar varje CCH-val.The terminal unit: - receives the CCH selection for the uplink; - terminates SUS1; and starts SUS2; - acknowledges each CCH selection.
Nätenheten: tar emot CCH-valet för nedlänken; terminerar SUS1; startar SUS2; och kvitterar varje CCH-val.The network unit: receives the CCH selection for the downlink; terminates SUS1; starts SUS2; and acknowledges each CCH selection.
Terminalenheten: - sänder den valda CCH:n för nedlänken; - väntar pà en kvittering; - avslutar CCH-meddelandet.The terminal unit: - sends the selected CCH for the downlink; - waiting for a receipt; - ends the CCH message.
När dessa steg har tagits har modemet nått viloläge (idle mode), bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik sändande SUS2. Med användning av CCH kan och DAS-sändning påbörjas.When these steps have been taken, the modem has reached idle mode, the bit load factors now change according to channel characteristics transmitting SUS2. Using CCH, DAS transmission can also be started.
Un IQ UI 506 645 61 VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nätelement, beroende pä den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nättermineringsutrustning_ Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt gränssnitt, se Figur 32, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.Un IQ UI 506 645 61 The VDSL modem can have interfaces to different network elements, depending on the physical location of the modem, ie in the space for access nodes or in customer premises. In the customer premises, the VDSL modem can interface with an active network termination equipment_ At the access node, the VDSL modem will interface with an access-specific interface, see Figure 32, which shows a logical view of the network elements that interface with the VDSL modem.
VDSL-modemet kan integreras fysiskt med nättermineringsutrustningen, och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skåp i vilket accessnoden är placerad.The VDSL modem can be physically integrated with the network termination equipment, and the VDSL modem at the access node can be physically located in the cabinet in which the access node is located.
NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt l-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt l-ramen finns, bortsett fràn ramhuvudet och nyttolasten, ett antal informationsfält för hanterings- och styrinformation. Dessa hanterings- och styrfält inkluderar olika larmindikatorer, såsom SDH-larm, t. ex. AIS- (giltig endast om SDE tas hela vägen till kundutrymmena) mätningar av bitfelsfrekvens för prestandaövervakning, indikeringar pá om synkronisering är dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning och för hög temperatur etc. Hanteringsfälten inkluderar också aktivering av olika slingtester på modemet, för drift och underhàllsändamàl. 506 645 62 TABELL l Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalitet mellan modem Nej Duplexmetod Separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende pá duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Nettobithastighet, - uppströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruttobithastighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellängd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bärvàg - uppströms O-4096 QAM - nedströms O-4096 QAM Antal bärvàgor, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvàg 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvàg) Modulering DMT Accessteknik VDSL Signaleffekt -60 dBm/Hz 586 643 63 Bitfelsfrekvens 104 Inflätningsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCI-I - bandbredd l bärvàg, minimum 16 kbit/s - protokoll HDLC ' Sample clk 20 MHz il0ppm Ram clk 20 Mz/(2048+ll2) = 9,19 kHz 506 643 64 TABELL 2 Systemparametrar för Sändaren Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IFFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Bizladdning Ja, O, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s TABELL 3 506 645 65 Systemparametrar för Mottagaren ADC-upplösning 66 dB FFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO 125 ppm, 10ppm/V känslighet - DAC 18 bit, område 0-5 V - upplösning l/100 av en sample 506 645 66 TABELL 4 Bärvàgsmodes Mode Sänd Bitladdning Utjämna Skalning CMl Data 2 - 12 Ja Ja cM2 Nej o Nej o CM3 Synk-info 0 Ja, synk Ja, lågNT (interface A1) and the access node (interface A2) require a layer 1 frame format of the VDSL modem. Integrated in the layer l-frame, there are, apart from the frame head and the payload, a number of information fields for handling and control information. These handling and control fields include various alarm indicators, such as SDH alarms, e.g. AIS (valid only if SDE is taken all the way to customer premises) bit error rate measurements for performance monitoring, indications of whether synchronization is poor, or lost, equipment management alarm for loss of power and too high temperature, etc. Management fields also include activation of various loop tests on the modem, for operation and maintenance purposes. 506 645 62 TABLE l System parameters for the overall system Orthogonality between modems No Duplex method Separate bands Frequency intervals between up- Depending on duplex filter / down data flow characteristics Net bit rate, - upstream 2 Mbit / s - downstream 13 or 26 Mbit / s, Coding dependency - downstream Coding dependence Cable length <1300 meters Cable bandwidth 10 MHz Modulation, single carrier - upstream O-4096 QAM - downstream O-4096 QAM Number of carriers, total 1024 Bandwidth for each carrier 9, 77 kHz Cyclic prefix DMes Module (sample VDSL Signal power -60 dBm / Hz 586 643 63 Bit error rate 104 Interleaving delay 0.5 ms (Interleaving delay) System margin 6 dB CCI-I - bandwidth l carrier, minimum 16 kbit / s - protocol HDLC 'Sample clk 20 MHz il0ppm Frame clk 20 Mz / (2048 + ll2) = 9.19 kHz 506 643 64 TABLE 2 System parameters for the Transmitter Interleaving - depth 2 x frames - delay 0.5 ms DAC resolution 84 dB Clip Clipping algorithm No (Clipping algorithm) IFFT - type Real - points 2048 - resolution 16 bit LP filter LP 10 MHz Biz charge Yes, 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energy charge Yes, 4 bit BSI distance 1 s TABLE 3 506 645 65 System parameters for the Receiver ADC resolution 66 dB FFT - type Real - points 2048 - resolution 16 bit LP filter LP 10 MHz Synchronization - jitter <0.5 ns VCXO 125 ppm, 10ppm / V sensitivity - DAC 18 bit, range 0-5 V - resolution l / 100 of a sample 506 645 66 TABLE 4 Carrier mode Mode Transmitted Bit charge Smoothing Scaling CMl Data 2 - 12 Yes Yes cM2 No o No o CM3 Sync info 0 Yes, sync Yes, low
Claims (23)
Priority Applications (9)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SE9602074A SE9602074D0 (en) | 1996-05-24 | 1996-05-24 | Method for determining the bit-loading in a multicarrier system |
SE9603196A SE506643C2 (en) | 1996-05-24 | 1996-09-02 | Multi-carrier wave transmission system e.g. for VDSL system |
DE69717285T DE69717285T2 (en) | 1996-09-02 | 1997-09-01 | IMPROVEMENTS IN OR WITH REGARD TO MULTI-CARRIER TRANSFER SYSTEMS |
AT97939279T ATE228286T1 (en) | 1996-09-02 | 1997-09-01 | IMPROVEMENTS IN, OR RELATING TO, MULTI-CARrier TRANSMISSION SYSTEMS |
JP51256198A JP4016126B2 (en) | 1996-09-02 | 1997-09-01 | Improvement of multi-carrier transmission system |
PCT/SE1997/001459 WO1998010554A2 (en) | 1996-09-02 | 1997-09-01 | Improvements in, or relating to, multi-carrier transmission systems |
US09/147,742 US6438174B1 (en) | 1996-09-02 | 1997-09-01 | Multi-carrier transmission systems |
EP97939279A EP0922345B1 (en) | 1996-09-02 | 1997-09-01 | Improvements in, or relating to, multi-carrier transmission systems |
NO990776A NO990776L (en) | 1996-09-02 | 1999-02-19 | Multi-carrier transmission system using orthogonal carriers, and a method for determining a constellation for each carrier |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SE9602074A SE9602074D0 (en) | 1996-05-24 | 1996-05-24 | Method for determining the bit-loading in a multicarrier system |
SE9603196A SE506643C2 (en) | 1996-05-24 | 1996-09-02 | Multi-carrier wave transmission system e.g. for VDSL system |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
SE9603196D0 SE9603196D0 (en) | 1996-09-02 |
SE9603196L SE9603196L (en) | 1997-11-30 |
SE506643C2 true SE506643C2 (en) | 1998-01-26 |
Family
ID=26662640
Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SE9602074A SE9602074D0 (en) | 1996-05-24 | 1996-05-24 | Method for determining the bit-loading in a multicarrier system |
SE9603196A SE506643C2 (en) | 1996-05-24 | 1996-09-02 | Multi-carrier wave transmission system e.g. for VDSL system |
Family Applications Before (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SE9602074A SE9602074D0 (en) | 1996-05-24 | 1996-05-24 | Method for determining the bit-loading in a multicarrier system |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
SE (2) | SE9602074D0 (en) |
-
1996
- 1996-05-24 SE SE9602074A patent/SE9602074D0/en unknown
- 1996-09-02 SE SE9603196A patent/SE506643C2/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
SE9603196L (en) | 1997-11-30 |
SE9602074D0 (en) | 1996-05-24 |
SE9603196D0 (en) | 1996-09-02 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US6538986B2 (en) | Data transmission system and method using nQAM constellation with a control channel superimposed on a user data channel | |
US6466629B1 (en) | Multi-carrier transmission systems | |
US6181714B1 (en) | Multi-carrier transmission systems | |
JP4130994B2 (en) | Improvements in or related to multi-carrier transmission systems | |
US6865232B1 (en) | Multi-carrier transmission systems | |
EP0922343B1 (en) | Improvements in, or relating to, multi-carrier transmission systems | |
US6320903B1 (en) | Multi-carrier transmission systems | |
US6438174B1 (en) | Multi-carrier transmission systems | |
US6359926B1 (en) | Multi-carrier transmission systems | |
EP0922342B1 (en) | Improvements in, or relating to, multi-carrier transmission systems | |
EP0922344B1 (en) | Improvements in, or relating to, multi-carrier transmission systems | |
SE506643C2 (en) | Multi-carrier wave transmission system e.g. for VDSL system | |
SE506644C2 (en) | Channel value calculating and equalisation system for use in multiple carrier wave system | |
SE506638C2 (en) | Receiver used with multicarrier transmission system using orthogonal carriers | |
SE506637C2 (en) | Receiver for use with multicarrier transmission system using orthogonal carriers | |
SE506635C2 (en) | Receiver for multiple carrier wave transmission system | |
SE506641C2 (en) | Multicarrier transmission system with channel data sent between two transceivers | |
SE506640C2 (en) | Multiple carrier transmission system with channel data sent between two transceivers | |
SE506636C2 (en) | Receiver for use with multicarrier transmission system using orthogonal carriers | |
SE506642C2 (en) | Binary data transmission method especially for VDSL transmission system | |
SE506639C2 (en) | Multicarrier transmission system receiver | |
SE506634C2 (en) | Multiple carrier wave transmission system |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
NUG | Patent has lapsed |
Ref document number: 9603196-8 Format of ref document f/p: F |