SE506640C2

SE506640C2 - Multiple carrier transmission system with channel data sent between two transceivers

Info

Publication number: SE506640C2
Application number: SE9603193A
Authority: SE
Inventors: Mikael Isaksson; Magnus Johansson; Harry Erland Tonvall; Lennart Olsson; Tomas Stefansson; Hans Oehman; Kjell Gunnar Bahlenberg; Anders Imanuel Isaksson; Sven Goeran Oekvist; Karin Lis-Mari Ljunggren; Tomas Nordstroem; Lars-Aake Isaksson; Daniel Bengtsson; Per Oedling; Wen Ye; Siwert Haakansson
Original assignee: Telia Ab
Priority date: 1996-05-24
Filing date: 1996-09-02
Publication date: 1998-01-26
Also published as: SE9603193D0; SE9603193L

Abstract

The multiple carrier transmission system transmits channel information between two transceivers using several subcarriers modulated with symbols. Each symbol represents several bits. Each transceiver has a receiver and a transmitter. A fixed maximum value is determined for the number of bits for each symbol. The system determines the bit capacity per symbol of each of the subcarriers and increases the number of bits represented by a symbol transmitted over those subcarriers having a capacity less than the fixed maximum value to the maximum value by the addition of channel coding bits.

Description

506 640 10 25 30 datahastigheter sänds endast i en riktning. Sådana lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, såsom video-on-demand, men i det långa perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras. 506 640 10 25 30 data rates are transmitted in one direction only. Such solutions meet many of the requirements for high bandwidth services, such as video-on-demand, but in the long run symmetrical duplex systems will be required.

VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL måste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.VDSL technology is very similar to ADSL, although ADSL has to provide much greater dynamic ranges and as a result is much more complex. VDSL is lower in cost and lower in energy (lower in power), and VDSL units in real estate (premises) need to implement an access control for media in the physical layer for multiplexing upstream data.

Fyra linjekoder har föreslagits för VDSL: - CAP; AM/PM, en version för passiva NT- ”Bärvägslös" (carrierless) av QAM med undertryckt bärvàg, konfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- ströms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); - DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvågs- system som använder diskret Fourir-transfor- mering (Discrete Fourier Transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvágor, för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms multiplexering (ehuru DMT inte utesluter en strategi med TDMA-multiplexering); Diskret Wavelet multiton - DWMT; (Discrete Wavelet Mulzi-Tone), ett multibärvågssystem som använder ”Wavelet-omvandlingar" (Wawelet transforms) för at: skapa och demodulera individuella bärvágor; Un 35 506 640 DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och - SLC; Enkel linjekodning (Simple Line Code), en version av basbandssignalering med fyra nivåer som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM är möjlig.Four line codes have been proposed for VDSL: - CAP; AM / PM, a passive NT- carrierless version of QAM with suppressed carrier, configurations, CAP would use QPSK upstream and a type of TDMA for multiplexing (although CAP does not exclude a solution with FDM for upstream multiplexing ); - DMT; Discrete Multi-Tone, a multi-carrier system that uses discrete Fourier transforms to create and demodulate individual carriers, for passive NT configurations; DMT would use FDM for upstream multiplexing (though DMT does not rule out a TDMA multiplexing strategy (Discrete Wavelet Multzi-DWMT), a multi-carrier system that uses "Wawelet transforms" to: create and demodulate individual carriers; Un 35 506 640 DWMT also uses FDM for upstream multiplexing, but also allows TDMA; and - SLC; Simple Line Code, a four-level version of baseband signaling that filters the baseband and resets it at the receiver, for passive NT configurations; it is most likely that SLC will use TDMA for upstream multiplexing, although FDM is possible.

Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- från uppströms kanaler, och båda dessa från POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare genera:ioner av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthàllas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare (splitters). Normal användning skulle placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- specifikationen vänder emellertid pà denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.Early versions of VDSL will use frequency division multiplexing to separate downstream from upstream channels, and both of these from POTS and ISDN. Echo quenching may be required for later generations of systems with symmetrical data rates. A fairly large distance, in frequency, will be maintained between the lowest data channel and POTS to enable very simple and cost-effective POTS line splitters. Normal use would place the downstream duct above the upstream duct. However, the DAVIC specification reverses this scheme to enable the distribution of VDSL signals over coaxial cable systems in buildings.

Vid överföringen av trafik med hjälp av multibärvágsteknik, till exmpel ortogonal frekvensdelningsmultiplexering (OFDM), sänds samma antal bit pà alla underbärvàgor. Detta görs trots det faktum att det är teoretiskt möjligt att sända flera bit om kanalen är känd, vilket är fallet, till exempel, vid överföringen av trafik pà kopparledare. Det är därför önskvärt att tillhandahålla, överföra olika antal bit per kanal, eller underbärvàg. i ett multibärvàgssystem, en metod att 506 640 UI 25 För närvarande används bitladdning för att variera antalet bit per kanal, eller underbärvág, i så kallad diskret multiton (discrete multi-tone) och OFDM-överföring vilka båda använder multibärvágsteknik på kända kanaler.When transmitting traffic using multi-carrier technology, for example orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), the same number of bits are transmitted on all subcarriers. This is done despite the fact that it is theoretically possible to transmit several bits if the channel is known, which is the case, for example, when transmitting traffic on copper conductors. It is therefore desirable to provide, transmit different numbers of bits per channel, or subcarrier. in a multi-carrier system, a method that is currently used to vary the number of bits per channel, or subcarrier, in so-called discrete multi-tone and OFDM transmission, both of which use multi-carrier technology on known channels.

Sålunda tillhandahåller sådana system en metod för överföringen av rätt antal (verklig kapacitet) bit per kanal. Samtidigt som denna metod sänder ett varierande antal bit per kanal, eller underbärvàg, skulle det emellertid vara fördelaktigt att kunna sända ett bestämt (fixed) antal bit per kanal, eller underbärvàg, men med varierande användardatainnehåll.Thus, such systems provide a method for transmitting the correct number (actual capacity) of bits per channel. However, while this method transmits a varying number of bits per channel, or subcarrier, it would be advantageous to be able to transmit a fixed number of bits per channel, or subcarrier, but with varying user data content.

Ett mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla ett multibärvågstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar med användning av en mångfald (plurality) av underbärvágor modulerade med symboler, där var och en representerar en mångfald av bit, (fixed) representeras av en symbol, och i vilket varje symbol har ett bestämt maximalt antal bi:, där antalet bit som som sänds över en underbärvág som har en kapacitet som är mindre än nämnda max.värde, ökas med användning av kanalkodningsbitar.An object of the present invention is to provide a multi-carrier transmission system in which channel information is transmitted between two transceivers using a plurality of subcarriers modulated with symbols, each of which represents a plurality of bits, (fixed) represented by a symbol, and in which each symbol has a certain maximum number of bits:, where the number of bits transmitted over a subcarrier having a capacity less than said maximum value is increased using channel coding bits.

Ett annat mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla, vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar som i ett multibärvågstransmissionssystem i använder en mångfald av underbärvágor modulerade med symboler, där var och en representerar en mångfald av bit, en metod för överföringen av nämnda kanalinformation.Another object of the present invention is to provide, which channel information is transmitted between two transceivers which in a multi-carrier transmission system i use a plurality of subcarriers modulated with symbols, each representing a plurality of bits, a method for transmitting said channel information.

Enligt en första aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles ett multibärvågstransmissionssystem, i vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar med användande av en mångfald av underbärvágor modulerade med symboler, vilka var och en representerar en mångfald av bit, var och en av nämnda Ul IQ UI 506 640 transceivrar inkluderar en mottagare och en sändare, (fixed) för antalet bit för varje symbol, och av att systemet kännetecknat av att ett bestämt max.värde bestäms anpassas att bestämma bitkapaciteten per symbol för var och en av nämnda mångfald av underbärvàgor, och att öka antalet bit som representeras av en symbol, som sänds över de underbärvàgor, som har en kapacitet som är mindre än det definierade max.värdet, till nämnda max.värde, genom tillägg av kanalkodningsbit.According to a first aspect of the present invention, there is provided a multi-carrier transmission system in which channel information is transmitted between two transceivers using a plurality of subcarriers modulated with symbols, each representing a plurality of bits, each of said Ul IQ UI 506 640 transceivers include a receiver and a transmitter, (fixed) for the number of bits for each symbol, and in that the system, characterized in that a certain maximum value is determined, is adapted to determine the bit capacity per symbol for each of said plurality of subcarriers, and to increase the number of bits represented by a symbol transmitted over the subcarriers having a capacity less than the defined maximum value, to said maximum value, by adding channel coding bits.

Det definierade max.värdet för antalet bit för varje symbol kan bestämmas på basis av av bitkapaciteten hos den av underbärvàgorna som har den högsta teoretiska bitkapaciteten, och kan vara åtminstone lika stort som den teoretiska bitkapaciteten hos den nämda av underbärvàgorna.The defined maximum value of the number of bits for each symbol can be determined on the basis of the bit capacity of the one of the subcarriers having the highest theoretical bit capacity, and can be at least as large as the theoretical bit capacity of that of the subcarriers.

Enligt den föreliggande uppfinningen tillhandahálles ett multibärvàgstransmissionssystem i vilket nämnda överföring verkställes med hjälp av en mångfald av underbärvàgor modulerade med symboler, vilka var och en representerar en mångfald av bit, i vilket nämnda system är anpassat att bestämma ett definierat max.värde för antalet bit för varje symbol, åtminstone lika stort där nämnda definierade max.värde är som bitkapaciteten hos den av nämnda underbärvàgor som har den högsta teoretiska bitkapaciteten, och i vilket nämnda system är anpassat att öka antalet bit, som representeras av en symbol, som sänds över de underbärvàgor som har otillräklig kapacitet, till nämnda definierade max.värde genom att införa ett antal kanalkodningsbitar.According to the present invention there is provided a multi-carrier transmission system in which said transmission is effected by means of a plurality of subcarriers modulated with symbols, each representing a plurality of bits, in which said system is adapted to determine a defined maximum value for the number of bits for each symbol, at least as large where said defined maximum value is as the bit capacity of that of said subcarriers having the highest theoretical bit capacity, and in which said system is adapted to increase the number of bits represented by a symbol transmitted over the subcarriers which has insufficient capacity, to the defined maximum value by introducing a number of channel coding bits.

Enligt en andra aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahälles, i ett multibärvàgstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänds mellan tvâ transceivrar som använder en mångfald av underbärvàgor modulerade med symboler, vilka var och en 506 640 Un 25 30 u: lJn representerar en mångfald av bit, där var och en av nämnda transceivrar inkluderar en mottagare och en sändare, en metod för överföringen av nämnda kanalinformation, kännetecknad av att ett definierat max.värde bestäms för antalet bit för varje symbol, vilket bestämmer bitkapaciteten per symbol för var och en av nämnda mångfald av underbärvàgor, och ökar antalet bit som representeras av en symbol, kapacitet som är mindre än det definierade max.värdet, som sänds över de underbârvàgor som har en till nämnda max.värde genom att införa kanalkodningsbit.According to a second aspect of the present invention, there is provided, in a multi-carrier transmission system in which channel information is transmitted between two transceivers using a plurality of subcarriers modulated with symbols, each of which represents a plurality of bits, where each and one of said transceivers includes a receiver and a transmitter, a method of transmitting said channel information, characterized in that a defined maximum value is determined for the number of bits for each symbol, which determines the bit capacity per symbol for each of said plurality of subcarriers. , and increases the number of bits represented by a symbol, capacitance which is less than the defined maximum value, which is transmitted over the subcarriers having one to said maximum value by introducing channel coding bits.

I en föredragen metod, enligt uppfinningen, bestäms det definierada max.värdet för antalet bit för varje symbol på basis av bitkapaciteten hos den av underbärvàgorna som har den högsta teoretiska bitkapaciteten. Enligt denna föredragna metod är det definierade max.värdet för antalet bit för varje symbol åtminstone lika stort som den teoretiska bitkapaciteten hos den nämnda av underbärvàgorna.In a preferred method, according to the invention, the defined maximum value of the number of bits for each symbol is determined on the basis of the bit capacity of the one of the subcarriers having the highest theoretical bit capacity. According to this preferred method, the defined maximum value of the number of bits for each symbol is at least as large as the theoretical bit capacity of the one mentioned by the subcarriers.

Metoden för den föreliggande uppfinningen kännetecknas av stegen att sända kanalinformationen med hjälp av en mångfald av underbärvágor modulerade med symboler, som var och en representerar en mångfald av bit, bestämmande ett definierat max.värde för antalet bit för varje symbol, att nämnda definierade max.värde är åtminstone lika stort som bitkapaciteten hos den av nämnda underbärvàgor som har den högsta teoretiska bitkapaciteten, och att öka antalet bit som representeras av en symbol, som sänds över de underbärvàgor som har otillräcklig kapacitet, till nämnda definierade max.värde genom att införa ett antal kanalkodningsbitar.The method of the present invention is characterized by the steps of transmitting the channel information by means of a plurality of subcarriers modulated with symbols, each representing a plurality of bits, determining a defined maximum value for the number of bits for each symbol, that said defined max. value is at least equal to the bit capacity of that of said subcarriers having the highest theoretical bit capacity, and to increase the number of bits represented by a symbol transmitted over the subcarriers having insufficient capacity to said defined max. value by introducing a number of channel coding bits.

Bitkapaciteten hos en underbärväg kan bestämmas genom mätning eller värdeberäkning (estimation).The bit capacity of a subcarrier can be determined by measurement or value calculation (estimation).

IQ Un 30 506 640 Kanalkodningsbitarna kan användas för att minska bitfelsfrekvensen och/eller att Validera/bekräfta (validate) nämnda kanalinformation vid en mottagare.IQ Un 30 506 640 The channel coding bits can be used to reduce the bit error rate and / or to validate / validate said channel information at a receiver.

Multibärvågssystemet kan vara ett DMT-system, eller ett DMT-baserat VDSL-system.The multi-carrier system can be a DMT system, or a DMT-based VDSL system.

Enligt en tredje aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles ett multibärvâgstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar som använder en mångfald av underbärvågor modulerade med symboler, vilka var och en representerar en mångfald av bit, kännetecknat av att nämnda system använder en metod som skisserats i föregående stycke för överföringen av nämnda kanalinformation.According to a third aspect of the present invention, there is provided a multi-carrier transmission system in which channel information is transmitted between two transceivers using a plurality of subcarriers modulated with symbols, each representing a plurality of bits, characterized in that said system uses a method outlined above. paragraph for the transmission of said channel information.

Föregående och andra kännetecken för den föreliggande uppfinningen kommer att bättre förstås genom den följande beskrivningen med hänvisning till den bifogade figurerna, i Vilka: Figur 1 visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.The foregoing and other features of the present invention will be better understood from the following description taken in conjunction with the accompanying drawings, in which: Figure 1 shows, in schematic form, an asymmetric communication system.

Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system.Figure 2 shows, in schematic form, a DMT system.

Figur 3 visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem.Figure 3 shows, graphically, the channel separations used in an asymmetric DMT transmission system.

Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvågssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.Figure 4 shows, in schematic form, the cornerstones of a multitone carrier system modem contemplated in the present invention.

Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering. 506 640 10 »- Un 20 h) Un Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.Figure 5 shows, in schematic form, a partitioning of the multitone carrier system modem shown in Figure 4, which is used to facilitate implementation. 506 640 10 »- Un 20 h) Un Figure 6 shows, in graphical form, spectral allocation for copper pairs.

Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används i det multitonbärvàgssystem som här beskrivs.Figure 7 shows, in schematic form, the frame structure used in the multitone carrier system described here.

Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 8 shows, in schematic form, the analog interface of the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av signal/brusförhàllandet (SNR-ratio) för frekvens i det multitonbärvàgssystem som här beskrivs.Figure 9 shows, in graphical form, the dependence of the signal-to-noise ratio (SNR ratio) on frequency in the multitone carrier system described here.

Figur 10 visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 10 shows, in schematic form, the FFT algorithm used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur ll visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitcnbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 11 shows, in schematic form, the frame correlation principle used in the multi-carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 12 shows, in schematic form, implementation of a correlator used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelatorn i Figur 12.Figure 13 shows, in schematic form, the averager used in the correlator in Figure 12.

Figur lá visar, i schematisk form, en korrelationspositionsdetektor som används för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 1a shows, in schematic form, a correlation position detector used for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4. 2 h) Un lJu 0 0 506 640 Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 15 shows, in schematic form, an overview of the synchronization unit used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4. 2 h) Un lJu 0 0 506 640 Figure 16 shows, in schematic form, an overview of the FFT / IFFT unit used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cyklisk: prefix.Figure 17 shows, in schematic form, the use of a cyclic: prefix.

Figur 18 visar, i schematisk form, ett ”beslutsinriktat" (decision directed) kanalvärdeberäknings- och utjämningsssystem för användning i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 18 shows, in schematic form, a "decision directed" channel value calculation and smoothing system for use in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6.Figure 19 shows QAM coding for b = 6.

Figur 22 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 22 shows, in schematic form, the realization of the calculation of bit charge and energy charge factors used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 21 visar, i schematisk form, en översikt av systemstyrningsgränssnittet (system controller interface) som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 21 shows, in schematic form, an overview of the system controller interface used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt pà vilket två av de multitonbärvágssystemmodem, som visas i Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbärvàgstransmissionssystem.Figure 22 shows, in schematic form, the manner in which two of the multitone carrier system modems shown in Figure 4 are interconnected to create a multitone carrier transmission system.

Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 23 shows, in schematic form, the vector management system used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 24 visar BSI-längd.Figure 24 shows BSI length.

Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- 506 20 640 10 avbrott för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 25 shows, in schematic form, the NU SC load distribution for BSI 506 20640 10 interruptions for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 26 visar SUS-mönstret för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4.Figure 26 shows the SUS pattern of the multitone carrier modem shown in Figure 4.

Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvågssystem som visas i Figur 4.Figure 27 shows the DAS pattern in schematic form, for the multitone carrier modem shown in Figure 4.

Figur 28 visar, i schematisk form, ”wake-up”- signalering för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 28 shows, in schematic form, “wake-up” signaling for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figurerna 29 till 31 visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figures 29 to 31 show the set-up sequence of the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 32 visar, i schematisk form, en nätöversikt för ett nätgränssnitt för en VDSL modemapplikation.Figure 32 shows, in schematic form, a network overview of a network interface for a VDSL modem application.

För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.To facilitate the understanding of the present invention, a list of abbreviations used in this patent application is presented below.

ADC: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) AIS: ”Alarm In Signal” ASIC: Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) BPSK: Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) BSI: Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI-D: BSI för nedlänkförbindelse (BSI for downlink connection) Un 10 20 IJ UI BSI-U: CCH: CM2: CM3: CP: DAC: DAS: DFl: DF2: DF3: DMT: DWMT: EMC: FEC: FEXT: 506 640 ll BSI för upplänkförbindelse (BSI for uplink connection) Styrkanal (Control channel) Bärvàgszyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärvåg 1Carrier mode l, bit-loaded and used carrier) Bärvàgszyp (mode) 2, (bort)maskad eller urstàndsatt bärvåg (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bärvágstyp (mode) 3, bärvág ordnad för nollbitsladdning, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cyklisk: prefix (Cyclic Prefix) Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) , slumpmässig (random) data parallell CCH, (Da:a frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) Dataram, helt bitladdad en CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Diskret multiton (Discrete Multi Tone) Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) Felkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjärröverhörning (Far End Cross Talk) 506 640 W 20 IQ UI 30 FFT: FTTN: Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OFDM: ONU: PGA: 12 ”Fast Fourier”-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) (Generation one, prototype system VMB-based) Tre + tvâ, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Två chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) Omvänd ”Fast Fourir”-transformering (Inverse Fast Fourir Transformation) Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Làgpass (Low Pass) Nät(verks)terminering (Network Termination) Nät(verks)enhet (Network Unit) Ortogonal frekvensmultiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verks)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) 10 20 30 POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: SUSI: SUS2: TA: TDMA: UTP: VCXO: VDSL: 506 640 13 Konventionell, ”gammal” telefonitjänst (Plain Old Telephony Service) "Quadrature Amplitude Modulation” Systemstyrenhet (System Controller) Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) Synkroniseringsram (Synch Frame) Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) Set Top Box Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) SF och DFl ramsekvens (SF and DFl frame sequence) SF och DP2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) ”Time Advance” Multipelaccess med tidsdelning (Time Division Multiple Access) Oskärmad parkabel (Unshielded Twisted Pair) Spänningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) Det system som den föreliggande uppfinningen avser, hänvisas för enkelhetens skull till som ”MUSIC” (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - Multibärvàgssystem för det installerade kopparnätet). MUSIC är avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation på 506 640 20 25 30 14 kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjänster.ADC: Analog-to-Digital Converter (A / D) AIS: “Alarm In Signal” ASIC: Application Specific Integrated Circuit BPSK: Binary Phase Shift Keying BSI : Base Synch Interval BSI-D: BSI for downlink connection Un 10 20 IJ UI BSI-U: CCH: CM2: CM3: CP: DAC: DAS: DF1: DF2: DF3: DMT: DWMT : EMC: FEC: FEXT: 506 640 ll BSI for uplink connection Control channel Bärvàgszyp (mode) 1; bit-loaded and used carrier 1Carrier mode l, bit-loaded and used carrier) Carrier mode 2, (removed) masked or disabled carrier (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Carry type (mode) 3, carrier arranged for Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier Cyclic: Prefix (Cyclic Prefix) Digital-to-Analog (D / A) converter (Digital-to-Analog converter) DF3 frame sequence (DF3 frame sequence), random ( random) data parallel CCH, (Da: a frame, random data parallel CCH) Data frame, random data one CCH (Data frame, random data one CCH) Data frame, fully bit loaded one CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Discrete multiton (Discrete Multi Tone) Discrete Wavelet Multi-Tone Electro Magnetic Compatibility Forward Error Correction 506 640 W 20 IQ UI 30 FFT: FTTN: Gl MUSIC : G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: N T: OFDM: ONU: PGA: 12 “Fast Fourier Transform” Fiber To The Node First Generation, Prototype System (VME-based) Three + two, ASIC implementation (Two + two ASIC implementation) Two chips' silicon implementation (Two chips silicon implementation) Reverse "Fast Fourir" transformation (Inverse Fast Fourir Transformation) Infinite Impulse Response International standard for digital networks ( International Standard for Digital Networks Inter-Symbol Interference Joint Test Action Group Local Pass Low Pass Network Termination Network Unit Orthogonal Frequency Multiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optical Network Unit (Programmable) Unit Programmable Gain Attenuator 10 20 30 POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: SUSI: SUS2: TA: TDMA: UTP: VCXO: VDSL: 506 640 13 Plain Old Telephony Service "Quadrature Amplitude Modulation" System Controller Synchronous Digital Hierarchy Synch Frame Signal / Signal-to-Noise Ratio Set Top Box Synch Frame Sequence SF and DF1 Frame Sequence SF and DF1 Frame Sequence SF and DP2 Frame Sequence (SF and DF2 Frame Sequence) Time Advance Multiple Access Time Sharing ( Time Division Multiple Access Unshielded Twisted Pair Voltage Controlled Crystal Oscillator Very High bit-rate Digital Subscriber Lines The system to which the present invention relates is referred to for simplicity. “MUSIC” (Multi-carrier System for the Installed Copper Network). MUSIC is intended to provide high-speed communication on 506 640 20 25 30 14 copper pair cable for telephony to support broadband multimedia services.

MUSIC-systemet som beskrivs i denna (SE 9603193-5) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-1, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603194-3, SE 9603195-O, SE 9603196-8, SE 9603197-6 och SE 9603198-4, kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, erbjuder en som ger 26:2 eller l3:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel (<1300 meter) för användning i befintliga, lokala telefoninät.The MUSIC system described in this (SE 9603193-5) and the patent specifications SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-1, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603194-3, SE 9603195-O, SE 9603196-8, SE 9603197-6 and SE 9603198-4, cost-effective and robust customer implementation with silicon, offers one that provides 26: 2 or l3: 2 Mbit / s asymmetric transmission over copper cable ( <1300 meters) for use in existing local telephone networks.

MUSIC-systemet kan accessas med användning av det (Fibre To som var och en nätverkskoncept som är känt som Fiber till Noden The Node = FTTN), betjänar många användare, som använder optisk fiber, fram till ett kopplingsskàp i närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.The MUSIC system can be accessed using it (Fiber To which is each a network concept known as Fiber to the Node The Node = FTTN), serves many users, who use optical fiber, up to a switch cabinet near the users' homes. Thus, the cable length specification for MUSIC can be successfully limited to 1300 meters.

MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med låg bithastighet överföring av en signal med hög bithastighet (2 Mbit/s) uppströms, från abonnenten.The MUSIC system is mainly intended for (26 Mbit / s) downstream to the subscriber, and a low bit rate signal transmits a high bit rate (2 Mbit / s) signal upstream, from the subscriber.

Figur 1 visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). En nätverksterminering, NT, ansluten till en multimedia-applikation, t.ex. video-on-demand, är länkad till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög datahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms.Figure 1 shows the MUSIC system. A network device, NOW, is connected to the fixed network through an optical fiber link, (FTTN). A network termination, NT, connected to a multimedia application, e.g. video-on-demand, is linked to the NOW via copper cable. The MUSIC system supports a high data rate downstream and a much lower data rate upstream.

I MUSIC-systemet som beskrivs här, stöds tvâ (1322 OCh 26:2 Mbit/S), lägre bithastigheten l3:2 Mbit/s kan implementeras som en bestämda bithastigheter där den LJ! 10 IJ Un 30 506 640 15 extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt långa, kopparkablar.In the MUSIC system described here, two (1322 OCh 26: 2 Mbit / S) are supported, lower bit rate l3: 2 Mbit / s can be implemented as a fixed bit rate where it LJ! 10 IJ Un 30 506 640 15 extra choice for use with bad, or extremely long, copper cables.

För nätverkstermineringen (NT) består anslutningen såsom POTS, ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av av ett set av standardiserade gränssnitt, (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som så att den är oberoende av (NU) filtreras ut passivt, modemstatus. Nätverksenheten terminerar i det fasta nätet.For network termination (NT), the connection consists of POTS, ISDN, ATM25 and Ethernet. All transmission protocols are supported by a set of standardized interfaces, (carried by) the data flow in the modem, except the POTS service which so that it is independent of (NOW) is filtered out passively, modem status. The network device terminates in the fixed network.

MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.MUSIC separates up and downlink spectra by passive filtering in the analog parts.

Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd att ge möjlighet till framtida funktionella uppgraderingar. Av detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full funktionalitet så att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.The version of MUSIC described here is intended to provide the opportunity for future functional upgrades. For this reason, the FFT / IFFT block is designed to support full functionality so that it can be reused in future system upgrades.

MUSIC-systemet är ett DMT-baserat, multibärvågs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvågor. Detta visas i Figur 2, som visar två transceivrar vilka var och en har en mottagare, Rx, och en sändare, Tx, ansluten till ett tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de två transceivrarna med användning av en mångfald (plurality) av bärvågor, av vilka en del kanske inte används, t.ex. när kanalkvalitën är extremt dålig. Antalet bitar som överförs av var och en av bärvågorna kan också variera, beroende på kanalkvalitë.The MUSIC system is a DMT-based, multi-carrier VDSL system that uses discrete Fourier transform to create and demodulate individual carriers. This is shown in Figure 2, which shows two transceivers each having a receiver, Rx, and a transmitter, Tx, connected to a twisted copper pair. Data is transmitted between the two transceivers using a plurality of carriers, some of which may not be used, e.g. when the channel quality is extremely poor. The number of bits transmitted by each of the carriers can also vary, depending on the channel quality.

En multibärvågsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar på tvinnad parkabel på ett effektivt sätt. I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden på 10 MHz upp på 1024 bärvågor med en bredd på vardera 9,77 kHz. Den tilldelade överföringseffekten för de individuella bärvågorna beror på störningseffekten och överföringsförlusterna på vart och 506 640 h) UI 30 16 ett av banden. Varje bärvàg förmedlar multinivåpulser (multilevel pulses) som kan representera upp till 12 bit data (4096 QAM). Den individuella bärvàgens signal/brusförhàllande (SNR) beräknas pà mottagarsidan. Om en bärvàg har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit på denna bärvàg. För bärvàgor med lägre SNR-värden placeras färre bitar på bärvágen. Bärvàgor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid och mottagning (forward error correction) datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av tillfälliga skurar av impulsstörningar.A multi-carrier modulation technology such as DMT handles frequency-dependent losses and interference on twisted pair cable efficiently. In the MUSIC system, the available bandwidth of 10 MHz is divided into 1024 carriers with a width of 9.77 kHz each. The assigned transmission power for the individual carriers depends on the interference power and the transmission losses on each of the belts. Each carrier transmits multilevel pulses that can represent up to 12 bits of data (4096 QAM). The signal / noise ratio (SNR) of the individual carrier is calculated on the receiver side. If a carrier has a high SNR, up to 12 pieces are placed on this carrier. For carriers with lower SNR values, fewer pieces are placed on the carrier. Carriers that are affected by narrow-band sources of interference are switched off. Forward error correction data interleaving is used to mitigate the effects of temporary bursts of impulse interference.

Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är mycket högre än uppströmshastigheten. Två bestämda (26/13 Mbit/S) valda hastigheten beror på den aktuella kabellängden ( nedströmshastigheter stöds av systemet; den m) och/eller kvalitén pà kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s.Asymmetric VDSL is implemented in this version of the MUSIC system, which means that the downstream speed is much higher than the upstream speed. Two selected (26/13 Mbit / S) selected speeds depend on the current cable length (downstream speeds supported by the system; the m) and / or the quality of the channel. The upstream speed is fixed at 2 Mbit / s.

MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen fràn Olika frekvensband kan användas i uppströmskanalen och båda fràn POTS, se Figur 3.The MUSIC system for separating the downstream channel from Different frequency bands can be used in the upstream channel and both from POTS, see Figure 3.

Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.Alternatively, other duplex methods can be used, e.g.

TDMA och/eller en metod där varannan bärvàg dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.TDMA and / or a method where every other carrier is dedicated to the downstream and upstream channel.

Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hàrdvarublocken är ADC och DAC, kanalvärdeberäkning/utjämning, synkronisering, fourir transformeringsbehandling, symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med (interleaving), interfoliering nätgränssnitt och systemövervakare.Figure 4 shows an overview of a MUSIC modem to which the present invention relates. The most important hardware blocks are ADC and DAC, channel value calculation / equalization, synchronization, fourir transform processing, symbol mapping and detection, coding and decoding with (interleaving), interleaving network interfaces and system monitors.

Modemet kan betraktas i form av fyra principiella funktionsblock, nämligen: Lll 20 h) Us 506 640 17 - den digitala mottagarenheten; - den digitala sändarenheten; - den analoga ingången (front end); och - systemövervakaren (system controller)/PCI.The modem can be considered in the form of four principal function blocks, namely: Lll 20 h) Us 506 640 17 - the digital receiver unit; - the digital transmitter unit; - the analog input (front end); and system controller / PCI.

Den analoga ingången inkluderar en hybridtransformator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. På mottagarsidan är hybriden ansluten, via ett làgpassfilter, LP, en programmerbar förstärkningsdämpare, PGA, till en analog- till digital(A/D)~omvandlare. En spänningsstyrd kristalloscillator, VCXO, används för att driva analog- till digital-omvandlaren. Pà sändarsidan är hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A)- omvandlare via ett lågpassfilter.The analog input includes a hybrid transformer connected to an unshielded, twisted pair and POTS. On the receiver side, the hybrid is connected, via a low-pass filter, LP, a programmable gain attenuator, PGA, to an analog to digital (A / D) converter. A voltage controlled crystal oscillator, VCXO, is used to drive the analog to digital converter. On the transmitter side, the hybrid is connected to a digital to analog (D / A) converter via a low-pass filter.

Den digitala mottagarenheten inkluderar en "fast Fourir”-transformerings- och omskalningsenhet (rescaling FFT, ansluten, till en unit), som visas i Figur 4, synkroniseringsenhet och en kanalestimator. Kanalestimatorn är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en ”avinterfolierings”- (de-interleaving) och avkodningsenhet, till en bithanteringsenhet och därifrån till ett nätapplikationsgränssnitt_ Den digitala sändarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) ”fast Fourir” transformerings~ och skalningsenhet, IFFT, via en kodnings- och interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.The digital receiver unit includes a "fixed Fourir" transform and rescaling unit (rescaling FFT, connected to a unit), as shown in Figure 4, a synchronization unit and a channel estimator.The channel estimator is connected via a symbol detection unit and a "deinterleaving" unit. -interleaving) and decoding unit, to a bit handling unit and thence to a web application interface_ a symbol mapping device.

Systemstyrningen (system control) är ansluten till olika funktionsenheter i den digitala mottagaren och digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgränssnitt, så som visas i Figur 4. 506 640 UI 15 20 h) UI 18 Nät(verks)gränssnittet ansluter den högre protokollnivän till modemets skikt ett-funktionalitet.The system control is connected to different functional units in the digital receiver and digital transmitter, and to the network application interface and a computer interface, as shown in Figure 4. 506 640 UI 15 20 h) UI 18 The network (plant) interface connects the higher protocol level to the modem layer one functionality.

Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- ramar” (dummy frames) om så erfordras.This block is responsible for providing the system with data at the configured bit rate, and adds “dummy frames” if required.

Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleaved). Det MUSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhålles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering (se senare i denna specifikation).The data is then channel coded and interleaved. The MUSIC system described here uses a convolutional code combined with interleaving. Using a depth with a plurality of frames, a combined frequency / time interleaving is obtained (see later in this specification).

Symbolmappningsblocket tar emot ingàngsdata som en heltalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellationen beroende på det aktuella bitladdningsvärdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.The symbol mapping block receives input data as an integer vector. This vector is mapped into the configured constellation depending on the current bit load value. The mapping unit uses a Gray coding scheme to reduce the probability of bit errors.

En reell (real) vektormultiplicering är det första steget i IFFT-blocket. Detta fär systemet att skala uteffektsnivàn på varje bärvàg. IFFT-blocket utför sedan en reell 2048 punkters inverterad (inverse) FFT pà ingàngsdatan, som modulerar varje bärvág. Som ett slutligt steg utförs en address ”wrap around” på utgàngsdatan, där en kopia av de första 128 samplingarna läggs till i slutet av ramen. Detta kallas det cykliska prefixet (CP).A real (vector) vector multiplication is the first step in the IFFT block. This causes the system to scale the output power level on each carrier. The IFFT block then performs a real 2048 point inverted (FFT) on the input data, which modulates each carrier. As a final step, an address "wrap around" is performed on the output data, where a copy of the first 128 samples is added at the end of the frame. This is called the cyclic prefix (CP).

Den modulerade signalen gàr till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång (minimum true dynamic range) på 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan på 20 MHz. För att bli av med Nyquist ”ghosts”, LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balanserat gränssnitt mot kopparkabeln.The modulated signal goes to a DAC that converts the signal with a minimum true dynamic range of 84 dB. The DAC is clocked by the system sample clock at 20 MHz. To get rid of Nyquist "ghosts", the signal is LP-filtered. The hybrid provides a balanced interface to the copper cable.

En översikt över MUSIC-sändarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren.An overview of the signal path of the MUSIC transmitter and receiver is shown in Figure 4. The transmitter part uses the same hybrid design as the receiver.

UI 20 506 640 19 I mottagaränden separerar splitter/hybrid- från O till 4 kHz, från de frekvenser som används av systemet. Det transceivern de frekvenser som används av POTS, extraherar också den lågniväiga mottagningssignalen från den kombinerade högnivàiga sändningssignalen och den làgnivåiga mottagningssignalen.UI 20 506 640 19 At the receiver end, the splitter / hybrid separates from 0 to 4 kHz, from the frequencies used by the system. The transceiver of the frequencies used by the POTS also extracts the low level reception signal from the combined high level transmission signal and the low level reception signal.

För att reducera Nyquisteffekter på signalen làgpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PGA:n (Programmable Gain Amplifier).To reduce Nyquist effects on the signal, the received analog signal is low-pass filtered before being fed into the PGA (Programmable Gain Amplifier).

PGA:n är nödvändig för att få det bästa utnyttjandet av det dynamiska omfånget i ADC:n. I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB.The PGA is necessary to get the most out of the dynamic range of the ADC. In this system, the dynamic range shall be at least 66 dB.

Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT-blocket emot datan.After the signal is converted to digital format, the synchronization and FFT blocks receive the data.

I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av EFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO:n.The synchronization block generates a frame clock (for controlling the EFT buffers) and a control signal for the VCXO.

I början återtar (retrieve) synkroniseringsblocket ramklockan från den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) och överförs till "VCXO feed back (20 MHz). controller”. VCXO:n genererar samplingsklockan En samplingsklocka som endast styrs av ”frame time estimate” är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system.Initially, the retrieve synchronization block retrieves the frame clock from the sampled signal. The frame clock is then used to calculate the frame synchronization value calculation (frame timing estimate) and is transferred to the "VCXO feed back (20 MHz). Controller". The VCXO generates the sampling clock A sampling clock that is only controlled by a "frame time estimate" is not sufficiently accurate in a DMT -system.

Därför används, efter làsningssekvensen, en dedicerad pilotbärvàg för att uppnå en hög synkroniseringsprecision pà samplingsklockan.Therefore, after the locking sequence, a dedicated pilot carrier is used to achieve a high synchronization precision on the sampling clock.

En BSI-signal extraheras också från pilotbärvàgen.A BSI signal is also extracted from the pilot carrier.

ESI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att synkronisera sändarens och mottagarens CCH-kommunikation.ESI is the Base Synchronization Interval timing signal used to synchronize the CCH communication of the transmitter and receiver.

En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm 506 640 UI 20 20 som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.One of the new aspects of the MUSIC system is the algorithm 506 640 UI 20 used by the synchronization block, which is discussed in more detail later in this specification.

En 2048 punkters verklig FFT utförs pá ingångsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning (rescaling), som baseras pâ energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.A 2048 point real FFT is performed on the input frames of the FFT block. After this, rescaling, which is based on the energy charge parameters, is performed before the data is transferred to the next block.

Kanalvärdeberäkningen och -utjämningen utförs pà utmatningsdatan från FPT-blocket. Alla dataramar används för att värdeberâkna (estimate) kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en bitladdningsvektor som bestämmer antalet bitar som skall sändas på var och en av bärvàgorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH).The channel value calculation and equalization is performed on the output data from the FPT block. All data frames are used to estimate the channel properties. These are then used to compute a bit charge vector that determines the number of bits to be transmitted on each of the carriers. This information is then transmitted to the transmitter through the upstream control channel (CCH).

I symboldetekteringsblocket utförs en ”avmappning” (demapping) för varje bärvàg enligt bitladdningsmallen (bit~loading mask). (de- (FEC, Forward Error Correction) pà den detekterade bitströmmen.In the symbol detection block, a “demapping” is performed for each carrier according to the bit loading template. (de- (FEC, Forward Error Correction) on the detected bitstream.

Efter avmappning utförs ”avinterfoliering” interleaving) och ”felkorrigering vid mottagning” Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy frames) tas bort i detta block.After unmapping, “deinterleaving” interleaving) and “error correction on receipt” are performed. The data is then ready for the network (application) / application interface block after bit handling. The dummy frames are removed in this block.

I systemets hjärtpunkt, som visas i Figur 4, finns SC). processor som har gränssnitt styrenheten för systemet (System Controller, SC;n är en generell (general purpose) mot och styr de olika underblocken med användning av en lokal PCI-buss. styrenheten CPU programmerbar. tillhandahållas, för att underlätta programmering.At the heart point of the system, shown in Figure 4, is SC). processor that has the interface controller for the system (System Controller, SC; n is a general purpose against and controls the various sub-blocks using a local PCI bus. the controller CPU programmable. provided, to facilitate programming.

I den version av MUSIC som beskrivs här, är En extern port genom ett JTAG-gränssnitt pä moderkortet (on-board), Huvuduppgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra Vi 20 30 506 640 21 bitladdnings- och energiladdningsberäkningar_ Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad (CCH). förändringar i bit/energi-laddning och annan styrkanal Denna kanal överför data avseende systemsignalering.In the version of MUSIC described here, An external port is through an JTAG interface on the motherboard (on-board), The main tasks of the SC are to control system start-up and performance during runtime and to perform Vi 20 30 506 640 21 bit charge and energy charge calculations_ It communicates with the remote side of the modem through a dedicated (CCH). changes in bit / energy charge and other control channel This channel transmits data regarding system signaling.

För att erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvåndning, måste de digitala delarna av systemet vara baserade på åtminstone två ASIC-kretsar. Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignándamål.To obtain a cost-effective product for high-volume use, the digital components of the system must be based on at least two ASIC circuits. Figure 5 shows how the system can be divided (partition) for chip design purposes.

Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips innehåller ramsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, symboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocket och nätgränssnittblocket kan implementeras på ett tredje, respektive fjärde, chips.One chip contains the FT / IFFT core. A second chip contains frame synchronization, channel value calculation and smoothing, symbol detection and symbol mapping. The analog block and the network interface block can be implemented on a third and a fourth chip, respectively.

Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell 1 till 3 bifogade härtill.The system parameters used by the MUSIC system described here are shown in Tables 1 to 3 attached hereto.

VDSL-system arbetar i spektrumet från 0 till 40 MHz.VDSL systems operate in the spectrum from 0 to 40 MHz.

I detta band upptar MUSIC-systemet, lägre 10 MHz, Ett antal traditionella band som beskrivs här, de se Figur 6. finns i detta spektrum, inklusive POTS och vissa radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bärvàgor över 10 MHz, har varje bàrvåg en bandbredd på 9,77 kHz, där de två första bärvágorna är allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista bärvàgen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten.In this band, the MUSIC system, lower 10 MHz, occupies A number of traditional bands described here, they see Figure 6. are in this spectrum, including POTS and some radio amateur bands. Different frequency bands are used in the MUSIC system described here to separate downstream from upstream channels. Since the MUSIC system described here uses 1024 carriers over 10 MHz, each carrier has a bandwidth of 9.77 kHz, where the first two carriers are allocated by the DC level and the POTS service. The last carrier is disabled because it is the Nyquist point.

Andra bärvågor (pà radioband) kan behöva annulleras. Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning på det balanserade kopparparet.Other carriers (on radio tapes) may need to be canceled. This is primarily a matter of immunity and charisma on the balanced copper pair.

Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning. 506 640 20 IJ 'Jc 30 22 Det finns två sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- (below) MUSIC- frekvensbanden. Detta kan uppnås med användning av en och ISDN-systemen existera under liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandahållas oberoende av konfiguration.By passively filtering the POTS spectrum, this service can be done independently of the MUSIC system described here, runtime status, or power supply. 506 640 20 IJ 'Jc 30 22 There are two ways to provide ISDN services for a MUSIC modem connection. One way is to sound the POTS (below) MUSIC frequency bands. This can be achieved using one and the ISDN systems exist during similar filtering process for ISDN band spectrum as for POTS. This filtering allows the service to be provided regardless of configuration.

Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning av 1024 bärvågor över 10 MHz ger varje bärvåg en bandbredd på 9,77 kHz. ISDN-spektrumet kräver allokeringen (150- 4)/9,77 = 5, av dessa bärvàgor. Beroende på kanalkarakteristiken måste dessa fem bärvågor väljas att ha det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*l00=500 kbit/s bandbredd.The second way to provide ISDN is to allow ISDN to be a carrier service in the MUSIC system. This solution has the advantage in terms of spectrum efficiency. The use of 1024 carriers over 10 MHz gives each carrier a bandwidth of 9.77 kHz. The ISDN spectrum requires the allocation (150-4) /9.77 = 5, of these carriers. Depending on the channel characteristics, these five carriers must be chosen to have the best SNR in the system. For a standard connection, this gives 5 * l00 = 500 kbit / s bandwidth.

Den optimala lösningen är därför att använda modemet som en bärare, och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 500 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten.The optimal solution is therefore to use the modem as a carrier, and allocate only 64 kbit / s, compared to 500 kbit / s for the total bandwidth of the 64 kbit / s ISDN service.

Resultatet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörning = Far End Cross Talk) utförda på en telekommunikationsoperatörs nät, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 200-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen på högre frekvenser den maximala bithastigheten.The results of the attenuation and FEXT (Far End Cross Talk) measurements performed on a telecommunications operator's network showed that it is possible to achieve bit rates higher than 100 Mbit / s if the cable is shorter than 200-300 meters. For longer cables, attenuation at higher frequencies limits the maximum bit rate.

För kablar på omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en l km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt.For cables of about 500 meters, 40 Mbit / s can be achieved, and for a 1 km cable, 15-20 Mbit / s is realistic.

En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar den använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen mäste kanske också uteslutas.Another factor that reduces performance is EMC, which limits the power used. Some parts of the frequency domain may also need to be excluded.

En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: lll 506 640 23 - maximal varaktighet 250 us - medianintervall 67 ms - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz - bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan är belägen pà NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).A typical PSTN can be expected to have the following characteristics in terms of impulse interference: lll 506 640 23 - maximum duration 250 us - median interval 67 ms - maximum peak amplitude 20 mV - main energy below 200 kHz - background interference -107 dBm / Hz The main source for synchronization in the system is the sampling clock. The reference for the sampling clock is located on the NOW page and is common to all twisted copper pairs in a secondary cable.

Samplingsklockans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter" pä mindre än 0,5 ns.The sampling clock frequency is 20 MHz at 10 ppm, with a "phase jitter" of less than 0.5 ns.

Samplingsklockan på NT-sidan är fasläst till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation) i ett första skede, och använder sedan pilotbärväge: för at: producera en finjustering av läsningen. Läsningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit digital/analog-omvandlare_ Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision på 1/100 sampel, med ett ”phase jitter" pä mindre än 0,5 ns.The sampling clock on the NT page is phase read to the NOW page. The logic of the reading uses the frame synchronization value calculation (frame timing estimation) in a first stage, and then uses pilot carrier path: to: produce a fine adjustment of the reading. The read logic controls the frequency of a VCXO via an 18 bit digital / analog converter. The requirements for the VCXO are 20 MHz in 25 ppm range and 10 ppm / volt sensitivity. The final reading must have a precision of 1/100 sample, with a "phase jitter" of less than 0.5 ns.

Ramklockan är 1/(2048 + 128) styr starten av mottagning och sändning av ramarna. av samplingsklockan och Ramklockan, som används både för sändning och mottagning, avviker i fas pä både NU- och NT-sidan.The frame clock is 1 / (2048 + 128) controls the start of receiving and sending the frames. of the sampling clock and the Frame clock, which are used for both transmission and reception, differ in phase on both the NU and NT side.

Ramklockan för sändning på NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.The frame clock for transmission on the NT side is the master and controls the start of the signal intervals, see Figure 7.

Mottagningsramklockan på NT-sidan erhålles frän hårdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7. 506 640 30 24 Ramklockan för sändning på NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart på NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjning (propagation delay) på kopparledaren. Detta mäste göras för att upprätthålla ortogonaliteten, över kopparledaren, för de samplade perioderna, både pä upplänken och nedlänken. Ramklockan för sändning pà NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7.The reception frame clock on the NT side is obtained from the hardware function for the frame synchronization value calculation and controls the start of the frame sampling period, see Figure 7. 506 640 30 24 The frame clock for transmission on the NT side is the same as the frame clock for reception, but is a TA sample earlier in phase. TA is a parameter that is measured during system start-up on the NU side and is used to compensate for propagation delay on the copper conductor. This must be done to maintain the orthogonality, across the copper conductor, for the sampled periods, both on the uplink and downlink. The frame clock for transmission on the NT side controls the start of the signal intervals, see Figure 7.

Ramklockan för mottagning på NU-sidan fördröjs ett (TA) efter det att TA-beräkning (calculation) antal sampelklockcykler i förhållande till ramklockan för sändning, utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i uppstartningssekvensen bestäms av hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.The frame clock for reception on the NU side is delayed by one (TA) after the TA calculation (calculation) number of sample clock cycles in relation to the frame clock for transmission has been performed. The delay before the calculation of TA in the start-up sequence is determined by the hardware function for the frame synchronization value function (frame timing estimation hardware function) and the value is accessible to the control unit.

Ramklockan för mottagning på NU-sidan styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.The frame clock for reception on the NU side controls the start of the frame sampling period, see Figure 7.

BSI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande sidan. Parametrarna kan, till exempel, vara bitladdning, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, på båda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up).The BSI clock is used to synchronize parameter changes between the sending and receiving sides. The parameters can be, for example, bit charge, energy charge or control channel frequency. The parameters are updated by the system controller, on both sides, before the BSI clock initiates the switch for the new set-up.

BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. till BSI-klockan i nedlänken.The BSI clock in the uplink is delayed by half a BSI clock cycle in relation to the BSI clock is 1/8192 of the frame clock. to the BSI clock in the downlink.

En kor: pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens på pilotkanalen används för ESI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan.A short: pseudo-random sequence on the pilot channel is used for ESI synchronization between the transmitting and receiving sides.

Un 20 k) Un 506 640 25 Det cykliska prefixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.Un 20 k) Un 506 640 25 The cyclic prefix is an extension of the frames added by the FFT chip. To maintain orthogonality throughout the signaling period, the last 128 samples of the frame are copied and placed before the actual frame. This arrangement addresses issues related to interference between symbols caused by time dispersion.

Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast pà den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA = 128 samplingar = 6,4 us utbredningsfördröjning. Detta motsvarar 1283 meter (cm utbredningsfördröjning är 5 ns/m).It is important that the part of the signaling period that is sampled only on the receiving side overlaps a signaling period in the other direction, along the entire copper conductor. TA is used to optimize this overlap period. The maximum cable length is limited by TA = 128 samples = 6.4 us propagation delay. This corresponds to 1283 meters (cm propagation delay is 5 ns / m).

Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid Cl-chipset till telefonlednin~en. Det finns också anslutningar till T1- chipset och systemcontrollern för styrändamäl.The analog interface connects the received and transmitted digital data stream at the C1 chip to the telephone line. There are also connections to the T1 chipset and the system controller for control purposes.

Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten till en hybridtransformator som också är länkad till POTS. Pâ mottagningssidan av hybriden gär den inkommande signalen via ett lägpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrån till Cl-chipset. På sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och gär därifrån via ett lágpassfilter LP till hybridtransformatorn. En spänningsstyrd kristalloscillator, som driver både ADC och DAC, är ansluten till T1-chipsets synkroniseringsblock.The analog interface is shown in Figure 8. The cable is connected to a hybrid transformer which is also linked to POTS. On the receiving side of the hybrid, the incoming signal travels via a low-pass filter and a programmable gain attenuator to an analog-to-digital converter, ADC, and from there to the Cl chipset. On the transmitter side of the hybrid, the output digital signal is converted to analog by a digital / analog converter, DAC, and goes from there via a low-pass filter LP to the hybrid transformer. A voltage controlled crystal oscillator, which drives both the ADC and the DAC, is connected to the synchronization block of the T1 chip.

En OFDM-ram är en summa av sinusformade bärvàgor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplane: (frequency domain) med ett minimum av separationsavstánd mellan bärvägor. Antagandet att 506 20 Ix) 'Ju 30 640 26 symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande till varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra till att skapa pulser med mycket höga toppnivåer.An OFDM frame is a sum of sinusoidal carriers modulated in phase and amplitude and spaced in frequency plane: (frequency domain) with a minimum of separation distance between carriers. The assumption that the symbols within the frame are evenly distributed and uncorrelated with respect to each other gives a signal in the time plane with an approximately normally distributed instantaneous amplitude. Thus, there is a small possibility that input data can interact with each other to create pulses with very high peak levels.

Emellertid mäste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna sä att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsniväer i DAC:n för att hantera genomsnittliga (average) signaler. Även om DAC:n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivà i sändaren, finns det begränsningar på mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna på mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Vara .However, the maximum amplitude must be limited to a lower amplitude than this so that there are a sufficient number of quantization levels in the DAC to handle average signals. Although the DAC has sufficient resolution to accommodate a high peak level in the transmitter, there are limitations on the receiver side (ADC). However, the consequences on the recipient side do not have to be as serious as they may seem.

En kor: kabel har lägre dämpning i det höga frekvensområdet än en läng kabel, se Figur 9. Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan opàverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stor: dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpningar ej kräver ett stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det område som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade linjen.A cable: cable has lower attenuation in the high frequency range than a long cable, see Figure 9. This means that a temporary pulse can occur in the receiver almost unaffected by the cable characteristics. Therefore, a relatively large: dynamic range is required in the receiver. However, this can be easily achieved because almost equal attenuations do not require a large dynamic range. The ADC needs to accommodate the area indicated in Figure 9 by the solid, rough, arrow-marked line.

Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.However, the greater high frequency attenuation of long cables requires a large dynamic range.

Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) från sändaren för att bygga upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar. Den ”fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det område som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9.The high frequency attenuation also means that several large peaks would be required from the transmitter to build up high amplitudes in the receiver; a case that is even less likely to occur at the ADC input (input) than single peaks. The “free height” (headroom) can therefore be reduced and the ADC should accommodate the area marked by the rough, dashed arrow line in Figure 9.

LI! 10 20 k) Un 30 506 640 27 Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom att omsorgsfullt ställa in signalniván vid mottagaren ADC i beroende av kabellängden.LI! 10 20 k) Un 30 506 640 27 In summary, performance can be optimized by carefully setting the signal level at the ADC receiver depending on the cable length.

Linjedelaren(splitter)/hybriden har tvà huvuduppgifter, nämligen att: - dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och - förhindra den sända signalen från att uppträda vid mottagaren pá samma enhet genom balansering av kabeln.The line splitter / hybrid has two main tasks, namely to: - divide and combine telephony signal (POTS) and VDSL signal frequency bands; and - prevent the transmitted signal from appearing at the receiver on the same device by balancing the cable.

Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan.Since each transmission direction has its own frequency band, it is possible to optimize both sides in terms of their respective frequency bands to increase the overall performance.

Avsikzen med lágpassfiltret på ingàngssignalen är att minska ”alias”-effekter (aliasing effects) pà interferens ovanför det använda frekvensområdet.The purpose of the low-pass filter on the input signal is to reduce aliasing effects on interference above the frequency band used.

Lágpassfiltre: pá utgángssidan reducerar utsänd effekt på "stoppbandet”. Dessa filter kan utgöra delar av uppdelninge-/hybridmodulen.Low-pass filters: on the output side, the transmitted power on the “stop band” reduces These filters can form part of the split / hybrid module.

Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är ”Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhàllande pà ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon :ed likvärdig prestanda, används.The best commercially available ADC today is the "Analog Devices AD9042" which has a signal-to-noise ratio of approximately 66 dB. It is recommended that either this ADC, or an equivalent performance, be used.

För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används.For this description, it is assumed that a DAC with 14 bit resolution is used.

FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av två reella sekvenser på samma gäng.The FFT and IFFT algorithms are built up of 1024-point complex FFTs with data reorganization to allow the calculation of two real sequences on the same thread.

Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hàrdvarurealiseringen baseras pà en radix-32-kärna 506 Un 10 I5 20 640 28 som beräknar resultatet i tre ”fövandlingar” se (passes), Figur 10.Consequently, each of FFT and IFFT are effective 2048 points. The hardware realization is based on a radix-32 core 506 Un 10 I5 20 640 28 which calculates the result in three “transformations” see (passes), Figure 10.

Förhållandet mellan signal/brusförhållandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: SNR=22b-v-1 där b = antal bit, och v = ll (antal effektiva radix-2 ”förvandlingar”). Lösningen för b ger 17 bit upplösning (baserat på ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet.The relationship between the signal-to-noise ratio and the resolution in the algorithm can be expressed as: SNR = 22b-v-1 where b = number of bits, and v = ll (number of effective radix-2 "transformations"). The b solution provides 17 bit resolution (based on ADC SNR), but since ADC is not the only source of analog signal degradation, 16 bit resolution in the algorithm should be sufficient to maintain the resolution throughout the system.

VCXO:n genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras på data från synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen måste vara mycket till NU-referensklockan stabil och fasläst (phase locked) för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler.The VCXO generates the sampling frequency used in the NT part of the system. The control voltage is based on data from the synchronization unit. The clock frequency must be very much to the NOW reference clock stable and phase locked to maintain orthogonality between symbols.

För att fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in före ADC:n.To take full advantage of the dynamic range of the ADC, a programmable attenuator must be inserted before the ADC.

Dämpningsnivån är huvudsakligen en funktion av kabellängden och kan bestämmas med värdet för "framflyttning av synkronisering” (timing advance) genom systemcontrollern.The attenuation level is mainly a function of the cable length and can be determined by the value for "timing advance" through the system controller.

Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för ”timing advance” och dämpningsniván, mäste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.Attenuation resolution and range, and the relationship between the value for timing advance and attenuation level, must be determined. Equalization and variance values can also be used in the calculations for improved results.

I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, speciellt när bärvágor moduleras med stora konstellationer.In a DMT system, a very precise synchronization between the transmitter and the receiver is necessary, especially when carriers are modulated with large constellations.

I den utförandeform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger på korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen. 10 20 25 30 506 640 29 På NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklockan. Pà NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO Controlled Crystal Oscillator) (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage som är låst i fas till oscillatorn på NU~sidan. VCXO:n styrs initialt av ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).In the embodiment described here, a new frame synchronization method is used which is based on correlation properties built into the structure of the received signal. 10 20 25 30 506 640 29 On the NU side, a crystal frequency oscillator is used as a reference for generating the sampling clock. On the NT side, a sampling clock is generated by a VCXO Controlled Crystal Oscillator = Voltage that is locked in phase with the oscillator on the NOW side. The VCXO is initially controlled by the frame timing value calculation.

Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationen. Därför används en dedicerad pilotbärvág, efter en låsningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet på samplingsklocksynkroniseringen_ Beroende pà den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan inïerferens mellan symboler orsakad av kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsintervall (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdomänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är innehållet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.However, the resolution of the frame synchronization value calculation is not sufficient in the present application. Therefore, a dedicated pilot carrier, after a lock-in sequence, is used to achieve a very high accuracy of the sampling clock synchronization. Depending on the long symbol duration of a DMT system, interference between symbols caused by channel time dispersion can be eliminated by means of a guard interval. interval) as a prefix to each frame in the time domain. To maintain the orthogonality of the frames, the contents of each prefix are a copy of the last part of the following frame, making the frames appear to be partially cyclic.

Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrelation som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera samplingar av den mottagna signalen, avskilda i (den kända) skyddsintervall att orsaka en topp i tid av ramlängden, kommer passerandet av ett korrelationsvärdeberäkningen (correlation estimate). Därför kommer dessa toppar at: ha ett känt synkroniseringsförhållande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. ll.The synchronization method used to estimate the frame synchronization uses the high correlation between a prefix and the corresponding part of a frame. By continuously correlating samples of the received signal, separated in (the known) protection interval to cause a peak in time of the frame length, the passing of a correlation value calculation (correlation estimate). Therefore, these peaks will: have a known synchronization relationship to the frames and can be used to create a frame start signal. ll.

Principen visas i Figur 506 I~J UI 30 640 30 Korrelatorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), för att skapa en signal med samma period som korrelationstopparna.The principle is shown in Figure 506 I ~ J UI 30 640 30 The correlator and peak time estimator use a system clock generated by a VCXO. This clock is divided by (divided by) the total number of samples in a signal range (a cyclic prefix and a frame), to create a signal with the same period as the correlation peaks.

Fasavvikelsen (frame time deviation) mellan dessa två signaler används som indata till en "feed-back controller" som justerar VCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid inte tillräckligt exakt för att användas i ett DMT-system. Därför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inlàsningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.The frame time deviation between these two signals is used as input to a "feed-back controller" that adjusts the VCXO frequency to the correct sampling frequency. However, the phase of this sampling clock is not accurate enough to be used in a DMT system. Therefore, the frame synchronization value calculation is mainly used for a lock-in operation. It is also used to monitor frame synchronization to detect major anomalies that will necessitate resynchronization.

Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de tvà signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning på en ramlängd. Utdatan på fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan från integratorn är korrelationsfunktionens värdeberäkning (estimate).The correlation of the received data is calculated continuously. The time difference between the two signals is achieved by using a digital delay line on a frame length. The output of the delay line is multiplied by the non-delayed signal and integrated (accumulated) over an interval corresponding to the length of the cyclic prefix. The output from the integrator is the correlation function's value calculation (estimate).

Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol reducerad komplexitet jämförd med användning av den (sign). Denna hárdvaruimplementering har en starkt fullständiga sampelordlängden.Since only the synchronization information of the correlation value calculation is used, a simplified estimator is implemented which only uses the reduced complexity symbol of the input data compared to using it (sign). This hardware implementation has a highly complete sample word length.

Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen. Beroende pà den Llu 20 N 506 640 31 reducerade dataordlängden som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sàdan medelvärdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.Computer simulations have shown that the use of synchronous averaging of several signal intervals reduces the variance of the frame synchronization value calculation. Depending on the reduced data word length used in the multiplier portion of the correlator, it is possible to implement such an averaging function immediately after the multiplier.

Ett blockschema som visar implementeringen av korrelatorn visas i Figur 12. Den inkommande signalen X(k) lO24, till en konjugator. Utdatan fràn fördröjningen och passerar genom en fördröjning med N = dvs en ram, och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) som gàr till en medelvärdesbildare. Utdatan från Z(k) fördröjd med L = 128 subtraheras. medelvärdesbildaren, vilken Z(k) signal W(k) som gàr till en ackumulator som ger en utsignal C(k). går till en subtraherare från Detta ger en Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvärdesbildaren omfattar en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, sà som visas. Utsignalen kan uttryckas som 6 Z(k) = Z Y(k-iM) i=Ü där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.A block diagram showing the implementation of the correlator is shown in Figure 12. The incoming signal X (k) 1024, to a conjugator. The output of the delay passes through a delay of N = ie a frame, and the conjugator is then multiplied to produce a signal Y (k) which goes to an averaging. The output of Z (k) delayed by L = 128 is subtracted. the average value generator, which Z (k) signal W (k) goes to an accumulator which gives an output signal C (k). goes to a subtractor from This gives a The details of the averaging part of the correlator are shown in Figure 13. The averaging comprises a series of delay elements combined with adders, as shown. The output signal can be expressed as 6 Z (k) = Z Y (k-iM) i = Ü where Y (k) is the input signal and Z (k) is the output signal.

För att göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.To make the averaging synchronous with the frame structure of the signal, the delays are equal to the signal interval.

En detektor för att finna läget för den maximala storleken pä korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator.A detector for finding the position of the maximum size of the correlation function value calculation is shown in Figure 14. It is implemented using a register (# 1) for the latest max. Value and a comparator.

Registerinnehállet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gång ett värde större än registerinnehállet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall 506 640 20 30 32 (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). När et: helt signalintervall har passerat, kommer detta andra register att innehålla ett index till det max.värde som påträffats under detta intervall. Detta index lagras i ett :redje register (#3), en gång per signalintervall, och innehållet i det första registret (l#) divideras med två shift). (med användning av skiftning) (using Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniseringen hos insignalramarna. Ãterkopplingscontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan till signalintervallet. Ramsynkroniseringsklockan genereras med sedan användas som en pekare (pointer) hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.The register contents and the correlation size are compared, and each time a value greater than the register contents is found, the new value is stored in the register. The current value of a counter that counts sampling interval 506 640 20 30 32 (modulo signal interval) is also passed to a second register (# 2). When an entire signal interval has elapsed, this second register will contain an index to the maximum value found during this interval. This index is stored in one: third register (# 3), once per signal interval, and the contents of the first register (l #) are divided by two shifts). The index stored in register # 3 is interpreted as the deviation between the counter value and the current synchronization of the input signal frames. The feedback controller will cause the mean value of this deviation to converge to zero. The counter value can be to the signal interval. The frame synchronization clock is then generated with. be used as a pointer using this counter value to indicate the frame start.

Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för -u pilotbärvåge: i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet sc: finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvågor. De::a beror på den inneboende ortogonaliteten mellan bärvågorna. För att uppnå en värdeberäkning med acceptabelt låg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. De:ta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.The value calculation of the complex representation for -u pilot carrier: in the frequency plane is performed using the FFT unit sc: available in the system. The advantage of using this method is that the value calculation will be independent of the varying modulation of other carriers. They :: a depend on the inherent orthogonality between the carriers. In order to achieve a value calculation with acceptably low variance, a certain average value formation is necessary. De: ta is performed using first-order digital IIR filters.

Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, så argumentet âr inte direkt ïillgängligt. I återkopplingsslingan är det nödvändigt az: upptäcka (detect) mycket små argumentavvikelser. Därför måste upplösningen på argumentet vara hög. Återkcpplingscontrollern kommer att få pilotbärvågsargumentet a:: konvergera mot noll. En LJ: un IJ U- 506 640 33 approximering av argumentet, som är linjärt endast i ett litet område omkring noll, är då tillräckligt för att uppnå acceptabel prestanda. En användbar approximering som år ”monotonic” i nästan alla fyra kvadranterna, och också enkel att implementera i digital logik, beskrivs genom uttrycket: A=M.[3{c}- (1-sgn¶R{c}) .K. där C är den komplexa pilotbärvàgsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant som påverkar funktionens utformning (här används K=2).Unfortunately, the value calculation is represented as a complex number in rectangular coordinates, so the argument is not immediately available. In the feedback loop it is necessary az: detect very small argument deviations. Therefore, the resolution of the argument must be high. The feedback controller will cause the pilot carrier argument a :: to converge to zero. An LJ: un IJ U- 506 640 33 approximation of the argument, which is linear only in a small area around zero, is then sufficient to achieve acceptable performance. A useful approximation that is "monotonic" in almost all four quadrants, and also easy to implement in digital logic, is described by the expression: A = M. [3 {c} - (1-sgn¶R {c}) .K. where C is the complex pilot carrier value calculation, M is a positive scaling constant, and K is a positive constant that affects the design of the function (here K = 2 is used).

Kanalen inför fasskift på pilotbärvàgen som kan orsaka ”linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen på insignalen och pilotargumentet noll.The channel introduces phase shifts on the pilot carrier which can cause “misalignment” between the frame synchronization on the input signal and the pilot argument zero.

För att eliminera detta problem går pilotbärvàgsestimatorn också genom uïjämnaren för frekvensplanet (frequency domain equalizer). Uïjämningsparametern för denna bärvàg sàttes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.To eliminate this problem, the pilot carrier estimator also passes through the frequency domain equalizer. The equalization parameter for this carrier was set during the start sequence, when the frame timing estimate has converged to its final value.

Valet av pilotbärvåg kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvàgor som pilot kan också tillhandahållas. Återkcpplingsslingan har i verkligheten två ”controllers”, var och en med sin egen insignal.De två controllerutgångarna adderas och matas via en D/A- omvandlare till VCXO:n som genererar samplingsklockan. Båda ”controllerna” är av PI-typ (Proportional and Integrating).The choice of pilot carrier will be fixed, but logic for choosing other carriers as a pilot can also be provided. The feedback loop actually has two "controllers", each with its own input signal. The two controller outputs are added and fed via a D / A converter to the VCXO which generates the sampling clock. Both "controllers" are of the PI type (Proportional and Integrating).

Figur 15 ger en översikt över signalvågarna. Den mottagna data: i :idsplanet passerar genom korrelatorn och topplägesestinatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvågen i frekvensplanet som härleds från (equalizer) utjämnaren förs till en pilotargumentestimator, 506 640 LII 15 20 25 30 34 vars utdata förs till ”áterkopplingscontrollers” som också tar emot utdata från toppestimatorn. Utdatan från ”áterkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används för att styra VCXO:n.Figure 15 gives an overview of the signal waves. The received data: i: ids plane passes through the correlator and the top position estimator to result in the frame clock. The complex pilot carrier in the frequency plane derived from the equalizer is equalized to a pilot argument estimator, 506 640 LII 15 20 25 30 34 whose output is fed to "feedback controllers" which also receive output from the peak estimator. The output of the “feedback controllers” is then passed to a D / A converter to provide a signal used to control the VCXO.

Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscc :rollern aktiv. När ramsynkroniseringen har stabiliserats, värdeberäknas utjämningsparametern för pilotbärvàgen och sättes (av SC:n). Detta görs endast en gång, och ytterligare uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna ändring av utjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn tillräckligt med inställningstid.During the boot sequence, only the frame synchronization role is active. Once the frame synchronization has stabilized, the equalization parameter for the pilot carrier is calculated and set (by the SC). This is done only once, and further updating of this parameter is suppressed. After this change of equalization parameters, the averaging of the argument estimator is given sufficient setting time.

Slutligen stoppas ramsynkroniseringscontrollern och pilotargumentcontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringsconïrollern stoppats, läses dess sista utvärde sà az: VCXO-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.Finally, the frame synchronization controller is stopped and the pilot argument controller is activated. When the frame synchronization controller is stopped, its last value is read as follows: The VCXO frequency remains close to its final value.

Pilotbärvàgen används också för överföringen av synkroniseringsinformazion för bassynkroniseringsintervallet (BSI = Base Synchronization Interval). Bärvàgsargumentet antas normalt vara konstant.The pilot carrier is also used for the transmission of Base Synchronization Interval (BSI) synchronization information. The carrier argument is normally assumed to be constant.

Ett kort mönster BPSK-moduleras på bärvágen med användning av faserna 0 och n och lämnande bärvâgen pà fas 0 under resten av BSI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel ( pilotbärvágsargumentvärdeberäkningen försumbar. En av BSI-intervallet, är störningen av korrelator används för att detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI.A short pattern is BPSK modulated on the carrier using phases 0 and n and leaving the carrier on phase 0 for the remainder of the BSI interval. If this pattern is only a fraction (the pilot carrier argument value calculation is negligible. One of the BSI range, the disturbance of the correlator is used to detect the pattern and provide the synchronization signal for BSI.

(SC) för upptäckt av synkroniseringslàsning och av övervakningsskäl, "System Controllern” måste ha läsaccess, till register som håller estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotargumentapprcximeringen_ UI 20 IQ (Ju 30 506 640 35 För att hantera den inledande utjämningen av pilotbärvågen är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bärvågen och skriva till utjämningsparameterminnet.(SC) for detection of synchronization locking and for monitoring reasons, the "System Controller" must have read access, to registers that keep the estimator for frame time deviation and the pilot argument approximation_ UI 20 IQ (Ju 30 506 640 35 To handle the initial smoothing of the pilot carrier, it is necessary for SC read the averaged complex representation of the carrier and write to the equalization parameter memory.

Ett kompensationsregister (offset register) för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna och ramstartsignalen är nödvändigt och mäste vara skrivbart från SC:n. Detta används på NT-sidan.An offset register to determine the relative synchronization between the input frames and the frame start signal is necessary and must be writable from the SC. This is used on the NT page.

De detekterade BSI-händelsesignalerna, för både mottagning och sändning, skall anslutas till SC:n som avbrottsinmatningar (interrupt inputs).The detected BSI event signals, for both reception and transmission, must be connected to the SC as interrupt inputs.

Alternativt kan pilotbärvàgen återhämtas (recover) från signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslàsning av en samplingsklockoscillator_ Frekvensplansmetoden, som här beskrivs, har fördelen att pilotbärvàgsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvågorna, beroende på ortogonaliïeten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.Alternatively, the pilot carrier can be recovered from the signal in the timing plane, using a bandpass filter, and used directly to phase a sampling clock oscillator. The frequency plan method described here has the advantage that the pilot carrier estimator is independent of the modulation of the other carriers. Another frame synchronization method would depend on introducing a known pattern into certain frames.

Detta skulle reducera systemkapaciteten.This would reduce system capacity.

Ramlängden och längden på de cykliska prefixen är fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en återkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet på ramsynkroniseringsestimatorn modifieras en aning. Det är viktigt att VCXO n har mycket låg fasstörning, eftersom àterkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sådan störning.The frame length and the length of the cyclic prefixes are fixed in the embodiment described here. The method, described above, is designed to operate in a feedback loop with a VCXO. In a device using a specific sampling clock oscillator, the design of the frame synchronization estimator needs to be slightly modified. It is important that the VCXO n has a very low phase fault, as the feedback loop is too slow to compensate for such a fault.

Ett diskret mulïitonsystem (DMT) modulerar N komplexa datasymboler på N bärvágor (här använder vi N=1024 bärvägor). enna mappning beräknas som en omvänd (inverse) diskret Fourir-transfcrmering genom användning av ”Inverse 506 640 (Jl W 20 IQ Un 36 (IFFT).A discrete multiplier system (DMT) modulates N complex data symbols on N carriers (here we use N = 1024 carriers). This mapping is calculated as an inverse discrete Fourir transform using Inverse 506 640 (Jl W 20 IQ Un 36 (IFFT)).

N st bärvàgorna av en FFT.N st carriers of an FFT.

Fast Fourier Transform” I mottagaren demoduleras de I modemet, som beskrivs här, utförs FFT och IFFT av samma enhet, med användning av samma bas (radix) 16, eller 32 ”kärnor” (cores), i olika faser.Fast Fourier Transform In the receiver they are demodulated in the modem, described here, FFT and IFFT are performed by the same unit, using the same base (radix) 16, or 32 "cores", in different phases.

Denna process visas schematiskt i Figur 16.This process is shown schematically in Figure 16.

Huvudoperationen delas upp i ramar med längder på 2048 reella, eller 1024 komplexa värden.The main operation is divided into frames with lengths of 2048 real, or 1024 complex values.

IFFT, samt addering av cykliskt prefix.IFFT, and addition of cyclic prefix.

För varje ram utför denna enhet en FFT, skalning, omskalning (descaling), FFT:n och IFFT:n beräknar 2048 punkter reella FFTs och arbetar med ett minimum pà 16 bit aritmetik.For each frame, this unit performs an FFT, scaling, descaling, the FFT and the IFFT calculate 2048 points real FFTs and work with a minimum of 16 bit arithmetic.

För nätterminalsidan, (NT), synkronisering mellan ingàngsramstarten och IFFT- finns det ett krav på utgàngsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bärvàgorna). Sändaren skall kunna starta sändningen av en ram innan den startar att ta emot en ram, så kallad "timing advance”.For the night terminal side, (NT), synchronization between the input frame start and IFFT-, there is a requirement for the output start. (A synchronization between the upstream and downstream carriers). The transmitter must be able to start transmitting a frame before it starts receiving a frame, so-called "timing advance".

En skalning (scaling) bör tillhandahållas före IFFT.A scaling should be provided before IFFT.

Denna skalning är en multiplicering mellan de reella koefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingángsvärdena från symbolmappern (SM). Koefficienterna är på 16 bit vardera.This scaling is a multiplication between the real coefficients stored in this unit, and the input values from the symbol mapper (SM). The coefficients are 16 bits each.

Koefficientminnet består av två banker av samma (l6XlO24 bit). andra uppdateras. Omkoppling (switching) storlek Den ena banken används medan den möjliggörs genom ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI.The coefficient memory consists of two banks of the same (l6X1024 bit). others are updated. Switching size One bank is used while enabled by a PCI command and executed at the next BSI.

Efter FFT n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.After FFT n, a rescaling must be performed before the data is transferred for smoothing and symbol detection.

Denna omskalning är en multiplikation med det inverterade värdet av skalningsvärdena. av 16 bit.This rescaling is a multiplication by the inverted value of the scaling values. of 16 bits.

Koefficienterna representeras 20 h) Lll 30 506 640 37 En exponent (som resulterar i en ”post shift”) pa 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.The coefficients are represented 20 h) Lll 30 506 640 37 An exponent (which results in a “post shift”) of 4 bits may also be needed to maintain the precision.

Koefficientminnet består av två banker av samma storlek ((l6+4)xlO24 bit). Den ena banken används medan den andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- kommando och verkställes vid nästa BSI.The coefficient memory consists of two banks of the same size ((l6 + 4) x1024 bit). One bank is used while the other is updated. Switching is made possible by a PCI command and executed at the next BSI.

Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.At the beginning of each frame, a cyclic prefix is added.

Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insättandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvåg som en separat kanal.This process is shown schematically in Figure 17. The insertion of a cyclic prefix eliminates interference between symbols (ISI), and preserves the orthogonality between the tones, resulting in a simple input / output ratio that makes it possible to consider each carrier as a separate channel. .

Detta cykliska prefix består av en repetition av den sista delen av ramen.This cyclic prefix consists of a repetition of the last part of the frame.

Under förutsättning att ”timing advance” används och den maximala kabellängden är 1300 m, kommer ett cykliskt prefix pä 125 sampel att behövas. Sålunda kommer utdatan för varje rar att vara sampel: 1920, l92l,...,2046, 2047, O,1,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.Provided that "timing advance" is used and the maximum cable length is 1300 m, a cyclic prefix of 125 samples will be needed. Thus, the output of each rar will be samples: 1920, l92l, ..., 2046, 2047, 0, 1,2, 2046, 2047 For each of the above components there is a FIFO as an interface to the external world with FFT / IFFT input and output memories. Thus, there are a total of 4 FIFOs.

Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den analoga sida: har en storlek pä 384 ord (16 bit) och de FIFO:n som har gränssnitt mot Tl-chips har en storlek pä 448 ord (32 bit).It is recommended that the FIFOs with interfaces to the analog side: have a size of 384 words (16 bits) and the FIFOs that have interfaces to Tl chips have a size of 448 words (32 bits).

En a::an DMT-teknik som inte använder ”Fourir transformation" är ”Discrete Wavelet Multi-tone Transform" (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL standardiseringskommitté som avslog den. 506 640 Un IJ Un 38 Den precision som behövs i denna teknik beror på det erforderliga dynamiska omfånget, som i sin tur bestäms av (speciellt DAC). FIFO-storleken kommer att bero på klockhastighetsdifferenser och den mängd de analoga komponenterna ”timing advance” som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar.Another DMT technology that does not use "Fourir transformation" is "Discrete Wavelet Multi-tone Transform" (DWMT). This method has been submitted to the ADSL Standardization Committee, which rejected it. 506 640 Un IJ Un 38 The precision required in this technology depends on the required dynamic range, which in turn is determined by (especially DAC). The FIFO size will depend on the clock speed differences and the amount of the analog components "timing advance" used. The use of clipping is a compromise between dynamic range (quantization perturbations) and clipping perturbations.

Kanalvärdeberäkning utförs med en "beslutsinriktad” (decision directed) metod, eftersom alla dataramar då används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens på kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar i kanaltransmissionskvalitet.Channel value calculation is performed using a "decision directed" method, as all data frames are then used to update the channel model.Known data frames are necessary only at start-up.In certain circumstances, interference on the channel can be calculated using all data frames.This is important too early detection of changes in channel transmission quality.

Grundprincipen för ”beslutsinriktad” (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna data och kända, sända data används för uppdatering av en kanalmodell. I ett visst skede av denna process är kanalmodellen exakt nog för att kunna användas för utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas på samma sätt som den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.The basic principle for “decision directed” value calculation is that differences between received data and known, transmitted data are used to update a channel model. At some stage of this process, the channel model is accurate enough to be used to smooth the received data, and the detector will produce correct data. This output can then be used in the same way as the known data for further updating of the channel model. Therefore, the predefined data frames are no longer necessary and random data transmitted through the channel is used instead.

Genom att använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i små steg i sådan riktning att utjämnaren konvergerar mot en modell av den ”omvända” kanalen. (inverse) Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant system. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för utjämningsparametrar, EQ. Den 20 IQ Uu 30 506 640 39 resulterande signalen, U, går sedan till en detektor (kvantiserare) vars utdata är Y. Y går sedan till en symboldekoder som producerar en avkodad databitström. U och Y går också till en ingång (input) på uppdateringsenheten för utjämningsparametrar och till en variansestimator.By using data taken after the equalizer as input data, and data after the detector as the second input data, an adaptive update algorithm can be designed. It modifies the equalization parameters in small steps in such a way that the equalizer converges towards a model of the "reverse" channel. (inverse) Figure 18 shows a block diagram of such a system. Input in the frequency plane enters the equalizer and is multiplied by the output of an equalizer parameter update unit, EQ. The resulting signal, U, then goes to a detector (quantizer) whose output is Y. Y then goes to a symbol decoder which produces a decoded data bitstream. U and Y also go to an input on the equalization parameter updater and to a variance estimator.

Utdatan hos variansestimatorn är W.The output of the variance estimator is W.

En adaptiv algoritm för värdeberäkning av utjämningsparametrarna (EQ), som använder den utjämnade datan (U) beskrivs genom följande ekvation: och den kvantiserade datan (Y) som indata, som = Bok + .Eoktkﬂ (Yk- Uk) luklz där u är en positiv konstant (u << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okänslighet när det finns störningar pà insignalerna.An adaptive algorithm for calculating the value of the smoothing parameters (EQ), which uses the smoothed data (U) is described by the following equation: and the quantized data (Y) as input data, which = Bok + .Eoktk ﬂ (Yk- Uk) luklz where u is a positive constant (u << 1), which affects the adaptation dynamics. A smaller value gives a slower adjustment than a larger value, but it also gives a greater insensitivity when there are disturbances on the input signals.

Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i har ett alltför stort dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är ekvationen undvikas. Uttrycket u/|UkP dock möjligt att kvantisera detta uttryck på ett logaritmiskt sätt som visas nedan: ~ z-integeríllog |Ukl)+ integerﬂog p) ~ 2 2 u/luk Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med användning av absolutvärdet av Uk som indata i en binär prioritetskcdare och byter tecken (negating) på utdata.For implementation reasons, the division shown in should have too large a dynamic range to be replaced by a constant. That is, the equation is avoided. However, the expression u / | UkP is possible to quantify this expression in a logarithmic way as shown below: ~ z-integerílogog | Ukl) + integer ﬂ og p) ~ 2 2 u / luk The exponent in the above expression can be produced using the absolute value of Uk as input in a binary priority encoder and change the sign (negating) of the output.

Eftersom uttrycket är en heltalspotens av två, implementeras multiplika:ionen i algoritmen med hjälp av en ”barrel*shif:er". 506 640 10 20 30 40 Interferensvariansen pá var och en av bärvágorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna frán ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som kvantiseras till detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt låg för att varje datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvágorna, uppfylles detta villkor.Since the expression is an integer power of two, the multiplication ion is implemented in the algorithm using a "barrel * shipper". 506 640 10 20 30 40 The interference variance of each of the carriers is calculated using the standard method of integrating the squared deviations from In this case, each quantized value, Y, is used as the mean of the range of data values, U, which is quantized to this Y. This method assumes that the symbol error rate is low enough for each data value to be associated with the correct mean. However, if suitable constellations are selected for the different carriers, this condition is met.

Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. Den algoritm som används för värdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation: Wk*1 = .Wk+8. IYk_UkI2 Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfilter. Parametern 8 är en liten, positiv konstant (s << l) som påverkar filtrets dynamiska egenskaper. Detta är inte någon kritisk parameter, och att välja 6 bland heltalspotenser av tvà kommer att vara tillräckligt.Figure 18 shows the variance estimator as part of the system. The algorithm used for the value calculation is described by the following equation: Wk * 1 = .Wk + 8. IYk_UkI2 The integration is here replaced by an exponentially weighted average filter. Parameter 8 is a small, positive constant (s << l) that affects the dynamic properties of the filter. This is not a critical parameter, and choosing 6 from integer powers of two will suffice.

Om ett värde pä 2 väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensnivàn.If a value of 2 is selected that gives a good variance value calculator (estimator), the algorithm will not be able to detect sudden changes in the interference level.

Därför kan en separat algoritm, som arbetar parallellt med variansestimatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift.Therefore, a separate algorithm, working in parallel with the variance estimator, may be necessary for this task.

”System Controllern” mäste ha báde läs- och skriv- access till det minne som häller utjämningsparametrarna.The “System Controller” must have both read and write access to the memory that pours the smoothing parameters.

Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning (monitoring) av parametrarna är också nödvändig för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden.Initialization of the parameters is necessary at start-up. Monitoring of the parameters is also necessary to detect when they have leveled sufficiently close to their final values.

Uu 10 20 30 506 640 41 Kanalvariansminnet måste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.Uu 10 20 30 506 640 41 The channel variance memory must be available for the System Controller's read operations. Initialization of this memory to all zeros can be connected to a system reset.

De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara tillgängliga för skrivning från System Controllern.The parameters that affect the dynamics of the estimators must be available for writing from the System Controller.

Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik både för kanal- interferensvärdeberäkningen_ Under normal exekvering är den uppstartsekvens, och beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräckligt låg symbolfelfrekvens.The method described here assumes a specific both for the channel interference value calculation_ During normal execution, it is the start-up sequence, and depends on an appropriate choice of bit charge that gives a sufficiently low symbol error rate.

Det är viktigt att utjämningsparametrarna initialiseras :ill enhetsvärde vid början av startsekvense., eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.It is important that the smoothing parameters are initialized: ill unit value at the beginning of the start sequence, as the input to the update algorithm passes through the smoother.

Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsändringar i datavägen.The update algorithm is sensitive to scaling changes in the data path.

Varje ändring av skalning i sändaren måste kompenseras i mottagaren. Detta ställer också krav på speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) på ingångssidan i mOCCagarEn .Any change in scaling in the transmitter must be compensated in the receiver. This also requires special care when using the analog gain control on the input side of the mOCCagarE.

Symbolmappern (encoder) mappar ett antal bitar till ett komplext tal (I, Q) som indirekt bestämmer fasen och amplituden hos en bärvàg. Mappningen av alla värden av en viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 19. Detekteringen år den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet pà de bitar som sänds på bärvågen. Det antal bitar som sänds på en viss bärvåg bestäms av bitladdningsfaktorn för denna.The symbol mapper (encoder) maps a number of bits to a complex number (I, Q) which indirectly determines the phase and amplitude of a carrier. The mapping of all values of a certain bit length is called a constellation, and is shown in Figure 19. The detection is the inverse function, ie from a complex value the value of the bits sent on the carrier is determined. The number of bits transmitted on a particular carrier is determined by the bit charge factor thereof.

Konstruktionen av en specifik konstellation är inriktad mot att låta varje punkt flyttas så långt som 506 640 lJ| 30 42 möjligt från alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara så låg om möjligt. En annan restriktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellation som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den adaptiva utjämnaren.The construction of a specific constellation is aimed at moving each point as far as 506 640 lJ | 42 possible from all other points. At the same time, the average energy should be as low as possible. Another restriction is that the mapping and detection units should be as simple as possible. However, the decision as to which constellation to use will affect not only the symbol mapping and detection units, but also the bit charge and possibly the adaptive equalizer.

För en given bärvàg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) (square-grid constellation) baserad på b-bitarna (vbllvbq, från fyrkantrutnätkonstellationen _,vLv2). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett (integer label) vars binära representation är (vbllv¿¿,___'vLv¿). Till exempel, för b=2 ”etiketteras” de fyra konstellationspunkterna O, 1, 2, 3 mc:svarande (vLv¿) = (0,0), (0,1), (1,0), (1,1), respektive.For a given carrier, the encoder selects an odd integer point (I, Q) (square-grid constellation) based on the b-bits (vbllvbq, from the square grid constellation _, vLv2). For simplicity of description, these b-bits are identified by an integer label whose binary representation is (vbllv¿¿, ___ 'vLv¿). For example, for b = 2, the four constellation points 0, 1, 2, 3 mc are "labeled": corresponding (vLv¿) = (0,0), (0,1), (1,0), (1,1) ), respectively.

För jämna värden på b bestäms heltalsväriena pà I och Q för konstellationspunkten (I, Q) fràn b-bitarna (vb1,vb_ 2,___,vLv¿) enligt följande. Dela upp V i VI = (vb1,v¿¿,_H lvl) och VQ = (vb2,vb%,____vO). Tillämpa sedan den omvända Gray-koden på VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2Gra¶(VI) + 1, och Q=2Gra¶(VQ) + 1.For even values of b, the integer values of I and Q of the constellation point (I, Q) from the b-bits (vb1, vb_ 2, ___, vLv¿) are determined as follows. Divide V by VI = (vb1, v¿¿, _H lvl) and VQ = (vb2, vb%, ____ vO). Then apply the reverse Gray code to VI and VQ. This gives I and Q as I = 2Gra¶ (VI) + 1, and Q = 2Gra¶ (VQ) + 1.

Figur 19 visar hur det binära mönstret för V mappar pá I och Q när b = 6.Figure 19 shows how the binary pattern of V folders on I and Q when b = 6.

Innan dessa värden sänds till IFFT:n nornaliseras de genom att skiftas så att ”msb” av dessa tal blir ”msb” på utmatningen (16 - [b/2] steg kvar).Before these values are sent to the IFFT, they are normalized by shifting so that “msb” of these numbers becomes “msb” on the output (16 - [b / 2] steps left).

För en given bärväg använder dekodern en konstellationspunkt (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vbﬂ, För enkelhetens skull när det gäller Vb-2.... ,V1.V2)- beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en 20 25 30 35 506 640 43 heltalsetikett vars binära representation är (vbllvbz _" vvllvz) _ Det antas att värdena på I och Q begränsas genom mättnad till området (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas Värd-ena I = (iisﬂi-n, ,i1,io)f och Q = (qisﬂu, ,q1,qo)f och kombineras sedan till V som V = (giß,gqß,giM,gqlL.....), \ där de övre o-bitarna är gällande.For a given carrier path, the decoder uses a constellation point (I, Q) to determine the b-bits (vb ﬂ, For the sake of simplicity with respect to Vb-2 ...., V1.V2) - the description identifies these b-bits with a 25 30 35 506 640 43 integer label whose binary representation is (vbllvbz _ "vvllvz) _ It is assumed that the values of I and Q are limited by saturation to the range (X, Y). To determine V, the values I = are Gray-coded (iis ﬂ i-n,, i1, io) f and Q = (qis ﬂ u,, q1, qo) f and then combined to V as V = (giß, gqß, giM, gqlL .....), \ where the upper the o-bits are valid.

Det antal bitar varje bärvâg förmedlar beror på deras (SNR).The number of bits each carrier transmits depends on their (SNR).

Signal/brusförhàllandet beräknas för varje bärvâg i respektive signal/brusförhállande mottagaren. Baserat pá signal/brusförhàllandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvâg. Sålunda bestäms det antal bitar varje bärvâg skall överföra per sänd symbol.The signal-to-noise ratio is calculated for each carrier in the respective signal-to-noise ratio receiver. Based on the signal-to-noise ratios, bit charge factors are calculated for each carrier. Thus, the number of bits each carrier must transmit per transmitted symbol is determined.

Dessa bitladdningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om så erfordras.These bit load factors are calculated in an initial training session and can be updated if required.

MUSIC-systemet använder 2-dimensionell ”Quadrature Amplitude Mcdulation” (QAM) pà varje bärvâg, med bitladdningsíaktorer varierande från O-12 bitar.The MUSIC system uses 2-dimensional "Quadrature Amplitude Mcdulation" (QAM) on each carrier, with bit charge actuators ranging from O-12 bits.

Antalet bitar som sänds på varje bärvâg kan uttryckas QEIIOITI: ßi= bi+ log2(L)= log: (1 + “mi ) (1) r där F, SNR-gapet, beror på modulering, möjlig kodning och en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beroende pà de extra bitar som behövs för kodning.The number of bits transmitted on each carrier can be expressed QEIIOITI: ßi = bi + log2 (L) = log: (1 + “mi) (1) r where F, the SNR gap, depends on modulation, possible coding and a system margin, and L the constellation expansion is dependent on the extra bits needed for coding.

Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger: r , ííí - yd + ymargin (dB) (2) 506 640 25 30 44 där Psär den önskade symbolfelfrekvensen,'m är "kodningsvinsten” (gain of coding) i systemet, ymugnlär systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, impulsstörningar etc. Ekvation (1) ger en bitladdningsfaktor med infinit granularitet.The use of QAM constellations and some form of coding gives: r, ííí - yd + ymargin (dB) (2) 506 640 25 30 44 where Psär the desired symbol error rate, 'm is the "gain of coding" in the system, The system margin is a factor used to compensate for unmodeled losses, impulse disturbances, etc. Equation (1) gives a bit charge factor with infinite granularity.

Bitladdningsfaktorerna är avrundade för att ge de stödda faktorerna (O - 12 bit).The bit load factors are rounded to give the supported factors (0 - 12 bit).

Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tillåts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärvàg. Detta tillhandahåller möjligheten att avstämma energin så att (1) resulterar i en bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger: (Qi-UF Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bärvågsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna tillåts variera alltför mycket.The rounding procedure will reduce the performance of the DMT system. If the energy distribution is allowed to vary, energy charge factors can be calculated for each carrier. This provides the ability to tune the energy so that (1) results in a bit charge factor supported by the system. Reconciliation gives: (Qi-UF However, this can result in very large differences between carrier energies. In an environment with several different DMT systems, peculiar effects can occur if the different energies are allowed to vary too much.

Fjärröverhörningen (FEXT) kommer att variera avsevärt i en sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvågsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor är den maximala energi som är tillåten på varje bärvàg.The remote crosstalk (FEXT) will vary considerably in such an environment, and some DMT systems may have the full capacity of the cable. To prevent these effects, only small changes in the carrier energies can be allowed. Another limiting factor is the maximum energy allowed on each carrier.

Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero på den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: Un 20 30 506 640 45 där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.The input data to the bit load algorithm will depend on the selected frequency domain equalizer. If an adaptive DFE is used, the SNR is obtained by: Un where Wi is the value-calculated interference variance described above.

För varje bärvåg beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För energiladdning används n bit för att ge 2” - 1 möjliga faktorer.For each carrier, a bit charge factor and an energy charge factor are calculated. The bit load factors can be represented by 3 bits, but to prepare the system even for odd bit load factors, 4 bits are recommended. For energy charging, n bit is used to give 2 ”- 1 possible factors.

Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnå en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras så att den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg: - Först värdeberäknas SNR med hjälp av (4).The implementation of the calculations of bit charge and energy charge factors can be done in four steps shown in Figure 20. To achieve a given bit rate, a required SNR can be calculated and the system margin adjusted so that the desired bit rate is achieved. The process, illustrated in Figure 20, includes the following steps: - First, the SNR is calculated using (4).

- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn.In the second step, four comparisons are performed, ie one for each of the four bits representing the bit load factor.

Trösklarna beror pä L och F, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln för nästa jämförelse. Pâ ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd.The thresholds depend on L and F, and can be pre-calculated. The first comparison determines if the bit charge factor is greater than 7, and the result of this comparison controls the first of the four bits representing the bit charge factor; it also controls the threshold for the next comparison. Similarly, this comparison controls the second bit and the threshold for the next comparison. After the four comparisons, the bit charge factor is determined.

- Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att kanalen används mera effektivt. (3).- The third step is to value the scaling factor for the transmitted energy so that the channel is used more efficiently. (3).

Energin skalas enligt ekvation 506 640 20 19 Un 30 46 - Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.The energy is scaled according to equation 506 640 20 19 Un 30 46 - Finally, the scaling factor is quantized to n bits.

Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de tvâ första stegen nödvändiga.It should be noted that in order to implement a system with constant energy charging, only the first two steps are necessary.

Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/FFT-processorn.The energy charge and shift performed for normalization in the symbol mapping determines the scaling and rescaling factors sent to the IFFT / FFT processor.

Avsikten med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror på felmönsterkarakteristiken. Förväntade felkällor (som inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) inducerar slumpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).The purpose of channel coding is to reduce bit error rates. The type of coding that should be used depends on the error pattern characteristics. Expected sources of error (which include random noise induces random bit errors), impulse disturbances (which induce eruptions) and shear (which induce eruptions).

Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller två bit per bärväg. Sannolikheten för ett enstaka bitfel pà en bärvág är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, som i sin tur är högre än sannolikheten för 3 bitfel, och så vidare. Detta beror på det sätt på vilket bitarna i symbolen är kodade (dvs Gray- kodning).Faults caused by impulse disturbances mainly affect one or two bits per carrier path. The probability of a single bit error on a carrier is always higher than the probability of 2 bit errors, which in turn is higher than the probability of 3 bit errors, and so on. This depends on the way in which the bits in the symbol are coded (ie Gray coding).

All kodning beror på en synkronisering för att bestämma startbiten för kodorden och/eller ”interleaving"- blocken. ”simple dead reckoning" att vara tillräckligt, fel i dataflöde förlust av ramsynkronisering, I ett system sådant som MUSIC-modemet kommer eftersom ett (data flow slip) aldrig kan inträffa utan eller felinställning vid bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, systemstart.All coding depends on a synchronization to determine the start bit of the codewords and / or the "interleaving" blocks. "Simple dead reckoning" to be sufficient, error in data flow loss of frame synchronization, In a system such as the MUSIC modem comes because a (data flow slip) can never occur without or incorrect setting during bit charging. These errors necessitate a partial, or complete, system startup.

Un 596 640 47 Kanalkodningen kommer också att inkludera "interleaving” för att öka möjligheten att korrigera skurfel.Un 596 640 47 The channel coding will also include "interleaving" to increase the possibility of correcting burst errors.

”Interleaving” bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn pà djupet är tidsfördröjningen som införs i systemet."Interleaving" should be as deep as possible to obtain optimal function. The limiting factor in depth is the time delay introduced into the system.

Skillnaden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgränser.The difference between time and frequency interleaving is of little importance because the coding and interleaving function is not sensitive to frame boundaries.

Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bitar (vanligen åtta), en så kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett "enbitsfel” (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, måste de mest ”felbenägna” (error prone) bitarna vara koncentrerade till en, eller några få, av Reed-Solomon-symbolerna.Reed-Solomon codes have the disadvantage that they are mainly burst error correction over a small number of bits (usually eight), a so-called symbol. Impulse bias errors generally introduce a "single-bit error" in some of the symbols.To take advantage of Reed Solomon codes, the most "error prone" bits must be concentrated in one, or a few , of the Reed-Solomon symbols.

Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvàgs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en ”delad” (shared) större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre redundans som kan användas av ett kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes).The system margin as such (in itself) is a type of coding that uses the margin of each carrier as the redundancy of the symbol. This redundancy per symbol must be converted to a "shared" larger number of symbols to handle burst errors. The higher redundancy that can be used by a coding rate that this introduces, can be used by certain types of convolutional codes.

Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik_ Faltningskoden skall kombineras med interleaving.The use of a convolutional code combined with "soft" information is therefore the optimal solution for a system with MUSIC channel characteristics. The convulsion code must be combined with interleaving.

Det är möjligt att använda en ”top-level” Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t.ex. Fire- koder, för att detektera/korrigera de återstående bitfelen. 506 640 Uu 10 25 ua KJ; 48 Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.It is possible to use a "top-level" Reed-Solomon code, or some other error correction code, e.g. Fire codes, to detect / correct the remaining bit errors. 506 640 Uu 10 25 ua KJ; 48 This is especially useful because these errors occur in bursts as a result of the decoding of the convolutional code.

Vid överföringen av trafik med hjälp av multibärvàgsteknik, till exempel ortogonal frekvensdelningsmultiplex (OFDM), sänds samma antal bit på alla underbärvágor. Detta görs trots det faktum att det är teoretiskt möjligt att sända flera bit om kanalen är känd, vilket är fallet, till exempel, vid överföringen av trafik på kopparledare. Det har därför bedömts önskvärt att tillhandahålla, i ett multibärvágstransmissionssystem, en metod för överföring av olika antal bit per kanal, eller underbärvâg.When transmitting traffic using multi-carrier technology, such as orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), the same number of bits are transmitted on all subcarriers. This is done despite the fact that it is theoretically possible to transmit several bits if the channel is known, which is the case, for example, when transmitting traffic on copper conductors. It has therefore been considered desirable to provide, in a multi-carrier transmission system, a method for transmitting different numbers of bits per channel, or subcarrier.

För närvarande används bitladdning för att variera i sä kallad diskret multiton och OFDM-överföring vilka bàda använder antalet bit per kanal, eller underbärvàg, multibärvågsteknik på kända kanaler. Sålunda ger sådana system en metod att överföra rätt antal (real capacity) bit per kanal, eller underbärvàg.Medan denna metod sänder ett varierande antal bit per kanal, eller underbärvàg, skulle det emellertid vara fördelaktigt att kunna sända ett definierat antal bit per kanal, eller underbärvàg, men med varierande användardatainnehàll.At present, bit charging is used to vary in so-called discrete multitone and OFDM transmission, both of which use the number of bits per channel, or subcarrier, of multi-carrier technology on known channels. Thus, such systems provide a method of transmitting the real number (real capacity) bits per channel, or subcarrier. While this method transmits a varying number of bits per channel, or subcarrier, it would be advantageous to be able to transmit a defined number of bits per channel. or subcarrier, but with varying user data content.

I ett multibärvágstransmissionssystem sänds kanalinformation mellan tvâ transceivrar med användning av en mångfald av underkanaler modulerade med symboler, vilka var och en representerar en mångfald av bit.In a multi-carrier transmission system, channel information is transmitted between two transceivers using a plurality of subchannels modulated with symbols, each of which represents a plurality of bits.

I metoden enligt den föreliggande uppfinningen för överföringen av kanalinformation i ett multibärvàgstransmissionssystem, såsom MUSIC-systemet som här beskrivs, bestäms ett definierat max.värde för antalet bit för varje symbol, liksom bitkapaciteten per symbol för var och en av mångfalden av bärvägor. Om det fastställes UI 25 30 p: LJ! 506 640 49 att vissa av underbärvágorna har en kapacitet som är mindre än det definierade max.värdet, då ökas antalet bit som representeras av en symbol, sänd över dessa underbärvágor, till det definierada max.värdet genom att lägga till kanalkodningsbit.In the method of the present invention for transmitting channel information in a multi-carrier transmission system, such as the MUSIC system described herein, a defined maximum value is determined for the number of bits for each symbol, as well as the bit capacity per symbol for each of the plurality of carriers. If it is determined UI 25 30 p: LJ! 506 640 49 that some of the subcarriers have a capacity that is less than the defined maximum value, then the number of bits represented by a symbol transmitted over these subcarriers is increased to the defined maximum value by adding channel coding bits.

Sålunda sättes antalet bit, som representeras av symbolerna som används för att modulera mångfalden av underbärvàgor, till ett definierat max.värde, och kanalkodade bit används för att öka antalet bit, som representeras av en symbol, som sänds över dessa underbärvàgor, som har en kapacitet, som är lägre än det definierade max.värdet.Thus, the number of bits represented by the symbols used to modulate the plurality of subcarriers is set to a defined maximum value, and channel coded bits are used to increase the number of bits represented by a symbol transmitted over these subcarriers having a capacity, which is lower than the defined maximum value.

Enligt den föreliggande uppfinningen bestäms max.värdet av antalet bit för varje symbol pá basis av bitkapaciteten hos den av underbärvàgorna som befinnes ha den högsta teoretiska bitkapaciteten. I praktiken kommer det definierade max.värdet för antalet bit at: vara åtminstone lika stort som bitkapaciteten för den underbärvàg som har den högsta teroretiska bitkapaciteten.According to the present invention, the maximum value of the number of bits for each symbol is determined on the basis of the bit capacity of that of the subcarriers which is found to have the highest theoretical bit capacity. In practice, the defined maximum value for the number of bits at: will be at least as large as the bit capacity of the subcarrier having the highest theoretical bit capacity.

Med andra ord kan det definierade max.värdet vara lika stort som, eller större än, den teoretiska bitkapaciteten hos de bästa av underbärvàgorna.In other words, the defined maximum value can be equal to, or greater than, the theoretical bit capacity of the best of the subcarriers.

Sålunda, i praktiken, mäts, eller värdeberäknas bitkapaciteten hos en underbärvåg, och, för de underbärvàgor som inte har tillräcklig reell kapacitet införs ett antal kanalkodningsbit som ökar det totala bitantalet, som representeras av en symbol som sänds över de berörda underbärvágorna, upp till det definierade maximala antalet bit.Thus, in practice, the bit capacity of a subcarrier is measured, or valued, and, for those subcarriers which do not have sufficient real capacity, a number of channel coding bits are introduced which increase the total number of bits represented by a symbol transmitted over the subcarriers concerned, up to the defined maximum number of bits.

Till exempel, om det bestäms att det definierade (maximala) antalet bit för varje symbol skall vara 16, och antalet bit som representeras av en symbol, som sänds över 506 640 lO 50 en viss underbärväg, genom värdeberäkning eller mätning befinnes vara representeras uppfinningen, Om emellertid endast 4 bit, dä kommer antalet bit som av symbolen att, enligt den föreliggande ökas genom tillägg av 12 kanalkodningsbitar. antalet bit som representeras av en symbol, som sänds över en annan underbärvåg, befinnes vara 10 bit, då kommer det endast att vara nödvändigt att lägga till 6 kanalkodningsbitar.For example, if it is determined that the defined (maximum) number of bits for each symbol should be 16, and the number of bits represented by a symbol transmitted over a certain subcarrier, by value calculation or measurement is found to be represented, the invention is represented, However, if only 4 bits, then the number of bits of the symbol will, according to the present one, be increased by the addition of 12 channel coding bits. the number of bits represented by a symbol transmitted over another subcarrier is found to be 10 bits, then it will only be necessary to add 6 channel coding bits.

Det framgår därför av den föregående beskrivningen att, enligt den föreliggande uppfinningen: - ett multibärvägstransmissionssystem är anordnat att sända kanalinformation mellan tvà transceivrar med användning av en mångfald av underbärvàgor modulerade med symboler, vilka var och - ECT. __» en representerar en mångfald av bit; definierat max.värde bestäms för antalet för varje symbol; och - systemet är anpassat att: bestämma bitkapaciteten per symbol för var och en av mångfalden av underbärvägor; och öka antalet bit som representeras av en symbol, har en kapacitet som är mindre än det sänd över de av underbärvägorna som definierade max.värdet till det definierade max.värdet genom tillägg av kanalkodningsbitar.It is therefore apparent from the foregoing description that, according to the present invention: a multi-carrier transmission system is arranged to transmit channel information between two transceivers using a plurality of subcarriers modulated with symbols, each of which is ECT. __ »one represents a plurality of bits; defined maximum value is determined for the number for each symbol; and - the system is adapted to: determine the bit capacity per symbol for each of the plurality of subcarriers; and increasing the number of bits represented by a symbol, has a capacity less than that transmitted over those of the subcarriers defined max. value to the defined max. value by adding channel coding bits.

Tillägget av kanalkodningsbitar för att öka antalet bit som representeras av en symbol kommer därför att lx) Lll La u- 506 640 51 tillhandahålla ett multikodat, multibärvágstransmissionssystem.The addition of channel coding bits to increase the number of bits represented by a symbol will therefore provide a multi-coded, multi-carrier transmission system.

Som angetts ovan är målet med kanalkodning att minska bitfelsfrekvensen, och typen av kodning kommer att vara beroende av felmönsterkarakteristiken. Sålunda kommer de kanalkodningsbitar som adderas för att öka antalet som representeras av en symbol till det definierade max.värdet, att åstadkomma en minskning i bitfelsfrekvens på ett sätt som är känt av personer med expertkunskaper inom området.As stated above, the goal of channel coding is to reduce the bit error rate, and the type of coding will depend on the error pattern characteristics. Thus, the channel coding bits added to increase the number represented by a symbol to the defined maximum value will bring about a decrease in bit error rate in a manner known to those skilled in the art.

Dessutom är kanalkodningsbitna i grund och botten redundanta bitar som adderas till kanalinformationen som sänds mellan de båda transceivrarna, på ett kontrollerat sätt, för att signalera validiteten hos informationen vid mottagaren.In addition, the channel coding bits are basically redundant bits that are added to the channel information transmitted between the two transceivers, in a controlled manner, to signal the validity of the information at the receiver.

Förväntade felkällor, såsom angetts ovan, omfattar slumpmässigt brus (som inducerar slumpmässiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).Expected sources of error, as noted above, include random noise (which induces random bit errors), impulse disturbances (which induce error bursts), and shear (which induces error bursts).

Det kommer att vara direkt uppenbart av den föregående beskrivningen att metoden för den föreliggande uppfinningen kan användas av vilket modem som helst som överför data pà kanaler med relativt statiska kanalegenskaper och som använder multibärvâgstransmissionssystem, eller liknande teknik, som fördelar information på ett antal underbärvàgor.It will be readily apparent from the foregoing description that the method of the present invention can be used by any modem which transmits data on channels with relatively static channel characteristics and which uses multi-carrier transmission systems, or similar techniques, which distribute information on a number of subcarriers.

”System Controllern” är baserad pä en "micro controller", eller signalprocessor, beroende pà kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICs som utgör modemet.The "System Controller" is based on a "micro controller", or signal processor, depending on capacity requirements. For the MUSIC system, the processor can be placed externally. A PCI bus interface is used to connect the System Controller and the various ASICs that make up the modem.

Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- 506 640 Un lJ| 20 52 och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funktioner som utförs av systemcontrollern är: - hantering av ”Control Channel Signalling”; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systemövervakning.The function of the System Controller is shown schematically in Figure 21, which shows the paths of interaction over a PCI bus, between the System Controller and the FFT chipset, data mapping 506 640 Un lJ | 52 and the detection chip, and the encoding and decoding chip. Functions performed by the system controller are: - control of "Control Channel Signaling"; - calculation of bit charge and energy charge factors; - updating of system parameters in real time; and - system monitoring.

System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board).The System Controller, which is used for the modem described here, is programmable and accessible through a JTAG interface on the motherboard (on-board).

Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de tvà datavägarna oberoende av varandra på samma fysiska kopparkabel, terminerande i nät(verks)enheten (NT) och mottagaren Rx styrs av System Controllern.As shown in Figure 22, in a modem context with modem described here, the two data paths operate independently on the same physical copper cable, terminating in the network (work) unit (NT) and the receiver Rx is controlled by the System Controller.

(NU) pà nätsidan, och nättermineringen pà användarsidan. Både sändaren Tx System Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, bitladdnings- och energiladdningsfaktorerna.(NOW) on the web page, and the network termination on the user page. Both the transmitter Tx System Controller calculates and updates, after start-up, the bit charge and energy charge factors.

Denna uppdatering måste göras samtidigt med start från samma ram, på både sändar- och mottagarsidan.This update must be done at the same time starting from the same frame, on both the transmitter and receiver side.

Beräkningarna görs och uppdateringen initieras pà den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med BSI- klockan, används för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.The calculations are made and the update is initiated on the receiving page. The control channel, combined with the BSI clock, is used to ensure the synchronization of the update.

System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer på systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel fràn den avkodande kanalenheten.System Controller also monitors the system. Indications of system errors include the control channel starting to indicate errors, or receiving too many errors from the decoding channel unit.

System Controllern kan initiera omstart pà olika nivåer; U| 20 506 640 53 till exempel, gå tillbaka till ”idle mode", eller göra en fullständig uppstart.The System Controller can initiate reboot at different levels; U | 20 506 640 53 for example, go back to idle mode, or do a full boot.

Styrkanalen år en vald bärvåg som endast används för signalering mellan de två modemen. Konstellationen på bärvågen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.The control channel is a selected carrier that is only used for signaling between the two modems. The constellation on the carrier is initially 4 QAM and the data rate is approximately 16 kbit / s. The bit load can be changed to another constellation to increase the data rate.

Protokollet på styrkanalen är delvis baserat på HDLC för det fysiska skiktet. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av ”flag sequence” och ”bit-stuffing”. En 16-bitars "frame check sequence” garanterar att varje meddelande mottages korrekt.The protocol on the control channel is partly based on HDLC for the physical layer. This means that the messages are packaged as a number of octets using "flag sequence" and "bit-stuffing". A 16-bit "frame check sequence" guarantees that each message is received correctly.

”Flag-sequence”, ”bit-stuffing” och ”frame check sequence” hanteras i hårdvaran på mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern."Flag-sequence", "bit-stuffing" and "frame check sequence" are handled in the hardware on the mapping and detection chip. The contents of the messages are handled by the System Controller.

Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende på storleken pà buffrarna på mappnings- och detekteringschipset.The maximum message length is limited to 64 octets depending on the size of the buffers on the mapping and detection chip.

Protokoll på högre nivå kan delvis baseras CCITT Q.92l-rekommendationer.Higher level protocols can be based in part on CCITT Q.92l recommendations.

I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23.In MUSIC modem SC several different vectors are handled; these are shown schematically in Figure 23.

För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalningsvektorn. Motsvarande på mottagarsidan finns bitladdnings-, omskalnings- och utjämningsvektorn.For the transmitter part, there is the bit charge and energy scaling vector. Corresponding on the receiver side is the bit charge, rescaling and equalization vector.

Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvågen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera ett specifikt mönster. Denna klocka används av systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och mottagarvektorerna. 506 640 Uu 20 IJ Un 30 54 Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas i Figur 24.As previously described, the pilot carrier delivers a transmitter / receiver synchronization by transmitting and detecting a specific pattern. This clock is used by the system to synchronize changes in the transmitter and receiver vectors. 506 640 Uu 20 IJ Un 30 54 The time between the pilot synchronization patterns is called the Base Synchronization Interval (BSI) and is determined by the system response time, as shown in Figure 24.

Denna BSI är hàrdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.This BSI is hardware dependent. Its length will not change, as the response time always remains the same.

När systemet är igång kommer synkronisering att finnas mellan upplänksändaren och mottagaren, genom ”base sync interval uplink” (BSI-D), samma längd men är skiftade ett halvt BSI-intervall.When the system is running, there will be synchronization between the uplink transmitter and the receiver, through "base sync interval uplink" (BSI-D), the same length but are shifted half a BSI interval.

(BSI-U) och ”base sync interval downlink" se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt SC:n vid NU:n, eller NT:n, avbrott för både BSI-U och BSI-D. kommer att ta emot För Nïzn kommer det att bli ett sändnings-BSI-D- avbrott och ett mottagnings-BSI-U-avbrott_ Genom att skifta BSI-U med BSI/2, kommer SC-laddningen att fördelas bättre över BSI-perioden.(BSI-U) and "base sync interval downlink" see Figure 25. These BSIs are of the exact SC at the NOW, or NT, interrupts for both BSI-U and BSI-D. Will take against For Nïzn, there will be a transmission BSI-D interrupt and a receive BSI-U interrupt_ By switching BSI-U with BSI / 2, the SC charge will be better distributed over the BSI period.

Bitladdningsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bärvàg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid pà sändar- och mottagarsidan för att tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda BSI;n ändras vektorn synkront pà mottagar- och sändarsidan.The bit charge vector provides the system with the modulation pattern for each carrier. This is a vector that needs to be kept and updated at exactly the same time on the transmitter and receiver side to provide a faultless connection. By using the BSI, the vector changes synchronously on the receiver and transmitter side.

Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används på varje bärvág, hanteras av två minnen för mottagning och två minnen för sändning pà mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller e:t 4-bitars ord för varje bärvàg (lO24x4).The bit charge factors, constellations used on each carrier, are handled by two memories for reception and two memories for transmission on the mapping and detection chip. Each of the four memories contains one 4-bit word for each carrier (1024x4).

System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall användas för att ta emot efter starten från nästa BSI-intervall.The System Controller identifies which of the memories to use to send and which to use after receiving from the next BSI interval.

Un 506 640 55 Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan 0 och 12, där O anger en oanvänd bärvág; 1-12 anger antalet bitar i konstellationen (t.ex. 2 för 4QAM, 4 för 16QAM, 10 för 1024 QAM).Un 506 640 55 The bit load factor may have values between 0 and 12, where 0 indicates an unused carrier; 1-12 indicates the number of bits in the constellation (eg 2 for 4QAM, 4 for 16QAM, 10 for 1024 QAM).

Energivektorn häller information om hur bärvágorna skalas/omskalas pà energi. Detta är en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel.The energy vector pours information about how the carriers are scaled / scaled down on energy. This is a vector that needs to be updated synchronously, otherwise it will generate a distorted channel value calculation and bit error.

Skalningsvektorn (scaling vector) kommer också att användas för annullerade (cancelled) som ett mönster (mask) bärvàgor.The scaling vector will also be used for canceled as a pattern (mask) carriers.

Skalning av de olika bärvágorna på sändarsidan hanteras av ett minnesomràde på FFT-chipset. Minnet består av ett 16-bitars ord för varje bärvàg (1024 x 16). Dessa värden multipliceras med vektorn för varje bärväg i frekvensdomänen (I och Q multipliceras med värdet separat).Scaling of the various carriers on the transmitter side is handled by a memory area on the FFT chipset. The memory consists of a 16-bit word for each carrier (1024 x 16). These values are multiplied by the vector for each carrier path in the frequency domain (I and Q are multiplied by the value separately).

Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de tvâ minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- intervall.The memory is doubled to ensure a synchronous update. The System Controller points out which of the two memories will be used from the start of the next BSI interval.

Ett motsvarande minne (dubblerat) implementeras pà mottagarsidan för att omskala (rescale) bärvágorna före symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext värde för varje bärvág (32 bitar/bärvàg), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.A corresponding memory (doubled) is implemented on the receiver side to rescale the carriers before symbol detection. If these memories contain a complex value for each carrier (32 bits / carrier), only the I value will be used for rescaling.

Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet O används för bärvàgsannullering.The scaling and rescaling factors have values between 0.5 and 2.0. The value O is used for carrier cancellation.

Utjämningsvektorn används för att utjämna den mottagna ramen enligt kanalkarakteristiken. Denna vektor uppdateras periodiskt, oberoende av den andra sidan, då kanalvärdeberäkningen beräknas av mottagaren. 50 20 IQ Un 30 640 56 Beroende pà bärvágens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanlig bärvág - denna bärvág sänder data enligt det beräknade bitladdningsvärdet och är "sändarskalad" och ”mottagaromskalad”; - annullerad bärvág - ingen energi sänds på denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller - dålig bärvág; SNR är alltför låg för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll.The smoothing vector is used to smooth the received frame according to the channel characteristics. This vector is updated periodically, independently of the other side, as the channel value calculation is calculated by the receiver. 50 20 IQ Un 30 640 56 Depending on the specific transmission characteristics of the carrier, it will be assigned one of the following modes: - standard carrier - this carrier transmits data according to the calculated bit charge value and is "transmitter scaled" and "receiver scaled"; - canceled carrier - no energy is transmitted at this frequency and the scaling vector is therefore set to zero; or - poor carrying weight; The SNR is too low to send any data and the bit charge is therefore set to zero.

(CMl) Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.(CM1) The receiver continuously equalizes the channel.

I bärvàgsmode l arbetar systemet normalt.In carrier mode l, the system operates normally.

Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsfaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCH, och en synkron ändring utförs.Equalization changes are made for each new value calculation. Using the characteristic, the SC calculates the optimal bit charge factor. This value is transmitted to the transmitter using CCH, and a synchronous change is made.

(CM2) /omskalningsvärdet till 0 för att urstàndsätta (disable) I bärvàgsmode 2 sättes energiskalnings- all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bärvågen är satt ur stånd. För denna bärvág kan ingen kanalvärdeberäkning göras.(CM2) / scaling value to 0 to disable In carrier mode 2, energy scaling is set to all output / input energy. The value of the bit charge vector is also set to zero to indicate that the carrier is disabled. No channel value calculation can be made for this carrier.

(CM3) nolla för bizladdningsfaktorn. På sändarsidan betyder detta I bärvàgsmode 3 har mottagaren beräknat en att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvàgsvärdet från synkroniseringsramen och gör det möjligt att utföra en kanalvärdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.(CM3) zero for the bizload factor. On the transmitter side, this means that in carrier mode 3, the receiver has calculated that no data can be transmitted, and therefore no channel value calculation can be made at the receiver. To avoid this, the corresponding carrier value is transmitted from the synchronization frame and makes it possible to perform a channel value calculation at the receiver. The scaling / rescaling value can be used to lower the output power.

Bärvägsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4.The carrier modes are presented briefly in Table 4.

(J: 20 30 506 640 57 Basfunktionaliteten för ”startup”-sekvensen i systemet, dvs ”kall” och ”varm” start (boot), behandlas. kommer nu att Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara avstängd vid den ena eller båda ändarna, NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det viktigaste att ta hänsyn till vid ”start- up" är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensnivàn för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar.(J: 20 30 506 640 57 The basic functionality of the “startup” sequence in the system, ie “cold” and “warm” boot, will now be treated. Initially, the power supply in the system will be considered to be switched off at one or both ends, NOW and NT This happens if the power supply is lost due to a power failure, or by the user unplugging the NT equipment.The most important thing to consider at the "start-up" is, in addition to the connection function, to minimize the interference level for other modems which uses neighboring cables.

De olika ramtyperna som används av systemet behandlas nedan. 1. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram häller ett bestämt moduleringsmönster för varje bärvág och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom att låta moduleringsmönstret beskrivas genom en ”random sequence” hálles korskorreleringen inom ramen låg, så att ramkorreleringen, som används för synkronisering, förbättras. 2. Dataram 1, (DFI), förmedlar "random data” pà alla bärvâgor, utom pà fyra fördefinierade bärvâgor som sänder styrkanalen (CCH) parallellt. Det används vid ”start-up” när CCH-bärvàgen är obestämd och möjliggör för mottagaren att välja den minst störda bärvàgen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen. 3. Dataram 2 (DF2) förmedlar ”random data” pà alla bärvâgor utom en, som bär styrkanalen (CCH). Den används när CCH-bärvàgen har bestämts, och bitladdningsfaktorerna ännu inte är satta. 506 640 20 58 (DF3) bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden. 4. Dataram 3 förmedlar data och använder En bärvág är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).The different frame types used by the system are discussed below. 1. The synchronization frame is used for channel value calculation. This frame pours a specific modulation pattern for each carrier and thus enables easy channel value calculation. By letting the modulation pattern be described by a random sequence, the cross-correlation within the frame is kept low, so that the frame correlation used for synchronization is improved. Data frame 1, (DFI), transmits "random data" on all carriers, except for four predefined carriers that transmit the control channel (CCH) in parallel, it is used at start-up when the CCH carrier is indeterminate and enables the receiver to select the least disturbed carrier, thereby guaranteeing the CCH connection 3. Data frame 2 (DF2) transmits 'random data' on all carriers except one, which carries the control channel (CCH) .It is used when the CCH carrier has been determined, and the bit load factors still 506 640 20 58 (DF3) bit load function to maximize bandwidth 4. Data frame 3 transmits data and uses A carrier is always dedicated to the control channel (CCH).

Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i Figur 26, vid start-up och i viloläge (idle mode), kallad start-up-sekvens (SUS= Start-Up Sequence).The system uses a special frame sequence, shown in Figure 26, at start-up and in idle mode, called the Start-Up Sequence (SUS).

SUS kan sammansättas genom att använda de olika dataramarna, DFl och DF2, som följaktligen kallas SUS1 och SUS2. I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för kanalvärdeberäkning.SUS can be composed by using the different data frames, DF1 and DF2, which are consequently called SUS1 and SUS2. The SUS frame sequence uses the synchronization frames for channel value calculation.

Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar från användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.After start-up, the synchronization frames are replaced with data frames, as shown in Figure 27, and the channel value calculation process shifts from the use of the synchronization frames to the use of the data frame. The type of data frame for this sequence is DF3.

Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.At system startup, neither side of the modem, NOW and NT, sends any energy across the copper pair.

Defaultinställningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lämnande sändaren "död".The default setting for each side is at this stage to drive the receiver, leaving the transmitter "dead".

Mottagaren försöker, pá vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelering körs genom en tröskelfunktion som ger mottagaren en distinkt indikation pà när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en ”wake-up”-signal.The receiver tries, on each side, to perform a frame correlation to detect a frame start. This correlation is run through a threshold function that gives the receiver a distinct indication of when the other side starts transmitting. It is this indication that serves as a "wake-up" signal.

"Wake-up”-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas pà NU-sidan, gär systemet direkt till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) som beskrivs nedan.The "wake-up" signal is used only by the NT page, if the start-up decision is made on the NOW page, the system goes directly to the set-up sequence described below.

Denna del av startproceduren utsätts för ”time out” om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.This part of the start-up procedure is subjected to "time out" if a transition to the set-up sequence is not detected.

UI h) Un 506 640 59 Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en ”wake-up”-signal i form av en SUS1. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.UI h) Un 506 640 59 The basic “wake-up” signaling for the modem is shown in Figure 28. Initially, both modems search for frame correlation. One of the modems, on the right in Figure 28, sends a "wake-up" signal in the form of an SUS1. The second modem detects frame correlation and starts the set sequence described below.

När "wake-up”-tillståndet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.When the "wake-up" state has passed, the web page (NOW) initiates the set-up sequence.

Uppsättningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. Denna uppsättningssekvens startar efter det att nätsidan har detekterat en ”wake-up”-signal, eller nätet initierar uppsättningen.The set-up sequence will now be processed. This set-up sequence starts after the web page has detected a wake-up signal, or the network initiates the set-up.

Det första steget i uppsättningssekvensen visas i Figur 29. I denna fas startar NU för att sända SUSl- mönstret. NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance” (TA)-inställning, med TA = O, på CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.The first step in the set-up sequence is shown in Figure 29. In this phase, NOW starts to send the SUS1 pattern. The NOW repeatedly sends a timing advance (TA) setting, with TA = 0, on the CCH. The master clock in the system is now the NOW transmitter frame and the sample clock in NOW.

Piloten sänds kontinuerligt.The pilot is sent continuously.

NT-mottagarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan átertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten på synkroniseringsramar gör en noggrann värdeberäkning inom 300 ms. Med användning av denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvàgorna och, vid ”message receive", väljer denna bärvåg för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = O för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) på CCH-bärvågen för varje mottaget TA-valmeddelande, repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloten med BSI/2 från den inkommande piloten, så att SC-laddningen distribueras över tiden. När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av uppsättningssekvensen. 506 640 Un 20 60 Sålunda börjar steg 1 av uppsättningssekvensen med att sändaren, i nätenhetsmodemet, sänder en SUSl och ett TA-meddelande med TA = O i periodiska intervall. Vid mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - - återhämta BSI:n; - möjliggöra kanalvärdeberäkning; - välja en CCH; och - avkoda TA-valmeddelandet.The NT receiver side, which looks for frame correlation, detects frames and can retrieve the frame and sample clock. It now starts the channel value calculation which at the current speed of synchronization frames makes an accurate value calculation within 300 ms. Using this value calculation, the receiver starts polling the predefined CCH carriers and, at "message receive", selects this carrier for the CCH. The NT transmitter now starts with TA = 0 for local synchronization and sends receipt (acc.) On The CCH carrier for each received TA selection message, repeating the received TA value, it also shifts the outgoing pilot with BSI / 2 from the incoming pilot, so that the SC charge is distributed over time.When the NOW detects the frame correlation, the transition is made to step 2 of the set-up sequence 506 640 Un 20 60 Thus, step 1 of the set-up sequence begins with the transmitter, in the network modem, transmitting a SUS1 and a TA message with TA = 0 in periodic intervals. - perform frame correlation and retrieve the frame clock; - start FFT processing; - enable pilot decoding; - - retrieve the BSI; - enable channel value calculation; - select a CCH; and - decode the TA selection message.

Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack.), SUSl, ett TA =0 -meddelande och en pilot skiftad med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar på ramkorrelering.The transmitter in the terminal unit then sends a receipt (acc.), SUS1, a TA = 0 message and a pilot shifted by BSI / 2. The receiver in the network unit is waiting for frame correlation.

Steg 2 i uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar med att NU-sidan nu beräknar ett ”timing advance”-värde (TA). CCH-meddelandet ändras till det nya, korrigerade TA- värdet.Step 2 in the set-up sequence, see Figure 30, begins with the NU page now calculating a “timing advance” value (TA). The CCH message changes to the new, corrected TA value.

När NT-sidan tar emot det nya TA-värdet ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande.When the NT page receives the new TA value, it changes the local synchronization and continues to send the acknowledgment message, with a new TA value, for each TA selection message.

I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende på att NT-sändaren ändrar (changing) ramklocka, och enheten behöver återkorrelera. Efter det att ramklockan har återhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar Un Is) Un 506 640 61 systemet TA-meddelandet och går till det tredje steget av uppsättningssekvensen.In the NOW receiver, the frame clock is lost, due to the NT transmitter changing the frame clock, and the unit needs to correlate. After the frame clock has been recovered, the CCH is decoded and, upon acknowledgment detection, which contains the new TA value, the system terminates the TA message and goes to the third step of the set sequence.

Sålunda startar steg 2 av uppsättningssekvensen med att sändaren i nätenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA:t, såg X, tillsammans med en SUSl, som respons till SUSl och TA = O-meddelandet som sänds från sändarterminalen.Thus, step 2 of the set-up sequence starts with the transmitter in the network unit, NOW, transmitting a TA message containing the correct TA, saw X, together with a SUS1, in response to the SUS1 and the TA = O message transmitted from the transmitter terminal.

Terminalenheten, NT: - tar emot det nya TA-meddelandet; - korrigerar den utgående ramklockan; och - sänder ett kvitto SUSl och TA = X.Terminal unit, NT: - receives the new TA message; - corrects the outgoing frame clock; and - sends a receipt SUS1 and TA = X.

Nätenheten, NU: - utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; - möjliggör pilotavkodning; - återhämtar BSI:n; - möjliggör kanalvärdeberäkning; - väljer en CCH; och - avkodar meddelandet.The network unit, NOW: - performs frame correlation; - retrieves the frame clock; - starts FFT data processing; - enables pilot decoding; - recovers the BSI; - enables channel value calculation; - selects a CCH; and - decodes the message.

Den sista uppsättningssekvensen, steg 3, se Figur 31, hanterar CCH-valet för upplänk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvågen och sänder e:: CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack.). 506 640 62 På NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUS1 och sänder en SUS2, dvs terminerar parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n på den valda bärvâgen.The last set-up sequence, step 3, see Figure 31, handles the CCH selection for uplink and downlink. For the uplink, the NU receiver has selected the most suitable carrier and sends an e :: CCH message containing this selection to the NT page. The message is sent repeatedly until it receives a receipt (acc.). 506 640 62 On the NT side, the receiver decodes the CCH message and terminates SUS1 and transmits a SUS2, ie terminates parallel CCH transmission by transmitting only the CCH on the selected carrier.

'Ju CCH-bärvågen i upplänk har nu konfigurerats. För nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT- sidan efter mottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.'The uplink CCH carrier has now been configured. For the downlink, the same step is performed in parallel, initiated through the NT page after receiving the first CCH selection message from NOW.

Sålunda kommer i steg 3 nätenheten att: 10 - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta pá en kvittering; och - avsluta CCH-meddelandet.Thus, in step 3, the network unit will: - send the selected CCH for the uplink; - wait for a receipt; and - exit the CCH message.

Terminalenheten: - tar emot CCH-valet för upplänken; I» - terminerar SUSl; - startar SUS2; och - kvitterar varje CCH-val.The terminal unit: - receives the CCH selection for the uplink; I »- terminates SUS1; - starts SUS2; and - acknowledges each CCH selection.

Nätenheten: tar emot CCH-valet för nedlänken; h) C I terminerar SUSl; startar SUS2; och kvitterar varje CCH-val.The network unit: receives the CCH selection for the downlink; h) C I terminates SUS1; starts SUS2; and acknowledges each CCH selection.

Terminalenheten: - sänder den valda CCH:n för nedlänken; UI 20 k) Un 506 640 63 - väntar pá en kvittering; - a'slutar CCH-meddelandet.The terminal unit: - sends the selected CCH for the downlink; UI 20 k) Un 506 640 63 - waiting for a receipt; - ends the CCH message.

När dessa steg har tagits har modemet nått viloläge (idle mode), sändande SUS2. Med användning av CCH kan bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik och DAS-sändning pábörjas.When these steps have been taken, the modem has reached idle mode, sending SUS2. Using the CCH, the bit charge factors can now be changed according to channel characteristics and DAS transmission can be started.

VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nätelement, beroende på den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nättermineringsutrustning. Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt gränssnitt, se Figur 32, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.The VDSL modem can have interfaces to different network elements, depending on the physical location of the modem, ie in space for access nodes or in customer premises. In the customer premises, the VDSL modem can interface with an active night termination equipment. At the access node, the VDSL modem will interface with an access-specific interface, see Figure 32, which shows a logical view of the network elements that interface with the VDSL modem.

VDSL-modemet kan integreras fysiskt med nättermineringsutrustningen, och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skåp i vilket accessnoden är placerad.The VDSL modem can be physically integrated with the network termination equipment, and the VDSL modem at the access node can be physically located in the cabinet in which the access node is located.

NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt 1-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt l-ramen finns, bortsett från ramhuvudet och ett antal nyttolasten, informationsfält för hanterings- och styrinformation. Dessa hanterings- och styrfält inkluderar ex. AIS- endast om SDH tas hela vägen till kundutrymmena) mätningar olika larmindikatorer, såsom SDH-larm, t. (giltig av bitfelsfrekvens för prestandaövervakning, indikeringar på om synkronisering är dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning och för hög :emperatur etc. Hanteringsfälten inkluderar också aktivering av olika slingtester på modemet, för drift och underhállsändamál. 5Û6 64-0 64 TABELL 1 Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalite: mellan modem Nej Duplexmetod Separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende pà duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Nettobithastighet, - uppströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruttobithaszighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellängd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bàrvàg - uppströms O-4096 QAM - nedströms 0-4096 QAM Antal bärvágor, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvág 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvàg) Modulering DMT Accessteknik VDSL Signaleffekt -60 dBm/Hz 506 640 65 Bitfelsfrekvens 104 Inflätningsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCH - bandbredd 1 bärvåg, minimum 16 kbit/s - protokoll HDLC Sample clk 20 MHz il0ppm Ram Clk 20 MHZ/(2048+ll2) = 9,19 kHz 506 640 66 TABELL 2 Systemparametrar för Sändaren Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IFFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MH2 Bitladdning Ja, O, 2, 4, 6, 8, lO, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s 506 640 67 TABELL 3 Systemparametrar för Mottagaren ADC-upplösning 66 dB FFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO i25 ppm, lOppm/V känslighet - DAC l8 bit, Område O-5 V - upplösning l/100 av en sample 506 640 6 8 TABELL 4 Bärvàgsmodes Mode Sänd Bitladdning Utjämna Skalning CMl Data 2 - 12 Ja Ja c1v12 Nej o Nej o CM3 Synk-info 0 Ja, synk Ja, lågNT (interface A1) and the access node (interface A2) require a layer 1 frame format of the VDSL modem. Integrated in the layer 1 frame, apart from the frame head and a number of payloads, there are information fields for handling and control information. These handling and control fields include ex. AIS- only if SDH is taken all the way to the customer premises) measurements various alarm indicators, such as SDH alarm, t. (Valid of bit error rate for performance monitoring, indications of whether synchronization is poor, or lost, equipment management alarm for loss of power supply and too high: temperature etc The handling fields also include activation of various loop tests on the modem, for operation and maintenance endpoints 5Û6 64-0 64 TABLE 1 System parameters for the overall system Orthogonalite: between modems No Duplex method Separate bands Between up- Depending on duplex filter flow / downtist data flow , - upstream 2 Mbit / s - downstream 13 or 26 Mbit / s Gross bit rate, - upstream Coding dependency - downstream Coding dependence Cable length <1300 meters Cable bandwidth 10 MHz Modulation, single carrier - upstream O-4096 QAM - downstream Q- 1024 Bandwidth for each carrier 9, 77 kHz Cyclic prefix 128 sample (carrier) Modulation ng DMT Access technology VDSL Signal power -60 dBm / Hz 506 640 65 Bit error rate 104 Interleaving delay 0.5 ms (Interleaving delay) System margin 6 dB CCH - bandwidth 1 carrier, minimum 16 kbit / s - protocol HDLC Sample clk 20 MHz il0ppm Ram Clk 20 / (2048 + ll2) = 9.19 kHz 506 640 66 TABLE 2 System parameters for the Transmitter Interleaving - depth 2 x frames - delay 0.5 ms DAC resolution 84 dB Clipping algorithm No (Clipping algorithm) IFFT - type Real - points 2048 - resolution 16 bit LP filter LP 10 MH2 Bit charge Yes, 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energy charge Yes, 4 bit BSI distance 1 s 506 640 67 TABLE 3 System parameters for the Receiver ADC resolution 66 dB FFT - type Real - points 2048 - resolution 16 bit LP filter LP 10 MHz Synchronization - jitter <0.5 ns VCXO i25 ppm, lOppm / V sensitivity - DAC l8 bit, Range O-5 V - resolution l / 100 of a sample 506 640 6 8 TABLE 4 Carrier Mode Mode Sent Bit Charge Smoothing Scaling CMl Data 2 - 12 Yes Yes c1v12 No o No o CM3 Sync info 0 Yes, sync Yes, low

Claims

10 25 30 506 640 69 PATENT CLAIMS

A subcarrier transmission system in which channel information is transmitted between two transceivers using a plurality of subcarriers modulated with symbols, each representing a plurality of bits, each of said transceivers including a receiver and a transmitter, characterized in that a defining: max. value is determined for the number of bits for each symbol, and in that the system is adapted to determine the bit capacity per symbol for each of said plurality of subcarriers, and to increase the number of bits, represented by a symbol, which are transmitted over the subcarriers having a capacity which is less than the defined: axis value, to said maximum value by adding channel coding bits.

A subcarrier transmission system according to claim 1, characterized in that the defined maximum value of the number of bits for each symbol is determined on the basis of the bit capacity of the one of the subcarriers having the highest theoretical bit capacity.

A subcarrier transmission system according to claim 2, characterized in that the defined maximum value of the number of bits for each symbol is at least as large as the theoretical bit capacity for the one of the subcarriers mentioned.

A multi-carrier transmission system according to claim 1, characterized in that said transmission is effected: by means of a plurality of subcarriers, which are modulated with symbols, each representing a plurality of bits, by said system being adapted to determine a defined maximum value for the number of bits for each symbol, wherein said defined maximum value is at least equal to the bit capacity of that of said subcarriers having the highest theoretical bit capacity, and that said system is adapted to increase the number of bits, represented by a symbol, transmitted over the subcarriers having insufficient capacity, to said defined maximum value by introducing a number of channel coding bits.

A multi-carrier transmission system according to any one of the preceding claims, characterized in that the bit capacity of a subcarrier is determined by measurement, or value calculation.

A multicarrier transmission system according to any one of the preceding claims, characterized in that said channel coding bits reduce bit error rate.

A muzzle carrier transmission system according to any one of the preceding claims, characterized in that said channel coding bits added are used to validate said information at a receiver.

A multicarrier transmission system according to any one of the preceding claims, characterized in that said system is a DMT system.

A multicarrier transmission system according to any one of the preceding claims, characterized in that said system is a DMT-based VDSL system.

In a multi-carrier transmission system in which channel information is transmitted between two transceivers using a plurality of subcarriers, modulated with symbols, each of which represents a plurality of bits, each of said transceivers includes a receiver and a transmitter, a method for transmission of said channel information, characterized in that a UI 20 30 V) at! 506 640 71 defined maximum value is determined for the number of bits for each Symbol, which determines the bit capacity per symbol for each of said plurality of subcarriers, and increases the number of bits represented by a symbol transmitted over the subcarriers having a capacity of is less than the defined max. value, to said max. value by adding channel coding bits.

11. ll. A method according to claim 10, characterized in that the defined maximum value of the number of bits for each symbol is determined on the basis of the bit capacity of the one of the subcarriers which has the highest theoretical bit capacity.

A method according to claim 11, characterized in that the defined maximum value of the number of bits for each symbol is at least as large as the theoretical bit capacity of the one of the subcarriers.

A method according to claim 10, characterized in that said channel information is transmitted by means of a plurality of subcarriers, modulated with symbols, each of which represents a plurality of bits, which determines a defined maximum value for the number of bits for each symbol, at least as large as the bit capacity of the defined maximum value of said subcarriers having the highest theoretical bit capacity, and increasing the number of bits represented by a symbol transmitted over the subcarriers having insufficient capacity to said defined max. .value by introducing a number of channel coding bits.

A method according to any one of claims 10 to 13, characterized in that the bit capacity of a subcarrier is determined by measurement, or value calculation. 506 640 UI 72

A method according to any one of claims 10 to 14, characterized in that said channel coding bits reduce the bit error rate.

A method according to any one of claims 10 to 15, characterized in that said channel coding bits being added are used to validate said information at a receiver.

A method according to any one of claims 10 to 16, characterized in that said system is a DMT system.

A method according to any one of claims 10 to 17, characterized in that said system is a DMT-based VDSL system.

A multi-carrier transmission system in which channel information is transmitted between two transceivers using a plurality of subcarriers modulated with symbols, each representing a plurality of bits, characterized in that said system uses a method according to any one of claims 9 to 16 for the transmission of said channel information.