SE506642C2

SE506642C2 - Binary data transmission method especially for VDSL transmission system

Info

Publication number: SE506642C2
Application number: SE9603195A
Authority: SE
Inventors: Mikael Isaksson; Magnus Johansson; Harry Erland Tonvall; Lennart Olsson; Tomas Stefansson; Hans Oehman; Kjell Gunnar Bahlenberg; Anders Imanuel Isaksson; Sven Goeran Oekvist; Karin Lis-Mari Ljunggren; Tomas Nordstroem; Lars-Aake Isaksson; Daniel Bengtsson; Wen Ye; Siwert Haakansson
Original assignee: Telia Ab
Priority date: 1996-05-24
Filing date: 1996-09-02
Publication date: 1998-01-26
Also published as: SE9603195L; SE9603195D0

Abstract

The method involves superimposing control channel on a user data channel within same nQAM constellation by binary data comprising both user data and control data. Separation of the control data is carried out by arranging control data points to have either unique phase, or unique amplitude, values which are not employed for user data points. The unique phase values fall on the boundaries between quadrants of a nQAM constellation. The user data points have phase values falling within the quadrants of the nQAM constellation.

Description

506 642 lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, såsom video-on-demand, men i det långa perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras. 506,642 solutions meet many of the requirements for high-bandwidth services, such as video-on-demand, but in the long run, symmetrical duplex systems will be required.

Un VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL måste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter 10 (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.Un VDSL technology is very similar to ADSL, although ADSL has to provide much greater dynamic ranges and as a result is much more complex. VDSL is lower in cost and lower in energy (lower in power), and VDSL units in premises 10 (premises) need to implement an access control for media in the physical layer for multiplexing upstream data.

Fyra linjekoder har föreslagits för VDSL: 20 25 30 CAP; ”Bärvågslös” (carrierless) AM/PM, en version av QAM med undertryckt bärvàg, för passiva NT- konfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- ströms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvàgs- system som använder diskret Fourir-transfor- mering (Discrete Fourier Transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvágor, för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms multiplexering (ehuru DMT inte utesluter en strategi med TDMA-multiplexering); DWMT; Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone), ett multibärvágssystem som använder "Wavelet-omvandlingar" (Wawelet transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvàgor; DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och Un l0 25 30 642 - SLC; Enkel linjekodning (Simple Line Code), en version av basbandssignalering med fyra nivåer som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM är möjlig.Four line codes have been proposed for VDSL: 20 25 30 CAP; "Carrierless" AM / PM, a version of QAM with suppressed carrier, for passive NT configurations, CAP would use QPSK upstream and a type of TDMA for multiplexing (although CAP does not exclude a solution with FDM for upstream multiplexing ); DMT; Discrete Multi-Tone, a multi-carrier system that uses discrete Fourir Transforms to create and demodulate individual carriers, for passive NT configurations; DMT would use FDM for upstream multiplexing (although DMT does not rule out a TDMA multiplexing strategy); DWMT; Discrete Wavelet multitone (Discrete Wavelet Multi-Tone), a multi-carrier system that uses "Wawelet transforms" to create and demodulate individual carriers; DWMT also uses FDM for upstream multiplexing, but also allows TDMA; and Un 10 25 642 - SLC; Simple Line Code, a four-level version of baseband signaling that filters the baseband and resets it at the receiver, for passive NT configurations; it is most likely that SLC will use TDMA for upstream multiplexing, although FDM is possible.

Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- fràn uppströms kanaler, och båda dessa fràn POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare generationer av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthàllas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- (splittersš. Normal användning skulle specifikationen vänder emellertid pá denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.Early versions of VDSL will use frequency division multiplexing to separate downstream from upstream channels, and both from POTS and ISDN. Echo quenching may be required for later generations of systems with symmetric data rates. A fairly large distance, in frequency, will be maintained between the lowest data channel and the POTS to enable very simple and cost effective POTS line splitters to place the downstream channel above the upstream channel. However, in normal use, the specification would reverse this scheme to enable the distribution of VDSL signals over coaxial cable systems in buildings.

Ett annat moduleringssystem som kan användas med VDSL är nQAM.Another modulation system that can be used with VDSL is nQAM.

I vissa typer av transmissionssystem som använder nQAM kan det vara önskvärt att använda en styrkanal överlagrad pà en nQAM-datakanal. Under sådana omständigheter är det mycket önskvärt att kunna skilja styrkanaldata från användardata utan att använda ett protokollskikt på högre nivå. För applikationer i multibärvàgssystem med variabel bitladdning är det speciellt önskvärt att styrkanaldatan separeras frán användardata när värdet på n, dvs bitladdningen, eller konstellationsidentifieraren, är okänd. 506 642 UI 25 30 Ett syfte med den föreliggande uppfinningen är sålunda att tillhandahålla ett telekommunikationstransmissions- system som använder nQAM-datamodulering i vilket en styrkanal kan överlagras på en användardatakanal på ett sätt som tillåter separering av styrkanalen från datakanalen utan användning av ett högnivàprotokollskikt när QAM-konstellationsidentifieraren, n, är okänd.In some types of transmission systems using nQAM, it may be desirable to use a control channel superimposed on an nQAM data channel. In such circumstances, it is highly desirable to be able to distinguish control channel data from user data without using a higher level protocol layer. For applications in multi-carrier systems with variable bit charge, it is especially desirable that the control channel data be separated from user data when the value of n, ie the bit charge, or constellation identifier, is unknown. Thus, an object of the present invention is to provide a telecommunication transmission system using nQAM data modulation in which a control channel can be superimposed on a user data channel in a manner that allows separation of the control channel from the data channel without the use of a high level protocol layer when QAM the constellation identifier, n, is unknown.

Enligt en första aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles en metod att sända binär data med användning av nQAM-modulering på en bärvág, kännetecknad av att nämnda binära data omfattar både användardata och styrdata, så att en styrkanal överlagras på en användardatakanal inom samma nQAM-konstellation, och av att separering av nämnda styrkanaldata möjliggöres genom att ordna så att styrdatapunkter har antingen unika fasvärden eller unika amplitudvärden som ej används för användardatapunkter.According to a first aspect of the present invention, there is provided a method of transmitting binary data using nQAM modulation on a carrier, characterized in that said binary data comprises both user data and control data, so that a control channel is superimposed on a user data channel within the same nQAM constellation. , and that separation of said control channel data is made possible by arranging that control data points have either unique phase values or unique amplitude values which are not used for user data points.

Nämnda styrdata kan ha unika fasvärden som ej används för användardatapunkter.Said control data may have unique phase values that are not used for user data points.

Nämnda unika fasvärden kan falla huvudsakligen på gränserna mellan kvadranterna i en nQAM-konstellation, och nämnda användardatapunkter har fasvärden som faller inom kvadranter i nQAM-konstellationen.Said unique phase values may fall mainly on the boundaries between the quadrants in an nQAM constellation, and said user data points have phase values which fall within quadrants in the nQAM constellation.

Nämnda nQAM-konstellation kan delas upp så att (logzn - 1) bit finns tillgängliga för användardata, och 2 bit finns tillgängliga för styrdata.The nQAM constellation can be divided so that (logzn - 1) bits are available for user data, and 2 bits are available for control data.

Styrdatapunkter kan utgöra en 4QAM.Control data points can be a 4QAM.

Nämnda styrdatapunkter kan identifieras unikt oavsett värdet på n. k) U» p) KJ| 506 642 Enligt en andra aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahàlles ett datatransmissionssystem i vilket binär data sänds med användning av nQAM-modulering på en bärvàg, kännetecknat av att nämnda binära data omfattar både användardata och styrdata, så att en styrkanal överlagras på en användardatakanal inom samma nQAM-konstellation, och av att separering av nämnda styrdata möjliggöres genom att ordna så att styrdatapunkter har antingen unika fas- eller unika amplitudvärden som ej används för användardatapunkter.Said control data points can be uniquely identified regardless of the value of n. K) U »p) KJ | According to a second aspect of the present invention, there is provided a data transmission system in which binary data is transmitted using nQAM modulation on a carrier, characterized in that said binary data comprises both user data and control data, so that a control channel is superimposed on a user data channel within the same nQAM constellation, and that separation of said control data is made possible by arranging that control data points have either unique phase or unique amplitude values which are not used for user data points.

Nämnda datatransmissionsystem kan vara ett DMT- transmissionssystem.Said data transmission system may be a DMT transmission system.

Nämnda datatransmissionsystem kan vara ett DMT-baserat VDSL-system.Said data transmission system may be a DMT-based VDSL system.

Nämnda daïatransmissionsystem kan inkludera åtminstone tvà transceivrar som var och en inkluderar en sändare och en mOCtagâre .Said data transmission system may include at least two transceivers, each of which includes a transmitter and a receiver.

Enligt en tredje aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahållas en mottagare för användning i ett datatransmissionssystem, såsom beskrivits ovan, kännetecknad av att nämnda mottagare har anordning för avkodning av en nQAM-modulerad bärvág som har en styrkanal och en användardatakanal modulerad därpå, och anordning för att separera nämnda styrkanal fràn nämnda användardatakanal utan att tillgripa ett högre protokollskikt.According to a third aspect of the present invention, there is provided a receiver for use in a data transmission system, as described above, characterized in that said receiver has means for decoding an nQAM modulated carrier having a control channel and a user data channel modulated thereon, and means for separating said control channel from said user data channel without resorting to a higher protocol layer.

Enligt en fjärde aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahälles en sändare för användning i ett datatransmissionssystem såsom beskrivits ovan, där nämnda sändare har anordning för at: modulera data pä en bärvàg som en nQAM-konstellation, nämnda data omfattar 506 10 30 642 styrdata och användardata, nämnda styrdata är modulerad på nämnda bärvág som en mQAM-konstellation, där m > n, och nämnda mQAM-konstellation omfattar ett set av konstellationspunkter med unika fas- eller amplitudvärden, vilka unika värden ej används för moduleringen av användardata. m kan vara lika med 4.According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a transmitter for use in a data transmission system as described above, wherein said transmitter has means for: modulating data on a carrier as an nQAM constellation, said data comprising 506 10 642 control data and user data, said control data is modulated on said carrier as an mQAM constellation, where m> n, and said mQAM constellation comprises a set of constellation points with unique phase or amplitude values, which unique values are not used for the modulation of user data. m can be equal to 4.

Nämnda mQAM-konstellation kan omfatta ett set av konstellationspunkter med unika fasvärden, vilka värden ej används som konstellationspunkter för användardata. n kan vara lika med 6.Said mQAM constellation may comprise a set of constellation points with unique phase values, which values are not used as constellation points for user data. n can be equal to 6.

Enligt en femte aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles en transceiver kännetecknad av att nämnda transceiver inkluderar en mottagare såsom beskrivits ovan.According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a transceiver characterized in that said transceiver includes a receiver as described above.

Utförandeformer av uppfinningen kommer nu att beskrivas, med hjälp av exempel, med hänvisningar till de medföljande figurerna, där: Figur l visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.Embodiments of the invention will now be described, by way of example, with reference to the accompanying figures, in which: Figure 1 shows, in schematic form, an asymmetric communication system.

Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system.Figure 2 shows, in schematic form, a DMT system.

Figur 3 visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem.Figure 3 shows, graphically, the channel separations used in an asymmetric DMT transmission system.

Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvàgssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.Figure 4 shows, in schematic form, the cornerstones of a multitone carrier system modem contemplated in the present invention.

Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvàgssystemmodem som 20 IQ (J: 30 (ﬂ f: m f» .ß :o visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering.Figure 5 shows, in schematic form, a partitioning of the multitone carrier system modem as 20 IQ (J: 30 (ﬂ f: m f ».ß: o is shown in Figure 4), which is used to facilitate implementation.

Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.Figure 6 shows, in graphical form, spectral allocation for copper pairs.

Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används i det multitonbärvàgssystem som här beskrivs.Figure 7 shows, in schematic form, the frame structure used in the multitone carrier system described here.

Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 8 shows, in schematic form, the analog interface of the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av signal/brusförhàllandet (SNR-ratio) för frekvens i det multitonbärvágssystem som här beskrivs.Figure 9 shows, in graphical form, the dependence on the signal-to-noise ratio (SNR ratio) for frequency in the multitone carrier system described here.

Figur li visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 1i shows, in schematic form, the FFT algorithm used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur LL visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure LL shows, in schematic form, the frame correlation principle used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 12 shows, in schematic form, implementation of a correlator used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelaïorn i Figur 12.Figure 13 shows, in schematic form, the averager used in the correlator in Figure 12.

Figur 14 visar, i schematisk form, en korrela:ionspositionsdetektor som används för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 14 shows, in schematic form, a correlation position detector used for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4. 506 Un 20 642 Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 15 shows, in schematic form, an overview of the synchronization unit used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4. 506 Un 20 642 Figure 16 shows, in schematic form, an overview of the FFT / IFFT unit used in the multitone carrier system modem as shown in Figure 4.

Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cykliskt prefix.Figure 17 shows, in schematic form, the use of a cyclic prefix.

Figur 18 visar, i schematisk form, ett ”beslutsinriktat” (decision directed) kanalvärdeberäknings- och utjämningsssystem för användning i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 18 shows, in schematic form, a “decision directed” channel value calculation and smoothing system for use in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6.Figure 19 shows QAM coding for b = 6.

Figur 20 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i de: multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 20 shows, in schematic form, the realization of the calculation of bit charge and energy charge factors used in the: multitone carrier system modems shown in Figure 4.

Figur 21 visar, i schematisk form, en översikt av systemstyrningsgränssnittet (system controller interface) som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 21 shows, in schematic form, an overview of the system controller interface used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt på vilket tvá av de multitonbärvágssystemmodem, som visas i Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbärvàgstransmissionssystem.Figure 22 shows, in schematic form, the manner in which two of the multitone carrier system modems shown in Figure 4 are interconnected to create a multitone carrier transmission system.

Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 23 shows, in schematic form, the vector management system used in the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 24 visar BSI-längd.Figure 24 shows BSI length.

Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- Un (Jl 20 Ix) U: 30 506 642 avbrott för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 25 shows, in schematic form, the NU SC load distribution for BSI-Un (Jl 20 Ix) U: 30 506 642 interrupt for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figur 26 visar SUS-mönstret för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4.Figure 26 shows the SUS pattern of the multitone carrier modem shown in Figure 4.

Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvågssystem som visas i Figur 4.Figure 27 shows the DAS pattern in schematic form, for the multitone carrier modem shown in Figure 4.

Figur 28 visar, i schematisk form, ”wake-up"- signalering för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.Figure 28 shows, in schematic form, "wake-up" signaling for the multitone carrier system modem shown in Figure 4.

Figurerna 29 till 31 visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.Figures 29 to 31 show the set-up sequence of the multitone carrier modem shown in Figure 4.

Figur 32 visar, i schematisk form, en nätöversikt för ett nätgränssnitt för en VDSL modemapplikation.Figure 32 shows, in schematic form, a network overview of a network interface for a VDSL modem application.

För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.To facilitate the understanding of the present invention, a list of abbreviations used in this patent application is presented below.

ADC: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) AIS: ”Alarm In Signal” ASIC: Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) BPSK: Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) BSI: Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI-D: BSI för nedlänkförbindelse (ESI for downlink connection) 506 642 UI 10 IQ UI BSI-U: CCH: CMl : CM2: CM3: CP: DAC: DAS: DFI: DF2: DF3: DMT: DWMT: EMC: FEC: FEXT: 10 BSI för upplänkförbindelse (BSI for uplink connection) Styrkanal (Control channel) Bärvágstyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärvàg (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Bärvågstyp (mode) 2, (bort)maskad eller urstándsatt bärvåg (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bärvàgstyp (mode) 3, bärvàg ordnad för nollbitsladdning, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cykliskt prefix (Cyclic Prefix) Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) Dataram, slumpmässig (random) data parallell CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) helt bitladdad en CCH fully bit loaded one CCH) Dataram, (Data frame, Diskret multiton (Discrete Multi Tone) Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) Felkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjärröverhörning (Far End Cross Talk) UI W ß 30 FFT: FTTN: Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OFDM: ONU: PGA: 5Û6 642 ll ”Fast Fourier”-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) (Generation one, prototype system VME-based) Tre + två, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Två chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) Omvänd ”Fast Fourir”-transformering (Inverse Fast Fourir Transformation) Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Lágpass (Low Pass) Nät(verks)terminering (Network Termination) Nät(verks)enhet (Network Unit) Ortogonal frekvensmultiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verks)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) 506 642 V: 20 POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: SUSl: SUS2: TA: TDMA: UTP: VCXO: VDSL: 12 Konventionell, ”gammal” telefonitjänst (Plain Old Telephony Service) "Quadrature Amplitude Modulation” Systemstyrenhet (System Controller) Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) Synkroniseringsram (Synch Frame) Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) Set Top Box Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) SF och DF1 ramsekvens (SF and DFl frame sequence) SF och DF2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) ”Time Advance” Multipelaccess med tidsdelning (Time Division Multiple Access) Oskärmad parkabel (Unshielded Twisted Pair) Spànningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) Det system som den föreliggande uppfinningen avser, hänvisas för enkelhetens skull till som ”MUSIC” (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - Multibärvágssystem för det installerade kopparnätet).ADC: Analog-to-Digital Converter (A / D) AIS: “Alarm In Signal” ASIC: Application Specific Integrated Circuit BPSK: Binary Phase Shift Keying BSI : Base Synch Interval BSI-D: BSI for downlink connection 506 642 UI 10 IQ UI BSI-U: CCH: CM1: CM2: CM3: CP: DAC: DAS: DFI: DF2: DF3: DMT: DWMT: EMC: FEC: FEXT: 10 BSI for uplink connection Control channel Bärvágstyp (mode) 1; bit-loaded and used carrier (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Carrier mode (mode) 2, (removed) masked or protruded carrier (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Carry type (mode) 3, carrier arranged for zero bit charging, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cyclic Prefix Digital-to-Analog (D / A) converter (Digital-to-Analog converter) DF3 frame sequence (DF3 frame sequence) Data frame, random (random) data parallel CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Data frame, random data one CCH (Data frame, random data one CCH) fully bit loaded one CCH fully bit loaded one CCH) Data frame, (Data frame, Discrete multiton ( Discrete Multi Tone Discrete Wavelet Multi-Tone Electro Magnetic Compatibility Forward Error Correction Far End Cross Talk UI W ß 30 FFT: FTTN: Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OF DM: ONU: PGA: 5Û6 642 ll Fast Fastier Transform Fiber To The Node First Generation, Prototype System (VME-based) Tre + two, ASIC implementation (Three + two ASIC implementation) Two chips silicon implementation (Inverse Fast Fourir Transformation) Infinite Impulse Response International standard for digital networks (Inverse Fast Fourir Transformation) International Standard for Digital Networks Inter-Symbol Interference Joint Test Action Group Local Pass Low Pass Network Termination Network Unit Orthogonal Frequency Multiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optical Network Unit (Programmable) Unit Programmable Gain Attenuator 506 642 V: 20 POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: SUS l: SUS2: TA: TDMA: UTP: VCXO: VDSL: 12 Conventional, Plain Old Telephony Service Quadrature Amplitude Modulation System Controller Synchronic Digital Hierarchy Synch Framework Signal-to-Noise Ratio Set Top Box Synch Frame Sequence SF and DF1 Frame Sequence SF and DF1 Frame Sequence SF and DF2 Frame Sequence (SF and DF2 Frame Sequence) "Time Advance" Multiple Access with Time Division Multiple Access Unshielded Twisted Pair Voltage Controlled Crystal Oscillator Very High bit-rate Digital Subscriber Lines The system of the present invention is referred to for simplicity. to as “MUSIC” (Multi-carrier System for the Installed Copper Network).

MUSIC år avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation på W B N ﬁ R 506 642 13 kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjänster.MUSIC is intended to provide high speed communication on W B N ﬁ R 506 642 13 copper pair cable for telephony to support broadband multimedia services.

MUSIC-systemet som beskrivs i denna (SE 9603195-O) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-l, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603196-8, SE 9603197-6 och SE 9603198-4, erbjuder en kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, som ger 26:2 eller l3:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel (<1300 meter) för användning i befintliga, lokala telefoninät.The MUSIC system described in this (SE 9603195-O) and the patent specifications SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-1, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603196-8, SE 9603197-6 and SE 9603198-4, offers a cost-effective and robust customer implementation with silicon, which provides 26: 2 or l3: 2 Mbit / s asymmetric transmission over copper cable ( <1300 meters) for use in existing local telephone networks.

MUSIC-systemet kan accessas med användning av det nätverkskoncept som är känt som Fiber till Noden (Fibre To The Node = FTTN), som använder optisk fiber, som var och en betjänar många användare, fram till ett kopplingsskàp i närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.The MUSIC system can be accessed using the network concept known as Fiber To The Node (FTTN), which uses optical fiber, which each serves many users, up to a switch cabinet near the users' homes. Thus, the cable length specification for MUSIC can be successfully limited to 1300 meters.

MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för överföring av en signal med hög bithastighet (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med låg bithastighet (2 Mbit/s) uppströms, fràn abonnenten.The MUSIC system is mainly intended for transmitting a high bit rate (26 Mbit / s) signal downstream to the subscriber, and a low bit rate (2 Mbit / s) signal upstream, from the subscriber.

Figur 1 visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). En nätverksterminering, NT, ansluten till en multimedia~applikation, t.ex. video-on-demand, är länkad till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög datahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms.Figure 1 shows the MUSIC system. A network device, NOW, is connected to the fixed network through an optical fiber link, (FTTN). A network termination, NT, connected to a multimedia application, e.g. video-on-demand, is linked to the NOW via copper cable. The MUSIC system supports a high data rate downstream and a much lower data rate upstream.

I MUSIC-systemet som beskrivs här, stöds två bestämda bithastigheter (13 2 och 26:2 Mbit/s), där den lägre bithastigheten l3:2 Mbit/s kan implementeras som en 506 642 Un 20 k) Un l4 extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt långa, kopparkablar.In the MUSIC system described here, two fixed bit rates are supported (13 2 and 26: 2 Mbit / s), where the lower bit rate l3: 2 Mbit / s can be implemented as a 506 642 Un 20 k) Un l4 extra option for use in case of poor, or extremely long, copper cables.

För nätverkstermineringen (NT) består anslutningen ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av av ett set av standardiserade gränssnitt, såsom POTS, (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som filtreras ut passivt, så att den är oberoende av (NU) terminerar i det fasta modemstatus. Nätverksenheten nätet.For network termination (NT), the connection consists of ISDN, ATM25 and Ethernet. All transmission protocols are supported by a set of standardized interfaces, such as POTS, (carried by) the data flow in the modem, except the POTS service which is passively filtered out so that it is independent of (NOW) terminating in the fixed modem state. The network device network.

MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.MUSIC separates up and downlink spectra by passive filtering in the analog parts.

Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd att ge möjlighet till framtida funktionella uppgraderingar. Av detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full funktionalitet så att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.The version of MUSIC described here is intended to provide the opportunity for future functional upgrades. For this reason, the FFT / IFFT block is designed to support full functionality so that it can be reused in future system upgrades.

MUSIC-systemet är ett DMT-baserat, multibärvàgs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvàgor. Detta visas i Figur 2, som visar två transceivrar vilka var och en har en mottagare, Rx, och en sändare, Tx, ansluten till ett tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de två transceivrarna med användning av en mångfald (plurality) av bärvàgor, av vilka en del kanske inte används, t.ex. när kanalkvalitén är extremt dålig. Antalet bit som överförs av var och en av bärvágorna kan också variera, beroende på kanalkvalité.The MUSIC system is a DMT-based, multi-carrier VDSL system that uses discrete Fourier transform to create and demodulate individual carriers. This is shown in Figure 2, which shows two transceivers each having a receiver, Rx, and a transmitter, Tx, connected to a twisted copper pair. Data is transmitted between the two transceivers using a plurality of carriers, some of which may not be used, e.g. when the channel quality is extremely poor. The number of bits transmitted by each of the carriers can also vary, depending on the channel quality.

En multibärvàgsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar på tvinnad parkabel på ett effektivt sätt. I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden pà 10 MHz upp på 1024 bärvågor med en bredd på vardera 9,77 kHz. Den tilldelade överföringseffekten för de individuella bärvågorna beror på störningseffekten och överföringsförlusterna på vart och 506 642 3.5 ett av banden. Varje bärvàg förmedlar multinivåpulser (multilevel pulses) som kan representera upp till 12 bit data (4096 QAM). Den individuella bärvàgens signal/brusförhállande (SNR) beräknas pä mottagarsidan. Om en bärvàg har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit på denna bärvåg. För bärvàgor med lägre SNR-värden placeras färre bit på bärvágen. Bärvàgor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid mottagning (forward error correction) och datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av tillfälliga skurar av impulsstörningar.A multi-carrier modulation technology such as DMT handles frequency-dependent losses and interference on twisted pair cable efficiently. In the MUSIC system, the available bandwidth of 10 MHz is divided into 1024 carriers with a width of 9.77 kHz each. The assigned transmission power for the individual carriers depends on the interference power and the transmission losses on each of the belts. Each carrier transmits multilevel pulses that can represent up to 12 bits of data (4096 QAM). The signal / noise ratio (SNR) of the individual carrier is calculated on the receiver side. If a carrier has a high SNR, up to 12 pieces are placed on this carrier. For carriers with lower SNR values, fewer pieces are placed on the carrier. Carriers that are affected by narrow-band sources of interference are switched off. Forward error correction and data interleaving are used to mitigate the effects of temporary bursts of impulse interference.

Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är mycket högre än uppströmshastigheten. Två bestämda nedströmshastigheter (26/13 Mbit/s) stöds av systemet; den valda hastigheten beror på den aktuella kabellängden ( m) och/eller kvalitén pà kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s. Olika frekvensband kan användas i MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen från uppströmskanalen och bàda fràn POTS, se Figur 3.Asymmetric VDSL is implemented in this version of the MUSIC system, which means that the downstream speed is much higher than the upstream speed. Two fixed downstream speeds (26/13 Mbit / s) are supported by the system; the selected speed depends on the current cable length (m) and / or the quality of the channel. The upstream speed is fixed at 2 Mbit / s. Different frequency bands can be used in the MUSIC system to separate the downstream channel from the upstream channel and both from POTS, see Figure 3.

Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.Alternatively, other duplex methods can be used, e.g.

TDMA och/eller en metod där varannan bärvág dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.TDMA and / or a method where every other carrier is dedicated to the downstream and upstream channel.

Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hàrdvarublocken är ADC och DAC, synkronisering, fourir transformeringsbehandling, kanalvärdeberäkning/utjämning, symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med interfoliering (interleaving), nätgränssnitt och systemövervakare.Figure 4 shows an overview of a MUSIC modem to which the present invention relates. The most important hardware blocks are ADC and DAC, synchronization, fourir transform processing, channel value calculation / equalization, symbol mapping and detection, coding and decoding with interleaving, network interfaces and system monitors.

Modemet kan betraktas i form av fyra principiella funktionsblock, nämligen: 506 642 UI 20 16 - den digitala mottagarenheten; - den digitala sändarenheten; - den analoga ingången (front end); och - systemövervakaren (system controller)/PCI.The modem can be considered in the form of four principal function blocks, namely: 506 642 UI 20 16 - the digital receiver unit; - the digital transmitter unit; - the analog input (front end); and system controller / PCI.

Den analoga ingången inkluderar en hybridtransformator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. Pâ mottagarsidan är hybriden ansluten, via ett làgpassfilter, LP, en programmerbar förstärkningsdämpare, PGA, spänningsstyrd kristalloscillator, till en analog- till digital(A/D)-omvandlare. En VCXO, används för att driva analog- till digital-omvandlaren. Pà sändarsidan är hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A)- omvandlare via ett làgpassfilter.The analog input includes a hybrid transformer connected to an unshielded, twisted pair and POTS. On the receiver side, the hybrid is connected, via a low-pass filter, LP, a programmable gain attenuator, PGA, voltage controlled crystal oscillator, to an analog to digital (A / D) converter. A VCXO, used to power the analog to digital converter. On the transmitter side, the hybrid is connected to a digital to analog (D / A) converter via a low-pass filter.

Den digitala mottagarenheten inkluderar en ”fast Fourir”-transformerings- och omskalningsenhet FFT, synkroniseringsenhet och en kanalestimator. Kanalestimatorn (rescaling unit), ansluten, som visas i Figur 4, till en är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en ”avinterfolierings”- (de-interleaving) och avkodningsenhet, till en bithanteringsenhet och därifrån till ett nätapplikationsgränssnitt.The digital receiver unit includes a "fixed Fourir" transformation and rescaling unit FFT, synchronization unit and a channel estimator. The channel estimator (rescaling unit), connected, as shown in Figure 4, to one is connected via a symbol detection unit and a "de-interleaving" (de-interleaving) and decoding unit, to a bit handling unit and from there to a network application interface.

Den digitala sändarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) "fast Fourir” transformerings- och skalningsenhet, IFFT, via en kodnings- och interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.The digital transmitter unit includes a bit handling unit which is connected to an inverted "fixed Fourir" transform and scaling unit, IFFT, via an encoding and interleaving unit and a symbol mapping unit.

Systemstyrningen (system control) är ansluten till olika funktionsenheter i den digitala mottagaren och digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgränssnitt, så som visas i Figur 4.The system control is connected to different functional units in the digital receiver and digital transmitter, and to the network application interface and a computer interface, as shown in Figure 4.

IO 20 IQ Un 506 642 17 Nät(verks)gränssnittet ansluter den högre protokollnivàn till modemets skikt ett-funktionalitet.IO 20 IQ Un 506 642 17 The network (work) interface connects the higher protocol level to the modem layer one functionality.

Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- ramar” (dummy frames) om så erfordras.This block is responsible for providing the system with data at the configured bit rate, and adds “dummy frames” if required.

Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleaved). Det MUSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhålles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering (se senare i denna specifikation).The data is then channel coded and interleaved. The MUSIC system described here uses a convolutional code combined with interleaving. Using a depth with a plurality of frames, a combined frequency / time interleaving is obtained (see later in this specification).

Symbolmappningsblocket tar emot ingàngsdata som en heltalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellationen beroende pà det aktuella bitladdningsvärdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.The symbol mapping block receives input data as an integer vector. This vector is mapped into the configured constellation depending on the current bit load value. The mapping unit uses a Gray coding scheme to reduce the probability of bit errors.

En reell (real) vektormultiplicering är det första steget i IFFT-blocket. Detta fär systemet att skala uteffektsniván pà varje bärvàg. IFFT-blocket utför sedan en FFT på ingángsdatan, som modulerar varje bärvàg. Som ett slutligt reell 2048 punkters inverterad (inverse) steg utförs en address "wrap around” pà utgángsdatan, där en kopia av de första 128 samplingarna läggs till i slutet av ramen. Detta kallas det cykliska prefixet (CP).A real (vector) vector multiplication is the first step in the IFFT block. This causes the system to scale the output power level on each carrier. The IFFT block then performs an FFT on the input data, which modulates each carrier. As a final real 2048 point inverted (inverse) step, an address "wrap around" is performed on the output data, where a copy of the first 128 samples is added at the end of the frame, this is called the cyclic prefix (CP).

Den modulerade signalen går till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång (minimum true dynamic range) pà 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan pà 20 MHz. För att bli av med Nyquist ”ghosts", LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balansera: gränssnitt mot kopparkabeln.The modulated signal goes to a DAC that converts the signal with a minimum true dynamic range of 84 dB. The DAC is clocked by the system sample clock at 20 MHz. To get rid of Nyquist "ghosts", the signal is LP-filtered.The hybrid provides a balance: interface to the copper cable.

En översikt över MUSIC-sändarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren. 506 642 (Jo I0 20 30 18 I mottagaränden separerar splitter/hybrid- transceivern de frekvenser som används av POTS, från O till 4 kHz, frán de frekvenser som används av systemet. Det extraherar också den làgnivàiga mottagningssignalen från den kombinerade högnivàiga sändningssignalen och den lågnivàiga mottagningssignalen.An overview of the signal path of the MUSIC transmitter and receiver is shown in Figure 4. The transmitter part uses the same hybrid design as the receiver. 506 642 (Yes I0 20 30 18 At the receiver end, the splitter / hybrid transceiver separates the frequencies used by the POTS, from 0 to 4 kHz, from the frequencies used by the system. It also extracts the low-level reception signal from the combined high-level transmission signal and the low level reception signal.

För att reducera Nyquisteffekter på signalen làgpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PGA:n (Programmable Gain Amplifier).To reduce Nyquist effects on the signal, the received analog signal is low-pass filtered before being fed into the PGA (Programmable Gain Amplifier).

PGA:n är nödvändig för att fà det bästa utnyttjandet I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB. av det dynamiska omfånget i ADC n.The PGA is necessary to get the best use In this system, the dynamic range must be at least 66 dB. of the dynamic range in ADC n.

Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT~blocket emot datan.After the signal is converted to digital format, the synchronization and FFT ~ receive the data.

I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av FFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO:n.The synchronization block generates a frame clock (for controlling the FFT buffers) and a control signal for the VCXO.

I början återtar (retrieve) synkroniseringsblocket ramklockan från den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen ”VCXO feed back (20 MHz). (frame timing estimate) och överförs till controller”. VCXO:n genererar samplingsklockan En samplingsklocka som endast styrs av "frame time estimate” är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system.Initially, the retrieve synchronization block retrieves the frame clock from the sampled signal. The frame clock is then used to calculate the frame synchronization value calculation “VCXO feed back (20 MHz). (frame timing estimate) and transferred to controller ”. The VCXO generates the sampling clock A sampling clock that is only controlled by a "frame time estimate" is not sufficiently accurate in a DMT system.

Därför används, efter lásningssekvensen, en dedicerad pilotbärvàg för att uppnå en hög synkroniseringsprecision pà samplingsklockan.Therefore, after the locking sequence, a dedicated pilot carrier is used to achieve a high synchronization precision on the sampling clock.

En BSI-signal extraheras också från pilotbärvägen.A BSI signal is also extracted from the pilot carrier.

BSI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att synkronisera sändarens och mottagarens CCH-kommunikation.BSI is the Base Synchronization Interval timing signal used to synchronize the CCH communication of the transmitter and receiver.

En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm UI 20 h) Vi 506 642 19 som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.One of the new aspects of the MUSIC system is the algorithm UI 20 h) Vi 506 642 19 used by the synchronization block, which is discussed in more detail later in this specification.

En 2048 punkters verklig FFT utförs på ingängsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning (rescaling), som baseras pá energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.A 2048 point real FFT is performed on the input frames of the FFT block. After this, rescaling, which is based on the energy charge parameters, is performed before the data is transferred to the next block.

Kanalvärdeberäkningen och -utjämningen utförs på utmatningsdatan frán FFT-blocket. Alla dataramar används för att värdeberäkna (estimate) kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en bitladdningsvektor som bestämmer antalet bit som skall sändas på var och en av bärvägorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH).The channel value calculation and equalization is performed on the output data from the FFT block. All data frames are used to value the channel properties. These are then used to compute a bit charge vector that determines the number of bits to be transmitted on each of the carrier paths. This information is then transmitted to the transmitter through the upstream control channel (CCH).

I sym:oldetekteringsblocket utförs en ”avmappning” (demapping) för varje bärvág enligt bitladdningsmallen (bit-loading mask). (de- interleaving} och ”felkorrigering vid mottagning” (FBC, Efter avmappning utförs "avinterfoliering” Forward Error Correction) pà den detekterade bitströmmen.In the symbol detection block, a "demapping" is performed for each carrier according to the bit-loading mask. (de-interleaving} and “error correction on reception” (FBC, After unmapping, perform “deinterleaving” Forward Error Correction) on the detected bitstream.

Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy frames) tas bort i detta block.The data is then ready for the network (plant) / application interface block after bit handling. The dummy frames are removed in this block.

I systemets hjärtpunkt, som visas i Figur 4, finns SC). en generell (general purpose) processor som har gränssnitt styrenheten för systemet (System Controller, SC:n är mot och styr de olika underblocken med användning av en lokal PCI-buss. I den version av MUSIC som beskrivs här, är styrenheten CPU programmerbar. En extern port tillhandahälles, genom ett JTAG-gränssnitt pà moderkortet (on-board), för att underlätta programmering.At the heart point of the system, shown in Figure 4, is SC). a general purpose processor that interfaces the system controller (System Controller, SC) is against and controls the various sub-blocks using a local PCI bus. In the version of MUSIC described here, the CPU controller is programmable. An external port is provided, through a JTAG interface on the motherboard (on-board), for ease of programming.

Huvuduppgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra 506 642 20 fx) UI 20 bitladdnings- och energiladdningsberäkningar_ Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad (CCH). förändringar i bit/energi-laddning och annan styrkanal Denna kanal överför data avseende systemsignalering.The main tasks of the SC are to control system start-up and construction during runtime and to perform 506 642 20 fx) UI 20 bit charge and energy charge calculations_ It communicates with the remote side of the modem through a dedicated (CCH). changes in bit / energy charge and other control channel This channel transmits data regarding system signaling.

För at: erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvändning, mäste de digitala delarna av systemet vara baserade på åtminstone två ASIC-kretsar. Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignändamál.In order to obtain a cost-effective product for high volume use, the digital components of the system must be based on at least two ASIC circuits. Figure 5 shows how the system can be divided (partition) for chip design end cases.

Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips innehåller ramsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, symboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocket och nätgränssnittblocket kan implementeras pá ett tredje, respektive fjärde, chips.One chip contains the FT / IFFT core. A second chip contains frame synchronization, channel value calculation and smoothing, symbol detection and symbol mapping. The analog block and the network interface block can be implemented on a third and a fourth chip, respectively.

Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell 1 till 3 bifogade härtill.The system parameters used by the MUSIC system described here are shown in Tables 1 to 3 attached hereto.

VDSL-system arbetar i spektrumet frán 0 till 40 MHz.VDSL systems operate in the spectrum from 0 to 40 MHz.

I de:ta band upptar MUSIC-systemet, lägre 10 MHz, finns i detta spektrum, som beskrivs här, de se Figur 6. Ett antal traditionella band inklusive POTS och vissa radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bärvágor över 10 MHz, har varje bärvág en bandbredd pá 9,77 kHz, där de tvâ första bärvágorna är allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista bärvágen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten.In the bands occupying the MUSIC system, lower 10 MHz, are in this spectrum, as described here, they see Figure 6. A number of traditional bands including POTS and some radio amateur bands. Different frequency bands are used in the MUSIC system described here to separate downstream from upstream channels. Since the MUSIC system described here uses 1024 carriers over 10 MHz, each carrier has a bandwidth of 9.77 kHz, where the first two carriers are allocated by the DC level and the POTS service. The last carrier is disabled because it is the Nyquist point.

Andra bärvàgcr (pá radioband) kan behöva annulleras. Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning på det balanserade kopparparet.Other carriers (on radio tapes) may need to be canceled. This is primarily a matter of immunity and charisma on the balanced copper pair.

Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning. 506 642 21 Det finns två sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- och ISDN-systemen existera under (below) MUSIC- frekvensbanden. Detta kan uppnås med användning av en liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandahållas oberoende av konfiguration.By passively filtering the POTS spectrum, this service can be done independently of the MUSIC system described here, runtime status, or power supply. 506 642 21 There are two ways to provide ISDN services for a MUSIC modem connection. One way is to let the POTS and ISDN systems exist under the (below) MUSIC frequency bands. This can be achieved using a similar filtering process for ISDN band spectrum as for POTS. This filtering allows the service to be provided regardless of configuration.

Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning av 1024 bärvågor över 10 MHz ger varje bärvåg en bandbredd på 9,77 kHz. ISDN-spektrumet kräver allokeringen (150- 4)/9,77 = 5, av dessa bärvågor. Beroende på kanalkarakteristiken måste dessa fem bärvågor väljas att ha det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*100=500 kbit/s bandbredd.The second way to provide ISDN is to allow ISDN to be a carrier service in the MUSIC system. This solution has the advantage in terms of spectrum efficiency. The use of 1024 carriers over 10 MHz gives each carrier a bandwidth of 9.77 kHz. The ISDN spectrum requires the allocation (150-4) /9.77 = 5, of these carriers. Depending on the channel characteristics, these five carriers must be chosen to have the best SNR in the system. For a standard connection, this gives 5 * 100 = 500 kbit / s bandwidth.

Den optimala lösningen är därför att använda modemet som en bärare, och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 500 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten.The optimal solution is therefore to use the modem as a carrier, and allocate only 64 kbit / s, compared to 500 kbit / s for the total bandwidth of the 64 kbit / s ISDN service.

Resultatet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörning = Far End Cross Talk) utförda på en telekommunikationsoperatörs nät, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 200-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen på högre frekvenser den maximala bithastigheten.The results of the attenuation and FEXT (Far End Cross Talk) measurements performed on a telecommunications operator's network showed that it is possible to achieve bit rates higher than 100 Mbit / s if the cable is shorter than 200-300 meters. For longer cables, attenuation at higher frequencies limits the maximum bit rate.

För kablar pà omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en 1 km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt.For cables of about 500 meters, 40 Mbit / s can be achieved, and for a 1 km cable, 15-20 Mbit / s is realistic.

En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar den använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen måste kanske också uteslutas.Another factor that reduces performance is EMC, which limits the power used. Some parts of the frequency domain may also need to be excluded.

En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: 506 642 10 20 22 - maximal varaktighet 250 ps - medianintervall 67 ms - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz - bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan är belägen på NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).A typical PSTN can be expected to have the following characteristics when it comes to impulse interference: 506 642 10 20 22 - maximum duration 250 ps - median interval 67 ms - maximum peak amplitude 20 mV - the main part of the energy below 200 kHz - background interference -107 dBm / Hz The main source for synchronization in the system is the sampling clock. The reference for the sampling clock is located on the NU page and is common to all twisted copper pairs in a secondary cable.

Samplingsklockans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter” pà mindre än 0,5 ns.The sampling clock frequency is 20 MHz at 10 ppm, with a phase jitter of less than 0.5 ns.

Samplingsklockan pà NT-sidan är faslàst till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation) i ett första skede, och använder sedan pilotbärvågen för att producera en finjustering av läsningen. Lásningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit digital/analog-omvandlare_ Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision på 1/100 sampel, med ett "phase jitter” pà mindre än 0,5 ns.The sampling clock on the NT page is phase locked to the NOW page. The logic of the reading uses the frame synchronization value calculation (frame timing estimation) in an initial stage, and then uses the pilot carrier to produce a fine adjustment of the reading. The locking logic controls the frequency of a VCXO via an 18 bit digital / analog converter. The requirements for the VCXO are 20 MHz in 25 ppm range and 10 ppm / volt sensitivity. The final reading must have a precision of 1/100 sample, with a "phase jitter" of less than 0.5 ns.

Ramklockan är 1/(2048 + 128) styr starten av mottagning och sändning av ramarna. av samplingsklockan och Ramklockan, som används bàde för sändning och mottagning, avviker i fas på både NU- och NT-sidan.The frame clock is 1 / (2048 + 128) controls the start of receiving and sending the frames. of the sampling clock and the Frame clock, which are used for both transmission and reception, differ in phase on both the NU and NT side.

Ramklockan för sändning pà NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.The frame clock for transmission on the NT side is the master and controls the start of the signal intervals, see Figure 7.

Mottagningsramklockan pà NT-sidan erhålles från hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.The reception frame clock on the NT side is obtained from the hardware function for the frame synchronization value calculation and controls the start of the frame sampling period, see Figure 7.

Un k) Un 23 Ramklockan för sändning pà NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart pá NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjning (propagation delay) på kopparledaren. Detta mäste göras för att upprätthålla ortogonalitezen, över kopparledaren, för de samplade perioderna, både pá upplänken och nedlänken. Ramklockan för sändning pà NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7.Un k) Un 23 The frame clock for transmission on the NT side is the same as the frame clock for reception, but is a TA sample earlier in phase. TA is a parameter that is measured during system start-up on the NU side and is used to compensate for propagation delay on the copper conductor. This must be done to maintain the orthogonality, over the copper conductor, for the sampled periods, both on the uplink and downlink. The frame clock for transmission on the NT side controls the start of the signal intervals, see Figure 7.

Ramklcckan för mottagning på NU-sidan fördröjs ett antal sampelklockcykler (TA) i förhållande till ramklockan för sändning, efter det att TA-beräkning (calculation) utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i uppstartningssekvensen bestäms av hárdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvàrdeberäkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.The frame clock for reception on the NOW page is delayed a number of sample clock cycles (TA) in relation to the frame clock for transmission, after TA calculation has been performed. The delay before the calculation of TA in the start-up sequence is determined by the hardware function for the frame timing estimation hardware function and the value is accessible to the control unit.

Ramklockan för mottagning pà NU-sidan styr starten av ramsamplingsçeriod, se Figur 7.The frame clock for reception on the NOW page controls the start of the frame sampling period, see Figure 7.

BSI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande sidan. Parametrarna kan, till exempel, vara bitladdning, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, på båda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up).The BSI clock is used to synchronize parameter changes between the sending and receiving sides. The parameters can be, for example, bit charge, energy charge or control channel frequency. The parameters are updated by the system controller, on both sides, before the BSI clock initiates the switch for the new set-up.

BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande till BSI-klockan i nedlänken.The BSI clock is 1/8192 of the frame clock. The uplink BSI clock is delayed by half a BSI clock cycle relative to the downlink BSI clock.

En kor: pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens pà pilotkanalen används för BSI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan. 506 64-2 24 Det cykliska prefixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.A short: pseudo-random sequence on the pilot channel is used for BSI synchronization between the transmitting and receiving sides. 506 64-2 24 The cyclic prefix is an extension of the frames added by the FFT chipset. To maintain orthogonality throughout the signaling period, the last 128 samples of the frame are copied and placed before the actual frame. This arrangement addresses issues related to interference between symbols caused by time dispersion.

Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast pà den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA= 128 samplingar = 6,4 ps utbredningsfördröjning. Detta motsvarar 1280 meter (om utbredningsfördröjning är 5 ns/m).It is important that the part of the signaling period that is sampled only on the receiving side overlaps a signaling period in the other direction, along the entire copper conductor. TA is used to optimize this overlap period. The maximum cable length is limited by TA = 128 samples = 6.4 ps propagation delay. This corresponds to 1280 meters (if the propagation delay is 5 ns / m).

Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid Cl-chipset till telefonledningen. Det finns också anslutningar till Tl- chipset och systemcontrollern för styrändamäl.The analog interface connects the received and transmitted digital data stream at the Cl chip to the telephone line. There are also connections to the Tl chipset and the system controller for control purposes.

Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten till en hybridtransformator som också är länkad till POTS. På mottagningssidan av hybriden går den inkommande signalen via ett làgpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrån till Cl-chipset. Pà sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och gär därifrån via ett làgpassfilter LP till hybridtransíormatorn. En spänningsstyrd kristalloscillator, som driver báde ADC och DAC, synkroniseringsblock. är ansluten till T1-chipsets En OFDM-ram är en summa av sinusformade bärvàgor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplanet (frequency domain) med ett minimum av separationsavstànd mellan bàrvágor. Antagandet att UI 506 642 25 symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande till varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra till att skapa pulser med mycket höga toppnivåer.The analog interface is shown in Figure 8. The cable is connected to a hybrid transformer which is also linked to POTS. On the receiving side of the hybrid, the incoming signal passes through a low-pass filter and a programmable gain attenuator to an analog-to-digital converter, ADC, and from there to the C1 chipset. On the transmitter side of the hybrid, the output digital signal is converted to analog by a digital / analog converter, DAC, and goes from there via a low-pass filter LP to the hybrid transistor feeder. A voltage controlled crystal oscillator, which drives both ADC and DAC, synchronization blocks. is connected to the T1 chipsets An OFDM frame is a sum of sinusoidal carriers modulated in phase and amplitude and spaced in the frequency domain with a minimum of separation distance between carriers. The assumption that the symbols within the frame are evenly distributed and uncorrelated in relation to each other gives a signal in the time plane with an approximately normally distributed instantaneous amplitude. Thus, there is a small possibility that input data can interact with each other to create pulses with very high peak levels.

Emellertid måste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna så att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsnivåer i DAC:n för att hantera genomsnittliga (average) signaler. Även om DAC:n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivå i sändaren, finns det begränsningar på mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna på mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Vara. .However, the maximum amplitude must be limited to a lower amplitude than this so that there are a sufficient number of quantization levels in the DAC to handle average signals. Although the DAC has sufficient resolution to accommodate a high peak level in the transmitter, there are limitations on the receiver side (ADC). However, the consequences on the recipient side do not have to be as serious as they may seem. .

En kor: kabel har lägre dämpning i det höga frekvensområdet än en lång kabel, se Figur 9. Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan opåverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stor: dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpningar ej kräver ett stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det område som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade linjen.A cable: cable has lower attenuation in the high frequency range than a long cable, see Figure 9. This means that a temporary pulse can occur in the receiver almost unaffected by the cable characteristics. Therefore, a relatively large: dynamic range is required in the receiver. However, this can be easily achieved because almost equal attenuations do not require a large dynamic range. The ADC needs to accommodate the area indicated in Figure 9 by the solid, rough, arrow-marked line.

Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.However, the greater high frequency attenuation of long cables requires a large dynamic range.

Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) från sändaren för att bygga upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar. Den ”fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det område som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9. 506 642 26 Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom att omsorgsfullt ställa in signalnivân vid mottagaren ADC i beroende av kabellängden.The high frequency attenuation also means that several large peaks would be required from the transmitter to build up high amplitudes in the receiver; a case that is even less likely to occur at the ADC input (input) than single peaks. The “free height” (headroom) can therefore be reduced and the ADC should accommodate the area marked by the rough, dashed arrow line in Figure 9. 506 642 26 In summary, performance can be optimized by carefully setting the signal level at the receiver ADC depending on cable length.

Linjedelaren(splitter)/hybriden har tvà (Ju huvuduppgifter, nämligen att: - dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och - förhindra den sända signalen från att uppträda vid mottagaren på samma enhet 10 genom balansering av kabeln.The line splitter (hybrid) has two main functions, namely: - dividing and combining the telephony signal (POTS) and VDSL signal frequency bands; and - preventing the transmitted signal from appearing at the receiver on the same unit 10 by balancing the cable.

Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan. 15 Avsikten med làgpassfiltret pà ingángssignalen är att minska ”alias”-effekter (aliasing effects) pá interferens ovanför det använda frekvensområdet.Since each transmission direction has its own frequency band, it is possible to optimize both sides in terms of their respective frequency bands to increase the overall performance. The purpose of the low-pass filter on the input signal is to reduce aliasing effects on interference above the frequency range used.

Làgpassfiltret på utgängssidan reducerar utsänd effekt pà "stoppbandet”. Dessa filter kan utgöra delar av 20 uppdelnings-/hybridmodulen.The low-pass filter on the output side reduces the transmitted power on the “stop band.” These filters can form part of the division / hybrid module.

Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är ”Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhâllande på ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon med likvärdig prestanda, används. 25 För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används.The best commercially available ADC today is the "Analog Devices AD9042" which has a signal-to-noise ratio of approximately 66 dB. It is recommended that either this ADC, or one with equivalent performance, be used. For this description, it is assumed that a DAC with 14 bit resolution is used.

FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av tvâ reella sekvenser pà samma gång. 30 Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hárdvarurealiseringen baseras pä en radix-32-kärna 10 20 m o m m .m m 27 som beräknar resultatet i tre ”fövandlingar" (passes), se Figur 10.The FFT and IFFT algorithms are built up of 1024-point complex FFTs with data reorganization to allow the calculation of two real sequences at the same time. Consequently, each of FFT and IFFT are effective 2048 points. The hardware realization is based on a radix-32 core 10 20 m o m m .m m 27 which calculates the result in three "transformations" (passes), see Figure 10.

Förhållandet mellan signal/brusförhàllandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: sNR=22"'°'”'1 där b = antal bit, ”förvandlingar”). och v = 11 (antal effektiva radix-2 Lösningen för b ger 17 bit upplösning (baserat på ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet.The relationship between the signal-to-noise ratio and the resolution in the algorithm can be expressed as: sNR = 22 "'°'" '1 where b = number of bits, "transformations") and v = 11 (number of effective radix-2 The solution for b gives 17 bits resolution (based on ADC SNR), but since ADC is not the only source of analog signal degradation, 16 bit resolution in the algorithm should be sufficient to maintain the resolution throughout the system.

VCXO n genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras på data från synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen måste vara mycket stabil och faslàst (phase locked) till NU-referensklockan för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler.VCXO n generates the sampling frequency used in the NT part of the system. The control voltage is based on data from the synchronization unit. The clock frequency must be very stable and phase locked to the NU reference clock to maintain orthogonality between symbols.

För att fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in före ADC:n.To take full advantage of the dynamic range of the ADC, a programmable attenuator must be inserted before the ADC.

Dämpningsnivån är huvudsakligen en funktion av kabellängden och kan bestämmas med värdet för ”framflyttning av synkronisering” (timing advance) genom systemcontrollern.The attenuation level is mainly a function of the cable length and can be determined with the value for "advance of synchronization" (timing advance) through the system controller.

Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för ”timing advance" och dämpningsnivån, måste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.Attenuation resolution and range, and the relationship between the value for timing advance and the attenuation level, must be determined, and equalization and variance values can also be used in the calculations for improved results.

I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, speciellt när bärvågor moduleras med stora konstellationer.In a DMT system, a very precise synchronization between the transmitter and the receiver is necessary, especially when carriers are modulated with large constellations.

I den utförandeform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger på korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen. 506 642 Un 10 IQ U: 28 På NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklockan. På NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage Controlled Crystal Oscillator) som är låst i fas till oscillatorn på NU-sidan. VCXO:n styrs initialt av ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).In the embodiment described here, a new frame synchronization method is used which is based on correlation properties built into the structure of the received signal. 506 642 Un 10 IQ U: 28 On the NU side, a crystal frequency oscillator is used as a reference for generating the sampling clock. On the NT side, a sampling clock is generated by a VCXO (Voltage Controlled Crystal Oscillator) which is locked in phase with the oscillator on the NU side. The VCXO is initially controlled by the frame timing estimate.

Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationen. Därför används en dedicerad pilotbârvåg, efter en låsningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet pà samplingsklccksynkroniseringen_ Beroende på den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan interferens mellan symboler orsakad av kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsintervall (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdomänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är innehållet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.However, the resolution of the frame synchronization value calculation is not sufficient in the present application. Therefore, a dedicated pilot carrier, after a lock-in sequence, is used to achieve a very high accuracy of the sampling clock synchronization. Depending on the long symbol duration of a DMT system, interference between symbols caused by channel time dispersion can be eliminated by means of a guard interval. interval) as a prefix to each frame in the time domain. To maintain the orthogonality of the frames, the contents of each prefix are a copy of the last part of the following frame, making the frames appear to be partially cyclic.

Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrelation som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera samplingar av den mottagna signalen, avskilda i tid av (den kända) ramlängden, kommer passerandet av ett skyddsintervall att orsaka en topp i korrelationsvärdeberäkningen (correlation estimate). Därför kommer dessa :oppar att ha ett känt synkroniseringsförhållande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. Principen visas i Figur ll.The synchronization method used to estimate the frame synchronization uses the high correlation between a prefix and the corresponding part of a frame. By continuously correlating samples of the received signal, separated in time by the (known) frame length, the passage of a protection interval will cause a peak in the correlation value calculation. Therefore, these: oppar will have a known synchronization relationship to the frames and can be used to create a frame start signal. The principle is shown in Figure ll.

Vu 30 506 642 29 Korrelatorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), för att skapa en signal med samma period som korrelationstopparna.Vu 30 506 642 29 The correlator and peak time estimator use a system clock generated by a VCXO. This clock is divided by (divided by) the total number of samples in a signal range (a cyclic prefix and a frame), to create a signal with the same period as the correlation peaks.

Fasavvikelsen (frame time deviation) mellan dessa två signaler används som indata till en ”feed-back controller” som justerar VCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid inte tillräckligt exakt för att användas i ett DMT-system. Därför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inlàsningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.The frame time deviation between these two signals is used as input to a "feed-back controller" that adjusts the VCXO frequency to the correct sampling frequency. However, the phase of this sampling clock is not accurate enough to be used in a DMT system. Therefore, the frame synchronization value calculation is mainly used for a lock-in operation. It is also used to monitor frame synchronization to detect major anomalies that will necessitate resynchronization.

Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de tvà signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning på en ramlängd. Utdatan pä fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan fràn integratorn är korrelationsfunktionens värdeberäkning (estimate).The correlation of the received data is calculated continuously. The time difference between the two signals is achieved by using a digital delay line on a frame length. The output of the delay line is multiplied by the non-delayed signal and integrated (accumulated) over an interval corresponding to the length of the cyclic prefix. The output from the integrator is the value calculation (estimate) of the correlation function.

Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol reducerad komplexitet jämförd med användning av den (sign). Denna härdvaruimplementering har en starkt fullständiga sampelordlängden.Since only the synchronization information of the correlation value calculation is used, a simplified estimator is implemented which only uses the reduced complexity symbol of the input data compared to using it (sign). This hardware implementation has a very complete sample word length.

Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen. Beroende på den 506 642 Ü 20 IJ Un 30 30 reducerade dataordlängden som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sådan medelvärdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.Computer simulations have shown that the use of synchronous averaging of several signal intervals reduces the variance of the frame synchronization value calculation. Due to the reduced data word length used in the multiplier portion of the correlator, it is possible to implement such an averaging function immediately after the multiplier.

Ett blockschema som visar implementeringen av korrelatorn visas i Figur 12. Den inkommande signalen X(k) lO24, till en konjugator. Utdatan fràn fördröjningen och passerar genom en fördröjning med N = dvs en ram, och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) medelvärdesbildaren, vilken Z(k) signal W(k) som går till en ackumulator som ger en utsignal C(k). som går till en medelvärdesbildare. Utdatan från Z(k) går till en subtraherare från fördröjd med L = 128 subtraheras. Detta ger en Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvärdesbildaren omfattar en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, så som visas. tsignalen kan uttryckas som där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.A block diagram showing the implementation of the correlator is shown in Figure 12. The incoming signal X (k) 1024, to a conjugator. The output of the delay passes through a delay of N = ie a frame, and the conjugator is then multiplied to produce a signal Y (k) the averifier, which Z (k) signal W (k) goes to an accumulator which gives an output signal C (k). which goes to an average value generator. The output of Z (k) goes to a subtractor from delayed by L = 128 is subtracted. This gives a The details of the averaging part of the correlator are shown in Figure 13. The averaging comprises a series of delay elements combined with adders, as shown. the ts signal can be expressed as where Y (k) is the input signal and Z (k) is the output signal.

För att göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.To make the averaging synchronous with the frame structure of the signal, the delays are equal to the signal interval.

En detektor för att finna läget för den maximala storleken pá korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator.A detector for finding the position of the maximum size of the correlation function value calculation is shown in Figure 14. It is implemented using a register (# 1) for the latest max. Value and a comparator.

Registerinnehàllet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gång ett värde större än registerinnehàllet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall (Ju IO 20 30 506 642 31 (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). När ett helt signalintervall har passerat, kommer detta andra register att innehålla ett index till det max.värde som påträffats under detta intervall. Detta index lagras i ett tredje register (#3), en gång per signalintervall, och innehållet i det första registret (l#) divideras med två (med användning av skiftning) (using shift).The register contents and the correlation size are compared, and each time a value greater than the register contents is found, the new value is stored in the register. The current value of a counter that counts the sampling interval (Ju IO 20 30 506 642 31 (modulo signal interval), is also passed to a second register (# 2). When an entire signal interval has passed, this second register will contain an index to it. The maximum value found during this interval is stored in a third register (# 3), once per signal interval, and the contents of the first register (l #) are divided by two (using shift).

Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniseringen hos insignalramarna. Återkopplingscontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan sedan användas som en pekare (pointer) till signalintervallet. Ramsynkroniseringsklockan genereras med hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.The index stored in register # 3 is interpreted as the deviation between the counter value and the current synchronization of the input signal frames. The feedback controller will cause the mean value of this deviation to converge to zero. The counter value can then be used as a pointer to the signal range. The frame synchronization clock is generated using this counter value to indicate the frame start.

Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för pilotbärvàgen i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet som finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvágor. Detta beror på den inneboende ortogonaliteten mellan bärvágorna. För att uppnå en värdeberäkning med acceptabelt låg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. Detta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.The value calculation of the complex representation of the pilot carrier in the frequency plane is performed using the FFT unit available in the system. The advantage of using this method is that the value calculation will be independent of the varying modulation of other carriers. This is due to the inherent orthogonality between the carriers. In order to achieve a value calculation with acceptably low variance, a certain average value formation is necessary. This is done using the first-order digital IIR filter.

Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, så argumentet är inte direkt tillgängligt. I äterkopplingsslingan är det nödvändigt att upptäcka (detect) mycket små argumentavvikelser. Därför mäste upplösningen pà argumentet vara hög. Återkopplingscontrollern kommer att få pilotbärvágsargumentet att konvergera mot noll. En 506 642 (J: -_.Unfortunately, the value calculation is represented as a complex number in rectangular coordinates, so the argument is not directly available. In the feedback loop, it is necessary to detect very small argument deviations. Therefore, the resolution of the argument must be high. The feedback controller will cause the pilot carrier argument to converge to zero. And 506 642 (J: -_.

(J: 20 lxl Un 32 approximering av argumentet, som är linjärt endast i ett litet område omkring noll, är då tillräckligt för att uppnå acceptabel prestanda. En användbar approximering som är ”monotonic” i nästan alla fyra kvadranterna, och också enkel att implementera i digital logik, beskrivs genom uttrycket: A=M;[3{C}-(1-sgn¶{C}).K. ¶{C}.sgn.3{CH där C är den komplexa pilotbärvågsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant som påverkar funktionens utformning (här används K=2).(J: 20 lxl Un 32 approximation of the argument, which is linear only in a small area around zero, is then sufficient to achieve acceptable performance. A useful approximation that is "monotonic" in almost all four quadrants, and also easy to implement in digital logic, is described by the expression: A = M; [3 {C} - (1-sgn¶ {C}). K. ¶ {C} .sgn.3 {CH where C is the complex pilot carrier value calculation, M is a positive scaling constant, and K is a positive constant that affects the design of the function (here K = 2 is used).

Kanalen inför fasskift pà pilotbärvágen som kan orsaka ”linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen på insignalen och pilotargumentet noll.The channel introduces phase shifts on the pilot carrier which can cause “misalignment” between the frame synchronization on the input signal and the pilot argument zero.

För att eliminera detta problem gär pilotbärvágsestimatorn också genom utjämnaren för írekvensplanet (frequency domain equalizer). Utjämningsparamstern för denna bärvåg sättes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.To eliminate this problem, the pilot carrier estimator also runs through the frequency domain equalizer. The equalization parameter for this carrier is set during the start sequence, when the frame timing estimate has converged to its final value.

Valet av pilotbàrvàg kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvàgor som pilot kan också tillhandahållas. Återkopplingsslingan har i verkligheten två ”controllers", var och en med sin egen insignal.De två controllerutgàngarna adderas och matas via en D/A- omvandlare till VCXO:n som genererar samplingsklockan. Båda (Proportional and Integrating). ”controllerna” är av PI-typ Figur 15 ger en översikt över signalvägarna. Den mottagna datan i tidsplanet passerar genom korrelatorn och topplägesestimatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvágen i frekvensplanet som härleds från förs till en pilotargumentestimator, utjämnaren (equalizer) Un 20 30 506 642 33 vars utdata förs till ”àterkopplingscontrollers” som också tar emot utdata från toppestimatorn. Utdatan från "áterkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används för att styra VCXO:n.The choice of pilot carrier will be fixed, but logic for choosing other carriers as a pilot can also be provided. The feedback loop actually has two "controllers", each with its own input signal. The two controller outputs are added and fed via a D / A converter to the VCXO that generates the sampling clock. Both (Proportional and Integrating). The "controllers" are off PI type Figure 15 provides an overview of the signal paths The received data in the schedule passes through the correlator and the peak position estimator to result in the frame clock The complex pilot carrier derived from the frequency plane is passed to a pilot argument estimator, the equalizer Un 20 30 506 642 33 whose output is fed to “feedback controllers” which also receive output from the top estimator.The output from the “feedback controllers” is then fed to a D / A converter to provide a signal used to control the VCXO.

Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscontrollern aktiv. När ramsynkroniseringe: har stabiliserats, värdeberäknas utjämningsparametern för pilotbärvágen och sättes (av SC:n). Detta görs endast en gång, och ytterligare uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna ändring av utjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn :illräckligt med inställningstid.During the startup sequence, only the frame synchronization controller is active. When frame synchronization: has been stabilized, the equalization parameter for the pilot carrier is calculated and set (by the SC). This is done only once, and further updating of this parameter is suppressed. After this change of equalization parameter, the mean value generator for the argument estimator is given: insufficient setting time.

Slutligen stoppas ramsynkroniseringscontrollern och pilotargumentcontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringscontrollern stoppats, låses dess sista utvärde så att VCXC-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.Finally, the frame synchronization controller is stopped and the pilot argument controller is activated. When the frame synchronization controller is stopped, its last output value is locked so that the VCXC frequency remains close to its final value.

Pilotbärváge: används också för överföringen av synkroniseringsinformation för bassynkroniseringsintervallet (BSI = Base Synchronization Interval). Bärvàgsargumentet antas normalt vara konstant.Pilot carrier: also used for transmitting synchronization information for the Base Synchronization Interval (BSI). The carrier argument is normally assumed to be constant.

Ett kort mönster BPSK-moduleras pâ bärvágen med användning av faserna O och K och lämnande bärvágen pá fas O under resten av BSI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel ( pilotbärvàgsargumen:värdeberäkningen försumbar. En korrelator används för att detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI.A short pattern is BPSK modulated on the carrier using phases O and K and leaving the carrier on phase O for the remainder of the BSI interval. If this pattern is only a fraction (pilot carrier argument: value calculation negligible. A correlator is used to detect the pattern and provide the BSI synchronization signal.

”System Controllern" (SC) måste ha läsaccess, för upptäckt av synkroziseringslàsning och av övervakningsskäl, till register som hál_er estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotargumentapproximeringen_ 506 642 Un 20 30 34 För att hantera den inledande utjämningen av pilotbärvågen är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bärvàgen och skriva till utjämningsparameterminnet_ för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna Ett kompensationsregister (offset register) och ramstartsignalen är nödvändigt och måste vara skrivbart från SC:n. Detta används på NT-sidan. för både mottagning och sändning, skall anslutas till SC:n som De detekterade BSI-händelsesignalerna, avbrottsinmatningar (interrupt inputs).The "System Controller" (SC) must have read access, for detection of synchronization locking and for monitoring reasons, to registers which hold the estimator for frame time deviation and the pilot argument approximation_ 506 642 Un 20 30 34 To handle the initial smoothing of the pilot carrier, it is necessary for the SC to read the averaged complex representation of the carrier and write to the equalization parameter memory_ to determine the relative synchronization between the input frames An offset register and the frame start signal are necessary and must be writable from the SC. This is used on the NT page for both reception and transmission. , shall be connected to the SC as the detected BSI event signals, interrupt inputs.

Alternativt kan pilotbärvágen återhämtas (recover) från signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslàsning av en samplingsklockoscillator_ Frekvensplansmetoden, som här beskrivs, har fördelen att pilotbärvágsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvägorna, beroende på ortogonaliteten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.Alternatively, the pilot carrier can be recovered from the signal in the plane, using a bandpass filter, and used directly to phase phase a sampling clock oscillator. The frequency plan method described here has the advantage that the pilot carrier estimator is independent of the modulation of the other carriers. Another frame synchronization method would depend on introducing a known pattern into certain frames.

Detta skulle reducera systemkapaciteten.This would reduce system capacity.

Ramlängden och längden pà de cykliska prefixen är fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en àterkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet pá ramsynkroniseringsestimatorn modifieras en aning. Det är viktigt att VCXO:n har mycket låg fasstörning, eftersom àterkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sádan störning.The frame length and the length of the cyclic prefixes are fixed in the embodiment described here. The method, described above, is designed to work in a feedback loop with a VCXO. In a device using a specific sampling clock oscillator, the design of the frame synchronization estimator needs to be slightly modified. It is important that the VCXO has a very low phase fault, as the feedback loop is too slow to compensate for such a fault.

(DMT) komplexa datasymboler pà N bärvàgor (här använder vi N=l024 Ett diskret multitonsystem modulerar N bärvàgor). Denna mappning beräknas som en omvänd (inverse) diskret Fourir-transformering genom användning av "Inverse 10 20 k) Un 35 Fast Fourier Transform” (IFFT). I mottagaren demoduleras de N st bärvägorna av en FFT.(DMT) complex data symbols on N carriers (here we use N = l024 A discrete multitone system modulates N carriers). This mapping is calculated as a reverse (inverse) discrete Fourir transform using "Inverse 10 20 k) Un 35 Fast Fourier Transform" (IFFT) In the receiver, the N st carrier paths are demodulated by an FFT.

I modemet, som beskrivs här, utförs FFT och IFFT av samma enhet, med användning av samma bas (radix) 16, eller 32 ”kärnor” (cores), i olika faser. Denna process visas schematiskt i Figur 16.In the modem, as described here, FFT and IFFT are performed by the same unit, using the same base (radix) 16, or 32 "cores", in different phases. This process is shown schematically in Figure 16.

Huvudoperationen delas upp i ramar med längder pá 2048 reella, eller 1024 komplexa värden. För varje ram utför denna enhet en FFT, IFFT, skalning, omskalning (descaling), samt addering av cykliskt prefix.The main operation is divided into frames with lengths of 2048 real, or 1024 complex values. For each frame, this unit performs an FFT, IFFT, scaling, descaling, and adding cyclic prefix.

FFT:n och IFFT:n beräknar 2048 punkter reella FFTs och arbetar med ett minimum på 16 bit aritmetik.The FFT and the IFFT calculate 2048 points of real FFTs and work with a minimum of 16 bit arithmetic.

För nätterminalsidan, (NT), finns det ett krav på synkronisering mellan ingàngsramstarten och IFFT- utgàngsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bärvàgorna). Sändaren skall kunna starta sändnin en av en ram innan den startar att ta emot en ram, så kallad ”timing advance”.For the night terminal side, (NT), there is a requirement for synchronization between the input frame start and the IFFT output start. (A synchronization between the upstream and downstream carriers). The transmitter must be able to start transmitting one of a frame before it starts receiving a frame, so-called "timing advance".

En skalning (scaling) bör tillhandahållas före IFFT.A scaling should be provided before IFFT.

Denna skalning är en multiplicering mellan de reella koefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingàngsvärdena från symbolmappern (SM). Koefficienterna är på 16 bit vardera.This scaling is a multiplication between the real coefficients stored in this unit, and the input values from the symbol mapper (SM). The coefficients are 16 bits each.

Koefficientminnet består av två banker av samma storlek (16x1024 bit). Den ena banken används medan den andra uppdateras. Omkoppling (switching) möjliggörs genom ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI.The coefficient memory consists of two banks of the same size (16x1024 bit). One bank is used while the other is updated. Switching is made possible by a PCI command and executed at the next BSI.

Efter FFT:n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.After the FFT, a rescaling must be performed before the data is transferred for smoothing and symbol detection.

Denna omskalning är en multiplikation med det inverterade värdet av skalningsvärdena. Koefficienterna representeras av 16 bit. 506 642 W 20 30 36 En exponent (som resulterar i en ”post shift") pà 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.This rescaling is a multiplication by the inverted value of the scaling values. The coefficients are represented by 16 bits. 506 642 W 20 30 36 An exponent (resulting in a 4-bit post shift) may also be needed to maintain precision.

Koefficientminnet består av två banker av samma ((l6+4)X1024 bit). andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- storlek Den ena banken används medan den kommando och verkställes vid nästa BSI.The coefficient memory consists of two banks of the same ((l6 + 4) X1024 bit). others are updated. Switching is made possible by a PCI size One bank is used during the command and executed at the next BSI.

Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.At the beginning of each frame, a cyclic prefix is added.

Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insättandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvàg som en separat kanal.This process is shown schematically in Figure 17. The insertion of a cyclic prefix eliminates interference between symbols (ISI), and preserves the orthogonality between the tones, resulting in a simple input / output ratio that allows each carrier to be considered as a separate channel. .

Detta cykliska prefix består av en repetition av den sista delen av ramen.This cyclic prefix consists of a repetition of the last part of the frame.

Under förutsättning att "timing advance” används och den maximala kabellängden är 1300 m, kommer ett cykliskt prefix på 128 sampel att behövas. Sålunda kommer utdatan för varje ram att vara sampel: 1920, l92l,...,2046, 2047, O,l,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.Assuming "timing advance" is used and the maximum cable length is 1300 m, a cyclic prefix of 128 samples will be needed, so the output of each frame will be samples: 1920, l92l, ..., 2046, 2047, 0, 1, 2, 2046, 2047 For each of the above components there is a FIFO as an interface to the external world with FFT / IFFT inputs and outputs, so there are a total of 4 FIFOs.

Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den analoga sidan har en storlek på 384 ord (16 bit) och de FIFO:n som har gränssnitt mot T1-chips har en storlek på 448 ord (32 bit).It is recommended that FIFOs with interfaces to the analog side have a size of 384 words (16 bits) and those FIFOs that interface with T1 chips have a size of 448 words (32 bits).

En annan DMT-teknik som inte använder ”Fourir transformation” är ”Discrete Wavelet Multi-tone Transform” (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL standardiseringskommitté som avslog den.Another DMT technology that does not use "Fourir transformation" is "Discrete Wavelet Multi-tone Transform" (DWMT). This method has been submitted to the ADSL Standardization Committee, which rejected it.

IQ Un 01 CD G\ O\ $> ßâ 37 Den precision som behövs i denna teknik beror på det erforderliga dynamiska omfånget, som i sin tur bestäms av (speciellt DAC). FIFO-storleken kommer att bero pà klockhastighetsdifferenser och den mängd de analoga komponenterna ”timing advance” som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar.IQ Un 01 CD G \ O \ $> ßâ 37 The precision required in this technique depends on the required dynamic range, which in turn is determined by (especially DAC). The FIFO size will depend on the clock speed differences and the amount of analog components "timing advance" used. The use of clipping is a compromise between dynamic range (quantization perturbations) and clipping perturbations.

Kanalvärdeberäkning utförs med en ”beslutsinriktad” (decision directed) metod, eftersom alla dataramar då används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens pá kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar i kanaltransmissionskvalitet_ Grundprincipen för ”beslutsinriktad” (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna data och kända, sända data används för uppdatering av en kanalmodell. I ett visst skede av denna process är kanalmodellen exakt nog för att kunna användas för utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas pá samma sätt som den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.Channel value calculation is performed with a “decision-oriented” method, since all data frames are then used to update the channel model. Known data frames are necessary only at start-up. Under certain circumstances, interference on the channel can be calculated using all data frames. This is important for early detection of changes in channel transmission quality_ The basic principle for “decision-oriented” value calculation is that differences between received data and known, transmitted data are used to update a channel model. At some stage of this process, the channel model is accurate enough to be used to smooth the received data, and the detector will produce correct data. This output can then be used in the same way as the known data for further updating of the channel model. Therefore, the predefined data frames are no longer necessary and random data transmitted through the channel is used instead.

Genom att använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i små steg i sådan riktning att utjämnaren konvergerar mot en modell av den ”omvända” kanalen. (inverse) Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant system. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för utjämningsparametrar, EQ. Den 506 642 20 IQ 'Ju 30 38 resulterande signalen, U, går sedan till en detektor (kvantiserare) vars utdata är Y. Y går sedan till en symboldekoder som producerar en avkodad databitström. U och Y går också till en ingång (input) på uppdateringsenheten för utjämningsparametrar och till en variansestimator.By using data taken after the equalizer as input data, and data after the detector as the second input data, an adaptive update algorithm can be designed. It modifies the equalization parameters in small steps in such a way that the equalizer converges towards a model of the "reverse" channel. (inverse) Figure 18 shows a block diagram of such a system. Input in the frequency plane enters the equalizer and is multiplied by the output of an equalizer parameter update unit, EQ. The resulting signal, U, then goes to a detector (quantizer) whose output is Y. Y then goes to a symbol decoder which produces a decoded data bitstream. U and Y also go to an input on the equalization parameter updater and to a variance estimator.

Utdatan hos variansestimatorn är W.The output of the variance estimator is W.

En adaptiv algoritm för värdeberäkning av utjämningsparametrarna (EQ), som använder den utjämnade datan (U) och den kvantiserade datan (Y) som indata, beskrivs genom följande ekvation: som = EQk + ” .EQwUkÉ (Yk- Uk) |Uk|2 där u är en positiv konstant (p << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okänslighet när det finns störningar på insignalerna.An adaptive algorithm for calculating the value of the smoothing parameters (EQ), which uses the smoothed data (U) and the quantized data (Y) as input, is described by the following equation: as = EQk + ”.EQwUkÉ (Yk- Uk) | Uk | 2 where u is a positive constant (p << 1), which affects the adaptation dynamics. A smaller value gives a slower adjustment than a larger value, but it also gives a greater insensitivity when there are disturbances on the input signals.

Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i ekvationen undvikas. Uttrycket u/|UkP har ett alltför stort dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är dock möjligt att kvantisera detta uttryck pà ett logaritmiskt sätt som visas nedan: H/ ' Uk | 2 z z-integerﬂ ,log2|Uk|)+ integeﬂlogzu) Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med användning av absolutvärdet av Uk som indata i en binär prioritetskodare och byter tecken (negating) på utdata.For implementation reasons, the division shown in the equation should be avoided. The expression u / | UkP has too large a dynamic range to be replaced by a constant. However, it is possible to quantify this expression in a logarithmic way as shown below: H / 'Uk | 2 z z-integer ﬂ, log2 | Uk |) + intege ﬂ logzu) The exponent in the above expression can be produced using the absolute value of Uk as input in a binary priority encoder and change the sign (negating) of the output.

Eftersom uttrycket är en heltalspotens av två, implementeras multiplikationen i algoritmen med hjälp av en ”barrel shifter”.Since the expression is an integer power of two, the multiplication is implemented in the algorithm using a "barrel shifter".

LI! 10 20 30 506 642 39 Interferensvariansen på var och en av bärvágorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna fràn ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som kvantiseras till detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt låg för att varje datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvágorna, uppfylles detta villkor.LI! The interference variance of each of the carriers is value calculated using the standard method of integrating the squared deviations from a mean value. In this case, each quantized value, Y, is used as the mean of the range of data values, U, which is quantized to this Y. This method assumes that the symbol error rate is low enough for each data value to be associated with the correct mean. However, if suitable constellations are selected for the different carriers, this condition is met.

Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. Den algoritm som används för värdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation: a 4 Wkól = .Wk+8. Figure 18 shows the variance estimator as part of the system. The algorithm used for the value calculation is described by the following equation: a 4 Wkól = .Wk + 8.

Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfilter. Parametern s är en liten, positiv konstant (s << 1) som påverkar filtrets dynamiska egenskaper. Detta är inte någon kritisk parameter, och att välja 6 bland heltalspotenser av två kommer att vara tillräckligt.The integration is here replaced by an exponentially weighted average filter. The parameter s is a small, positive constant (s << 1) that affects the dynamic properties of the filter. This is not a critical parameter, and choosing 6 from integer powers of two will suffice.

Om ett värde på S väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensniván.If a value of S is selected that provides a good variance value calculator (estimator), the algorithm will not be able to detect sudden changes in the interference level.

Därför kan en separat algoritm, som arbetar parallellt med variansestimatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift.Therefore, a separate algorithm, working in parallel with the variance estimator, may be necessary for this task.

”System Controllern” måste ha både läs- och skriv- access till det minne som häller utjämningsparametrarna.The "System Controller" must have both read and write access to the memory that pours the smoothing parameters.

Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning (monitoring) av parametrarna är också nödvändig för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden. 506 642 Un 20 k) LJ: 40 Kanalvariansminnet måste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.Initialization of the parameters is necessary at start-up. Monitoring of the parameters is also necessary to detect when they have leveled sufficiently close to their final values. 506 642 Un 20 k) LJ: 40 The channel variance memory must be available for the System Controller's read operations. Initialization of this memory to all zeros can be connected to a system reset.

De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara tillgängliga för skrivning från System Controllern.The parameters that affect the dynamics of the estimators must be available for writing from the System Controller.

Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik uppstartsekvens, både för kanal- och interferensvârdeberäkningen_ Under normal exekvering är den beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräckligt låg symbolfelfrekvens.The method described here assumes a specific start-up sequence, both for the channel and interference value calculation_ During normal execution, it depends on a suitable choice of bit charge that gives a sufficiently low symbol error rate.

Det är viktigt att utjämningsparametrarna initialiseras till enhetsvärde vid början av startsekvensen, eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.It is important that the smoothing parameters are initialized to unit value at the beginning of the start sequence, as the input to the update algorithm passes through the equalizer.

Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsändringar i datavägen.The update algorithm is sensitive to scaling changes in the data path.

Varje ändring av skalning i sändaren mäste kompenseras i mottagaren. Detta ställer också krav pá speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) på ingångssidan i mOttagaren .Any change in scaling in the transmitter must be compensated in the receiver. This also requires special care when using the analog gain control on the input side of the receiver.

Symbolmappern (encoder) mappar ett antal bit till ett komplext tal (I, Q) amplituden hos en bärvàg. Mappningen av alla värden av en som indirekt bestämmer fasen och viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 19. Detekteringen är den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet på de bitar som sänds pà bärvàgen. Det antal bit som sänds pä en viss bärvág bestäms av bitladdningsfaktorn för denna.The symbol mapper (encoder) maps a number of bits to a complex number (I, Q) the amplitude of a carrier. The mapping of all values of one that indirectly determines the phase and certain bit length is called a constellation, and is shown in figure 19. The detection is the inverse function, ie from a complex value the value of the bits sent on the carrier is determined. The number of bits transmitted on a given carrier is determined by the bit charge factor thereof.

Konstruktionen av en specifik konstellation är inriktad mot att láta varje punkt flyttas så långt som 10 506 642 41 möjligt från alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara sä låg om möjligt. En annan restriktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellation som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den adaptiva utjämnaren.The construction of a specific constellation is aimed at moving each point as far as possible from all other points. At the same time, the average energy should be as low as possible. Another restriction is that the mapping and detection units should be as simple as possible. However, the decision as to which constellation to use will affect not only the symbol mapping and detection units, but also the bit charge and possibly the adaptive equalizer.

För en given bärvàg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) från fyrkantrutnàtkonstellationen (square-grid constellation) baserad på b-bitarna (vgl'v¿Q, _'vLv2). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett (integer label) vars binära representation är (vgllvbql för b=2 ”etiketteras” _,vLv2). Till exempel, de fyra konstellationspunkterna 0, 1, 2, 3 motsvarande (vLv¿) = (0,0), (0,1), (l,§ , (1,1), respektive.For a given carrier, the encoder selects an odd integer point (I, Q) from the square-grid constellation based on the b-bits (vgl'v¿Q, _'vLv2). For simplicity of description, these b-bits are identified by an integer label whose binary representation is (vgllvbql for b = 2 is "labeled" _, vLv2). For example, the four constellation points 0, 1, 2, 3 correspond to (vLv¿) = (0,0), (0,1), (l, §, (1,1), respectively.

För jämna värden på b bestäms heltalsvärdena på I och Q för konstellationspunkte: (I, Q) fràn b-bitarna (vbl,vg 2,___,vLv2) enligt följande. Dela upp V i VI = (vg1,vb¿I___ lvl) och VQ = (vbz vb* ___'v¿). Tillämpa sedan den omvända Gray-koden på VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2GraW(VI) + 1, och Q=2Gra¶(VQ) + 1.For even values of b, the integer values of I and Q for constellation points are determined: (I, Q) from the b-bits (vbl, vg 2, ___, vLv2) as follows. Divide V by VI = (vg1, vb¿I ___ lvl) and VQ = (vbz vb * ___ 'v¿). Then apply the reverse Gray code to VI and VQ. This gives I and Q as I = 2GraW (VI) + 1, and Q = 2Gra¶ (VQ) + 1.

Figur 19 visar hur det binära mönstret för V mappar på I och Q när b = 6.Figure 19 shows how the binary pattern for V folders on I and Q when b = 6.

Innan dessa värden sänds till IFFT:n normaliseras de genom att skiftas så att ”msb" av dessa tal blir ”msb" pà utmatningen (16 - [b/2] steg kvar).Before these values are sent to the IFFT, they are normalized by shifting so that "msb" of these numbers becomes "msb" on the output (16 - [b / 2] steps left).

För en given bärvàg använder dekodern en konstellationspunk: (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vbg, vbQ,____vLv¿). För enkelheteïs skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en 506 642 Un ﬁ 42 heltalsetikett vars binära representation är ívpl vbg ,vLv¶.For a given carrier, the decoder uses a constellation point: (I, Q) to determine the b-bits (vbg, vbQ, ____ vLv¿). For simplicity of description, these b-bits are identified by a 506 642 Un ﬁ 42 integer label whose binary representation is ívpl vbg, vLv¶.

Det antas att värdena på I och Q begränsas genom mättnad till området (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas värdena I = (iu,in,...,iri0), OCh Q = (qu,qu,._. 0Ch kombineras sedan till V som V = ,qLqo)f , där de övre b-bitarna är gällande.It is assumed that the values of I and Q are limited by saturation to the range (X, Y). To determine V, Gray encodes the values I = (iu, in, ..., iri0), OCh Q = (qu, qu, ._. 0Ch is then combined into V as V =, qLqo) f, where the upper the b-bits are valid.

Det är mycket önskvärt att kunna överlagra en styrkanal på användardatakanaler på ett sådant sätt att styrkanalen kan separeras från användardatakanalen utan att tillgripa ett fallet med identifieringen av den använda konstellationen inte protokollskikt pá högre nivå, särskilt, som i MUSIC, är omedelbar: tillgängli Den föreliggande uppfinningen tillhandahåller en metod genom vilken en nQAM-konstellation kan delas upp så att både användardata och styrdata moduleras i sarma konstellatio: på ett sådant sätt att användar- och styrdata kan separeras av en mottagare utan att tillgripa ett protokoll på högre nivå, även när n ej är känd. nQAM- bit används konstellationen delas upp så att (log¿n -2 ) för överföringen av användardata, och 2 bit används för Symbol- till konstellationsomvandlingen utförs så att styrkanalen kodas överföringen av styrdata. mellan konstellationens fyra kvadranter, dvs med fasvinklar 90° l80° 27G° 0° kvadranterna. Detta innebär att styrdatan kan behandlas som och användardatan kodas inom de fyra om den vore kodad med användning av en 4QAM och kan avkodas som en 4QAM oavsett värdet på n.It is highly desirable to be able to overlay a control channel on user data channels in such a way that the control channel can be separated from the user data channel without resorting to a case of identification of the constellation used, not higher level protocol layers, especially as in MUSIC, is immediately available. the invention provides a method by which an nQAM constellation can be divided so that both user data and control data are modulated in the same constellation: in such a way that user and control data can be separated by a receiver without resorting to a higher level protocol, even when n is not known. The nQAM bit used for the constellation is divided so that (log -2) for the transmission of user data, and the 2 bit used for the symbol to constellation conversion is performed so that the control channel encodes the transmission of control data. between the four quadrants of the constellation, ie with phase angles 90 ° l80 ° 27G ° 0 ° quadrants. This means that the control data can be treated as and the user data is encoded within the four if it were encoded using a 4QAM and can be decoded as a 4QAM regardless of the value of n.

Tekniken för att skapa en styrkanal överlagrad på användardatakanaler är behjälplig vid design av chips för implementering av system såsom MUSIC. Detta reducerar i sin tur kostnader för modem för användning i MUSIC-systemet. 25 30 506 642 43 Som beskrivits ovan används tekniken i den föreliggande uppfinningen för att skapa en 2-bitars styrkanal. Emellertid kan, beroende pá den speciella QAM- konstellationen och den använda kodningen, flera bitar tilldelas styrkanalen. Sålunda kan man, genom att välja en QAM-konstellation med 8 konstellationspunkter pà gränserna mellan kvadranter, skapa en 3-bitars styrkanal.The technology for creating a control channel superimposed on user data channels is helpful in designing chips for implementing systems such as MUSIC. This in turn reduces the cost of modems for use in the MUSIC system. As described above, the technique of the present invention is used to create a 2-bit control channel. However, depending on the particular QAM configuration and the coding used, several bits may be assigned to the control channel. Thus, by selecting a QAM constellation with 8 constellation points on the boundaries between quadrants, one can create a 3-bit control channel.

I det generalla fallet delas konstellationen upp så att (log¿n - m) bit finns tillgängliga för användardata, m bit finns tillgängliga för styrdata, och styrdatan kan avkodas som en mQAM, oberoende av värdet pä n. Naturligtvis måste n vara större än m. Avkodning och separation av styrdatan från användardatan förenklas, så att ett protokoll av högre skikt ej erfordras, genom att ordna sä att styrkanalen sänds som en mQAM överlagrad och lätt separerbar från nQAM's övriga data, t ex genom att se till att mQAM-konsïellationspunkterna har unika fasvärden eller unika amplitudvärden som ej används av användardatapunkter.In the general case, the constellation is divided so that (log¿n - m) bits are available for user data, m bits are available for control data, and the control data can be decoded as an mQAM, regardless of the value of n. Of course, n must be greater than m Decoding and separating the control data from the user data is simplified, so that a higher layer protocol is not required, by arranging for the control channel to be transmitted as a mQAM superimposed and easily separable from the other data of the nQAM, for example by ensuring that the mQAM counting points have unique phase values or unique amplitude values not used by user data points.

Det antal bitar varje bärvàg förmedlar beror på deras (SNR).The number of bits each carrier transmits depends on their (SNR).

Signal/brusförhållandet beräknas för varje bärvàg i respektive signal/brusförhàllande mottagaren. Baserat pá signal/brusförhàllandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvàg. Sålunda bestäms det antal bit varje bärvàg skall överföra per sänd symbol.The signal-to-noise ratio is calculated for each carrier in the respective signal-to-noise ratio receiver. Based on the signal-to-noise ratios, bit charge factors are calculated for each carrier. Thus, the number of bits each carrier must transmit per transmitted symbol is determined.

Dessa bitladdningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om så erfordras.These bit load factors are calculated in an initial training session and can be updated if required.

MUSIC-systemet använder 2-dimensionell ”Quadrature Amplitude Modulation” (QAM) pà varje bärvàg, med bitladdningsfaktorer varierande från I-12 bit.The MUSIC system uses 2-dimensional Quadrature Amplitude Modulation (QAM) on each carrier, with bit load factors varying from I-12 bits.

Antalet bitar som sänds pà varje bärvàg kan uttryckas genømz m" ) (1) r Bi = bi-+ log; (L)= log; (l + 506 UI l0 25 642 44 där F, SNR-gapet, beror på modulering, möjlig kodning och en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beroende på de extra bitar som behövs för kodning.The number of bits transmitted on each carrier can be expressed by m ") (1) r Bi = bi- + log; (L) = log; (l + 506 UI l0 25 642 44 where F, the SNR gap, depends on modulation, possible coding and a system margin, and L is the constellation expansion depending on the extra bits needed for coding.

Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger: [Q'1 (Ps/Ås) 12 3 - yd + wnargin (dB) (2) där Psär den önskade symbolfelfrekvensen, H är ”kodningsvinsten" (gain of coding) i systemet, nmmn,är systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, (l) bitladdningsfaktor med infinit granularitet. impulsstörningar etc. Ekvation ger en Bitladdningsfaktorerna 12 bi: _ är avrundade för att ge de stödda faktorerna (O - Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tillåts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärvàg. Detta tillhandahåller möjligheten att (1) bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger: avstämma energin så att resulterar i en :gi-11r mm.The use of QAM constellations and some form of coding gives: [Q'1 (Ps / Ås) 12 3 - yd + wnargin (dB) (2) where Psär the desired symbol error rate, H is the "gain of coding" in the system, nmmn, is the system margin.The system margin is a factor used to compensate for non-modeled losses, (l) bit charge factor with infinite granularity.impulse disturbances etc. Equation gives a Bit charge factors 12 bi: _ are rounded to give the supported factors ( O - The rounding procedure will reduce the performance of the DMT system.If the energy distribution is allowed to vary, energy charge factors can be calculated for each carrier.This provides the possibility to (1) bit charge factor supported by the system.Tuning gives: tune the energy so that results en: gi-11r mm.

E.= 2 i Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bärvàgsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna tillåts variera alltför mycket.E. = 2 i However, this can result in very large differences between carrier energies. In an environment with several different DMT systems, strange effects can occur if the different energies are allowed to vary too much.

(FEXT) Fjärröverhörningen kommer att variera avsevärt i en Un 20 30 45 sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvågsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor är den maximala energi som är tillåten på varje bärvåg.(FEXT) The remote crosstalk will vary considerably in such an environment, and some DMT systems may have the full cable capacity. To prevent these effects, only small changes in the carrier energies can be allowed. Another limiting factor is the maximum energy allowed on each carrier.

Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero på den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: SNRi :Wi (4 ) där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.The input data to the bit load algorithm will depend on the selected frequency domain equalizer. If an adaptive DFE is used, SNR is obtained by: SNRi: Wi (4) where Wi is the value-calculated interference variance described above.

För varje bärvåg beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För energiladdning används n bit för att ge 2” - 1 möjliga faktorer.For each carrier, a bit charge factor and an energy charge factor are calculated. The bit load factors can be represented by 3 bits, but to prepare the system even for odd bit load factors, 4 bits are recommended. For energy charging, n bit is used to give 2 ”- 1 possible factors.

Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnå en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras så att den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg: - Först värdeberäknas SNR med hjälp av (4).The implementation of the calculations of bit charge and energy charge factors can be done in four steps shown in Figure 20. To achieve a given bit rate, a required SNR can be calculated and the system margin adjusted so that the desired bit rate is achieved. The process, illustrated in Figure 20, includes the following steps: - First, the SNR is calculated using (4).

- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn.In the second step, four comparisons are performed, ie one for each of the four bits representing the bit load factor.

Trösklarna beror pá L och F, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar 506 Un 10 20 IJ LI: 30 642 46 bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln för nästa jämförelse. Pâ ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd.The thresholds depend on L and F, and can be pre-calculated. The first comparison determines if the bit load factor is greater than 7, and the result of this comparison controls the first of the four bits representing the bit load factor; it also controls the threshold for the next comparison. Similarly, this comparison controls the second bit and the threshold for the next comparison. After the four comparisons, the bit charge factor is determined.

- Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att kanalen används mera effektivt. Energin skalas enligt ekvation (3).- The third step is to value the scaling factor for the transmitted energy so that the channel is used more efficiently. The energy is scaled according to equation (3).

- Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.Finally, the scaling factor is quantized to n bits.

Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de två första stegen nödvändiga.It should be noted that in order to implement a system of constant energy charging, only the first two steps are necessary.

Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/FFT-processorn.The energy charge and shift performed for normalization in the symbol mapping determines the scaling and rescaling factors sent to the IFFT / FFT processor.

Avsikten med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror på felmönsterkarakteristiken. Förväntade felkällor inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) (som inducerar slumpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).The purpose of channel coding is to reduce bit error rates. The type of coding that should be used depends on the error pattern characteristics. Expected sources of error include random noise (which induces random bit errors), impulse disturbance (which induces erroneous bursts) and clipping (which induces erroneous bursts).

Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller tvâ bit per bärvàg. Sannolikheten för ett enstaka bitfel på en bärvàg är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, sannolikheten för 3 bitfel, som i sin tur är högre än och så vidare. Detta beror pá det sätt pà vilket bitarna i symbolen är kodade (dvs Gray- kodning).Faults caused by impulse disturbances mainly affect one or two bits per carrier. The probability of a single bit error on a carrier is always higher than the probability of 2 bit errors, the probability of 3 bit errors, which in turn is higher than and so on. This depends on the way in which the bits in the symbol are coded (ie Gray coding).

Un 10 20 IQ LJ: 30 47 All kodning beror pá en synkronisering för att bestämma startbiten för kodorden och/eller ”interleaving”- blocken. I ett system sådant som MUSIC-modemet kommer "simple dead reckoning" att vara tillräckligt, eftersom ett fel i dataflöde (data flow slip) aldrig kan inträffa utan förlust av ramsynkronisering, eller felinstâllning vid bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, systemstart.Un 10 20 IQ LJ: 30 47 All coding depends on a synchronization to determine the start bit for the codewords and / or the "interleaving" blocks. In a system such as the MUSIC modem, "simple dead reckoning" will suffice, since a data flow slip can never occur without loss of frame synchronization, or error setting during bit loading. These errors necessitate a partial, or complete, system startup.

Kanalkodningen kommer också att inkludera ”interleaving” för att öka möjligheten att korrigera skurfel.Channel coding will also include "interleaving" to increase the ability to correct burst errors.

”Interleaving” bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn pà djupet är tidsfördröjningen som införs i systemet."Interleaving" should be as deep as possible to obtain optimal function. The limiting factor in depth is the time delay introduced into the system.

Skillnaden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgränser.The difference between time and frequency interleaving is of little importance because the coding and interleaving function is not sensitive to frame boundaries.

Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bit (vanligen åtta), en så kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett ”enbitsfel” (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, mäste de mest ”felbenägna” (error prone) bitarna vara koncentrerade till en, eller nâgra fä, av Reed-Solomon-symbolerna.Reed-Solomon codes have the disadvantage that they are mainly burst error correction over a small number of bits (usually eight), a so-called symbol. Pulse errors from impulse disturbances generally introduce a “single-bit error” in some of the symbols. To take advantage of Reed Solomon codes, the most "error prone" bits must be concentrated on one, or a few, of the Reed-Solomon symbols.

Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvägs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en "delad" större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre (shared) redundans som kan användas av ett kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes). 506 642 10 20 I~J UI 30 48 Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik.The system margin as such (in itself) is a kind of coding that uses the margin of each carrier path as the redundancy of the symbol. This redundancy per symbol should be converted to a "split" larger number of symbols to deal with burst errors. The higher (shared) redundancy that can be used by an encoding speed that this introduces, can be used by certain types of convolutional codes. 506 642 10 20 I ~ J UI 30 48 The use of a convolutional code combined with “soft” information is therefore the optimal solution for a system with MUSIC channel characteristics.

Faltningskoden skall kombineras med interleaving.The folding code must be combined with interleaving.

Det är möjligt att använda en "top-level” Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t.ex. Fire- koder, för att detektera/korrigera de àterstäende bitfelen.It is possible to use a "top-level" Reed-Solomon code, or any other burst error correction code, such as Fire codes, to detect / correct the remaining bit errors.

Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.This is especially useful because these errors occur in bursts as a result of the decoding of the convolutional code.

”System Controllern” är baserad pà en ”micro controller", eller signalprocessor, beroende pà kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICs som utgör modemet.The "System Controller" is based on a "micro controller", or signal processor, depending on capacity requirements, for the MUSIC system the processor can be placed externally.A PCI bus interface is used to connect the System Controller and the various ASICs that make up the modem.

Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funktioner som utförs av systemcontrollern är: - hantering av ”Control Channel Signalling”; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systemövervakning.The function of the System Controller is shown schematically in Figure 21, which shows the paths of interaction over a PCI bus, between the System Controller and the FFT chip, the data mapping and detection chip, and the coding and decoding chip. Functions performed by the system controller are: - control of "Control Channel Signaling"; - calculation of bit charge and energy charge factors; - updating of system parameters in real time; and - system monitoring.

System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssnitt pà moderkortet (on-board).The System Controller, which is used for the modem described here, is programmable and accessible through a JTAG interface on the motherboard (on-board).

Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de två datavägarna oberoende av varandra pà samma fysiska kopparkabel, (NU) och terminerande i nät(verks)enheten på nätsidan, 10 k) KJI 30 506 642 49 nättermineringen (NT) på användarsidan. Både sändaren Tx och mottagaren Rx styrs av System Controllern.As shown in Figure 22, in a modem context with modem described here, the two data paths operate independently on the same physical copper cable, (NOW) and terminating in the network (network) unit on the network side, 10 k) KJI 30 506 642 49 network termination (NT) on the user page. Both the transmitter Tx and the receiver Rx are controlled by the System Controller.

System Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, bitladdnings- och energiladdningsfaktorerna_ Denna uppdatering måste göras samtidigt med start från samma ram, på både sändar- och mottagarsidan.The System Controller calculates and updates, after start-up, the bit charge and energy charge factors_ This update must be done at the same time as starting from the same frame, on both the transmitter and receiver side.

Beräkningarna görs och uppdateringen initieras på den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med BSI- klockan, anvânds för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.The calculations are made and the update is initiated on the receiving page. The control channel, combined with the BSI clock, is used to ensure the synchronization of the update.

System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer på systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel från den avkodande kanalenheten.System Controller also monitors the system. Indications of system errors include the control channel starting to indicate errors, or receiving too many errors from the decoding channel unit.

System Controllern kan initiera omstart på olika nivåer; till exempel, gå tillbaka till ”idle mode", eller göra en fullständig uppstart.The System Controller can initiate reboot at different levels; for example, go back to "idle mode", or do a full boot.

Styrkanalen är en vald bärvåg som endast används för signalering mellan de två modemen. Konstellationen på bärvàgen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.The control channel is a selected carrier that is only used for signaling between the two modems. The constellation on the carrier is initially 4 QAM and the data rate is approximately 16 kbit / s. The bit load can be changed to another constellation to increase the data rate.

Protokollet på styrkanalen är delvis baserat på HDLC för det fysiska skiktet. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av ”flag sequence” och ”bit-stuffing”. En 16-bit "frame check sequence” garanterar att varje meddelande mottages korrekt.The protocol on the control channel is partly based on HDLC for the physical layer. This means that the messages are packaged as a number of octets using "flag sequence" and "bit-stuffing". A 16-bit "frame check sequence" guarantees that each message is received correctly.

”Flag-sequence”, ”bit-stuffing” och ”frame check sequence” hanteras i hårdvaran på mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern. 506 642 50 Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende pà storleken på buffrarna pá mappnings- och detekteringschipset."Flag-sequence", "bit-stuffing" and "frame check sequence" are handled in the hardware on the mapping and detection chip. The contents of the messages are handled by the System Controller. 506 642 50 The maximum message length is limited to 64 octets depending on the size of the buffers on the mapping and detection chip.

Protokoll pà högre nivà kan delvis baseras CCITT Q.92l-rekommendationer.Higher level protocols may be based in part on CCITT Q.92l recommendations.

UI I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23.UI In MUSIC modem SC several different vectors are handled; these are shown schematically in Figure 23.

För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalningsvektorn. Motsvarande på mottagarsidan finns 10 bitladdnings-, omskalnings- och utjämningsvektorn.For the transmitter part, there is the bit charge and energy scaling vector. Corresponding on the receiver side is the bit charge, rescaling and equalization vector.

Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvágen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera et: specifikt mönster. Denna klocka används av systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och IJ mOtIâgarVekCCfêrnâ.As previously described, the pilot carrier delivers a transmitter / receiver synchronization by transmitting and detecting a specific pattern. This clock is used by the system to synchronize changes in transmitter and IJ motiâgarVekCCfêrnâ.

Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas i Figur 24. 20 Denna BSI är hárdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.The time between the pilot synchronization patterns is called the Base Synchronization Interval (BSI) and is determined by the system response time, as shown in Figure 24. This BSI is hardware dependent. Its length will not change, as the response time always remains the same.

När systemet är igång kommer synkronisering att finnas mellan upplänksändaren och mottagaren, genom "base sync interval uplink" (BSI-U) och "base sync interval IJ Un downlink” (BSI-D), se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt samma längd men är skiftade ett halvt BSI-intervall.When the system is running, there will be synchronization between the uplink transmitter and the receiver, through "base sync interval uplink" (BSI-U) and "base sync interval IJ Un downlink" (BSI-D), see Figure 25. These BSIs are off exactly the same length but are shifted half a BSI interval.

SC:n vid NU n, eller NT n, kommer att ta emot avbrott för både BSI-U och BSI-D.The SC at NU n, or NT n, will receive interrupts for both BSI-U and BSI-D.

U! W Un 20 I~J Un R 506 642 51 För NU:n kommer det att bli ett sändnings-BSI-D- avbrott och ett mottagnings-BSI-U-avbrott_ Genom att skifta BSI-U med BSI/2, kommer SC-laddningen att fördelas bättre över BSI-perioden.U! W Un 20 I ~ J Un R 506 642 51 For the NOW there will be a transmission BSI-D interrupt and a receive BSI-U interrupt_ By switching BSI-U with BSI / 2, SC- the charge to be better distributed over the BSI period.

Bitladdningsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bärvàg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid på sändar- och mottagarsidan för att tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda BSI:n ändras vektorn synkront pá mottagar- och sändarsidan.The bit charge vector provides the system with the modulation pattern for each carrier. This is a vector that needs to be maintained and updated at exactly the same time on the transmitter and receiver side to provide a faultless connection. By using the BSI, the vector changes synchronously on the receiver and transmitter side.

Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används på varje bärvàg, hanteras av två minnen för mottagning och två minnen för sändning pà mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller ett 4-bit ord för varje bärvàg (lO24x4).The bit charge factors, constellations used on each carrier, are handled by two memories for reception and two memories for transmission on the mapping and detection chip. Each of the four memories contains a 4-bit word for each carrier (1024x4).

System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall aïvändas för att ta emot efter starten från nästa BSI-intervall.The System Controller points out which of the memories to use to send and which to use to receive after the start from the next BSI interval.

Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan 0 och 12, där 0 anger en oanvänd bärvág; 1-12 anger antalet bitar i 2 för 4QAM, 4 för l6QAM, 10 för 1024 konstellationen (t.ex.The bit load factor can have values between 0 and 12, where 0 indicates an unused carrier; 1-12 indicates the number of bits in 2 for 4QAM, 4 for 16QAM, 10 for the 1024 constellation (e.g.

QAM).QAM).

Energivektorn häller information om hur bärvàgorna skalas/omskalas på energi. Detta är en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel.The energy vector pours information about how the carriers are scaled / rescaled for energy. This is a vector that needs to be updated synchronously, otherwise it will generate a distorted channel value calculation and bit error.

Skalningsvektorn (scaling vector) kommer också att användas för annullerade (cancelled) som ett mönster (mask) bärvågor.The scaling vector will also be used for canceled as a pattern (mask) carriers.

Skalning av de olika bärvàgorna pá sändarsidan hanteras av ett minnesomráde pà FFT-chipset. Minne: består av ett 16-bit ord för varje bärvàg (1024 x 16). Dessa 506 642 U: 20 52 värden multipliceras med vektorn för varje bärvág i frekvensdomänen (I och Q multipliceras med värdet separat).Scaling of the various carriers on the transmitter side is handled by a memory area on the FFT chipset. Memory: consists of a 16-bit word for each carrier (1024 x 16). These 506 642 U: 20 52 values are multiplied by the vector of each carrier in the frequency domain (I and Q are multiplied by the value separately).

Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de två minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- intervall.The memory is doubled to ensure a synchronous update. The System Controller points out which of the two memories will be used from the start of the next BSI interval.

Ett motsvarande minne (dubblerat) implementeras pá mottagarsidan för att omskala (rescale) bärvågorna före symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext värde för varje bärvág (32 bit/bärvág), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.A corresponding memory (doubled) is implemented on the receiver side to rescale the carriers before symbol detection. If these memories contain a complex value for each carrier (32 bits / carrier), only the I value will be used for rescaling.

Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet O används för bärvågsannullering.The scaling and rescaling factors have values between 0.5 and 2.0. The value O is used for carrier cancellation.

Utjàmningsvektorn används för att utjämna den mottagna ramen enligt kanalkarakteristiken. Denna vektor uppdazeras periodiskt, oberoende av den andra sidan, då kanalvärdeberäkningen beräknas av mottagaren.The smoothing vector is used to smooth the received frame according to the channel characteristics. This vector is updated periodically, independently of the other side, when the channel value calculation is calculated by the receiver.

Beroende på bärvägens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanlig bärvág - denna bärvág sänder data enligt det beräknade bitladdningsvärdet och är "sändarskalad” och ”mottagaromskalad”; - annullerad bärvág - ingen energi sänds på denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller - dålig bärvág; SNR är alltför låg för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll.Depending on the specific transmission characteristics of the carrier, it will be assigned one of the following modes: - standard carrier - this carrier transmits data according to the calculated bit charge value and is "transmitter scaled" and "receiver scaled"; - canceled carrier - no energy is transmitted at this frequency and the scaling vector is therefore set to zero; or - poor carrier; SNR is too low to transmit any data and the bit charge is therefore set to zero.

UI 10 IQ (Ju 506 642 53 I bärvágsmode 1 (CMl) arbetar systemet normalt.UI 10 IQ (Ju 506 642 53 In carrier mode 1 (CM1) the system works normally.

Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.The receiver continuously equalizes the channel.

Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsfaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCH, och en synkron ändring utförs.Equalization changes are made for each new value calculation. Using the characteristic, the SC calculates the optimal bit charge factor. This value is transmitted to the transmitter using CCH, and a synchronous change is made.

I bärvàgsmode 2 (CM2) sättes energiskalnings- /omskalningsvärdet till 0 för att urståndsätta (disable) all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bärvágen är satt ur stånd. För denna bärvàg kan ingen kanalvärdeberäkning göras.In carrier mode 2 (CM2), the energy scaling / rescaling value is set to 0 to disable all out / in energy. The value of the bit charge vector is also set to zero to indicate that the carrier is disabled. For this carrier, no channel value calculation can be made.

I bärvågsmode 3 (CM3) har mottagaren beräkna: en nolla för bizladdningsfaktorn. På sändarsidan betyder detta att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvàgsvärdet från synkroniserizgsramen och gör det möjligt att utföra en kanalvärdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.In carrier mode 3 (CM3), the receiver has to calculate: a zero for the bizcharging factor. On the transmitter side, this means that no data can be transmitted, and therefore no channel value calculation can be made at the receiver. To avoid this, the corresponding carrier value is transmitted from the synchronization frame and makes it possible to perform a channel value calculation at the receiver. The scaling / rescaling value can be used to lower the output power.

Bärvágsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4.The carrier modes are presented briefly in Table 4.

Basfunktionaliteten för ”startup"-sekvensen i systemet, dvs ”kall” och ”varm” start (boot), kommer nu att behandlas.The basic functionality of the "startup" sequence in the system, ie "cold" and "warm" boot, will now be treated.

Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara avstängd vid den ena eller båda ändarna, NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det viktigaste att ta hänsyn till vid ”start- up" är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensniván för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar. 506 642 UI UI 20 IQ Un 54 De olika ramtyperna som används av systemet behandlas nedan. 1. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram håller ett bestämt moduleringsmönster för varje bärvàg och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom att låta moduleringsmönstret beskrivas genom en ”random sequence" hálles korskorreleringen inom ramen làg, så att ramkorreleringen, som används för synkronisering, förbättras.Initially, the power supply in the system is considered to be switched off at one or both ends, NU and NT. This occurs if the power supply is lost due to a power failure, or by the user disconnecting (unplugging) the NT equipment. The most important thing to take into account when starting up is, in addition to the connection function, to minimize the level of interference for other modems that use neighboring cables 506 642 UI UI 20 IQ Un 54 The different frame types used by the system are discussed below 1. The synchronization frame is used for channel value calculation.This frame maintains a specific modulation pattern for each carrier and thus enables easy channel value calculation.By allowing the modulation pattern to be described by a "random sequence", the cross-correlation within the frame is kept low, so that the frame correlation used for synchronization is improved. .

(DFl), bärvågor, utom pà fyra fördefinierade bärvàgor som (ccH) ”start-up” när CCH-bärvâgen är obestämd och 2. Dataram 1, förmedlar ”random data” på alla sänder styrkanalen parallellt. Det används vid möjliggör för mottagaren att välja den minst störda bärvàgen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen. 3. Dataram 2 (DF2) bärvàgor utom en, förmedlar ”random data” på alla (CCH). används när CCH-bärvàgen har bestämts, och som bär styrkanalen Den bitladdningsfaktorerna ännu inte är satta.(DF1), carriers, except for four predefined carriers such as (ccH) "start-up" when the CCH carrier is indeterminate and 2. Data frame 1, transmits "random data" on all transmissions of the control channel in parallel. It is used when enabling the receiver to select the least disturbed carrier, thereby guaranteeing the CCH connection. Data frame 2 (DF2) carriers except one, transmits "random data" on all (CCH). is used when the CCH carrier has been determined, and which carries the control channel. The bit charge factors have not yet been set.

(DF3) förmedlar data och använder bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden. 4. Dataram 3 En bärvàg är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).(DF3) conveys data and uses the bit load function to maximize bandwidth. 4. Data frame 3 A carrier is always dedicated to the control channel (CCH).

Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i (idle mode), kallad (SUS= Start-Up Sequence).The system uses a special frame sequence, which is displayed in (idle mode), called (SUS = Start-Up Sequence).

Figur 26, vid start-up och i viloläge start-up-sekvens SUS kan sammansättas genom att använda de olika dataramarna, DFI och DF2, som följaktligen kallas SUSl och SUS2. I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för kanalvärdeberäkning.Figure 26, at start-up and at idle start-up sequence SUS can be composed using the different data frames, DFI and DF2, which are consequently called SUS1 and SUS2. The SUS frame sequence uses the synchronization frames for channel value calculation.

Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och \J| IO u: 20 IQ UI 506 642 55 kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar från användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.After startup, the synchronization frames are replaced with data frames, as shown in Figure 27, and \ J | IO u: 20 IQ UI 506 642 55 the channel value calculation process changes from the use of synchronization frames to the use of the data frame. The type of data frame for this sequence is DF3.

Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.At system startup, neither side of the modem, NOW and NT, sends any energy across the copper pair.

Defaultinställningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lämnande sändaren "död".The default setting for each side is at this stage to drive the receiver, leaving the transmitter "dead".

Mottagaren försöker, på vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelering körs genom en tröskelfunktion som ger mottagaren en distinkt indikation pä när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en ”wake-up"-signal.The receiver tries, on each side, to perform a frame correlation to detect a frame start. This correlation is run through a threshold function that gives the receiver a distinct indication of when the other side starts transmitting. It is this indication that serves as a "wake-up" signal.

”Wake-up”-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas pà NU-sidan, går systemet direkt som beskrivs till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) nedan.The “wake-up” signal is used only by the NT side. If the start-up decision is made on the NOW page, the system goes directly as described to the set-up sequence below.

Denna del av startproceduren utsätts för "time out” om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.This part of the startup procedure is subjected to "time out" if a transition to the set-up sequence is not detected.

Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en ”wake-up”-signal i form av en SUSl. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.The basic wake-up signaling for the modem is shown in Figure 28. Initially, both modems search for frame correlation. One of the modems, on the right in Figure 28, sends a “wake-up” signal in the form of a SUS1. The second modem detects frame correlation and starts the set sequence described below.

När ”wake-up”-tillståndet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.When the wake-up state has passed, the web page (NOW) initiates the set-up sequence.

Uppsättningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. Denna uppsättningssekvens startar efter det att nätsidan har detekterat en ”wake-up”-signal, eller nätet initierar uppsättningen. 506 642 10 56 Det första steget i uppsättningssekvensen visas i Figur 29. I denna fas startar NU för att sända SUS1- mönstret. NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance" med TA = O, pà CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.The set-up sequence will now be processed. This set-up sequence starts after the web page has detected a wake-up signal, or the network initiates the set-up. 506 642 10 56 The first step in the set-up sequence is shown in Figure 29. In this phase, NOW starts to send the SUS1 pattern. The NOW repeatedly transmits a "timing advance" with TA = 0, on the CCH. The master clock in the system is now the NU transmitter frame and the sample clock in NOW.

(TA)-inställning, Piloten sänds kontinuerligt.(TA) setting, The pilot is sent continuously.

NT-mottagarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan átertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten pà synkroniseringsramar gör en noggrann värdeberäkning inom 300 ms. Med användning av denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvägorna och, vid ”message receive", väljer denna bärvåg för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = O för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) på CCH-bärvàgen för varje mottaget TA-valmeddelande, repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloïen med BSI/2 från den inkommande piloten, så att SC-laddn;ngen distribueras över tiden. När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av uppsättningssekvensen.The NT receiver side, which looks for frame correlation, detects frames and can retrieve the frame and sample clock. It now starts the channel value calculation which at the current speed of synchronization frames makes an accurate value calculation within 300 ms. Using this value calculation, the receiver starts polling the predefined CCH carriers and, at message receive, selects this carrier for the CCH. The NT transmitter now starts with TA = O for local synchronization and sends receipt (acc.) On The CCH carrier for each received TA selection message, repeating the received TA value, it also shifts the outgoing pilot with BSI / 2 from the incoming pilot, so that the SC charge is distributed over time.When the NOW detects the frame correlation, the transition to step 2 of the set-up sequence is made.

Sålunda börjar steg 1 av uppsättningssekvensen med att sändaren, i nätenhetsmodemet, sänder en SUSl och ett TA-meddelande med TA = mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: 0 i periodiska intervall. Vid - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - äterhämta BSI n; - möjliggöra kanalvärdeberäkning; U! 20 k) Un 506 642 57 - välja en CCH; och ~ avkoda TA-valmeddelandet.Thus, step 1 of the set-up sequence begins with the transmitter, in the network modem, transmitting a SUS1 and a TA message with TA = receiving it, the receiver in the terminal modem will: 0 in periodic intervals. When - perform frame correlation and recover frame clock; - start FFT treatment; enable pilot decoding; - recover BSI n; enable channel value calculation; U! K) Un 506 642 57 - select a CCH; and ~ decode the TA selection message.

Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack.), SUSl, ett TA =O -meddelande och en pilot skiftad med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar pá ramkorrelering.The transmitter in the terminal unit then sends a receipt (acc.), SUS1, a TA = O message and a pilot shifted by BSI / 2. The receiver in the mains unit is waiting for frame correlation.

Steg 2 i uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar med att NU-sidan nu beräknar ett ”timing advance”-värde (TA). CCH-meddelandet ändras till det nya, korrigerade TA- värdet.Step 2 in the set-up sequence, see Figure 30, begins with the NU page now calculating a “timing advance” value (TA). The CCH message changes to the new, corrected TA value.

När NT-sidan tar emot det nya TA-värdet ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande.When the NT page receives the new TA value, it changes the local synchronization and continues to send the acknowledgment message, with a new TA value, for each TA selection message.

I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende pá att och enheten Efter det att ramklockan har áterhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- NT-sändaren ändrar (changing) ramklocka, behöver àterkorrelera. detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar systemet TA-meddelandet och går till det tredje steget av uppsåttningssekvensen.In the NOW receiver, the frame clock is lost, depending on that and the device. After the frame clock has been recovered, the CCH is decoded and, at the acknowledgment NT transmitter, the changing frame clock needs to correlate. detection, which contains the new TA value, the system terminates the TA message and goes to the third step of the setup sequence.

Sålunda startar steg 2 av uppsättningssekvensen med att sändaren i nätenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA t, SUSl, sänds från sändarterminalen. säg X, tillsammans med en som respons till SUS1 och TA = O-meddelandet som Terminalenheten, NT; - tar emot det nya TA-meddelandet; och - korrigerar den utgående ramklockan; - sänder ett kvitto SUSI och TA = X. 506 642 58 Nätenheten, NU: I utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; - möjliggör pilotavkodning; - återhämtar BSI:n; - möjliggör kanalvârdeberäkning; - väljer en CCH; och avkodar meddelandet.Thus, step 2 of the set-up sequence starts with the transmitter in the network unit, NOW, transmitting a TA message containing the correct TA t, SUS1, transmitted from the transmitting terminal. say X, together with one in response to SUS1 and the TA = O message as Terminal Unit, NT; - receives the new TA message; and - corrects the outgoing frame clock; - sends a receipt SUSI and TA = X. 506 642 58 The network unit, NOW: I perform frame correlation; - retrieves the frame clock; - starts FFT data processing; - enables pilot decoding; - recovers the BSI; enables channel value calculation; - selects a CCH; and decodes the message.

Den sista uppsäïtningssekvensen, steg 3, se Figur 31, hanterar CCH-vale: för upplänk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvàgen och sänder e:: CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack.>.The last set-up sequence, step 3, see Figure 31, handles CCH selection: for uplink and downlink. For the uplink, the NU receiver has selected the most suitable carrier and sends an e :: CCH message containing this selection to the NT page. The message is sent repeatedly until it receives a receipt (acc.>.

Pâ NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUSl och sänder en SUS2, dvs terminerar parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n på den valda bärvàgen.On the NT side, the receiver decodes the CCH message and terminates SUS1 and transmits an SUS2, ie terminates parallel CCH transmission by transmitting only the CCH on the selected carrier.

CCH-bärvàgen i upplänk har nu konfigurerats. För nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT- sidan efter :ottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.The uplink CCH carrier has now been configured. For the downlink, the same step is performed in parallel, initiated by the NT page after: retrieving the first CCH selection message from NOW.

Sålunda kommer i steg 3 nätenheten att: - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta på en kvittering; och Un ch CD O\ O\ J> PJ 59 - avsluta CCH-meddelandet.Thus, in step 3, the network unit will: - send the selected CCH for the uplink; - wait for a receipt; and Un ch CD O \ O \ J> PJ 59 - exit the CCH message.

Terminalenheten: - tar emot CCH-valet för upplänken; - terminerar SUSl; - startar SUS2; och - kvitterar varje CCH-val.The terminal unit: - receives the CCH selection for the uplink; - terminates SUS1; - starts SUS2; and - acknowledges each CCH selection.

Nätenheten: - tar emot CCH-valet för nedlänken; terminerar SUSI; - startar SUS2; och kvi::erar varje CCH-val.The network unit: - receives the CCH selection for the downlink; terminates SUSI; - starts SUS2; and queries each CCH selection.

Terminalenheïenz - sänder den valda CCH:n för nedlänken; - väntar på en kvittering; - avslutar CCH-meddelandet.Terminal unit - sends the selected CCH for the downlink; - waiting for a receipt; - ends the CCH message.

När dessa steg har tagits har modemet nått vilolâge (idle mode), sändande SUS2. Med användning av CCH kan bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik och DAS-sändning påbörjas.When these steps have been taken, the modem has reached idle mode, transmitting SUS2. Using CCH, the bit charge factors can now be changed according to channel characteristics and DAS transmission can be started.

VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nätelement, beroende på den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nät:ermineringsutrustning. Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt 506 642 IO 60 gränssnitt, se Figur 32, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.The VDSL modem can have interfaces to different network elements, depending on the physical location of the modem, ie in space for access nodes or in customer premises. In the customer premises, the VDSL modem can have an interface to an active network: terminating equipment. At the access node, the VDSL modem will have an interface with an access-specific 506 642 IO 60 interface, see Figure 32, which shows a logical view of the network elements that have an interface with the VDSL modem.

VDSL-modemet kan integreras fysiskt med nättermineringsutrustningen, och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skåp i vilket accessnoden är placerad.The VDSL modem can be physically integrated with the network termination equipment, and the VDSL modem at the access node can be physically located in the cabinet in which the access node is located.

NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt l-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt 1-ramen finns, bortsett från ramhuvudet och nyttolasten, ett antal informationsfält för hanterings- och styrinformation. Dessa hanterings- och styrfâlt inkluderar såsom SDH-larm, t. ex. AIS- olika larmindikatorer, (giltig endast om SDR tas hela vägen till kundutrymmena) mätningar av bitfelsfrekvens för prestandaövervakning, indikeringar på om synkronisering är dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning Hanteringsfälten inkluderar för drift och för hög :emperatur etc. också aktivering av olika slingtester på modemet, och underhàllsändamál. 506 642 61 TABELL 1 Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalitet mellan modem Nej Duplexmetod Separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende pà duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Nettobithastighet, - uppströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruttobithastighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellängd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bärvág - uppströms O-4096 QAM - nedströms 0-4096 QAM Antal bärvágor, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvàg 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvág) Modulerin DMT Accessteknik VDSL Signaleííekt -60 dBm/Hz 506 642 62 Bitfelsfrekvens 104 Inflätningsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCH - bandbredd l bärvàg, minimum 16 kbit/s - protokoll HDLC Sample clk 20 MHz ilOppm Ram Clk 20 MHZ/(2048+ll2) = 9,19 kHz TABELL 2 506 642 63 Systemparametrar för Sändaren Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IFFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Bitladdning Ja, 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s 506 642 TABELL 3 64 Systemparametrar för Mottagaren ADC-upplösning 66 dB FFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO i25 ppm, 10ppm/V känslighet - DAC 18 bit, område 0-5 V - upplösning 1/100 av en sample 506 642 65 TABELL 4 Bärvàgsmodes í Mode Sänd Bitladdning Utjämna Skalning CM1 Data 2 - 12 Ja Ja cmz Nej o Nej o CM3 Synk-info O Ja, synk Ja, lågNT (interface A1) and the access node (interface A2) require a layer 1 frame format of the VDSL modem. Integrated in the layer 1 frame, apart from the frame head and the payload, there are a number of information fields for handling and control information. These handling and control fields include as SDH alarms, e.g. AIS different alarm indicators, (valid only if SDR is taken all the way to the customer premises) bit error rate measurements for performance monitoring, indications of whether synchronization is poor, or lost, equipment management alarm for loss of power supply The management fields include for operation and for high: temperature etc. also activation of various loop tests on the modem, and maintenance end cases. 506 642 61 TABLE 1 System parameters for the overall system Orthogonality between modems No Duplex method Separate bands Frequency spacing between up- Depending on duplex filter / down data flow characteristics Net bit rate, - upstream 2 Mbit / s - downstream 13 or 26 Mbit / s, Coding dependency - downstream Coding dependence Cable length <1300 meters Cable bandwidth 10 MHz Modulation, single carrier - upstream O-4096 QAM - downstream 0-4096 QAM Number of carriers, total 1024 Bandwidth for each carrier 9, 77 kHz Cyclic prefix DMec Modes (sample VDSL Signaling -60 dBm / Hz 506 642 62 Bit error rate 104 Interleaving delay 0.5 ms (Interleaving delay) System margin 6 dB CCH - bandwidth l carrier, minimum 16 kbit / s - protocol HDLC Sample clk 20 MHz ilOppm Ram Clk 20 MHZ / (20 + ll2) = 9.19 kHz TABLE 2 506 642 63 System parameters for the Transmitter Interleaving - depth 2 x frames - delay 0.5 ms DAC resolution 84 dB Cutting s-algorithm No (Clipping algorithm) IFFT - type Real - points 2048 - resolution 16 bit LP filter LP 10 MHz Bit charge Yes, 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energy charge Yes, 4 bit BSI distance 1 s 506 642 TABLE 3 64 System parameters for the Receiver ADC resolution 66 dB FFT - type Real - points 2048 - resolution 16 bit LP filter LP 10 MHz Synchronization - jitter <0.5 ns VCXO i25 ppm, 10ppm / V sensitivity - DAC 18 bit, range 0-5 V - resolution 1/100 of a sample 506 642 65 TABLE 4 Carrier modes in Mode Sent Bit charge Smoothing Scaling CM1 Data 2 - 12 Yes Yes cmz No o No o CM3 Sync info O Yes, sync Yes, low

Claims

506 64-2 10 IJ Un 66 PATENTKRAV

A method of transmitting binary data using nQAM modulation on a carrier, characterized in that said binary data comprises both user data and control data, so that a control channel is superimposed on a user data channel within the same nQAM constellation, and in that separation of said control data is made possible by arranging so that control data points have either unique phase or unique amplitude values which are not used for user data points.

A method according to claim 1, characterized in that said control data has unique phase values which are not used for user data points.

A method according to claim 2, characterized in that said unique phase values mainly fall on the boundaries between the quadrants in an nQAM constellation and said user data points have phase values falling within quadrants in the nQAM constellation.

A method according to claim 3, characterized in that said nQAM constellation is divided so that (logg -1) bits are available for user data and 2 bits are available for control data.

A method according to claim 4, characterized in that control data points constitute a 4QAM.

A method according to any one of the preceding claims, characterized in that said control data points can be uniquely identified independent of the value of n.

A data transmission system in which binary data is transmitted using nQAM modulation on a carrier, characterized in that said binary data comprises both user data and control data, so that a control channel is superimposed on a user data channel within the same nQAM constellation, and that separation of said control data is made possible by arranging that control data points have either unique phase or unique amplitude values which are not used for user data points.

A data transmission system according to claim 7, characterized in that said control data has unique phase values which are not used for user data points.

A data transmission system according to claim 8, characterized in that said unique phase values substantially fall on the boundaries between the quadrants of an nQAM constellation, and said user data points have phase values falling within the quadrants of the nQAM constellation.

A data transmission system according to claim 9, characterized in that said nQAM constellation is divided so that (log2n - 1) bits are available for user data and 2 bits are available for control data.

A data transmission system according to claim 10, characterized in that control data points constitute a 4QAM.

A data transmission system according to any one of claims 7 to 11, characterized in that said control data points can be uniquely identified regardless of the value of n.

A data transmission system according to claim 12, characterized in that said data transmission system is a DMT transmission system. J> NJ 506 6 68

A data transmission system according to either claim 12, or 13, characterized in that said data transmission system is a DMT-based VDSL system. Un

A daca transmission system according to claim 14, characterized in that said data transmission system includes at least two transceivers, each of which includes a transmitter and a receiver.

A receiver for use in a data transmission system according to any one of claims 7 to 15, characterized in that said receiver has 1: a device for decoding an nQAM modulated carrier having a control channel and a user data channel modulated thereon, and a device for separating said control channel from said user data channel without resorting to a higher layer protocol.

A transmitter for use in a data transmission system according to any one of claims 7 to 14, characterized in that said transmitter has a device for modulating data on a carrier as an nQAM constellation, in that said data comprises control data and user data, of that said control data is modulated on said carrier as an mQAM constellation, where m> n, and that said mQAM constellation comprises a set of constellation points with unique phase or amplitude values, which unique values are not used for the modulation of user data.

A transmitter according to claim 17, characterized in that m = 4. u: u;

A transmitter according to either claim 17, or 18, 10 506 642 69 characterized in that said mQAM constellation comprises a set of constellation points with unique phase values, which values are not used for user data constellation points.

A transmitter according to any one of claims 17 to 19, characterized in that n = 6.

A transceiver, characterized in that said transceiver includes a receiver according to claim 16.

A transceiver according to claim 21, characterized in that said transceiver includes a transmitter according to any one of claims 17 to 20.