SE467331B - Audio-effektfoerstaerkare med pulsbreddsmodulering samt ett audio-effektsteg - Google Patents

Description

15 20 25 30 467 354, 2 Förmågan hos förstärkningselementet att lämna höga reaktiva strömmar, då hela matningsspänningen är applicerad över det- sama, ställer också stora krav på effekttålighet och stor sk.

"Safe Operation Area". Detta kräver att ett stort antal effekt- transistorer parallellkopplas vid stora utgångseffekter, vilket höjer kostnaden för förstärkaren avsevärt.

Ett känt sätt att minimera effektförlusten är att låta audio- signalen modulera pulsbredden på en fyrkantsvåg, med en frek- vens avsevärt högre än audiosignalen. Då den pulsbredds- modulerade fyrkantsvågen switchar effektförstärkaren mellan matningsspänningarna och det därmed bara flyter ström då för- stärkningselementen/effekttransistorn är fullt ledande och alltså inte har någon spänning över sig, utvecklas endast en liten effektförlust orsakad av icke ideala komponenter. Audio- signalen återvinns sedan i ett lågpassfilter efter för- stärkaren, som filtrerar bort den högfrekventa fyrkantsvågen.

Eftersom förstärkningselementen/effekttransistorerna switchas till-från, påverkas inte verkningsgraden eller effekttåligheten i någon högre grad om lasten/högtalarna kräver reaktiva ström- mar. Denna förmåga, tillsammans med liten effektförlust, är två av de stora fördelarna med class D-förstärkare.

Det är alltså pulsbredden på den högfrekventa fyrkantsvågen som motsvarar audiosignalens momentanvärde. Om amplitudhöjden på fyrkantsvågen påverkas, multipliceras audiosignalen med denna påverkan, ty både pulsbreddsmodulering och amplitudpåverkan återvinns efter lågpassfiltret. Detta ställer stora krav på matningsspänningsstabilitet och matningsspänningsstörnings- undertryckning i class D-förstärkare. Om matningsspännings- regleringen skall göras tillräckligt bra för att nå låg amp- 1itudmoduleringsdistorsion försämras verkningsgraden i nätdelen 10 15 20 25 30 467 3531 3 så att effektförlusten flyttas från effektförstärkaren till den' reglerade nätdelen.

Ett känt sätt att minska amplitudmoduleringsdistorsionen är att införa negativ motkoppling. Graden av motkoppling är emellertid begränsad pga fasvridningen i utgångsfiltret och av att fyr- kantsvågens frekvens i praktiken än så länge inte kan göras så hög (pga fördröjning i transistorerna) att lågpassfiltrets faspåverkan elimineras i det frekvensområde som krävs för motkoppling av audiosignalen.

Ett annat problem i class D-förstärkare är att när fyrkants- vågen byter polaritet så måste energin i lågpassfiltret tas om hand via switchdioder som matar tillbaks energin till matnings- spänningarna. Om inte spänningsfallen över effekthalvledarna och dessa sk. recoverydioder överensstämer, bildas ånyo ampli- tudmoduleringsdistorsion på audiosignalerna. Lösningar på detta problem är kända (Attwood, US 4.182.991) men ökar komplexi- teten.

Ytterligare ett problem i class D-förstärkare är matchningen av omslagsswitchtider mellan de positiva och negativa förstärk- ningselementen. En ofullständig matchning orsakar både effekt- förluster, hållbarhetsproblem och crossoverdistorsion. Även på detta problem är lösningar kända (Attwood, US 4.182. 922) men dessa minskar reproducerbarheten av förstärkaren, ty lösningen kräver intrimning.

Ett annat känt sätt att minska effektförlusten i konventionella push-pullförstärkare är att påverka likströmskällorna, så att matningsspänningarna påverkas, antingen kontinuerligt eller stegvis, av audiosignalen. På så vis minskas spänningen över förstärkningselementet, samtidigt som ström flyter genom detta och en förhållandevis mindre effektförlust uppstår. 10 15 20 25 30 467 331 I de amerikanska patenten för Waehner, Sampei och Carver (US 3 772 606, 3 961 280 resp. 4 484 150) beskrivs audioför- stärkare med stegade matningsspänningar. I praktiken har kom- mersiellt tillgängliga effekthalvledare emellertid för långa fördröjningstider för att distorsionsfritt hinna med om- kopplingsförloppen, speciellt då i den översta oktaven av audiofrekvensområdet.

I de amerikanska patenten för Jensen och Hamada (US 3 426 290 resp. US 4 054 843) beskrivs audioförstärkare med kontinuerligt följsamma matningsspänningar, där matningsspänningsaggregatet utförs genom styrd pulsbreddsmodulerad anordning. Jensen be- skriver en sk. "single ended-försärkare", dvs en förstärkare med en matningsspänning, medan Hamada beskriver både en single ended och en push-pull audioförstärkare med styrd pulsbredds- modulerad matningsspänning. Varken de stegade eller kontinuer- ligt styrda matningsspänningsprinciperna beskriver emellertid någon lösning på hur audioförstärkaren skall kunna lämna reak- tiv ström utan avsevärd förlusteffekt. Åtminstone ena matnings- spänningen, i fallet med push-pullförstärkare, hamnar över förstärkningselementet samtidigt som full reaktiv ström flyter genom detta. Detta beror på, liksom i fallet med patentet för Hamada, att matningsspänningen bara kan regleras ner till ett minimum runt referenspunkten/jord.

Beskrivning av uppfinningen Syftemålet med denna uppfinning är att erhålla fördelarna med en pulsbreddsmodulerad (class D) audioförstärkare, såsom minskad effektförlust och förmåga att driva reaktiva strömmar och samtidigt lösa problemen med amplitudmoduleringsdistorsion, matningsspänningsreglering, högfrekvensripple och få en kost- nadseffektiv och reproducerbar konstruktion. 10 15 20 25 30 467 331 Ovan angivna syften uppnås enligt uppfinningen genom en puls- breddsmodulerat audio-effektförstärkare enligt patentkrav 1 resp. genom ett audio-effektsteg med pulsmodulering enligt patentkrav 7.

Som exempel på en kommersiellt tillgänglig konventionell class D-förstärkare, visas i fig. 3 distorsionshalten vid 400 W (40 Vrms i 4 Ohm), vilken avläses till ca 1 % mellan 20 Hz och 10 kHz. Vid lägre uteffekter (t ex -20 dB under 400 W) dominerar bruset, vilket är rester av den högfrekventa pulsbreddsmodul- erade fyrkantsvågen. I fig. 4 visas de resultat, som uppnåtts med hjälp av denna uppfinning. Den undre kurvan visar distor- sionshalten vid full uteffekt, 400 W. Distorsionshalten avläses till 0.03 % vid 1 kHz, sålunda en reduktion på över 30 gånger jämfört med fig. 3. Den övre kurvan visar distorsion plus brus vid -20 dB:s (4 W) uteffekt. Även här dominerar bruset över distorsionsresterna men har reducerats till ca en tiondel jämfört med den kända förstärkaren enligt fig. 3.

Utan begränsande syfte kan uppfinningens principer klargöras enligt följande.

En pulsbreddsmodulerad förstärkare med en ingångsterminal till vilken förut nämnda insignal också påföres är så utförd att den genererar en utsignal, som består av förut nämnda utsignal från den linjära förstärkaren plus en spänningsdifferens i förhåll- ande till utgångssignalen. Den pulsbreddsmodulerade för- stärkaren har en utgångspol som är kopplad till den linjära förstärkarens positiva matningsspänningspol. Den pulsbredds- modulerade förstärkaren har vidare en matningsspänningspol som är ansluten till en likströmsspänningskälla. 10 15 20 25 30 ~<1 ck: m .på 6 En andra pulsbreddsmodulerad förstärkare fungerar på samma sätt som den första men genererar en spänningsdifferens av motsatt polaritet, jämfört med den första. Den har vidare en matnings- spänningspol, som är ansluten till en likspänningskälla av motsatt polaritet och en utgångspol, som är kopplad till den linjära förstärkarens negativa matningsspänningspol.

De ovan nämnda spänningsdifferenserna är så valda att den linjära förstärkaren får tillräcklig matningsspänning för att arbeta linjärt även om hög distorsion åstadkomms av de puls- breddsmodulerade förstärkarna. Denna distorsion uppstår ur tidigare nämnda fenomen i pulsbreddsmodulerade förstärkare, såsom matningsspänningsstörningsundertryckning, amplitud- moduleringsdistorsion och crossoverdistorsion. Samtidigt måste den ovannämnda spänningsdifferensen väljas så lågt att effekt- förlusten i den linjära förstärkaren hålls på en försumbar nivå.

Syftet att förstärkaren skall kunna driva reaktiva strömmar uppfylls genom att de pulsbreddsmodulerade förstärkarna i sig tar hand om större delen av matningsspänningsfallet utan ökad effektförlust som följd. Vidare överstiger spänningsdifferensen över den linjära förstärkaren aldrig den maximala spänning, som förstärkningselementen i densamma tål vid full belastnings- ström. Därmed uppfylls målet att utan avsevärt högre effekt- förlust och på ett kostnadseffektivt sätt driva reaktiva ström- mar till lasten från förstärkaren.

Spänningsdifferensen i en praktiskt genomförd förstärkare enligt principen ovan väljs mellan 2 V och 20 V. Den lägsta spänningen begränsas av den linjära förstärkarens förstärk- ningselements bottningsspänning och den högsta spänningen av den maximala spänningen som förstärkningslelementet tål vid dess maximala strömutnyttjande. 10 15 20 25 30 467 331 Spänningsdifferensen varierar även något vid olika spännings- amplituder beroende på distorsionen hos de pulsbreddsmodulerade förstärkarna. Detta gäller speciellt då maximal utspännings- amplitud inträffar, för då klipper de pulsbreddsmodulerade förstärkarna. Men så länge det finns tillräcklig differensspän- ning kvar så arbetar den linjära förstärkaren utan distorsion ända upp till likströmsmatningsspänningen minus bottningsspän- ningen hos PWM-förstärkaren och den linjära förstärkaren till- sammans.

Kort figurbeskrivning Uppfinningen skall nu åskådliggöras genom hänvisning till figu- rerna.

Fig. 1 visar ett schematiskt kopplingsschema av blockschema- karaktär över en förstärkare enligt uppfinningen.

Fig. 2 visar ett mera fullständigt schema över en förstärkare enligt uppfinningen.

Fig. 3 visar distorsionskurvor för en class D-förstärkare av känt slag, i dubbellogeritmisktdiagram.

Fig. 4 visar motsvarande distorsionskurvor för en förstärkare enligt uppfinningen.

I Fig. 1 visas ett blockschema av en förstärkare enligt före- liggande uppfinning. Likspänningskällan 101 levererar positiv och negativ utspänning till respektive pol 114 och 115. Spän- ningsförstärkaren 102 förstärker audiosignalen från ingångster- minalen 113, så att fullt utsving kan erhållas vid punkt 116 om full uteffekt önskas. Den spänningsförstärkta signalen påföres 4% 10 15 20 25 30 67 tßl 00 ...X 8 sedan den linjära push-pullförstärkaren 111, som sedan matar lasten/högtalaren 112. På de pulsbreddsmodulerade förstärkarna 103/104 påföres på ingången också den spänningsförstärkta audiosignalen 116, plus en likspänningspotential 105/106.

Pulsbreddsförstärkarna 103 och 104 förstärker sålunda suman av audiosignalen och 1ikspänningspotentialerna med förstärkningen 1 (ett). Filtren 109/110 återskapar audiosignal plus lik- spänningsdifferenser tillsammans med recoverydioder 107/108.

Dessa strömförstärkta signaler från pulsbreddsförstärkarna 103/104 matar sedan den linjära push-pullförstärkaren 111 i punkterna 117 och 118. Spänningsdifferensen mellan matnings- polen 117 resp. 118 och punkten 116 blir därmed lika med lik- spänningsreferensen 105 resp. 106. Den linjära förstärkaren 111 arbetar sålunda endast med låg matningsspänning som bestäms av referenserna 105 och 106. Tack vare den låga spänningsdifferen- sen mellan polerna 117 och 118 uppnås målet med låg effekt- förlust i 111. Samtidigt svingas punkterna 117 och 118 över hela matningsspänningsområdet, vilket bestäms av likspänning- arna i punkterna 114 och 115. Tack vare dessa möjligheter kan reaktiva strömmar drivas i högtalaren 112 utan avsevärd effekt- förlust i förstärkaren 111. Kollektorimpedanserna i den linjära förstärkaren 111 hjälper också till att undertrycka matnings- spänningsvariationen, högfrekvensripplet och tillåter en avse- värd distorsion från PWM-förstärkarna 103/104. På detta sätt uppnås också en distorsionsundertryckning som ej tidigare har uppnåtts i class D-förstärkare.

Man kan i Fig. 1 betrakta hur det linjära slutsteget 111 kommer att fungera. På dess ingång levereras en signalspänning Vs.

Effektmatningspolerna erhåller summaspänningar resp. V6+Vs och -V6+Vs, där V0 och -V6 är konstanta likspänningar. Dessa summaspänningar är förmånliga impedanser genom kombinationen mellan resp. strömförstärkande pulsbreddsförstärkare 103, 104, recover-dioderna 107, 108 och även kondensatorerna i filtren 10 15 20 25 30 467 351 9 109, 110. Därigenom kan effektutvecklingen i slutsteget hållas låg, i det att maximalström genom den ledande slutstegshalvan kommer att vara förenad med en kollektor-basspänning som är begränsad till väsentligen V6. Nackdelarna vid pulsbreddsmodu- lering av class D-förstärkare har väsentligen kunnat elimi- neras, särskilt genom att den nödvändiga filtreringen förlagts före detta slutsteg, i kombination med existensen av de kon- stanta likspänningarna V6 och -V6.

I fig. 2 visas ett mer detaljerat exempel på schemalösning av föreliggande uppfinning. Likspänningskällan 200 utgörs här av transformatorn 207, som genom rätt vald omsättning och via dioderna 208/210 och filterkondensatorerna 209/ 211 producerar positiv likspänning i terminalen 213 och negativ i terminalen 212. Transformatorn 207:s primärsida är ansluten till en växel- strömskälla - t ex elnätet.

Andiosignalen påföres i punkt 201 till den linjära spännings- förstärkaren 202 som i sin tur driver den linjära push-pull- strömförstärkaren 203, vilken avger uteffekt till högtalaren 229. Spänningsförstärkaren 202 består i detta exempel av en motkopplad operationsförstärkare 214 (diskret eller monolitiskt uppbyggd), vilken matar drivtransistorerna 216/219 via sina biaseringsnät 215/ 220. Strömförstärkaren 203 består av push-pulleffekttransistorerna 222 och 228 med deras emitter- motstånd 224/225. Ytterligare strömförstärkning erhålls av drivtransistorerna 221/227, vilkas arbetspunkter bestäms av diodnätet 217/218. Dessa dioder bestämmer sålunda i vilken klass förstärkaren 203 skall arbeta. Genom att välja olika stort framspänningsfall på dioderna 217/218, kan klassen väljas mellan klass A, A-B eller B. Förstärkaren 203:s positiva mat- ningsspänningsterminal är ansluten till pulsbreddsmodulerings- transistorn 258:s utgång/emitter via filtreringsnätet 252/255.

Tack vare att recoverydioden 256 är ansluten till den negativa 10 15 20 25 30 ~<1 m w ...à 10 likströmsmatningspolen kan pulsbreddsförstärkarens utgång arbeta över hela likspänningsspannet mellan punkterna 213 och 212. Pulsbreddsmoduleringen av 258 går till på följande sätt: En fyrkantsvågsgenerator 205 levererar en fyrkantsvåg med en frekvens vald mellan frekvenserna 200 kHz och 2 MHz genom isolationstransformatorn 230. (En så hög switchfrekvens som möjligt, utan att få allt för höga switchförluster i transis- torn 258 och dioden 256, är önskvärd, ty detta minskar storle- ken på filterkomponenterna 252 och 255 och samtidigt hög- frekvensripplet efter filtret.) Fyrkantsvågen integreras till en trekantsvåg av motståndet 231 och kondensatorn 233. Refe- renssidan på integrationskondensatorn 233 är ansluten till spänningsförstärkaren 203:s utgång. På detta sätt refereras trekantsvågen till audiosignalen. Denna signalimpedans anpassas av emitterföljarkopplingen 206. Emitterföljaren 206 driver sedan katoden på komparatordioden 242. Zenerdioden 245 och filterkondensatorn 246 utgör en konstant likspänningskälla, vilken påverkar utsignalen från pulsbreddsförstärkaren, så att en spänningsdifferens uppstår mellan audioutgångssignalen 204 och matningssignalen till förstärkaren 203. Zenerdioden 245:s ström flyter genom optokopplarlysdioden 244 vidare till ström- matningsmotståndet 247. Komparatordioden 242 modulerar opto- kopplarens lysdiod med trekantsvågsfrekvensen och dess audio- signalreferens modulerar pulsbredden. Strömmen i opto- kopplartransistorn i 244 blir via motståndet 261 således puls- breddsmodulerad och förstärks av effekttransistorn 258 vars kollektor matas av likspänningskällan 200. Effekttransistorn 258:s emitter driver sedan filtret 252/255, som utgör den ena pulsbreddsmodulerade förstärkarens utgång. ny, v Emitterföljaren 206 driver också en andra komparatordiod 243.

Dess katod är kopplad till en andra optokopplarlysdiod 249 och * en likspänningskälla 250/251 av motsatt polaritet (jämfört med 245/246). Komparatordioden 243 pulsbreddsmodulerar således ' 10 15 20 25 467 331 ll lysdioden i 249 med hjälp av trekantsvågen och audiosignalen med likspänningsoffseten 250/251 som referens. Lysdioden ström- modulerar sedan fototransistorn i 249, vars ström förstärks i den andra pulsbreddsmoduleringseffekttransistorn 259. Opto- kopplaren 244/249 används således som spänningspotentialisola- tion mellan komparatorsida och förstärkarsida i de pulsbredds- modulerade förstärkarna. Effekttransistorn 259:s kollektor matas av den negativa delen av likspänningskällan 200 och dess emitter driver filtret 253/254, som utgör den andra pulsbredds- modulerade förstärkarens utgång. De pulsbreddsmodulerade för- stärkarnas utgångar driver i sin tur den linjära push-pullför- stärkaren 203:s matningsterminaler/kollektorer.

I de ovanstående exemplen på föreliggande uppfinning har bipo- lära transistorer använts som förstärkarelement, men det är också möjligt att använda fälteffekt-, Mos- eller liknande för- stärkarelement. Tilläggas kan att föreliggande uppfinning kan utföras med olika varianter av kretslösningar på den linjära push-pullförstärkaren, arbetande i klass A, A-B eller B, samt användande av såväl komplementära som kvasikomplementära krets- lösningar.

Det är uppenbart att åtskilliga varianter av kopplingen kan åstadkommas utan att avvika från uppfinningens kärna, vilken är definierad av följande patentkrav.

Claims (7)

10 15 20 25 30 12 Patentkrav

1. Audio-effektförstärkare med pulsbreddsmodulering, vari ingår en strömförsörjningsenhet för likström (200) med två poler, en signalingång (201), en signalutgång kopplingsbar till en last såsom en högtalare (229), en pulsgivare (205, 231, 233), puls- 3 modulatormedel för modulering av en från pulsgivaren avgiven signal med en från signalingången härledd insignal till en pulsmodulerad signal, i class D arbetande förstärkarmedel för förstärkning av den pulsmodulerade signalen och filtermedel med lågpassverkan för att åstadkomma en förstärkt, väsentligen från modulering fri audiosignal, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda i class D arbetande förstärkarmedel omfattar två puls- förstärkare (258, 259) som samverkar med var sin likspännings- källa (245, 250) och var sin recoverydiod (256, 257) för att via var sin lågpassfilterkrets (252, 255; 253, 254) avge en positiv resp. negativ, av den nämnda insignalen beroende för- sörjningsspänning till en linjär push-pull-kopplad slutför- stärkares (203) positiva resp. negativa effektmatningspoler, vilkens ingång är kopplad till en från signalingången härledd insignal och vars utgång är nämnda signalutgâng för audio- effektförstärkaren.

2. Audio-effektförstärkare enligt krav 1, k ä n n e t e c'k - n a d av att recovery-dioderna (256, 257) är anslutna, den till den positiv spänning avgivande pulsförstärkaren hörande med sin katod till pulsförstärkaren och sin anod till strömför- sörjningsenhetens (200) negativa pol, och den till den negativa spänning avgivande pulsförstärkaren med sin anod till pulsför- stärkaren och med sin katod till strömförsörjningsenhetens positiva pol.

3. Audio-effektförstärkare enligt något av krav 2 eller 3, k ä n n e t e c k n a d av att de båda pulsförstärkarna och = 10 15 20 25 30 467 331 13 slutförstärkaren samtliga har samma spänningsförstärkning, företrädesvis 1.

4. Audio-effektförstärkare enligt något av föregående krav, k ä n n e t e c k n a d av att däri ingår en push-pull-kopplad linjär spänningsförstärkare (202) med två utgångar, vilka är kopplade till var sin ingång på slutförstärkaren (203), och som har två effektmatningspoler, vilka är anslutna till samma poler på strömförsörjningsenheten som de båda pulsförstärkarna (258, 259), varjämte de båda pulsförstärkarna är kopplade till puls- modulatormedlen via var sin spänningspotentialmässigt isole- rande optokopplare (244, 249).

5. Audio-effektförstärkare enligt krav 4, k ä n n e t e c k - n a d av att framspänningsdioder (217, 218) är kopplade till den linjära spänningsförstärkarens (202) utgångar för att bestäma slutförstärkarens (203) förstärkningsklass till endera av A, AB eller B.

6. Audio-effektsteg innefattande en push-pull-kopplad för- stärkare (111), som har en ingång (116), en för inkoppling av en last (112) såsom en högtalare avsedd utgång, en positiv effektmatningspol (117), en negativ effektmatningspol (118) och strömkällor för matning till effektmatningspolerna med spän- ningar, vilka är beroende av effektstegets insignal, k ä n n e t e c k n a d av att strömkällorna omfattar dels var sin konstantspänningskälla (105, 106), dels var sin av effekt- stegets insignal pulsbreddsmodulerad strömförstärkare (103, 104), vilkas utsignaler via var sin lågpassfilterkrets (109, 110) är kopplade till var sin av de nämnda effektmatnings- polerna.

7. Audio-effektsteg enligt krav 6, k ä n n e t e c k n a t av att recovery-dioder (107, 108) är kopplade till den nämnda 4-67 33? 14 pulsbreddsmodulerade strömförstärkarens utgångar, med den av utgångarna som är kopplad till den positiva effektmatningspolen kopplad till en katod, och den av utgångarna som är kopplad till negativa effektmatningspolen kopplad till en anod, varvid resp. motsatta elektroder är kopplade till motsatta poler till en audio-effektsteget strömförsörjande strömkälla (101).