JPS58119209A - 電源電圧制御型増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、増幅器べき入力信号に応じて電源電圧を制御
することにより電力効率の向上をはかった増幅器−特に
オーディオ用出力増幅器等に用いて好適な電源電圧制御
型増幅器に関する。

一般に、オーディオ装置等に用いられる出力増ｍｓとし
ては、取扱うｆｉ１号のダイナミックレンジが広くま次
使用さ扛るスピーカの能率が愚いこともあって、比較的
大出力の増幅器か要求される。

そして、この種増幅器としては、Ａ級増−回路構成の増
幅器を用いたのでは電力消費量や発熱の問題があり、か
つ大型化してコスト面での負担が大き（なりすぎる几め
、スイッチング歪に＊ｊる配慮を必要とするにもかかわ
らず、Ｂ級増幅回路構成とし次項幅器が多（用いられて
いる。これは、Ｂ級増幅回路がＡ級増−回路に比べて電
力効率が高くて発熱か少なく、大出力化に適しているた
めである。

しかしながら、周知のように、Ｂ級増幅回路構成の出力
増Ｉ／ＩＭｓの電力効率は、最大出力時には約７８％と
かなり高い値となるが、小出力時には大幅に低下する。

そして、ピークレベルと平均レベルの差が大きい音声０
！号等を増幅する場合の平均電力効率は３０％にも満几
ない値となる。従って、従― 米のＢ級増幅回路構成の出力増ｌ１ｉｌｌ器は、大出力
化に伴い発熱量が増大し、放熱設計を因難なものとして
いるはかりでなく、特に集積回路化された出力増ｌ１ｌ
ｌ器においては、散出し得る最大出力が制限さｎ１大出
力の出力増幅器を構成することが困難であるという欠点
があった。

Ｂ級増幅回路構成の出力増幅器における前述し霞欠点な
解決するため、本顧発明者等は、特洲昭５１−７３８６
２号公報等で電源電圧制御型層幅器を提案し友。この電
／１１．を圧制御型増幅器は、その電源部にスイッチン
グ方式によるＤＣ−ＤＣ変侠ｔｇＩｍを用い、スイッチ
ングのデユーティ・レシオを増幅すべき人力信号の大き
さによってｍａ″′ｆることにより、従来固定であった
増ＩＭ雛の電源電圧を人力信号の大きさに応じて変化さ
せ、これにより、増幅器の出力素子である出力トランジ
スタを常に最大出力時に近い状部で動作させて、増ｅｍ
器の電力効率の改善をはかったものである。

以下、このような従来枝軸によるｔ源寛圧制御型増幅器
の一例を１面について説明する、第１図は従来のｉＩｉ
、源亀圧制御型増幅器の一例を示す回路図、第、２図は
その動作を説明する信号波形図である。第１図において
、１は入力信号源、２＃ｉ出力出力増器、３はスピーカ
、４は直流電源部、５及び６はＤＣ−ＤＣ変換回路、Ｔ
は制御用増幅器、Ｂ及び９はレベルシフ）泊１路、１０
はキャリア発振器、１１及’ｒｐ１２ｕパルス幅変１ｌ
ｌＮ６として動作する電圧比較器、１３は創皺増ＩＩ！
器、１４及び１５は出力トランジスタ、１６及び１Ｔは
交流電源入力端子、１８．１５１．２０及び２１は余波
整流用ダイオード、２２は平滑用コンデンサ、２３及び
２４は高周波トランス、２５及び２６はスイッチングト
ランジスタ、２１及び２８＃：ｔパルストランス、２９
．３０．３１及び３２はダイオード、３３及び３４はチ
ョークコイル、３５及び３６はコンデンサである。

＃！１図において、直流電源部４は、全波整流用ダイオ
ード１８〜２１及び平滑用コンデンサ２２により栴成さ
ｎ１交流電源入力端子１６及び１７に印加嘔れる商用交
流を整流平滑する。ＤＣ−ＤＣ変換回路５Ｆｉ、高１−
波シランス２３、スイッチングトランジスタ２５、パル
ストランス２７、ダイオード２９，３１、チョークコイ
ル３３及びコンデンサ３５により構成さｎ１直流電諌部
４より印加される直流電圧を電圧比較器１１からの制御
信ｇｅ、（＋）Ｋより変化させて正の電圧＋Ｃを発生す
る。ＤＣ−ＤＣｆ換回路６は、ダイオード３０，３２の
接続方向がＤＣ−ＤＣ変換回路５の場合と逆である点を
除いてＤＣ−ＤＣ変換回路５と全く同°様に構成され、
直流′ＩＥ源部４より印加さ几るｍ流電圧を電圧比較器
１２かもの制御信号ｅ８←）Ｋより変化させて負の電圧
−ｅを発生する。出力増幅器２Ｆｉ、前置増幅器１３と
、−１）Ｃ−ＤＣ閣換回路５及び６からの正及び負の電
圧＋ｅと−ｅとが電源電圧として印加される出力トラン
ジスタ１４．１５とＫより構成され、入力Ｇ！号源１か
らの入力信号ｅ１をｊｌｌｍＬ、出力信号ｅ。としてス
ピーカ３を駆動するう 以下、前述のような構成の従来技術による電源電圧制御
型増幅器の動作を第２図に示す波形図を用いて説明する
。

入力信号源１からの第２図（ａ）　Ｋ示す増幅すべき人
力信号Ｃ１は、出力増幅６２内の前置増幅器１３に入力
されると同時に制御用増ＴＩＩＡｔｊ７にも入力さｎる
。出力増１１ＴＪ益２は、この入力信号Ｃ１を前置増幅
器１３１出力トランジスタ１４．１５を介して増幅し１
出力信号ｅ０としてスピーカ３を駆動する。一方、制御
用増幅器７に入力された前述の入力信号ｅｉは、該制御
用増幅器１で適当なレベルに増幅されルベルシフト回路
８及び８に印加される。レベルシフト回路８及び９は、
制御用増幅器Ｔより印加され友信号に１それぞれ−ｊＥ
・及び＋ΔＥｏの直流電圧を重畳して、信号のレベルシ
フトを行ない、第２図−）の冥線で示す波形＠ｉｉ）及
びｅ／←）の出力信号を発生し、電圧比較器１１及び１
２の一方の入力端子に印加する。電圧比較器１１及び１
２の他方の入力端子には、キャリア発振器１０からの第
２図−）Ｋ波形ｃｏとして示すキャリア信号か印加され
る。このキャリア信号ｅ０ｉｊ、累２図Φ）からも明ら
かなように三角波の繰返し波形を有し、その繰返し周波
数は、入力信号ｅｉの最大周波数に比べて充分大きな値
、例えば入力信号ｅｉかオーディオ信号である場合約２
００ｋＨｚ程度の＊に設定される。電圧比較器１１は、
このキャリア信号Ｃ０と前述しｔレベルシフ）ＩｉＪ路
８からの出力信号ｅ、／←）とを比較し％　＠　ａ　（
’ａ１’←）となるときに出力パルスを発する。この出
力パルスは、ＤＣ−ＤＣ［９回路５を制御する制御信号
・１に）として用いられるものであり、第２図（Ｃ）　
Ｋ実線で示すようなパルス列となる。また、同様に電圧
比較器１２は、キャリア信号Ｃ０とレベルシフト回路９
からの出力信号ｅ　１／←）とを比較し、＠ｏ）　ｅ１
’←）となるときに出力パルスを発する。この出力パル
スは、ＤＣ−ＤＣ変換回路６を制御する制御信号・１←
）として用いられるものであり、第２図＃１）Ｋ実線で
示″ｆようなパルス列となる。

これらの制御信号ｅｓ（＋）及びｅ、←）は、第２図（
Ｃ）及び（ｄ）から理解できるように１人力伽号Ｃ１の
大きさに応じてパルス幅が変化するいわゆるＰＷＭ信号
であり、電圧比較器１１及び１２はパル畳幅変調器とし
て動作している。

ＤＣ−ＤＣ変換回路５は、入力信号・ＩＫよりパルス幅
変調さｆ′Ｌ７’２前述の制御信号ｅ、←）をパルスト
ランス２７に入力されて、その出力電圧＋Ｃの大きさを
制ｍ″′ｆる。すなわち、パルストランス２７に入力さ
れ７を制ｍ信号・−←）は、スイッチングトランジスタ
２ｓをオン、オフ制御し、直流電源部４から高周波トラ
ンス２ｓの一次春ｌｌＫ供給される直流電源を断続制御
する。このため、高周波トランス２３の二次巻１１に！
ｉ続された、ダイオード２９．３１エリ成る整流回路、
チロ−クコイル３３及びコンデンサ３５より成る平滑回
路を経て得られる正の出力電圧＋ｅは、入力信号６１が
正の領域で鉄人力信号・ＩＫ応じて変化し１人力信号Ｃ
ｉが負の領域で一定の値を有することになる。ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換回路＠を同様に動作し、その負の出力電圧−６は
、入力信号・１が負の領域で該入力信号・ＩＫ応じて変
化し、入力信号・１が正の領域で一定の値を有するとと
Ｋなる。

ＤＣ−ＤＣ変換回回路及び６の正及び負の出力電圧＋Ｃ
及び−〇は、出力増幅−２の電源電圧としてａ１７７）
９ンジスタ１４及び１５に供給される。このとき、出力
増ｍ器２の出力信号ｅ＠と咳増幅器２に供給される電源
電圧＋・及び−ｅとの関係を示すのが纂２図（ｅ）であ
る。すなわち、ＤＣ−ＤＣ変換回路５及び・より出力増
幅１６２に印加される電源電圧＋Ｃ及び−Ｃは、ＩＫ２
図（＠）Ｋ示すように出力増幅６２の出力信号Ｃ・との
差電圧（以後オフセット電圧という）がＥｏとなる↓う
に制御嘔れる。

このオフセット電圧Ｅ、は、出力トランジスタ１４及び
１５をアクティブに動作させる定めに必要な電圧であり
、通常数ｌルト程度の小さな電圧で充分である。したが
って、スピーカ３に出力電流を供給する側の出力トラン
ジスタには、常Ｋ　一定の前述した小さな値のオフセッ
ト電圧Ｅ・のみが加わることになり、出力増ｍ器２は、
その電力損失がＢ級増幅回路構成の増幅器に比べて大幅
に低減され、その電力効率も高いものとなる。

なお、前述したオフセット電圧Ｅ、　Ｆｉ、パルス輸変
調勢として動作する電圧比較器１１及び１２から得られ
るＰＷＭ波である制御信号ｅ、←）笈びＣ６←ンにオフ
セットを持次せることＫより得られるもので、入力信号
Ｃ１が無いとき、すなわち無信号時に電圧比較器１１及
び１２から出力される制御信号Ｃ１←）及びｅ８←）の
デユーティ・レシオを小さくして、・ＤＣ−ＤＣ：変！
Ｉ！回路５及び６の出力電圧＋ｅ及び−ｅがそれぞれ＋
Ｅ・及び−Ｅ、になるよ５に、レベルシフト回路８及び
９において入力信号ｅｅＫ重畳する直流電圧の値を設定
することにより得られる。また、第２図ｅ）　において
、ＤＣ−ＤＣ変換回路５及び６の出力電圧＋ｅ及び−ｅ
の波形を円滑に表現しているが、実際にはキャリア発＆
器１０からのキャリア信号ｃｏの周波数成分をリップル
として含んでいる。このキャリア信号Ｃ０の周波数成分
は、オーディオ信号周波数に比し充分高く、ｔたＤＣ−
ＤＣ変換回回路及び６内のフィルター回路でほとんど除
去されているので、出力増幅器２−の動作に影響を与え
ることはない。

以上説明し几従来技術による電源電圧制御型増幅器にお
いては、出力増幅器２に印加する電源電圧＋ｅ及び−ｅ
をＤＣ−ＤＣ変換回路５及び６内のフィルター回路を介
して得ているため、齢配電源電圧＋Ｃ及び−・の応答特
性が間勉となる。すなわち、入力信号Ｃ１の一周波数か
低い領域では、ＤＣ−ＤＣ変換回路５及び６に印加され
る制御信号ｅ、（＋）及びｅ１←）ＫおけるＰＷＭ波１
波の時間当りの出力増幅器２からの出力信号ｅ０の電圧
変化量か少ない友め、キャリア発振器１０のキャリア信
号ｅｃの周波数をオーディオ信号の最高周波数である２
０ｋＨｚのほぼ１０倍の２００ｋ）Ｉ！程度とシ、カつ
、オフセット電圧Ｅ、を適切な値に設定することＫより
、ＤＣ−ＤＣ変換回路５及び６の出力電圧である出力増
ｍ器２の電源電圧＋ｅ及び−ｅを出力増幅器２の出力信
号ｅのに追随させることかできる。しかし、入力信号ｅ
１の周波数か高い領域では、前述したｌ’ＷＭ波１波の
時間当りの出力増幅器２からの出カイ８号ｅ、ｌの電圧
変化量が大きいため、ＤＣ−ＤＣ変換回路５及び６の出
力電圧十〇及び−ｅに遅れを生じ、この出力電圧＋ｅ及
び−〇が、出力増幅器２の出力電圧６＠に追随できなく
なってしまう。この様子を謁３図により説明する。

第３図は人力化−４’ｊｅｓが２０ｋＨｚ程度となった
場合の第１図におけるＤＣ−ＤＣ変換回路５及び６の出
力電圧＋ｅ及び−ｅの様子を示す説明図である。

第３図において、点線で示す波形ｅＪは、出力増ｍ器２
が本来出力すべき、例え［２０ｋＨｚの出力信号である
。ＤＣ−ＤＣ変換回回路及び６の出力電圧＋ｅ及び−’
　Ｆｉ、前述の出力信号ぐｔＫ追随して変化しようとす
るが、前述した遅れのために実際には＼実線で示した出
力電圧＋Ｃ及び−Ｃのように出力増幅４１！２が出力す
べき出力信号Ｃ５に追随できず、該出力信号Ｃｇより小
さな値にしかなｎない。このため、出力増幅器２の実際
の出力信号Ｃ・は、その波形がクリラグした第３図に示
した波形ｅ・のようＫなってしｔ５゜ 前述した従来技術による電源電圧制御型増幅器の欠点を
除去する方法として、ＤＣ−ＤＣ変換回路５及び６のス
イッチング周波数、すなわち、キャリア発振ｔｉ；１０
からのキャリア信号ｅｌＱの周波数憂さらに高くするこ
とが考えられる。この方法は、ＤＣ−ＤＣ変Ｗｌ（ロ）
路７５及び６のスイッチング速度を高くすることＫより
、ｌスイッチング時間当りに要求される出力増−昏２の
出力信号Ｃ・の電圧変化量を少なくして、ＤＣ−ＤＣ変
換回路５及び６の出力電圧の変化な早（できるようにす
るものである、しかしながら、この方法は、ＤＣ−ＤＣ
変換回路内に用いられるスイッチングトランジスタ２５
゜２６として、より高速で動作口■能な、したかつてよ
り闘ｍなものか要求さｎＳまた、スイッチングトランジ
スタ２５，２６のスイッチング損失が増加して、ＤＣ−
ＤＣ変換回路５及び６のｔ力効率を低下させてしまうと
いう問題点かめる。このため、Ｄ（、’−ＤＣ変換回路
５及び６のスイッチング速度、すなわち、キャリア発振
器１０からのキャリア信号ｅｃの周波数は、２００　ｋ
　Ｈｚ秘匿が実用上の限度である。

また、前述とは別の方法として、ＤＣ−ＤＣ変換回路５
及び６内のチョークコイルｊ３．３４のインダクタンス
及びコンデンサ３５．３６の容量値を小さくして、こｎ
らにより構成されるフィルター回路の時定数を小さくし
て、ＤＣ−ＤＣ変換回路５及び６の出力電圧＋ｅ及び−
ｅの応答特性を改善することが考えらｎる。しかしなが
ら、この方法は、ＤＣ−ＤＣ変換回路５及び６の出力電
圧＋ｅ及び−ｅ６ｃ含まれるリッグル電圧を増加嘔せる
ことＫなり、このリッグル電圧が出力トランジスタ１４
及び１５のコレクターエミッタ間容量を介してスピーカ
３に漏出し、出力増幅６２の歪率を悪化させるばかりで
なく、リップル電流の増加によりＤＣ−ＤＣ変換回路内
のスイッチング）ランリスタ２５．２６のスイッチング
損失を増大させてしまうという問題点がある。

前述したように１これらの方法によっても、従来技術の
欠点を充分に除去することかできなかった。

本発明の目的は、前述したような従来技術の欠点を除来
し、オーディオ信号の全帯域にわたって出力電圧のクリ
ップが起ることなく、大出力が得られ、かつ、充分な電
力効率の教養と、充分な歪率特性が得られるよう１Ｌ７
ｔ−電源電圧制御型増幅器を提供するＫある。

この目的を達成するため、本発明は、前述した従来技？
ＩＫよる電源電圧制御源増幅器におけるレベルシフト回
路に周波数特性を持たせ、同一人力信号レベルに対して
周波数が高くなった領域で、人力信号に重畳する直流電
圧を減少させる点を特徴とする、 以下、本発明の実施例を図面について説明する、第４図
は本発明による電源電圧１ＩｌＩＩｌ捜増幅器の一実施
例を示す回路図であって、３Ｔは制御回路であり、第１
図に対応する部分には同一符号をつけている。第６図及
び第７図は第５図及び藤６図の回路の動作を説明する周
波数特性図及び波形図である。

纂４図において、入力信号＃１からの入力信号が制御回
路３７に４印加され、ｌｌ＃１ＩＩ１１回路３７により
レベルシフト回路８及び９を制御して、レベルシフト回
路８及び９で制御用増幅６７の出力信号の重畳する直流
電圧に周波数特性を持たせるようＫした点で、第１図に
示す従来の電源電圧制御型増幅器とその構成が相違し、
その他の構成及び動作は、第１図の場合と全く同じであ
る。そして、レベルシフト回路８及びＳは、入力信号・
１の周波数が高くなつ７を領域で制御用増幅器１の出力
信号に重畳する直流電圧を減少するように１制御回路３
７により制御される、この次め、パルス幅変調器として
動作する電圧比較器１１及び１２に印加される信号ｅｔ
／←）及びｅ　ｉ／←）は、人力信号ｅｉの周波数が高
くなった領域で、第２９伽）に点線で示すような波形と
なり、また、電圧比較器１１及び１２の出力信号、すな
わちＤＣ−ＤＣ変換回回路及び６に印加される制御信号
ｅ　、　（＋）及びｃ１←）は、第２図（Ｃ）及び＃１
）ｋ点線で示すような波形となり、そのデユーティ・レ
シオが従来技術に比べて大きくなる。従って、ＤＣ−Ｄ
Ｃｇ換回路回路び６の出力電圧＋Ｃ及び−・は、入力信
号ｅｉの周波数が高い領域で大きくなり、その応答特性
もよくなって、ｊｌｌＧ３図により説明したような従来
技術の欠点が除去さｎ１増輻鰺の取扱う周波数全体にわ
友って大出力が得られ、かつ電力効率も向上する。

第５図はＪＲ４図の制御回路３１の一実施例を示す回路
図であって、第４図に対応する部分には同一符号をつけ
ている。

第５図において、レベルシフト回路＄は、抵抗３８．３
１１，４０、トランジスタ４１及びダイオード４２．４
３より成るバイアス回路部と、トランジスタ４４．４５
，４６、抵抗４７，４＠より成るレベルシフト部により
構成嘔ｎルベルシフト回路９は、レベルシフト回路８に
おける前記レベル７ト回路に周波数特性を持たせる制御
回路３Ｔは、増幅器５８と、コンデンサ５４、抵抗５５
Ｌり成るバイパスフィルタ一部と、ダイオード５６、コ
ンデンサ５Ｔより成る検波回路部より構成嘔れており為
検波回路部の出力信号が前述のレベルシフト回路８のバ
イアス回路部に結合されている。また、入力信号ｅｔ　
Ｆｉ、制御用増幅器７を介してレベルシフト回路８及び
８のトランジスタ４＠及び４１に印加さｎるとともに、
制御回路３Ｔの増幅Ｉ！５８に印加される。

いま、入力信号Ｃ１の周波数が比較的低い周波数領域に
あるものとする。このとき、制御回路３Ｔのへイバスフ
イルタ一部の出力はきわめて小さく、ダイオード５６は
、オフ状態となっている。

この几め、レベルシフト回路８のバイアス回路部におけ
るトランジスタ４１ａ、抵抗３８．３１及び端子５８に
供給されている正の直流電圧により、そのベース電圧が
ＶＢＫバイアスされ、そのエミッターコレクタ間には、
ダイオード４２．４３及び抵抗４０を介して一定の直流
バイアス電流Ｉ。

が流れている。Ｆランジッタ４４は、ダイオード４３と
により、カレン）ミラー回路を構成しており１ダイオー
ド４３と同じ大きさの直流バイアス電ｆｌＬＩ・が流れ
るため、電圧比較［１１１への出力端子であるトランジ
スタ４４と抵抗４８の接続点の電位は、トランジスタ４
Ｓの工之ツタ電位から、直流バイアス電流■。による抵
抗４８での電圧降下分ΔＥ・だけ低下する。従って、制
御用増幅器Ｔの出力信号は、エミッタホロア動作をする
トランジスタ４６及び４５を介し、絽２図Φ）に実線で
示２−５ したように−ΔＢ、の直流電圧が重畳されて、いいかえ
れば−ΔＥ・だけレベルシフ）されて、信号ｅ、’（＋
）ｘ変換されて電圧比較器１１に入力される。

一方、レベルシフト回路９は、ダイオード４（１力レン
トミラー回路を構成するトランジスタ５０ＫｆＬれるバ
イアス電流Ｉ＠により、レベルシフト回路８の場合と全
く同様に動作して、制御用増幅器Ｔの出力信号に＋ΔＥ
ｏのＩＩ流電圧を重畳して、！２図（ｂ）　Ｋ実線で示
したように信号ｅｔ’　（−）　ＶＣ変換して電圧比較
器１２に人力する。

次に、入力信号ｅｉの周波数が高くなつｔときの動作を
説明する。このとき、制御回路３７のコンデンサ５４と
抵抗５５により構成されるバイパスフィルタ一部の出力
電圧は、入力信号Ｃ１の周波数の上昇に従って増大する
、このフィルター回路の出力電圧のピーク値が、ダイオ
ード５６のカソード側に印加さｎている前述したレベル
シフト回路８内のバイアス回路部のトランジスタ４１０
ベースバイアス電圧ＶＢより大きく、シかもダイオード
５６のしきい値電圧を越えると、ダイオード５６はオン
となって検波作用を行ない、コンデンサ５Ｔはバイパス
フィルタ一部の出力電圧のピーク値■アーに充電される
、この結果、レベルシフト回路８のバイアス回路部のト
ランジスタ４１０ベースバイアス電圧は、ＶＢよりＶＰ
Ｋ上昇し、トランジスタ４１のエミッターコレクタ間Ｋ
ｆｉれるバイアス電流１．は、人力信号６１の周波数の
上昇に従って減少する。従って、レベルシフト回路８及
び９におけるＦランジッタ４４及び５０に流れる１ｉｆ
ｉバイアス電流Ｉ６も減少して、抵抗４８及び５３の電
圧降下電圧、すなわち、レベルシフト回路８及び９にお
いて制御用増幅器Ｔの出力信号に重畳する直流電圧−４
Ｅ・及び＋ノＥ・が入力イー号Ｃ１の周波数の上昇とと
もに減少し、それぞれ−ノＥｔ及び＋ノＥ・′となる。

このときの電圧比較器１１及び１２への入力信号ｅ　１
／←）及びＣｉ′（→の様子は、第２図Φ）Ｋ点線で示
したとおりであり、また、電圧比較器１１及び１２の出
力信号Ｃ―←）及びｅ６←）は、県２図（Ｃ）及び（ｄ
）　Ｋ点線で示したようＫなる。

制御回路３７の増ＩＩＩ器５ＯＦｉ、人力信号ｅ１をダ
イオード５６によってピーク検波できるレベル迄増輪す
るために設けられている。すなわち、レベルシフト回路
８の前述したバイアス回路部のトランジスタ４１０ベー
スバイアス電圧Ｖ　：ｓ　Ｆｉ、ｍ常数ポル）Ｋ設定さ
れるか、このような条件において、ダイオード５６を前
述し皮ように動作させる几めには、コンデンサ５４及び
抵抗５５より成るバイパスフィルタ一部に入力する信号
電圧レベルが少なくとも７３以上必要であり、増幅口５
８は入力信号ｅ１をこのレベル以上に増幅するものであ
る。しかし、この場輻昏ｓ８は、特に必要不Ｄｌ火なも
のではな（、飼えば、制御用増幅器Ｔを共用したり、レ
ベルシフ）回路８及び９を工夫することＫより削除する
ことも可能である・第６図は、ｗ４５図に示したレベル
シフト回路８及び９により、制御用増幅器Ｔの出力伽４
ｇＫ重畳する［流電圧１すなわちレベルシフト電圧の周
波数特性を示すものである。謳６図において１特性曲線
が折れ曲る点の周波数ｆｏは、制御回路３Ｔのダイオー
ド５６がオンとなって、レベルシフト回路８のバイアス
回路部のトランジスタ４１０ベースバイアス電圧ｖＢが
変化を開始する周波数である。この周波数ｆｏは、トラ
ンジスタ４１のベースバイアス電圧ＶＢ　％バイパスフ
ィルタ一部のコンデンサ！１４及び抵抗５５による時定
数、増幅！５８の電圧利得の設定により如何様にでも選
べるものであり、要は、所望の周波数ｆｏでダイオード
５６がオンとなるよ５に、ペースバイアス電Ｌｖ、、へ
イバスフィルタ一部の時定数、増幅器５８の電圧利得を
設計すればよい。

前述の説明からも理解できるとおり、レベルシフト回路
８及び−により制御用増幅篠Ｔの出力信号に重畳される
直流電圧、すなわちレベルシフト電圧は、馬６図に示す
ように入力信号・１の周波数がｆｏ以下の領域で一定で
あり、入力信号Ｃ１の周波数がｆｏを越えると、入力信
号Ｃ１の周波数に比例してΔＥ・より減少し、的えば、
周波数ｆ・ではΔＥ・′となる。従って、入力信−１ｅ
ｅ１の信号レベルが一定である場合にも、入力信号ｅ□
の周波数がｆｏ以上の領域では、ｆｃ以下の領域に対し
て、電圧比較器１１及び１２の出力信号Ｃ１（＋）及び
Ｃ，←）のパルス幅が拡大されることＫなる。

このことは、篇２図−）Ｋ示した波形図から容ＡＫ推定
できることであり、信号６　ｓ　ｅ−）及びｅ、←）の
波形は篇２図（Ｃ）及び（ｄ）Ｋ点線で示したようＫな
る。

第４図及び第５図に示し九本発明によるｔ＃電圧制御型
増幅器の実施列において、従来技術と大きく興なる点は
、入力信号Ｃ１の周波数が前述した周波数ｆｏより大き
くなつ几とき、レベルシフト回路８及び９でｉ！ｉｌＪ
御用増幅−７の出力信号に重畳する直流電圧、すなわち
、レベルシフト電圧を減少させることＫより、電圧比較
ｇ＃１１及び１２の出力信号、すなわちＤＣ−ＤＣ９換
回路５及び６に入力される制御信号ｅ１←）及びｅ、←
）のパルス幅が拡大されるとともに１核制御信号に、第
２図Φ）　Ｋ　Ａ線で示す新たなパルス信号ｅ、′（→
及びｅ　、／←）か加わることである。この信号ｅ　、
　／←）及びｅ　、／←）は、それぞれ出力増幅器２内
の出力トランジスタ１４及び１５が遮断する領域に発生
し、ＤＣ−ＤＣ変換回路５及び６の無負荷時の出力電圧
、すなわち、第２図（ｄ）　Ｋ示したオフセット電圧Ｅ
・を前述の信号ｅ、’ｆ＋）及びｅ　、／←）のパルス
幅に応じて増加させる。

この結果、前述した周波数ｆｃ以上の周波数領域での入
力信号ｅｌＫ対して、前述したようにオフセット電圧Ｅ
・が増大するため、ＤＣ−ＤＣ変換回路５及び＠Ｋｌｌ
求される単位スイッチング当りの出力電圧の変化量を少
なくでき、かつＤＣ−ＤＣ変換回路５及び６に入力され
る制御信号６ｇ　（＋＞及ｅ１←）のパルス幅が拡大さ
れるととによって、ＤＣ−ＤＣ変換回路５及び６に対す
る駆動力が増強さｎるｔめ、ＤＣ−ＤＣ変換回路５及び
６の出力電圧、すなわち、出力増幅Ｉ！２に印加される
電源電圧＋６及び−〇の立上りを早くすることができる
。

第７図は、馬４図及び第５図に示す本発明の実ＩＩＩＪ
例において、入力信号＠１０屑波数が２０ｋＨｚの場合
の出力増幅器２の出力信号Ｃ０とＤＣ−ＤＣ変換回路５
及び６の出力電圧＋Ｃ及び−ｅの観測結果を示すもので
、ＤＯ−ＤＣ変換回路５及び６としては票１図に示した
従来技術と同一のものを使用し、キャリア発珈優１０か
らのキャリア信号ｅ。

の周波数も２００ｋＨｚと同一条件とし、萬６図に示し
ｔレベルシフト回路８及び９の周波数特性における周波
数ｆｃを５ｋＨｚとし７ｔものである。

このように、レベルシフト回路に周波数特性を持たせる
ことに−より、入力信号周波数に対するキャリア信号周
波数、丁なわちＤＣ−ＤＣＣ変目回路おけるスイッチン
グ周波数の相対的な減少に起因するＤＣ−ＤＣ変換回路
の出力電圧の応答連れを補償することができ、１ｉＳ３
図に示す従来技術の特性のように出力増幅器の出力信号
ｅ＠がクリップするようなことはなくなる。

従って、本発明の実施例によれば、入力信号ｅ１の周波
数が音声帯域の高い周波数領域に迄変化しても、充分な
低歪特性のもとで、充分に電力効率を改善することがで
きる。

なお、上記実施例では、ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電源
として、商用交流電源を直接整流して得た直流電源を使
用した例を示したが、ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電源は
、特に限定されるものではな（、例えｄ乾電池、カーバ
ッテリー等の直流電源であってもよい。ま几、ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換回路も本実施例の構成に限られるものではなく、
例えば従来のＡＣトランスまたはスイッチング電源等を
介して得られた直流電源を、高周波トランスを使用しな
いで直接スイッチ素子によってチ冒ツバ制御する構成の
ものでも同様な効果をあげることができる。

以上説明したように１本発明によれば、レベルシフト回
路に周波数特性を持たせるという簡単な手段により、音
声周波信号の高域部分でも大出力を得ることが可能とな
り、従来技術の欠点を除去して、入力信号の広い周波教
範！！にわたって充分に電力効率か改曽された電源電圧
制御厘増幅暢を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

篤１図は従来の電源電圧制御量増幅器の一例を示す回路
図、馬２１ｇ（ａ）ないしく＠）はｊＲ１図の各部の電
圧波形を示す波形図、第３図は籐１図の動作を示す波形
図、第４図は本発明による電源電圧制御微増＃Ｍ器の一
実施例を示す回路図、第５図は第４図の制御回路の一笑
施阿を示す回路図−％ｊ１６ｍはその動作を示す説明図
、１１７図は第４図の動作を示す波形図である。 １・・・・・・入力信号源、２・・・・・・出力増幅器
、３・・・・・・スピーカ、４・−・・・直流電源部、
ｈｅ・・・・・・・ＤＣ−ＤＣ変挾回路、８．９・・・
・・・レベルシフト回路、１０・・・・・・キャリア発
振器、１１．１２・・・・・・電圧比較器１１６．１７
・・・・・・交流電源入力端子・３７　＝°°−制御回
路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （リ　直流電圧が重畳された入力信号に応じて幅変調さ
   れ次パルスを得、骸パルスにより前記入力信号に応じて
   変化する電圧を発生し、該電圧を電源電圧として前記入
   力信号を増幅する電流電圧制御型増幅器において、前記
   入力信号が供給され前記直流電圧を変化させるための制
   御信号を発生する制御回路を設け、咳制御信号は、前記
   直流電圧を前記入力信号の高周波領域の周波数に比例し
   て変化させることにより、前記電源電圧を前記入力信号
   の高周波領域の周波数に応じて変化させることかできる
   ように構成したことを特徴とする電源電圧制御型増幅器
   。 （２、特許請求の範囲鮪（１）項において、前記入力信
   号はオーディオ信号であって、前記制御回路はバイパス
   フィルタとダイオードとを含み、前記オーディオ信号が
   所定周波数以上のときく前記オーディオ信号の周波数に
   比例した前１ｃ！制御イｄｇを発生することＫより、前
   記直流電圧を、前記オーディオ信号がｆｆ１ｌ配所定周
   波数以下のときに１１前記オ一デイオ信号の周波数に対
   して平坦で、かつ、前記オーディオ信号が前記所定周波
   数以上のときＫは前記オーディオ信号の周波数に比Ｈし
   て変化させることを可能Ｋｍ成したことを特徴とする電
   源−圧制ａｍ増幅器。