JPS6038044B2 - 電源電圧制御型増幅器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は入力信号の大きさに応じて電源電圧を制御し、
効率向上を計った増幅器に関するものである。

従来増幅器の効率向上のため回路図から対策をした最も
基本的な回路として第１図の回路が提供されている。

第１図において１は入力信号源でその電圧をＶ，Ｎで現
わす。

２は負荷抵抗、３は第１の増幅素子であるトランジスタ
、４は第１の電源でその電圧はＶ，、５は第２の電源で
その電圧はＶ２、６は第２の増幅素子であるトランジス
タ、７はトランジスタ３と６のコレクタとヱミッタの接
続点と電源４と５の接続点とを結ぶ一方同素子であるダ
イオード、８は第２のトランジスタ６のバイアス電流供
給源、９は第２のトランジスタ６の入力端子と第１の増
幅素子３の接地端子間に入ったッェナ−ダイオードであ
る。

ツェナー電圧はトランジスタ３が飽和する直前にトラン
ジスタ６のベース・ェミツタ間が順バイアスになるよう
に選んである。第１図の回路の動作について説明する。
入力信号電圧Ｖ，ＮがＯＳＶ，ＮＳＶ， を満足する間はトランジスタ６のベース・ェミッ夕闇は
逆バイアスされているため遮断され、負荷２を流れる電
流は電源４よりダイオード７を通じて供給される。

この際の出力回路の効率りは式‘１’で表わされる。Ｖ
，Ｎ 側・０１刀＝
▽「次にＶＩＮが Ｖ，≦Ｖ…≦ＶＩ＋Ｖ２ を満足する間ではトランジスタ６のベース・ェミッタ間
は順バイアスされているため、負荷２を流れる電流は電
源４，５よりトランジスタ６を通して供給される。

この際の効率りは式■で表わされる。り＝Ｖ，ＮＶＩ＋
Ｖ２ “““‘２１式（１｝，
■より効率りは第２図のグラフに表わすことができる。

一方第３図に第１図の回路が提供される以前の増幅器を
示した。

第３図において第１図を同符号は同一物を示し、１０は
電源で電圧Ｖｃｃとし第１図の回路と比較出釆るように
Ｖｑ＝Ｖ，十Ｖ２ に選んである。

第３図の回路の効率りは式‘３’で表わされ、第４図の
グラフに表わすことが出来る。Ｖ，Ｎ
・・・・・糊り＝▽；第２図と第４図
から明らかなように第１図回路の方が第３図回路より増
幅器の効率は上っていることが判る。上記のように第１
図回路は第３図回路と比べ｛１１増幅器の効率が向上し
、発熱量が少ない。

‘２’電源トランスが４・さくて済む。【３｝省電力化
が可能である。等の利点があり、画期的な回路方式であ
るといえる。しかし反面、（１｝複数個の電圧源が必要
となり、電源回路が複雑となる。（２ー出力増幅素子の
数が増える。｛３ｉは電源電圧の切り換り時に歪が発生
する。等の欠点がある。本発明の目的は上記した■の欠
点をなくし、より効率の良い、かつ増幅出力波形に悪影
響を及ぼすことのない電源電圧制御型増幅器を提供する
ことにある。

第１図の従釆回路は増幅器の効率向上のために出力段回
路部に着眼したものであるのに対し本発明は出力段回路
は第３図の従来回路と同等とし、電源部に着眼したもの
で目的は同じく、また得られる成果も‘１’増幅器の効
率が向上し発熱量が少ない。

■電源トランスが小さくて済む。｛３’省電力化が可能
である。等何ら変るところはないが本発明によれば、増
幅出力波形に悪影響を及ぼすことなく、より効率の向上
が計れる。以下本発明を実施例に基づき説明する。

第５図に本発明一実施例のブロック図を示す。

第５図で１１は電源部、１２は直流交流変換部、１３は
インバータトランス、１４は２次整流平滑部、１５は情
電圧整流平滑部、１６はィンバータのスイッチング素子
駆動用パルス発生器であり、以上でィンバータ電源を構
成する。また１７は増幅器、１８は増幅器入力信号源、
１９は遅延回路、２０は入力信号の波高値検出器、２１
，２２はスイッチ素子であり、図１と同符号は同一物を
示す。１２の直流交流変換部は１１の直流電圧を交流電
圧に変換する動作をし、その周波数はパルス発生器１６
によって決定される。

１４の出力整流平滑部はィンバータトランス１３の２次
巻線に誘起された交流電圧を整流平滑し、１５の倍電圧
整流平滑部はインバータトランスの２次巻線に誘起され
た交流電圧を倍電圧整流平滑する動作をする。

１９の遅延回路は信号源１８と増幅器１７の間に置かれ
入力信号をある一定時間遅延させる動作をし、２０の波
高値検出器は入力信号の波高値を検出し、その出力でパ
ルス発生器１６を制御してパルス波のＤｕｔｙＦａｃｂ
ｒを入力信号の大きさに応じて広範囲に変化させると同
時に、ある一定レベル以上の入力電圧に対しスイッチン
グ素子２１、２２を導通させ増幅器１７に供給されてい
た整流平滑部１４の出力を倍電圧整流平滑部１５の出力
に切換えるべく動作をする。

第５図のブロック図に基づく本発明の具体的回路を第６
図に示す。

第６図で２３，２３′は交流電源接続端子、２４，２５
，２６，２７は整流用ダイオード、２８はトランス補償
巻線、２９はィンバータトランス１３の１次巻線、３０
はチョークコイル、３１はスィチング素子としてのトラ
ンジスタ、３２はィンバータトランス鉄心、３３，３４
はトランス２次巻線、３５は単安定マルチパイプレータ
、３６は単安定マルチパイプレータのベース入力端子、
３７はィ話バタ周波数を決定している非安定マルチパイ
プレータであり、以上でィンバータ電源を構成する。

また１９は入力信号遅延用のＣＣＤ等の電荷転送型遅延
素子、３８は入力信号のピーク検波器２０の出力端子で
前記単安定マルチパイプレータ３５のベース入力端子３
６に接続されるものであり、３９はスイッチ回路２１，
２２の駆動用トランジスタ、４０はダイオード、４１は
コンデンサ、４２は抵抗、４３，４４はダイオードであ
る。その他第１図、第５図と同符号は同一物を示す。第
６図の実施例におけるィンバータ電源回路は先に本願発
明者が特磯昭４８一５１号（特関昭４９−９２５１７号
公報）で提供したものであり、補償巻線２８を設けるこ
とによって鉄心の磁気飽和を改善でき、電力効率の向上
トランスの４・型化、軽量化が可能であるという特徴を
備えている。

第６図の実施例について先ずィンバータ電源部から説明
する。

非安定マルチパイプレータ３７はィンバータ周波数を決
定するものであり、単安定マルチパイプレータ３５はス
イッチングトランジスタ３１の駆動回路でベース入力端
子３６の電圧に比例してＤｕｔｙＦａｃｂｒが変化する
。本電源回路におけるトランス１３の２次巻線出力は１
次、２次の巻線数比およびスイッチングトランジスタ３
１のＤ山ｙＦａｃｔｏｒによって定まる。したがってこ
の電源を増幅器用電源として使用し、入力信号の大きさ
に追従してスイッチングトランジスタ３ １のＤｕｔｙ
Ｆａｃｔｏｒを変化させれば増幅器１７の電源電圧を出
力に追随して動作させることができ、増幅器の効率が向
上することになる。つまり入力信号が大きい場合は信号
電圧のピーク値に比例した制御電圧を検出し、この制御
電力で単安定マルチパイプレータ３５のベース入力端子
３６を揺すりスイッチングトランジスタ３１のＤｕｔｙ
Ｆａｃ■ｒを大きくして２次出力電圧を上昇させれば良
く、また入力信号が小さい場合は上記と逆の動作をさせ
て２次出力電圧を小さくすれば良い。第６図の実施例で
は信号電圧の検出器としてピーク検出器２０を使用した
。

ピーク検波器を使用したのは単安定マルチパイプレータ
のベース入力端子３ ６を交流電圧で揺すったのではＤ
ｕｔｙＦａｃｔｏｒの制御が出来ないからである。入力
信号電圧はダイオード４０に加わるがダイオード４０は
信号の負の半サイクルだけ電流を通過させ、コンデンサ
４１に充電電流が流れて電圧は信号のピークと等しい値
に充電される。この時の充蟹々圧の極性は第６図に示し
た通りであり、簾圧の立ち上りはダイオード４０の順万
向抵抗が４・さいため遅れは殆んどなく、５皿ＨＺ程度
の高周波信号に対しても十分追随する。抵抗４２を挿入
したのはダイオード４０が非導通となる半サイクルにコ
ンデンサ４１に蓄えられている電荷を放電させるためで
あり、これにつてコンデンサ４１の端子電圧は信号のピ
ーク値以上に大きくなることはない。上記のような動作
によってピーク検出器２０の出力端子３８には入力信号
の大きさに等しい検波出力が得られる。したがってピー
ク検出器２０の出力端子３８を単安定マルチパイプレー
タ３５のベース入力端子３６に接続すれば、ベース入力
端子３６の電圧が入力信号の大きさに応じてその整流出
力の平均直流成分によって揺すられることになり、単安
定マルチパイプレータ３５のＤｕｔｙＦａｃｔｏｒ力ミ
変化する。以上の動作によりィンバータ電源の２次整流
出力電圧が増幅器入力信号の大きさに応じて変化するが
、立ち上り時間が問題となる。

電源をィンバータ方式にすることによって２次平滑コン
デンサはインバータ周波数に逆比例して小容量となるが
、２次整流ダイオードの順方向抵抗との時定数により整
電圧の立ち上りには必らず時間遅れが生じる。２次整流
出力の立ち上りに時間遅れがあれば大きな入力信号が入
った場合、増幅器の出力波形がクリップさせるため思わ
しくない。

本発明ではこの解決策として入力信号源１８と増幅器入
力端子との間に遅延回路を設けることを考えた。

１９のＣＣＤ（含駆動回路）等の電荷転送型遅延素子が
それである。

ＣＣＤ素子１９によって入力信号を上記２次整流出力の
立ち上り時間だけ遅らせれば２次整流出力は入力信号に
同期して立ち上るため増幅器出力波形のクリップは起ら
ない。しかし、高周波の大入力信号に対しては２次整流
出力を追随させることは難しく、増幅器出力波形のクリ
ップが起るものと考えられる。

そこである値以上の大入力信号に対してはトランジスタ
３９を導通させ、２１，２２のスイッチング素子として
のトランジスタを導通させ、増幅器の電源電圧を倍電圧
整流によって高い電圧に保持されている電源に切り換え
る方法を採択した。４３，４４は高い電圧源から低い電
圧源への電流の流入を阻止するダイオードである。

以上第６図の実施例について説明したが具体的な制御と
しては次のように行なえば良い。

通常の音楽信号のレベルは小さく最大出力の１０％であ
る。したがってＤｕｔｙＦａｃｔｏｒの制御端子３６に
不惑帯を設け、ＤｕｔｙＦａｃｂｒの定常値として、２
次整流出力が増幅器最大出力の１０％の出力を出し得る
値となる様に設定し、１０％以上の出力に相当する入力
信号に対しては順次ＤｕｔｙＦａｃのｒが変化するよう
に設計し、さらにあるレベル以上の大入力信号に対して
のみトランジスタ３９を導通させ電源電圧を高い電圧源
に切り換えるように詔靖十すれば良いｏ本発明によれば
第６図の実施例からも判る様に従来技術（第１図）の欠
点であった‘ｌｉ増幅器出力段能動素子の数が増える。

という問題はなくなるが、‘１’入力信号の波高値検出
器が必要である。｛２１電源の立ち上り時間補償用の遅
延回路が必要である。【３；倍電圧整流回路が必要であ
る。等の問題が生じ一長一短がある。しかし増幅器の効
率については従来技術により改善できる。第７図に本発
明による２次整流出力Ｅ２の変化を示した。

整流出力Ｅ２は入力信号Ｖ，Ｎの大きさに対応して破線
の包絡線状に変化する。ここで不感帯としたのは増幅器
の最大出力の１０％以下の出力に対応する領域である。
２次出力電圧Ｅ２が第７図のように変化する場合の増幅
器出力回路の効率を求めてみると次のようになる。

最大出力時の入力電圧Ｖ，Ｎに等しい２次整流出力Ｅ２
をＶｃｃで表わすとするとＶＩＮが ＯＳＶ…≦Ｖ戊／ノ１０ を満足する不感帯領域では出力回路の効率は式■でされ
る。

次にＶ，Ｎが Ｖｑ／ノ１ＯＳＶ…ＳＶｃｃ′ を満足する間では２次整流出力Ｅ２が入力電圧Ｖ，Ｎに
追随して増加するため、この際の効率りは式｛５｝で表
わされる。

ここでＶ的′はトランジスタ３９が導通となる時の２次
整流出力電圧である。

次にＶ，Ｎが Ｖの′Ｖ，ＮＳＶＣ。

を満足する間ではトランジスタ３９が導通し、増幅器電
源は倍電圧整流されている高電圧の電源に接続されるた
め、この際の勅率りは式｛６｝で表わされる。

Ｖ，Ｎ ．．．・
・棚り＝▽；式【４’，【５１，【６１より効率りは第
８図に表わすことができる。

第２図と第８図から明らかなように本発明による塊軸陸
器の効率は従来方式より向上していることがわかる。ま
た本発明は電圧制御を出力信号に同期させているため、
出力信号をクリップするようなことはない。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第３図は従来の増幅器、第２図及び第４図は
第１図及び第３図回路の効率を示す図、第５図は本発明
のブロック図、第６図は本発明の一実施例を示す図、第
７図は本発明による電源の２次整流出力Ｅ２の変化を示
す図、第８図は本発明による増幅器の効率を示す図であ
る。 １１：交流電圧整流部、１２：直流交流変換部、１３：
ィンバータトランス、１４：２次整流平滑部、１５：倍
電圧整流平滑部、１６パルス発生器、１７：増幅器、１
８：増幅器入力信号源、１９：遅延素子としてのＣＣＤ
、２０：波高値検出回路、２１，２２：スイッチ素子と
してのトランジスタ。 幹′図 第２図 第３図 第４図 繁Ｓ図 詳６図 溝ワ図 第８図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力端子に供給される入力信号を所定時間遅延する
   遅延回路と、該遅延回路にて遅延された信号を増幅し、
   出力端子に導く増幅回路と、上記入力信号のレベル変化
   に関連して変化する電源電圧を発生する可変電源電圧発
   生回路を具え該可変電源電圧発生回路の電源電圧を上記
   増幅回路の電源電圧とし、該増幅回路の電源電圧を上記
   入力信号のレベル変化に関連して制御し、かつ、上記増
   幅回路の出力信号と同期させるように制御することを特
   徴とする電源電圧制御型増幅器。 ２ 入力端子に供給される入力信号を所定時間遅延する
   遅延回路と、該遅延回路にて遅延された信号を増幅し、
   出力端子に導く増幅回路と、上記入力信号のレベル変化
   に関連して変化する電源電圧を発生する可変電源電圧発
   生回路を具え前記可変電源電圧発生回路は、入力信号の
   レベル変化に関連して変化する第１電源電圧と、該第１
   電源電圧より高い第２電源電圧とを発生する回路を備え
   、入力信号に応じて第１電源電圧と第２電源電圧とを切
   換え、入力信号のレベル変化が低い場合は前記第１電源
   電圧を入力信号のレベル変化に関連して制御し該制御電
   圧を前記増幅回路に供給し、入力信号のレベルが高い場
   合には前記第２電源電圧を前記増幅回路に供給すること
   を特徴とする電源電圧制御型増幅器。