SE449545B - Forfarande jemte anordning for att utoka dynamikomradet i ett ingangssteg - Google Patents

Description

10 15 20 25 449 545 Det förutsättes hela tiden att det efter transimpedanssteget i mottaga- ren finns en krets, som åstadkommer själva detekteringen av signalen, och att denna krets klarar av detekteringen så länge signalen inte är kraftigt distorderad. En sådan detektorkrets kan t ex arbeta med s k AGC, automatisk förstärkningskontroll, enligt känd teknik. Denna krets faller emellertid utanför den aktuella uppfinningen.

Den lösning pâ problemet, som den föreliggande uppfinningen anvisar, kännetecknas såsom framgår av de bifogade patentkraven. _ _ Den väsentligaste fördelen med uppfinningen år att den med enkla medel i vissa tillämpningar åstadkommer betydligt större dynamik än vad som år möjligt med känd teknik.

FIGURBESKRIVNING Uppfinningen kommer nedan att beskrivas med hjälp av nâgra utförings- exempel under hänvisning till bifogade ritning på vilken Fig 1 visar en anordning enligt uppfinningen i blockschemaform, Fig 2 visar en utföringsform av den optoelektriska omvandlaren enligt Fig 1, Fig 3 visar en utföringsform av integratorn 2 enligt Fig 1, Fig 4 visar samhörande värden pâ nâgra intressanta signaler i kretsen enligt uppfinningen.

FÖREDRAGNA UTFÖRINGSFORMER Figdr 1 visar i blockschemaform en anordning enligt uppfinningen. En ström, som är direkt proportionell mot det infallande ljusets effekt alstras i den opto-elektriska omvandlaren 3. En utföringsform av denna omvandlare visas i figur 2. Omvandlaren består enligt exemplet av en fotodiod, vilken förspännes med en likspänning av den visade polariteten.

I fortsättningen förutsåttes att dioden är backspând, vilket år vanli- gast i applikationer av denna typ. För enkelhets skull kommer den fö' 4 10 15 .20 25 30 449 545 alstrade strömmen I i riktning mot nod 8 i figur 1 att betraktas som den egentliga insignalen till ingângssteget.

Kondensatorn 5 med kapacitansen CD representerar omvandlarens 3 ofrân- komliga parallellkapacitans. Denna kapacitans spelar en central roll vid förklaringen av uppfinningens funktion.

Till utgången frân omvandlaren 3 är ansluten en högimpediv förstärkare 1 med den negativa förstärkningen -A, där A >> 1. Förstärkaren är"ay¿ praktiska skäl AC-kopplad men vid beräkningen av överföringsfunktionen enligt nedan betraktas den som DC-kopplad, vilket saknar inverkan på det fortsatta resonemanget. Kondensatorn 6 representerar förstârkarens 1 inkapacitans med värdet CIN av samma storleksordning som CD. Mot- ståndet 4 är det s k transimpedansmotstândet med värdet RT. Enligt känd teknik bör värdet RT vara mycket stort om ett högkånsligt ingângssteg önskas.

Mellan utgången 7 pâ förstärkaren 1 och omvandlarens 3 ena pol 9 är enligt uppfinningen en integrator 2 ansluten. Integratorn kan vara del- linjär men i beräkningarna nedan behandlas den som en linjär krets med överföringsfunktionen A1/S, där A1 kan vara ett mycket stort positivt tal och S år Laplace-operatorn. Om A1 sättes lika med noll blir kon- densatorn 5 och omvandlaren 3 AC-mässigt jordade i nod 9 och kretsen fungerar, som ett konventionellt transimpedanssteg. För att dynamik- omrâdet skall kunna utökas måste, vilket kommer att visas nedan, för- stärkningen A1 kunna varieras antingen på ett dynamiskt dellinjärt sätt eller på ett odynamiskt linjärt sätt beroende på aktuell utföringsform.

Med ett dynamiskt dellinjårt sätt avses här att A1 varierar i beroende av insignalen till integratorn 2.

För ett konventionellt transimpedanssteg gäller att överföringsfunktionen fâr dimensionen ohm eftersom insignalen enligt ovan är en ström och ut- signalen en spänning. Om förstärkningen A hos förstärkaren 1 gâr mot oändligheten gär överföringsfunktionen mot värdet -RT.

För att förklara funktionen hos uppfinningen är det lämpligt att härleda överföringsfunktionen hos kretsen enligt figur 1. 10 15 20 _449 545 Nedan definieras ett antal signaler, varvid 8 enligt ovan betecknar Laplace-operatorn.

I(S) = strömmen alstrad i omvandlaren 3 och definierad positiv i rikt- ning mot nod 8, dvs ingången till förstärkaren 1 enligt figur 1, U(S) = spänningen i nod 7, dvs pâ utgången frân förstärkaren 1, V(S) = spänningen i nod 8, '>~.-.- I1(S)= strömmen genom kondensatorn 5 definierad positiv i riktning mot nod 8, I2(S)= strömmen genom kondensatorn 6 definierad positiv i riktning mot jord, Z I3(S)= strömmen genom motståndet 4 definierad positiv i riktning mot nod 7. ßr Med hjälp av de tidigare definierade storheterna A, A1, RT, CD ocn CIN kan följande ekvationer ställas upp. ucs) = -A - v <1) I¶9=êl- ms-væns.% ca I2(s)= v(s> - s cl" (3) x3cs>= - u> I/ RT <4) : Its) =_12(s> + 13(s> - I1 ' (S) Med hjälp av ovanstående ekvationer kan man lätt visa att överförings- funktionen blir "ART ARTCD t (1+A) + SRT(CD+CIN) _ U(S) "(5) ' Its) = A (6) 1 Mi 10 15 20 449 545 för att förenkla den fortsatta framställningen approximeras termen (1+A) med A. Detta är en god approximation eftersom A >> 1. Efter ytterligare omformning av uttrycket (6) fås då Hls) = ---9--I-"-- m 1+A R c S+ A< 1 1 n> RT Il' l Detta är överföringsfunktionen för ett enpoligt lågpassfilter. Om A1 = U blir uttrycket (7), som tidigare nämnts överföringsfunktionen för ett konventionellt transimpedanssteg.

Man noterar att då A1 > 0 ökar bandbredden hos lågpassfiltret, vilket vanligtvis inte är någon nackdel i ett transimpedanssteg. För att fâ reda på hur H(S) uppför sig inom passbandet kan man sätta S = 0.

-RT H(O) = ----_-- (8) 1+A1RTCD Uttrycket (8) visar tydligt att man kan åstadkomma variabel förstärkning hos transimpedanssteget genom att variera förstärkningen A1. Detta kan exempelvis ske genom användning av en konventionell AGC-slinga i kretsen.

Då förstärkningen A1 varieras åstadkommes en dämpning, som uttryckt i dB blir 2010109 <1+A R c ) 1 D Genom att öka förstärkningen A1 minskas således utsignalens amplitud, vilket vid stora insignaler hindrar att utsignalen distorderas oaccep- tabelt mycket.

Som ovan nämnts kan integratorn 2 i en utföringsform av uppfinningen vara utförd som en linjär krets och i en annan utföringsform som en f! 449 545 10 15 20 25 30 35 11-? dellinjär krets. I det förstnämnda fallet bör förstärkaren 1 vara AC- kopplad, eftersom ljuset och därmed strömmen I alltid innehåller en DC- komponent beroende pä att det inte finns negativt Ljus. Denna DC-kom- v» ponent skulle, om förstärkaren 1 var DC-kopplad, orsaka en DC-spänning i noden 7, som i sin tur skulle integreras i integratorn 2 och orsaka en spänningsramp i nod 9 som så småningom kan omkasta omvandlarens 3 förspänning. Ett alternativ är att utnyttja en icke ideal integrator med begränsad förstärkning vid låga frekvenser.

Dâ integratorn 2 år utförd som en dellinjär krets kan den ha utseende enligt figur 3. I princip är i detta utförande en olinjår spännings- styrd strömgenerator 12, 13 kopplad till en integrationskondensator 10.

En urladdningsresistans 11 är ansluten parallellt över kondensatorn 10.

Den olinjära spänningsstyrda strömgeneratorn har här visats funktions- mässigt uppdelad i tvâ delar nämligen en olinjär förstärkare 13 och en linjär strömgenerator 12 men kan givetvis mycket väl realiseras i en - enda komponent. Den olinjära förstärkaren fungerar pâ det viset att då spänningen i nod 7 är positiv i förhållande till referensspånningen P UREF så har förstärkaren ingen eller försumbart liten förstärkning. Dâ spänningen blir mer negativ än referensspänningen ökar förstärkningen och dâ lämpligen i proportion till spänningsskillnaden. Detta för- hållande efterliknar approximativt en diods differentiella admittans' variation med pâlagd spänning. I normalfallet, dvs med ingen eller mycket liten insignal år spänningen i nod 7 mer positiv än referens- spänningen varför kopplingen enligt figur 1 enligt ovan fungerar som ett konventionellt transimpedanssteg. Kondensatorn 10 pâ utgången frân strömgeneratorn 12 ger en olinjår integration av spänningen i nod 7.

Vid en kraftig signal i nod 7 kommer således kondensatorn att laddas upp. Det med kondensatorn parallellkopplade motståndet 11 laddar ur kondensatorn mot spänningen U. En sâdan urladdning är nödvändig för att möjliggöra mottagandet av en svag insignal efter detekteringen av en kraftig signal. Den opto-elektriska omvandlaren 3 fungerar nämligen g) optimalt av känslighetssynpunkt då den är negativt förspänd. Det bör noteras att detta resonemang förutsätter att kondensatorn 10 är så stor att strömmen utifrân endast försumbart påverkar spänningen i nod 9, dvs att integratorn 2 har försumbart lâg utimpedans. 10 15 20 25 30 449 545 Dâ insignalen till anordningen utgöres av en konstant kraftig signal eller ett pulstâg av kraftiga signaler verkar det vid första pâseendet kunna uppstå problem eftersom urladdningsmotstândet 11 inte kommer att hinna ladda ur kondensatorn 10. En spänningsramp kommer således att upp- stâ i nod 9. Om den opto-elektriska omvandlaren är utförd enligt figur 2 motverkas emellertid ett sådant händelseförlopp på följande sätt.

När spänningen i nod 9 blir allt mer negativ minskar så småningom foto- diodens shuntmotstând kraftigt, vilket i sin tur medför att omvandlaren i sig själv begränsar insignalen. I detta läge shuntas således en sïor del av den i omvandlaren alstrade strömmen och när aldrig transimpedans- steget. Detta förhållande i kombination med funktionen hos urladdnings- motståndet 11 stabiliserar spänningen i nod 8.

Funktionssättet för uppfinningen med en integrator enligt figur 3 då in- signalens styrka varierar kraftigt inom ett begränsat tidsintervall illustreras av tidsdiagrammen i figur 4.

Signalen A visar den optiska insignalen eller strömmen som alstras i den opto-elektriska omvandlaren. De tvâ första ljuspulserna är relativt sva- ga men därefter ökar ineffekten sprângartat och det förutsättes att de fem efterföljande pulserna har lät säga 1000 gånger högre ljusamplitud.

Pulserna har streckats för att antyda detta. Därefter följer enligt exemplet fyra ljuspulser med samma amplitud som de tvâ första.

Signalen B visar spänningen i nod 9. Under period 1 av förloppet är nod- spänningen lika med spänningen U enligt figur 3. Anledningen till detta är att integratorn 2 inte varit aktiverad under en viss tid, vilket med- för att urladdningsmotstândet 11 har hunnit ladda ur all eventuell laddning ur kondensatorn 10.

I början av period 2 av förloppet ökar insignalstyrkan sprângartat en- ligt ovan, vilket medför att spänningen i nod 9 enligt kurva B integre- ras ned under pulsens varaktighet. Nedintegreringen beror pâ att spän- ningen i nod 7 blir mindre än UREF. Efter den första pulsen ökar spän- ningen en aning innan nästa puls kommer beroende pâ urladdningsför- loppet i RC-kretsen 10, 11. De tvâ efterföljande pulserna i signalen A 449 545 10 15 q;- orsakar en upprepning av förloppet. Den fjärde pulsen, period 3, ger däremot upphov till en något annorlunda signal i nod 9. Fotodioden har nu börjat framspännas, vilket medför att signal B limiteras beroende på att större delen av den alstrade strömmen shuntas i fotodioden en- u ligt ovan. Samma sak gäller för den nästkommande pulsen. Därefter, dvs i period 4, ökar spänningen enligt kurva B mot spänningsvärdet U enligt figur 3.

Kurvan C visar spänningen i nod 7, dvs utsignalen från anoçdningentø; Amplitudskillnaderna mellan pulserna i de olika perioderna är relativt i period 4 har emellertid en något lägre ampli- tud. Detta förhållande illustrerar det faktum att uppfinningen med en integrator enligt figur 3 har betydligt lättare att korrekt detektera svaga signaler tätt följda av starka än tvärt om. liten. Den första pulsen Den positiva rampen i signal 8, som alstras av urladdningsförloppet i RC-kretsen är i själva verket kraftigt överdriven. Denna signal måste i praktiken öka betydligt långsammare för att signal C inte skall påverkas ofördelaktigt. Figuren 4 är även i andra avseenden starkt förenklad för att klarare visa principen för uppfinningens arbetssätt. Så t ex har signalen C i figuren illustrerats utan stigtider.

Claims (5)

1. 449 545 P A T E N T K R A V 1 Förfarande för att utöka dynamikområdet i ett ingângssteg av s k transimpedanstyp i en mottagare i ett fiberoptiskt informationsöverfö- ringssystem i vilket steg den optiska ingången utgöres av en med tvâ poler (8, 9) försedd icke förstärkande fotodiod (3) t ex en pin-diod med sin ena pol (8) ansluten till ingången på en mellan ingång och ut- gång via en resistans (4) återkopplad högimpediv förstärkare (1), k ä n n e t e c k n a t därav att signalen på ingångsstegets utgång (7) återkopplas via en signalväg bestående av en integrator (2)=anslute-' mellan nämnda utgång (7) och fotodiodens andra pol (9) och en kaoacitans (5) parallell med fotodioden (3) till förstärkarens ingång.
2. 2 Anordning för att utöka dynamikområdet i ett ingångssteg av s k transimpedanstyp i en mottagare i ett fiberoptiskt informationsöverfö- ringssystem i vilket steg den optiska ingången utgöres av en med två poler (8, 9) försedd icke förstärkande fotodiod (3) t ex en pin-diod med sin ena pol (8) ansluten till ingången på en mellan ingång och ut- gång via en resistans (k) återkopplad högimpediv förstärkare (1), k ä n n e t e c k n'a d därav att förstärkarens utgång (7) via en in- tegrator (2) och en kapacitans (5) parallell med fotodioden (3) är an- sluten till förstärkarens (1) ingång (8).
3. 3 Anordning enligt patentkrav 2 k ä n n e t e c k n a d därav att kapacitansen (5) utgöres av fotodiodens (3) egenkapacitans (CD).
4. 4 Anordning enligt patentkrav 1 eller 2 k ä n n e t e c k n a d därav att nämnda integrator (Z) är olinjär.
5. 5 Anordning enligt patentkrav 2 eller 3 k ä n n e t e c k n a d därav att nämnda integrator (2) är dellinjär.