SE437906B - Digital-analogomvandlare - Google Patents

Description

7909790-3 2 digitala signalen, varigenom anxplitudbegränsrxingen äger rum enligt en ánplitud- hegränsande fuktion,.snnär pennrüsk och smnwnrkx varje pertxïär omwnrfler ooch varierbar likformigt, dels en första kopplingsenhet för anslutning av ingån- gen på steget till omvandlaringången, dels ett kvantiseringssteg, som är förbun- det med mtegrerfinge- den begräneniageeteget för begränsning av längden av ked- orden i den digitala hjälpsignalen för alstring av en utsignal från kvantiserings- steget, vilken är bildad av en serie av var sina b bitar bestående kodord, dels ett skillnads- och anxplitudåtervixxnirxgssteg med en anplimdåterupprättande funk- tflnn smnärcmaxomwfimh finktnnæm.av en kopplingserlhet för anslutning av ingången på skillnads- och återvinnings- steget till utgången på kvantiseringssteget, dels en tredje kopplingsenhet för anslutning av utgången på skillnads- och återvinningssteget till cmvandlarutgån- gen ochfdels en dnfiåal-anahxfiüälpcmmænflare fiürb bitar, sïnär nnfirdziden av den andra emnnïan skillnads- och âüaxünningssbsyfizcch den tnxfie emnflæn bildade kretsen.

Med digital-analogomvandlaren enligt uppfinningen genomföras digital- -analogomvandling av ord,_bestående av b+a bitar, genom användning av en gene- rellt billigare och enklare hjälpomvandlare för b bitar. I syfte att uppnå ett signal-kvantiseríngsbrusförhållande, som är sanordnat med en omvandlare för b+a bitar genomföres ett förbehandlingsförlopp med hänsyn 'till den digitala insigna- len, innan denna signal tillföres kvantiseringssteget. Därefter genomföras ett efterbehandlingsförlopp med hänsyn till utsignalen från kvantiseringssteget. Ge- nom denna efterbehandling förskjutes kvantiseringsbrussignalen, som införes till följd av kventieetmgeeteget, till ett sådant frekveneband, att den kan tmder- tryctas med hjälp av en filterkoppling. Förbehandlíngen har till uppgift att ned- finn,damalnmkmtqfiknnn;avtmussnmahaxut1omnmsaninwækan;fi.da1önä§@e sflmnflen.

Uppfinningen beskrivas närmare nedan med ledning av åtföljande rit- nimg,därfïg.1 sdnmeti§d:vi§u~anugiqàtmn:fià:a1anakg sn¶al,fig.2 även schematiskt en period i energispektrat för en digital signal, med vilken en sæmflingsfndnæms är sæmndnad, smnäm lfluaned.N¶nfist-fnägæmsen, fflg.3 en period i energispektrat för en digital signal och brussignalens energispekt- ru som införes genom amplitudkvantisering, fig. 4 symbolen för ett interpole- rande filter, fig. 5 sinmatiädzen pernmdi.energiqgàd:2ü:för utsßmaLa1frân det i fig. 4 visade filtret, om detta tillföres en signal med det i fig.2 visade energispektrat, fig. 6 en period i energispektrat för en digital signal, med vilken en samplingsfrekvens är samordnad, som är N=2 gånger högre än Nyquist-frekvensen jämte energispektrat för 7909790-3 brussignalen, som införes genom amplitudkvantísering, fig. 7 schematiskt den generella uppbyggnaden av digital-analogom- vandlaren enligt uppfinningen, fig. 8 variationen hos funktionen sín2(2Û FT/2), som förekommer i uttrycket (21), fig. 9 en variant av den i fig. 7 visade omvandlaren, fig. 10 ett diagram för att åskådliggöra variationen i en periodisk amplitudbegränsande funk- tion, som är olinjär under varje period, fig. ll ett diagram för att åskådliggöra variationen i en periodisk amplitudbegränsande funktion. som är linjär under varje period, fig. 12 en förenkling av den i fig. 9 visade omvandlaren, fig. 13 en utföringsform av kaskadkopplingen av integreringsnät och hjälpamplitudbegränsaren för användning vid den i fig. 9 visade omvandlaren, fig. IH en utföringsform av en signalkälla för användning vid den i fig. 9 visade omvandlaren, fig. 15 en utföringsform av ett skillnadsnät och fig. 16 en s.k. utbredd version av den i fig. 9 visade omvandlarcn.

Nedan följer en uppställning av hänvisningar, som är av speciellt intresse i sammanhanget.

Special Issue on Analog/Digital Conversion, IEEE Transactions on circuits and systems, vol. CAS-25, nr 7, juli 1978, I Digital Signal Processing, A.V. Oppenheim, R. W.

Schafer, Pretice-Hall 1975, pp H13-H18, Nederländska n.ans. nr 7703633, Optimum FIR Digital Filter Imnlementations for Deci- mation, Interpolation and Norrow Band Filtering, L.R. Rabiner, R.E. Crochiere, IEEE Transactions on Acoustics Speech and Signal Processing, vol. ASSP-23, oktober 1975, pp UH4-H56, Further Considerations on the Design of Decímators and Interpolators, R.E. Crochiere, L.R. Rabiner, IEEE Transactions on Acoustics, Speech and Signal Processing, vol. ASSP-2H, augusti 1976, PP 296-311, Computation Rate and Storage Estimation in Multirate Digital Filtering with Half-Band Filters, M.G. Bellanger, IEEE Transactions on Acoustics, Speech and Signal Processing, vol.

AssP-zö, lugusti 1977, pp 3411-3146. i En digital signal är en tids- och amplituddiskreqsignal, som t.ex. erhålles genom sampling av en analog signal xa(t) 7 vid tidpunkter nT, vilket resulterar i signalsampelvärden, som kommer att betecknas med xa(vT), genom kvantisering av 7909790-3 de på detta sätt erhållna sampelvärdena, vilket resulterar i kvantiserade signalsampelvärden ïa(nt), om genom omvandling av desamma till ett av flera bitar bestående tal, som i fort- sättningen benämnes kodord och betecknas med X(n). Härvid repre- senterar n ett helt tal, som är beläget inom intervallen -o0(n(°0 och representerar t samplingsperioden. Nämnda digitala signal bildas nu av serien kodord X(n) och denna signal kommer att betecknas med {k(n)} . Storheten l/t benämnes under stundom samplingsfrekvens och kommer att betecknas med fs.

Om vart och ett av kodorden x(n) nu antages omfatta b+a bitar, varvid dessa bitar är angivna genom ci(n), där i = O, l, 2, ... b+a-l, och som är antingen lika med l eller 0, gäller att "' +- xa(nv) x(n).VmaX elïer' Co(n) b+a_l _ ' (-1) címz 1 <1) 1=l "íat m; ) n < I uttrycket (l) representerar Vmax denna övre gränsen för amplituden för den analoga signalen xa(t), så att för xa(t) gäller att _Vmax < Xa(t)( Vmax _ (2) Ovan har beskrivits, att för att möjliggöra omvandlingen av den analoga signalen xa(t) till serien kodord x(n) denna ana- loga signal xa(t) först måste samplas med en frekvens fs. Om nu frekvensspektrat för xa(t) avviker från noll endast inom frekvensmellanrummet O Å f L fx, måste fs åtminstone vara Zfx.

I åskådliggörande syfte visar fig. l schematiskt energispektrat P (f) för Xa(t), medan fig. 2 även schematiskt visar en period i :nergispektrat PX(f) för den digitala signalen<{x(n)}. Det är nu lämpligt att undersöka det sätt, på vilket energispektrat har samma utseende som för en digital signal z(n) , som erhålles genom reducering av ordlängden för vart och ett av kodorden x(n) till b bitar t.ex. genom avrundning. För att åstadkomma; detta måste ett olinjärt kvantiseringsförlopp Q[J genomföras med hänsyn till varje kodord x(n) på sådant sätt att z(n) kan skrivas såsom Z(n) = Q X(n) (3) Detta kvantiseringsförlopp kan även beskrivas på annat sätt, eftersom det även gäller att zm>=xm>+em> g (M I detta uttryck representerar e(n) kvantiseringsfelet, för vilket gäller att -b-1 -b-1 -2 < e(n) (2 (5) Dessa kvantiseringsfel kan betraktas vara kodord i en digital brussignal {e(n)} med ett energitäthetsspektrum, som är likformigt fördelat över ett frekvensmellanrum 0 L f L f Följaktligen kan denna brussígnal betraktas såsom vitt brus s. enligt hänvisningen 2. Om den totala brusenergin i denna brus- signal betecknas med Fe, gäller att Pe = 2'2b/12 ' (6) Denna brusenergi kommer nu att fördelas likformigt över frek- vensmellanrummet O L f L f . Detta framgår av fig. 5 för en period i energispektrat fö: signalen {z(nl%.

Såsom framgår av fig. 3, förekommer inom frekvens- mellanrummet 0 L f L Zfx ej enbart den ursprungliga signalen med energispektrat PX(f) utan även en brussignal med ett energi- spektrum Pe(f), för vilket gäller att Pe(f) = Pe.f (7) Ovan har angivits, att en brussignal införes med energi- täthetsspektrat Pe(f), om längden av varje kodord X(n) reduceras från b+a bitar till b bitar. Såsom nämnts ovan gäller, att T =l/fs.

Spektrakt Pe(f) är med andra ord direkt proportionellt mot samp- língsperioden T eller omvänt proportionellt mot samplingsfrek- vensen. Detta innebär, att energitäthetsspektrat Pe(f) för den digitala brussignalen {e(n)}, som erhålles genom kvantisering av varje kodord x'(n) på ovan beskrivet sätt, skulle bestämmas av P'e(f) = Pe . T' = Per/N (8) Om det skulle vara möjligt att öka samplingsfrekvensen fS=2fx, som är samordnad med {x(n)f' med en faktor N, så att_, en digital signal {k'(n)} erhålles, med vilken samplings- f' _, frekvensen f'S = Nfs är samordnad. ïuv Ovannämnda ökning av samplingsfrekvensen med en faktor N 79Û9790~3 79Û9790f3 kan nu uppnås med hjälp av en anordning, som varje gång inför N kodord med värdet noll mellan två efter varandra följande kod- ord x(n) och X(n-l), och eventuellt ett härmed kaskadkopplat digitalt filter. En dylik anordning beskrivas med ledning av fig. Epoch benämnes SRI-element. Ett digitalt lågpassfilter kan användas såsom digitalt filter. Kaskadkopplingen av detta element och detta digitala filter benämnes under stundom interpolations-- steg, som anges genom den i fig. 4 visade symbolen. I denna symbol representerar N ökningsfaktorn. Hänvisningarna Ä, 5 och 6 be- skriver utföringsformer av ett dylikt interpolationssteg.

Om nu närmare bestämt den digitala signalen {k(n)% med det i fig. 2 visade energispektrat tillföres det i fig. U visade steget, alstrar detta steg en digital signal x'(n)} med ett energispektrum Px'(f), vars form för N =12 schematiskt visas i fig. 5. Om denna digitala signal {x'(n_? nu utsättes för den tidigare omnämnda kvantiseringen, erhålles en digital signal med ett i fig. 6 schematiskt visat energispektrum. Av den till följd av denna kvantisering_införda brussignalen kan frekvens- komponenten, som är belägen inom frekvensmellanrummet fx L f L (2N-Dffl nu undertryckas medelst ett digital lägpassfilter, så att en brussignal kvarstår med en totalenergi, som är lika med Pe/N.

I det följande beskrives och förklaras den allmänna upp- byggnaden av en digital-analogomvandlare enligt fig. 7 för om- vandling av en_digita$signal {x(n)} , som är bildad av en serie av b+a bitar bestående kodord x(n), till en analog signal x(t) med användning av en digital-analoghjälpomvandlare för b bitar, som är avsevärt billigare än en digital-analogomvandlare för b+a bitar.

Den i fig. 7 visade omvandlaren omfattar en hjälpom- vandlare l, som är uppbyggd på konventionellt sätt. Denna om- vandlare l omfattar en digital signalingång 2 och en analog signalutgång 3. Om en digital signal {z(nå> tillföres hjälp- omvandlaren, alstrar denna omvandlare signalsampelvärden za(nt), för vilka gäller att za(nT) = z(n)Vmax + e'(n)VmaX (9) I denna likhet (9) representerar e'(n)VmaX ett samnelvärde av .en amplitudbegränsad felsignal, som härrör från onoggrannheter _hos hjälpomvandlaren. Ingången 2 på denna hjälpomvandlare är via ett kvantiseringssteg 10 förbunden med utgången på en för- behandlare 4. som tíllföres en digital sígnal_{x'(nÜ-, bestående av kodord x'(n) med b+a bitar. Härvid antages, att denna digitala --.-..»«--.«---~» - samordnad med signalen {k'(n) , som för N=2 i 7909790-3 ~ x'(nL* unpträder vid utgången på interpolationssteget 13, som tillföres en digital signal signal {X(n) , med vilken en har det 2NfX är har det samplingsfrekvens âf* är samordnad och som i fig. 2 visade energispektrat. En sam lingsfrekvens sålunda i fig. 5 visade energispektrat.

Utgângen på hjälpomvandlaren l är förbunden med ingången på en efterbehandlare 5, som med sin utgång är förbunden med in- gången på ett lågpassfilter 6, som överför den önskade analoga signalen x(t) till sin utgång 7.

Förbehandlaren 4 omfattar ett integrerande nät 8 och ett amplitudbegränsningssteg 9 med en begränsande funktion f[J .

Nätet 8 kan vara utfört som en accumulator och alstrar i beroen- de av de till detsamma matade kodorden x'(n) kodorden y(n). för vilka gäller att y = å mi) m) ¿L_ i=-00 Dessa kodord tillföres begränsningssteget 9, som alstrar kod- orden §(n), för vilka det gäller att mn) = f [you] Dessa kodord ¶\n), bestående av b+a bitar, tíllföres nu kvanti- (ll) seringssteget, som i beroende härav alstrar de av b bitar be- stående kodorden z(n) med z(n) = §(n) + e(n) (12) Detta kvantiseringssteg lO kan vara uppbyggt på sådant sätt att det matar de b mest signifikanta bitarna i signaled§(n) till hjälpomvandlaren l. Om v(n) bibringas 2-komplementform, är denna tyo av kvantísering känd såsom värdestymnning (se hänvis- níngen 2).

Efterbehandlaren 5 omfattar ett amnlitudåtervinnings- steg ll och ett skillnadsnät l2. Steget ll har en amplitud- återvinningsfunktion g L] och alstrar i beroende av de till det- samma matade signalsamnlingsvärdena za(nT) signalsampelvärdena ïa(nt), för vilka gäller att ša(nt) :[g Za(nt)] 2 g[y(n)VmaX + {e(n)+êï(fl)}vmax] a._..r... . ._ ., _ ,___..........,_...._..~............_..._... ...-._..._ ._ _ ...___ _.. _ __..... - 7909790-3 - s Med hänsyn till noggrann återvinning av amplituden måste gälla, att g L] är omvänt oronortionellt mot f[J . Detta innebär generellt för en variabelrX att s sßlxfl ~ i (111) (15) kan nu skrivas ïaülT) = e;[f[y(n)vmax]:| + r-(nT) (15) så att Éå(nT) = y(n)VmaX + r(nT) (l6) Dessa signalsampelvärden za(nt) tillföres nu skillnadsnätet 12, som antages vara av första ordningen. Detta nät 12 alstrar utsiqnalsampelvärdena âa(nt), för vilka gäller att äamt) - za Rn-UT] (17) âa(nT) så att zaorr) = ymv +r(n1:>-r[ max_y(n'l)V max Av (10) följer att zamr) = xfnnvmax + rum - I» [ul-JT] (18) Om nu lågpassfiltrets gränsfrekvens fäljes lika med l/(QNT), kan den analoga signalen x(t) erhållas från signalsampel- värdena âa(nt). Om detta lågpassfilter förutsättes vara ett idealiskt filter, gäller isynnerhet att oo simzfiNfxt-ní ) ( ) x(t) = ä (nT) 19 ï a aïïmfxc - nfi I1=-'0° Brussignalen r(n), som uppträder i signalen za(nt) och som bl.a. alstras av kvantiseringssteget 10, har ett energi- spektrum, som kommer att betecknas med Pr(f) och som har konstant värde. Genom användning av nätet 12 påverkas detta energispektrum på sådant sätt, att brusenergin förskjutes till frekvensmellanrummet fx ( f ( (2N-l)fX. Detta kan förklaras på följande sätt. Om brussignalen i âa(nT) representeras av s(nT), gäller i enlighet med (18) att s(nT) = r(nT) - P Kn-l)fl (20) Om nu energíspektrat för signalen s(nT) representeras av Ps(f) är det möjligt att härleda att 7909790-3 9 Ps(f) = uPr(f)sin2(2ïfT/2) (21) Fig. 8 visar variationen i funktionen sin2(2¶fT/2) som funktion av f. Eftersom Pr(f) är ändligt för samtliga värden av f, framgår av fig. 8, att den införda brussignalen r(n), som har en energi- täthet, som är likformig inom hela frekvensbandet O Q f L fs, undertryckes i den mån den befinner sig inom frekvensmellanrummen 0 Å f Å fx och (2N-l)fx Å f L 2NfX, så att den totala brus- energín, som uppträder vid utgången på det ideala lâgpassfiltret 6 och som kommer att betecknas med ps, bestämmes av uttrycket 1/(2NT) Ps = 2 4Pr(f)sin2(2fifT/2)af (22) O ar (f) ~ _ Ps = -1šL- < ll - sin lL > <2u> IIT N N För PS kräves nu, att denna ligger nedanför ett bestämt tröskel- värde, varvid värdet av N följer av (2Ä).

Tidigare har endast ett speciellt krav ställt på den amplitudbegränsande funktionen. Denna funktion förutsättes nämligen vara omvändbar, eftersom i annat fall ingen.amplitud- återvinningsfunktion kan återfinnas. Men att ej varje omvänd- bar funktion kan användas såsom amplitudbegränsande funktion kan inses med ledning av följande exempel Om man antar att ffq = arctg E] (25) övergår likheten (10) med (25) till 37(n) = arctg y(n) (25) Med hänsyn till noggrann återvinning av amplituden måste nu gälla att g E] = tg [J (27) Med (27 övergår (13) till ëa = tg[:{§+e+e'}vmax] <28> Av uttrycken (26) och (28) följer, att om e(n)+e'(n)= o i själva verket gäller såsom avsett att za(n) = tg arctg[y(n):Ü = y(n) (29) Men eftersom e(n)+e'(n) ej är lika med noll, störes detta samband allvarligt. . 7999790-3 10 En mycket fördelaktig amplitudbegränsande funktion er- hålles genom periodisk upprepning av en funktion, som är definie- rad inom en viss intervall och varierar likformigt inom denna U intervall och som är omvändbar. Denna intervall och därmed även denna period måste väljas på lämpligt sätt.I fmflsättningen kommer denna period att betecknas med R. En möjlig amplitudbegränsande funktion är nu bestämd genom fßfhn] = mn) = F[ rNLyun-knflfl (30) I detta uttryck (50) representerar kn ett helt och positivt tal och anger numret för intervallen med en längd R, inom vilken y(n) är belägen. Värdet av R måste nu väljas på sådant sätt, att sambandet - l ( §(n) ( + 1 (31) satisfieras.

Eftersom signalsamnelvärdena ïa(nT), som uppträder vid utgången på återvinningssteget ll, måste satisfiera (16), kan man härleda, att för amplitudåtervinningsfunktionen gäller att gflzëßnrfl = à G [zauflu] + k Rv = fzauflr) (32) n max varvid ll N |-1- G F xi Genom att antaga att _ à = G za(nTâ] = zå(nT) övergår (32) till Éaufr) = zåmfr) + knavmax Av (17) följer därför generellt att zamfr) = zå(n'1*)-z¿[(n-1)i1š\Mkm-krrlflïvmax (33) Eftersom amplituden för vart och ett av kodorden x(n) och x'(n) är begränsad, är även amplituden för varje signalsampelvärde âa(nT) begränsad i enlighet med (18). Även om kn och kn_l i princip är obegränsade, innebär detta, att skillnaden kn-kn_1 representerar ett ändligt tal.

Eftersom vidare âa(nT) aldrig kan överskrida Vmax, gäller, om perioden R väljes större än eller lika med 2, att då 7909790-3 11 antingen kn-kn_1 = 0 eller kn~kn_l = -1 (34) eller kn-kn_1 = +1 Såsom framgår av uttrycket (Bh), kan kn-kn_1 antaga ett bland tre möjliga värden, vilket hänför sig till omständig- heten, att y(n) både kan vara större och mindre än y(n-1). Men om x(n) ständigt skulle vara positiv, skulle y(n) öka 1ikfor_ migt. I detta fall kan kn-kn_l endast vara O eller l. Om man utgår från antagandet att 0 < X' < 2 (55) och att R ) 2 gäller att om §(n) ) §(n-l) är kn-kn_l = 0 om §(n) ( §(n-l) är kn-kn_l = +1 (36) Ovanstående innebär dessutom; att 2a(nT) helt kan bestämmas med ledning av skillnaden z'a(nT) - z'a((n-)¶¶.

Om nämligen zå(nT) - aåBn-DT] ) 0 blir K -K = 0 (37) och är zaufr) = z¿(n'r)-z¿Bn-1)T] Om däremot zå(nT) - zå En-l)¶] ( 0 blir kn-kn__l = +1 (38) och är ll zå(nT) - zåBn-lïlšl + 2VmaX Fig. 9 visar i schemaform en modifikation av den 2a(nT) i fig. 7 visade anordningen, varvid denna modifikation erhålles genom att välja den i uttrycket (30) definierade amplitud- begränsande funktionen i enlighet med uttrycket fßdnfl = íün) = arßtsßfln) - knlï-J (39) För amplitudåtervinningsfunktionen enligt utrycket (32) måste nu gälla att gfizâßnrj = ïahfl) = tg Ezauflfl+knnvmax (lm) Här kan framhållas, att konstanten 72 i uttrycken (30) och (32) är vald lika med ett. För perioden R måste nu ett värde väljas, så att uttrycket (51) satisfieras, varvid det måste V.. »u-uw-ø-v-WV .__...... __-, . __ ...__ ._ -..__ .......__. _. _ 7969790-3 12 gälla att jtg 1 L y(n) - knR L +tg 1 (41) Detta satisfíerar genom R = 3 (42) Det i uttrycket (39) definierade sambandet mellan y(n) och y(n) framgår av det i fig. 10 visade diagrammet, varvid perioden R har det i (42) angivna värdetí Av (33) och (H0) följer nu att âa(nT)=tg[aa(nTfi -tg[za[(n-l)¶Ü ékn-kn_l)}VmaX (M3) Eftersom R överstiger 2, gäller uttrycket (BH) för kn-kn_l.

Den i fig. 9 visade anordningen är uppbyggd i stor utsträckning på samma sätt som den i fig. 7 visade anordningen.

I denna fig. 9 är mot elementen i fig. 7 svarande element betecknade med samma hänvisningsbeteckningar som i fig. 7.

Enligt fig. 9 är amplitudbegränsningssteget 9 bildat av en kaskadkoppling av två hjälpbegränsare lä och 15, varav bcgränsaren lä alstrar en digital restsignal {§(n)} liksom det digitala talet kn-kn_l. För sambandet mellan insignalen {y(n% och utsignalen {§(n)} från begränsaren lä gäller att §(n) = y(n) - knfi = v(n) - Bkn (UH) Denna signal {§(n)} .tillföres nu hjälpbegränsaren l5. som av- ger signalen {y(n)} , för vilken gäller att ,v(n) =ar<=ts šfYn) (115) Det av hjälobegränsaren lä alstrade talet kn-kn_l tillföres en signalkälla 16, som även tillföres en referenssignal Rvmax och som avger en utsignal. vars värde är lika med (kn_kn-l)RVmax För alstring av de i uttrycket (43) definierade signal- sampelvärdena 2a(nT) är amplitudâtervinníngssteget ll nu bildat av en kaskadkopnling av ett hjälpåtervinningsstez 17 och ett additionssteg l8. Skillnadsnätet 12 är nu anordnat mellanfiüt- gången på steget 17 och ingången på steget l8. De av_hjä;gom~ vandlaren 1 alstrade signalsampelvärdena za(nT) tillföras nu steget 17, som i beroende härav avger signalsamnelvärdena* ramlar), för vilka det gäller att alanmr) = tg zaom (46) Dessa sígnalsampelvärden z'a(nT) tillföres nu skillnadsnätet _ 12, som i beroende härav alstrar signalsampelvärden av formeàn'Ü 7999790-3 13 z'a(nT)-z'a En-1)T] som.til1föres additionssteget 18, som även tíllföres signalvärdet (kn-kn_1)RVmaX. På detta sätt alstras de L (H5) definierade sígnalsampelvärdena âa(nT) vid utgången på detta additionssteg och tillföres åter lâgpassfiltret 6.

Vid utföringsformen enligt fig. 9 är amplitudbe- mränsningsstevet 9 bildat av två hiälnbeflränsare lü och 15 och amplitudåtervinningssteget av ett hjälpåtervinníngssteg 17 och ett additionssteg 18. Det är emellertid möjligt att enligt ovan utforma hjälpbegränsaren lü på enkelt och ekonomiskt sätt, men det är ej alltid enkelt och ekonomiskt godtagbart att fram- ställa hjälpbegränsaren 15 och hjälpåtervinningssteget 17. Men dessa steg 15 och 17 kan var för sig vara bildade av en direkt genomgångskoopling. nämligen om den i uttrycket (30) definierade amplitudbegränsande funktionen bestämmas av dum] = :mn = Myon-knxfi om 7[= 1 kan R väljas lika med 2 så att §f(n) = WH) = y(n) -Ekn (48) Det i (H8) definierade sambandet mellan §(n) och y(n) visas i kurvform i fig. ll. Eftersom uttrycket (48) är av samma form som uttrycket (HH), visar fig. ll mera generellt sambandet mellan §(n)/(R/2) och y(n)/(R/2) i form av ett diagram.

Med den i (H8) definierade amplitudbegränsande funk- tionen är enligt (32) en amplitudåtervinningsfunktion samordnad, som måste definieras på följande sätt gpánm] = ëaoqnr) =zaom + zknvmax (M9) så att 2 (nr) = zamfrwza [(n-i)fr]+a(kn-in_l)v (50) a max Fíg. 12 visar en utföringsform, som är baserad på den i (H8) definierade amplitudbegränsande funktionen och på den i (H9) definierade amplitudåtervinningsfunktionen. Med hänsyn till denna utföringsform antages vidare, att den till integreringsnätet 8 matade signalen ständigt är positiv, så att uttrycken enligt (36), (37) och (38) fortfarande gäller.

Den i fig. 12 visade anordningen avviker från den i fig. 9 visade anordningen i följande avseenden- 1, För behandlaren N alstrar nu ej talen kn-kn_1, så att den i fig. 9 visade signalkällan ej längre förekommer vid denna anordning enligt fig. 12. Hjälpbegränsaren 15 är nu bildad av en direkt genomgångsk0PP1íflë- ._....___.._._....____... -.._ 7909790-3 14 2. Eftcrbehandlaren 5 omfattar nu ett hjälpåtervinnings- steg 17 i form av en direkt genomgångskoppling. Dessutom ingår en polaritetsdetektor 19, som med sin ingång är förbunden med utgången på skillnadsnätet 12. Denna detektor alstrar nu t.ex. en positiv spänning med en viss referensnívå, om den vid ut- gången på nätet 12 uppträdande signalen är positiv. Men om denna signal är negativ, alstrar denna detektor en negativ spänning med en viss referensnivå. Utspänningarna från polaritetsdetek- torn styr en i figuren enbart symbolisk visad strömställare 20, medelst vilken en referenssnänning med ett värde av 0 volt tillföres additionssteget 18, varje gång detektorn alstrar en positiv spänning, medan en referensspänning av 2 Vmax volt tillföras steget 18 via denna strömställare, varje gång detek- torn alstrar en negativ spänning, 3. . För att säkerställa, att den till integreringsnätet 8 matade signalen alltid är positiv för varje slumpartad insignal {k(n) , för vilken det gäller att -l Å x(n) L +l. omfattar förbehandlaren ett additionssteg 21, som tillföres den.digitala signalen {x'(n)} liksom en konstant med värdet +l. Vid utgången på detta additionssteg uppträder sålunda kodorden ï(n). för vilka det gäller att í(n) = x'(n)+l med -l ( x'(n) ( +l så att im) alltid är positivt.

Fig. l3 visar närmare en utföringsform av kaskadkopp- lingen av integreringsnätet 8 och hjälpbegränsaren lä, som ingår i den i fig. 9 visade anordningen. I fortsättningen kommer för- teckenbiten P i ett kodord att betecknas med tecken (W) och kom- mer att antagas att tecken (W) 0 när*Pl 0 tecken (?) l när\P( 0 Den i fig. 13 visade utföringsformen av ovannämnda kaskad- koppling är bildad av en adderare 22, som tillföres de av b+a bitar bestående kodorden x'(n) via en första ingång och kodorden §(n-l) via en andra ingång. Adderaren 22 är nu anordnad på sådant sätt, att den alstrar kodord y'(n), för vilka det gäller att yv(n) = x(n) + §(n-l) och som omfattar en bit mera än x'(n).

I detta fall gäller isynnerhet, att den mest signifikanta biten i x'(n) har värdet 2-1, medan den mest signifikanta biten i y«(n) har värdet 20. Detta kodord y'(n) inmatas dessutom till'fn --.-..-. 7909790~3 15 Den andra adderare 25, som även tillföres en av b+a+l bitar be~ _stående hjälptal Ü., varvid detta summatal nu är det önskade talet §(n). Detta tal §(n) inmatas ej enbart till hjälpbe- gränsaren 15 i fig. 9 utan även till ett fördröjningssteg 25 med en tidsfördröjning T/N. Utgången på steget 25 är förbunden med den andra ingången på adderaren 22. Ett lagringssteg 2ü lag- rar tre tal i bas~2-kod, nämligen talen Xi Xë X5 = +O + (2_2"(b+a)) -(b+a)) - (2-2 som vart och ett lagras i en viss adresserbar lagringscell i detta lagringssteg. Medelst en adressavkodare 2U' är dessa lagringsceller adresserbara medelst förteckenbiten tecken [j'(n)] och den mest signifikanta biten i y'(n). Om denna mest signifikanta bit representeras av y'0, alstrar lagringssteget 24 närmare bestämt talet ll II F* Öí när y'0 l och tecken [y'(nfl ll C Öè när y'O = l och tecken [y'(nfl X3 när y'0 0 Kaskadkopplingen av integreringsnätet ö och hjälpbe- gränsaren lä kan vara uppbyggd på avsevärt enklare sätt, om denna kaskadkoppling användes vid den i fig. 12 visade anord- ningen. Eftersom x(n) ständigt är positiv, så att kn ej behöver bestämmas, kan uppgiften för denna kaskadkoppling uppfyllas av en ackumulator för b+a bitar.

Fig. lä visar en detaljerad utföringsform av signal- källan 16, som är lämplig att användas vid den i fig. 9 visade anordningen och i förening med den i fig. 15 visade utförings- formen av kaskadkopplingen av integreringsnätet 8 och hiäln- begränsaren 14. Den i fig. lä visade signalkällan omfattar två omkopplare 26 och 27, som endast visas symboliskt. Om- kopplaren 26 styres medelst teckenbiten tecken [y'(nfl _ i y'(n) och omkopplaren 27 styres medelst den mest signifikanta biten y'0 i y'(n). Dessutom omfattar signalkällan en utgång 28, som vid anordningen enligt fig. 9 är förbunden med¿èn¿: _ ingång på adderaren 18. 7 . i Signalkällan arbetar på följande sätt. När y O=O är ut- gången 28 förbunden med jord medelst omkopplaren 27 och matas därmed en snännínø av 0 volt till denna utgång. Om y'O = 1, . ?~9Ü979Û'3 16 är utgången 28 förbunden med utgången på omkopplaren 26 via om- kopplaren 27, varvid en spänning +RVmax tillföres denna utgång, _när tecken [y'(n)] = O, medan en spänning -RVmaX tillföres in- gången, när tecken [y'(nÜ = l.

Fig. 15 visar en utföringsform av skillnadsnätet 12, som omfattar en differentialförstärkare 29, som med en första ingång är direkt förbunden med ingången 50 på skillnadsnätet, tillföres signalsampelvärdena z'a(nT). Den andra ingången på förstärkaren 29 är även förbunden med ingången 30, nämligen via en samplings- och hållkrets. I figuren visas samplings- kretsen symboliskt genom strömställaren 31 och hållkretsen medelst kondensatorn 32. Samnlingspulser tillföres strömställa- ren 51 med en frekvens 2NfX och tidpunkten då den n:te samp- lingspulser uppträder. ligger omedelbart före tidnunkten, då z'a(nT) övergår till z'a[(n+l)T].

Följande slutanmärkningar framställes nedan. l. I Under speciella omständigheter kan det vara lämpligt att uppbygga skillnadsnätet l2 på annat sätt än det i fig. 15 visade, nämligen medelst digitala kopplingskomponenter. För att möjliggöra användning av ett dylikt skillnadsnät måste omvand- _ laren l vara anordnad någonstans mellan utgången på skillnade- nätet 12 och utgången på filtret 6. Om nu närmare bestämt denna omvandlare l är förbunden med utgången på adderaren 18, kan' -elementen 17, 12, 18 och 16 i den i fig. 9 visade anordningen samtliga vara utformade enligt digital teknik, vilket även gäller elementen 12, 18, l9 och 20 i den i fig. 12 visade anord- ningen. 2, I praktiken har man funnit att det istället för ett skillnadsnät alternativt är möjligt att använda ett differen- tieringsnät, t.ex. ett enkelt RC-nät i efterbehandlaren. Här- vid förutsättes, att uttrvcket skillnadsnät även omfattar ut- trycket differentieringsnät. _ 3, Med hänsyn till ovan beskrivna anordningar inses, att för ett visst värde av N kvantiseringssteget 10 undertrycker enbart ett visst antal bitar i kodorden ?(n), t.eX. ej flera I än tre. Detta innebär, att, om x(n) år efifi av 15-bita? DB- stående kodord,en digitalomvandlare för 13-bitar då måste¿¿¿ användas, som emellertid fortfarande kan vara jämförelsevis." dyr. Det är emellertid möjligt att undertrycka flera'bítar .L än ovannämnda tre bitar, varvid värdet av N fortfarande är lika utan ogynnsam inverkan av kvantiseringsbrus. Detta kan uppnåsyïi med vilken som helst av ovan beskrivna anordningar, nämligen 7909790~3 17 genom s.k. utbredning av en dylik anordning på känt sätt. Genom t.ex. utbredning av den i fig. 9 visade anordningen erhålles den i fig. 16 visade anordningen. Vid denna i fig. 16 visade anordningen inmatas den av interoolationssteget alstrade digi- tala signalen {x'(nà> till kvantiseringssteget 10 via en kaskad_ koppling av M förbehandlare U(l), U(2) ... ë(M)_ De ubmatade signalsampelvärdena za(nT), som alstras av hjälpomvandlaren 1, inmatas i sin tur till utgângsfiltret 6 via en kaskadkoppling av även M efterbehandlare 5(l), 5(2) _.. 5(M). Vid den i fig. 16 visade anordningen är M lika med tre. De tre förbehandlarna är var och en uppbyggda på samma sätt som den i fig. 9 visade förbehandlaren, medan var och en av de tre efterbehandlarna är uppbyggda på samma sätt som den i fig. 9 visade efterbe- handlaren.

H. Vid de visade utföringsformerna förutsättes inter- polationssteget 15 vara bildat av ett s.k. SRI-element, efter- följt av ett digitalt filter såsom beskrivits tidigare. Men i praktiken svnes detta digitala filter ei utgöra något krav, vilket isynnerhet är fallet vid den i fig. 12 visade utförings- formen. En ökning av samplingsfrekvensen för den digitala in- signalen bedömes vara nödvändig, kan ett SRI-element eventuellt då vara tillräckligt. 5. Var och en av de visade utföringsformerna omfattar ett utgångsfilter 6, men i många tillämpningsfall kan ett dylikt filter uteslutas.

Claims (8)

7-909790-3 w Patentkrav

1. Digital-analogomvandlare för omvandling till en analog sig» nal (x(f)) av en digital signal, som är bildad av en serie kod- ord (x(n)), omfattande var sina b+a bitar, k ä n n e t e c k - n a de av dels en omvandlaringång för mottagning av den digitala signalen och en omvandlarutgång (7), dels ett integrerings- och amplitudhegränsningssteg (4) för alstring av en digital hjälpsig- nal, som är en amplitudbegränsad version av den till detta steg 'matade integrerade digitala signalen, varigenom amplitudbegräns- ningen äger rum enligt en amplitudbegränsande funktion, som är periodisk och som under varje period är omvändbar och varierar likformigt, dels en första kopplingsenhet (13) för anslutning av ingången på steget till omvandlaringângen, dels ett kvantiserings- steg (10), som är förbundet med integrerings- och begränsninga- steget (4) för begränsning av längden av kodorden i den digitala hjälpsignalen för alstring av en utsignal från kvantiseringsste- get,_vilken är bildad av en serie av var sina b bitar bestående kodord, dels ett skillnads- och amplitudâtervinningssteg (5) med en amplitudåterupprättande funktion, som är den omvända funktio- nen av den amplitndbegränsande funktionen, dels en andra kopplings- enhet (1, 2, 3) för anslutning av ingången på skillnads- och åter- vinningssteget (5) till utgången på kvantiseringssteget (10), dels en tredje kopplingsenhet (6) för anslutning av utgången på skill- nads- och återvinningssteget till omvandlarutgången (7) och dels en digital-analoghjälpomvandlare (1) för b bitar, som är införd i den av den andra enheten, skillnads- och återvinningssteget och den tredje enheten bildade kretsen.

2. Omvandlare enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att sambandet mellan den av integrerings- och begränsningssteget (4) alstrade digitala hjälpsignalen {§(n)} och den digitala signalen {x'(n)} till detta steg är bestämt av likheten Il štn) = ni :_ _ xwiwknnl l z-oo där n och R representerar var sitt slumpartat reellt och positivt tal och n och i var sitt helt tal, varvid - W < n < W och - “ < i < w 7909790-3 19 medan kn representerar ett helt tal, som är positivt och har så- dant värde att -A < ¶(n) < A, där A är ett positivt tal.

3. integrerings- och begränsningssteget (4) omfattar ett organ för Omvandlare enligt krav 2, k ä n n e t e c k n a d av att alstring av en digital signal, som är utmärkande för skillnaden k -k . n n-1

4. k ä n n e t e c k n a d av att återvinningssteget (5) är bildat av en adderare (18), som med en Omvandlare enligt krav 1, första ingång är förbunden med utgången på skillnadssteget (12) och med sin utgång är förbunden med den tredje kopplingsenheten (6)

5. k ä n n e t e c k n a d dessutom av att organ (16) för Omvandlare enligt krav 4, alstring av en signal, som är utmärkande för produkten (kn-kn_1)RVmax, där Rvmax representerar en konstant re- ferenssignal, varvid dessa organ är förbundna med integrerings- och begränsningssteget (4) och med en andra ingång på adderaren (18) (fig. 9, 16).

6. k ä n n e t e c k n a d _av att ut- gången på skillnadssteget (12) även är förbunden med en polaritets- detektor (19), som styr en omkopplare (20) medelst vilken antin- Omvandlare enligt krav 4, gen en första eller en andra referenssignal med konstant värde är tillförbar en andra ingång på adderaren (18) i beroende av polari- teten hos skillnadsstegets (12) utsignal (fig. 12).

7. Omvandlare enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att den första kopplingsenheten (13) omfattar ett additionssteg (21) som är tillbarbart ett referenskodord (fig. 12).

8. Omvandlare enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att den första kopplingsenheten omfattar ett interpolerande digitalt fil- ter (13). u