PT95922B

PT95922B - Filtro de pente video de padroes multiplos adaptativo

Info

Publication number: PT95922B
Application number: PT95922A
Authority: PT
Inventors: Stuart Stanley Perlman
Original assignee: Rca Licensing Corp
Priority date: 1989-11-17
Filing date: 1990-11-16
Publication date: 1998-07-31
Also published as: DE69026684T2; JPH03175717A; CN1051835A; KR910011063A; FI905581A; TR25547A; FI98260B; ATE137378T1; JP3196118B2; CA2029555A1; ES2086380T3; FI905581A0; EP0429258A3; SG79900A1; CA2029554A1; AU6667990A; EP0429258B1; PT95922A; DK0429258T3; KR100227244B1

Description

Este invento refere-se a filtros de pente para processamento de sinais video»

No processamento de sinais video, sabe-se que é, particularmente, vantajoso separar com filtros de pente os componentes de luminância e crominãncia do sinal video composto, dado que o componente de luminância separado é de largura de banda completa, por exemplo 42 MHz para sinal NTSC, e os componentes transversais são, substancialmente eliminados em ambos os componentes separados de luminância e crominãncia. Os filtros de pente intraquadro típicos, para sinais video NTSC, incluem um conjunto de circuitos , . . , .um para comomar sinais que estão deslocados no tempo porL número inteiro ímpar de períodos de linha horizontal. Porque a fase do subportador de crominãncia muda de linha a linha,precisamente, de 180°, a combinação aditiva dos sinais video NTSC deslocados de um intervalo de uma linha, produz um sinal, no qual os componentes de luminância de duas linhas se combinam implicitamente e o componente de crominãncia é cancelado. De modo inverso, se os sinais são combinados subtractivamente o componente de luminância é cancelado, enquanto os componentes de crominãncia de duas linhas se combinam implicitamente» ft resolução vertical do componente de luminância é comprometida,mas é aceitável»

Por outro lado os sinais PftL têm um subportador de crominãncia que apresenta uma mudança de fase de 180° em cada dois períodos de linha horizontal» Consequentemente, filtros de pente intraquadro PAL típicos -combinam os sinais video que estão deslocados no tempo de dois intervalos horizontais, ft função do filtro de pente PftL é, basicamente, semelhante à do filtro pente NTSC. Contudo, visto que os sinais que são combinados estão deslocados no espaço de duas linhas, a resolução vertical do componente de luminância PftL é significativamente enfraquecida, e tende para não ser aceitável.

Yoshímitsu Nakajima e outros, num artigo intitulado Improvement of Picture Quality for NTSC and PftL Systems by Digital Data Processing, IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vol.

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-3CE-31, NÔ. 4, Nov„ 1989, pp. 642-654, descrevem filtros cie pente adaptáveis, os quais combinam amostras de três linhas sucessivas de sinal video. Neste arranjo, a concretização NTSC combina amostras que são alinhadas verticalmente, semelhantes aos filtros de pente NTSC e PAL típicos acima descritos,. Contudo a concretização PAL combina amostras alinhadas diagonalmente de linhas adjacentes. Isto tende a preservar a resolução vertical do componente de luminância, reduz as exigências de memória para retardar os sinais video, mas tende a ter um efeito adverso nas imagens que contêm linhas verticais.

Os filtros de pente simples, tendem a introduzir componentes transversais nos sinais separados de luminância e crominância, quando existem diferenças no sinal composto de linha para linha,.

Contudo, sabe-se, que tais componentes transversais podem ser significativamente reduzidos pelo processo de filtragem de pente de adaptativa. Exemplos de filtros/pente adaptativos podem ser encontrados na patente dos Estados Unidos nS. 4786963 concedida a McNeely e outros, e na patente dos Estados Unidos nS. 4803547 concedida a Stratton. Nos arranjos adaptativos, são proporcionados sinais de uma pluralidade de linhas adjacentes. Estes sinais são comparados para determinar quais os sinais, que quando combinados para proporcionar uma saída de filtro de pente, tenderão a produzir o sinal mais desejável.

A fim de realizar economias de escala no fabrico dos componentes de processamento de sinal video é vantajoso produzir elementos de processamento de padrões múltiplos os quais são úteis para, por exemplo, arranjos de sinal NTSC e PAL. Para este fim é desejável ter um filtro de pente de padrões múltiplos Shinichi Nakagawa e outros, na patente dos Estados Unidos n2„ 4727415 descrevem um arranjo de filtro de pente de padrões múltiplos adaptativo. Neste arranjo, para o modo NTSC, o filtro de pente combina adaptativamente amostras video compostas, a partir de linhas adjacentes do sinal video, para produzir componentes separados de luminância e crominância. No modo PAL, o filtro pente combina adaptativamente amostras video compostas, deslocadas de duas linhas horizontais para produzir componentes

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de luminância e crominância separados. Como tal, no modo PAL, há uma perda de resolução vertical,.

É aqui reconhecido como desejável, proporcionar um filtro de pente de padrões múltiplos adaptativo que proporciona sinais filtrados/ pente sem artefactos-indesejáveis e substancialmente sem comprometer a resolução vertical para todos os padrões servidos pelo arranjo.

De acordo com o presente invento é proporcionado um filtro de pente para filtrar em pente pelo menos do sinal NTSC num primeiro modo e do sinal PAL num segundo modo. 0 filtro de pente inclui um conjunto de circuitos, para proporcionar simultaneamente uma pluralidade de sinais vídeo, que incluem sinais de três linhas adjacentes horizontais designadas por T (topo), M (meio) e B (fundo). No primeiro modo, o conjunto de circuitos de controlo e combinação, em resposta à amplitude dos sinais das linhas Τ, M e 13, combina selectivamente o sinal das linhas de topo e fundo, num primeiro sentido de polaridade, com o sinal da linha do meio para proporcionar um sinal filtrado em pente. No segundo modo, o conjunto de circuitos de controlo e combinação, em resposta às amplitudes relativas dos sinais das linhas Τ, M e B, proporciona um sinal filtrado em pente, que representa o sinal do meio da linha combinado com o sinal das ditas linhas de topo e fundo, no dito primeiro sentido de polaridade e também num segundo sentido de polaridade.

As figuras 1 e 2 são representações ilustrativas de amostras video de porções das três linhas horizontais video para sinais NTSC e PAL, respectivamente.

As figuras 3 e 4 são diagramas de blocos de filtros de pente de padrões múltiplos adaptativo alternativos que caracterizam o presente invento.

A figura 4A é um diagrama de blocos do conjunto de circuitos, que pode ser incluído no conjunto de circuitos da figura 4, para fornecer proporcionalmente o sinal de luminância alternativo.

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A figura 5 é um diagrama de blocos de um exemplo de filtro de passagem de banda comutável que pode ser utilizado pelos elementos 26, 28 e 30 nos aparelhos das figuras 3 e 4.

A figura 6 é um diagrama de blocos do conjunto de para proporcionarem uma pluralidade de sinais de diferença, relativamente retardados.

A figura 7 é um diagrama de blocos do conjunto de para proporcionar um sinal de controlo K, para adaptativamente o elemento de circuito 63 da figura 4.

circuitos adição e circuitos controlar

A figura 8 é um diagrama de blocos do conjunto de circuitos para proporcionar um sinal de controlo Kch, para controlar o elemento de circuito 65 da figura 4.

A figura 9 é um diagrama de blocos do conjunto de circuitos para proporcionar um sinal de controlo K|_, para controlar o elemento de circuito 74 da figura 4A.

A figura 10 é um diagrama de blocos do conjunto de circuitos para produzir um sinal de luminância alternativo.

invento será descrito por via de regra, em termos de processamento digital da operaçao do suporte físico de um sinal video digitalizado (PCM), contudo, será apreciado que o invento pode ser executado quer oom sinais video analógicos quer com digitais com a selecção apropriada dos elementos de circuito.

Referindo-se à figura 1 o feixe de círculos representa amostras de um sinal vídeo NT8C de porções de três linhas horizontais adjacentes. Presume-se que as amostras foram tiradas a uma velocidade de quatro vezes a frequência subportadora de cor com uma fase do sinal de amostragem bloqueada nos eixos I ou Q (sendo I e 0 componentes do sinal de diferença de cor em quadratura de fase). 0 circuito escuro, ou cheio, representa o ponto da amostra, no qual um sinal filtrado em pente está a ser correntemente gerado. Visto que as amostras ocorrem a uma velocidade de quatro vezes a frequência subportadora e estão bloqueadas em fase nos eixos 1 ou Q, cada amostra contém exclusivamente a informação de cor I ou 0. Notar que, se o sinal

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aplicado inclui um componente de luminância, bem como um de crorninância, as amostras respectivas podem ser representadas por Y ± I ou Y ± Q, onde Y representa a informação de luminância,. Para evitar confusão os termos Y foram omitidos nas figuras 1 e 2.

Por causa do processo de amostragem acima descrito, as amostras alinhadas verticalmente contêm componentes de crominân-cia semelhantes, ft fase das amostras verticalmente adjacentes é contudo invertida, ftssume-se que as amostras a, b e c têm valores iguais (Y-~I)_a, (Y+I)b ^s (Y¹)c»respectivamente. Ao subtrair a amostra a da amostra b produzir-se-á a amostra +21, que representa um componente de crorninância filtrado em pente de fase própria. Semelhantemente, ao subtrair a amostra c da amostra b produzir-se-á o valor de amostra +21. Para gerar uma amostra filtrada em pente que represente o ponto de amostra b na linha N, a correspondente amostra alinhada verticalmente,quer na linha N+l, quer na linha N-l pode ser combinada com a amostra b. 0 processo para seleccionar a amostra a combinar com a amostra b será explicado em seguida. Notar que, na figura 1 as setas escuras indicadas por 3 e 8, indicam os pares de amostras que podem ser combinados para gerar a amostra filtrada em pente, que representa o ponto (pixel) b. Semelhantemente, as setas quebradas indicam os pares de amostras que podem ser combinados, para produzir amostras filtradas em pente, para as amostras respectivas ao longo da linha N. Os números 1-10 adjacentes às respectivas setas designam pares de amostras que são utilizadas no prode cesso de filtro/pente adaptativo, pares de amostras que serão referidos na descrição das figuras 6-10. Por exemplo, o par da amostra 3 consiste nas amostras a e b e o par 8 consiste nas amostras b e c.

ft figura 2 é uma representação de amostras de uma porção de quatro linhas de um sinal video PAL. Presume-se também que as amostras de sinal PAL são tiradas a uma velocidade de quatro vezes a frequência subportadora de cor. 0 círculo sólido representa a posição do ponto (pixel) para o qual, o sinal video está a ser correntemente processado. U e V representam sinais de

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diferença de cor em quadratura de fase. Neste momento, o sinal de amostragem é bloqueado em fase no subportador de cor com um ângulo de 45° fora do eixo do sinal de diferença de cor. Como resultado, o componente de crominância, em cada caso de amostra, inclui uma contribuição de ambos os sinais de diferença de cor, em vez de, exclusivamente, um ou outro dos sinais de diferença de cor. Vê-se, contudo, que os valores de cada segundo par de amostras, entre linhas adjacentes, representam componentes de crominância semelhantes com uma relação de fase de 180°, por exemplo, os pares 1, 3, 5, 7, etc.. Pode ser proporcionado um componente de crominância filtrado em pente por ponto de amostra ou ponto (píxel) b, combinando-se subtractívamente as amostras a e b„ Pode ser proporcionado um componente de crominância filtrado em pente para cada um dos cinco pontos (pixels) na linha N, que. começa da esquerda para a direita,combinando-se subtractívamente os pares de amostras 1, 7, 3, 9 e 5,respectivamente. Um sinal filtrado em pente deste tipo é aqui definido como um sinal filtrado em pente subtractivo, de alternância de linha, ou LASCF8. Se o sinal representado pelas amostras da figura 2 é video compósito, este processo de filtragem em pente eliminará, substancialmente, o componente de luminância, excepto quando houver variações de amplitude de linha para linha.

Ao contrário do caso NTSC, os pares verticalmente opostos de amostras não conduzem à filtragem em pente subtractiva, porque as amostras tem fase de crominância semelhante. Por exemplo, o par de amostras 8 e o par oposto 3 têm a mesma fase, por exemplo, +(V-U). Assim, se o sinal filtrado em pente produzido combinando subtractívamente as amostras de 3 pares, é provável introduzir um artefacto, não se pode seleccionar simplesmente uma amostra que representa a amostra combinada subtractívamente, representando o par 8 como um sinal substituto.

Nominalmente, o conteúdo de energia do componente de luminância, dentro do espectro de frequência ocupado pelo componente de crominância, é pequeno. Consequentemente, se o sinal representado pelo arranjo de amostras da figura 2 ocupa apenas a banda de frequência de crominância, os pares alternados

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ft

de amostras (por exemplo, 6, 2, 8, 4 e 10) podem ser combinados aditivamente,para proporcionar um sinal de crominância substituto,, Uma. sequência de amostras que representam a combinação aditiva dos pares de amostras que alternam 6, 2, 8, 4 e 10 é aqui definido como um sinal filtrado em pente aditivo de alternância de linha ou LAACFS. Este sinal incluirá o componente de luminâneia de alta frequência de energia baixa. Contudo, dependendo do erro potencial do sinal filtrado em pente subtractivo, pode ser ainda vantajoso substituir o sinal aditivo filtrado em pente mesmo se ele incluir algum sinal de luminâneia.

Como no caso NTSC, as amplitudes relativas, das respectivas amostras PAL, podem ser controladas, para seleccionar adaptativamente qual dos LASCFS ou LAACFS é para ser proporcionado como sinal de saida. Desejavelmente, isto será realizado com um grau elevado de utilização comum do processamento de suporte físico para ambos os modos de operação NTSC e PAL.

Referir agora a figura 3, que ilustra uma primeira concretiós zação de um filtro / pente adaptável N.TSC/PAL disposto para proporcionar um sinal de saída de crominância filtrado em pente,, Sinal de entrada analógico,que pode ser um sinal de crominância que modula um subportador/portador ou video compósito, que tem características quer do padrão NTSC quer do padrão PAL é aplicado ao terminal 10 de um conversor de analógico para digital (ADC) 12, e a um gerador de sinal de amostragem 14. 0 gerador de sinal de amostragem 14, em resposta a um sinal N/P, que pode ser proporcionado por um comutador operado pelo utilizador, ou um detector automático de padrão (não mostrado), desenvolve um sinal de amostragem que tem uma frequência de quatro vezes a frequência subportadora. 0 gerador 14 pode incluir circuitos fechados de bloqueio de fase NTSC (N PLL) e PAL (P PLL), os quais são seleccionados respectivamente pelo sinal N/P, e respondem, ao subportador, para gerarem o sinal de amostragem. 0 N-PLL desenvolve um sinal de amostragem, que está nominalmente alinhado em fase com um dos eixos de quadratura do subportador. 0 P-PLL desenvolve um sinal de amostragem que está alinhado em fase a 45° com um dos eixos de quadratura do subportador.. Além do mais, o

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gerador 14 inclui o conjunto de circuitos para gerar urn sinal de comutação RAL, o qual é logicamente alto durante os periodos de alternância da linha horizontal e logicamente baixo durante os períodos de intervenção da linha horizontal. A frequência do sinal de amostragem é dividida por dois num divisor 15 e aplicada a uma entrada de uma porta exclusiva OU (XOU) 16. 0 sinal de comutação RAL é aplicado a uma segunda entrada da porta XOU. A saída da porta XOU 16 é um sinal, síncrono com o sinal de amostragem, mas com a metade da velocidade do sinal de amostragem, e que tem a fase em oposição de linha para linha. Este sinal é utilizado no modo RAL para seleccionar amostras alternadas ao longo de uma linha horizontal. 0 sinal da porta XOU 16 e o sinal de controlo N/P são acoplados aos respectivos terminais de entrada de uma. porta QU 18. Neste e nos exemplos seguintes, presume-se que o sinal de controlo N/P exibe os estados lógicos um e zero, para os modos de operação tanto NT8C como RAL. Consequentemente, a porta OU 18 tem uma saída lógica no modo NTSC e passa o sinal proporcionado pela porta XOU 16 no modo de operação RAL.

ADC 12, em resposta ao sinal de amostragem do gerador 14, produz um código de impulso modulado (PCM), por exemplo, representações binárias do sinal de entrada a uma velocidade de amostra de quatro vezes a do subportador. As amostras PCM são aplicadas a uma linha de retardo 20, que tem derivações para proporcionar sinais retardados de um e dois intervalos de linha horizontal, para sinais NTSC e para sinais RAL, (910 e 1820 períodos de amostra para NTSC e 1135 e 2270 períodos de amostra para RAL). As derivações (1-H) NTSC e RAL são acopladas a um primeiro dispositivo de multiplexagem 22 e as derivações (2-H) NTSC e RAL são acopladas a um segundo dispositivo de multiplexagem 24. Os dispositivos de multiplexagem 22 e 24 respondem ao sinal de controlo N/P para proporcionarem amostras retardadas a partir das derivações apropriadas para os modos de operação NTSC ou RAL. As amostras de entrada aplicadas à linha de retardo 20 e as amostras retardadas dos dispositivos de multiplexagem 22 e 24 correspondem, respectivamente, às amostras alinhadas vertical71 769 RCA 85,616

mente das três linhas video adjacentes, como exemplificado pelas amostras o, b e a nas figuras 1 e 2.

fts amostras de sinal proporcionadas pelo ADC 12 e pelos dispositivos de multiplexagem 22 e 24 são acopladas aos filtros de passagem de banda comutáveis (SBPF) 26, 28 e 30 respectivamente,. Os filtros passa banda 26, 28 e 30 deixam passar apenas o sinal na banda de frequências ocupada normalmente pelo sinal de crominância, e respondem ao sinal de controlo N/P para seleccionarem a banda de frequências de crominância apropriada NTSC ou PAL, ft figura 5 ilustra um exemplo do SBPF, o qual pode ser utilizado para os filtros 26, 28 e 30,. Este é um projeoto .v.uito directo e não será descrito em detalhe. Os blocos assinalados por 2T são elementos de retardo para retardar as amostras por dois períodos de amostra. Os blocos assinalados com um número decimal, são circuitos de ponderação, para graduar o valor das amostras pelo respectivo factor decimal,. Deve ser notado que a disposição de filtro da figura 5 inclui, tanto uma saída passa baixo (LPF), como uma saída passa banda (BPF). ft saída BPF proporciona as amostras que são combinadas para formarem os sinais filtrados em pente, ft saída LPF é utilizada no conjunto de circuitos de controlo adaptativo.

Referindo~se outra vez à figura 3, cada uma das saídas BPF dos filtros SBPF 26 e 28 são acopladas aos respectivos terminais de entrada de dois dispositivos de multiplexagem 32 e 34. A saída do SBPF 28 é acoplada a uma primeira entrada de um circuito de combinação 46. ft saída do dispositivo de multiplexagem 32 é acoplada a uma segunda entrada do circuito de combinação 46, permeio do circuito de graduação 40 e de um circuito de inversão de polaridade 44, e a saída do dispositivo de multiplexagem 34 é acoplada a uma terceira entrada do circuito de combinação 46, por meio de um circuito de graduação 42. Os circuitos de graduação 40 e 42 respondem ao sinal de controlo K para graduar os valores de amostra de K e l-K respectivamente, onde K é nominalmente igual aos valores entre 0 e 1, inclusive. Os valores de K são proporcionados pelo circuito de controlo 36 adaptativo de K, o qual responde ao sinal proporcionado pelos filtros 26-28, 0

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-11circuito de inversão de polaridade responde ao sinal de controlo de modo N/P, para passar amostras inalteradas no modo NTSC e para complementar as amostras no modo PAL.

No modo de operação NTSC os dispositivos de multiplexagem 32 e 34 são condicionados pelo sinal proporcionado pela porta OU 18, para passar respectivamente as amostras proporcionadas pelo SBPF 26 e SBPF 30. Referir a figura 1 e considerar o ponto (pixel) b. A saida filtrada em pente desejada é (b-a) ou (b-c) ou mais geralmente

SAÍDA * K(b-c) -i- (l-K)(b-a) (1) onde K varia de zero a um. Quando a amostra que representa o ponto (pixel) b é proporcionada pelo SBPF 23, então o SBPF 26 e o SBPF 30 proporcionam as amostras c e a. A amostra proporcionada pelo circuito de graduação 40 e pelo circuito de inversão de polaridade 44 é (K)c e a amostra proporcionada pelo circuito de graduação 42 é (l-K)a. 0 circuito de combinação 46 combina os sinais b, (l-K)a e Kc de acordo com a relação

SAÍDA = b-Kc - (l-K)a (2) a qual pode ser demonstrada ser equivalente à equação 1.

Considerar de seguida o modo PAL e assumir que são geradas as amostras filtradas em pente que representam a linha N da figura 2. Neste momento o inversor de polaridade 44 é condicionado pelo sinal de controlo de modo N/P para complementar os sinais aplicados. 0 dispositivo de multiplexagem 34 está condicionado, pelo sinal proporcionado pela porta OU 18, a passar amostras alternadas das linhas N-l e N+l, em particular as amostras das linhas N-l e N+l assinaladas pelas setas 1, 7, 3, 9, 5, etc.. 0 dispositivo de multiplexagem 32 está condicionado para passar as amostras de intervenção das linhas N-l e N+l, em particular as amostras assinaladas pelas linhas quebradas 6, 2, 8, 4, 10, etc.. No momento a amostra b é proporcionada pelo SBPF 28, a amostra a é proporcionada pelo dispositivo de multiplexagem 34 e a amostra c é proporcionada pelo dispositivo de multiplexagem 32. A resposta de saida desejada é (b-a) ou (b+c) ou mais geralmente

SAIDA = K(b+c) + (l-K)(b-a)

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¢3) onde K varia de zero a um inclusive. A amostra proporcionada pelo circuito de graduação 42 é (l-K)a e a amostra proporcionada pelo circuito de graduação 40 e pelo circuito de inversão de polaridade 44 é -Kc. 0 circuito de combinação 46 combina as amostras b, (1-K) e -Kc de acordo com a relação

SAÍDA * b - (l-K)a + Kc (4) a qual pode ser demonstrada ser equivalente à equação 3.

A concretização da figura 3 está preparada para graduar as amostras e combiná-las depois num circuito de combinação, para produzir as amostras filtradas em pente» A concretização alternativa ilustrada na figura 4 está preparada para desenvolver as amostras filtradas em pente alternativas, e combinar então, proporcionalmente, as amostras filtradas em pente alternativas, para desenvolver a amostra de saída desejada» Na figura 4 os elementos de circuito assinalados pelos elementos na figura são semelhantes e mesmos números dos executam as mesmas funções,

Referindo a figura 4, o inversor de polaridade 64 está condicionado apenas para complementar as amostras no modo de operação PAL,, 0 circuito de graduação facultativo 65 está também operativo apenas no modo PAL e presume-se que está em curto-circuito no modo NTSC»

Considerar o modo de operação NTSC e fazer referência às amostras que representam os pontos (pixels) a, b e c na figura 1.. Quando o SBPF 28 proporciona a amostra b, os dispositivos de multiplexagem 32 e 34 proporcionam as amostras c e a, respectivamente» A amostra b do SBPF 28 é acoplada aos respectivo© terminais de entrada diminuenda de dois circuitos subtractores 60 e 62» A amostra c do dispositivo de multiplexagem 32 e a amostra a do dispositivo de multiplexagem 34 são acopladas, respectivamente, aos terminais de entrada subtraenda dos subtractors 60 e 62, respectivamente» 0 subtractor 60 desenvolve a amostra filtrada em pente alternativa (b-c)» 0 subtractor 62 desenvolve a

-13&

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amostra filtrada em pente alternativa (b-a). As amostras filtradas em pente (b-c) e (fo~a) são aplicadas a um circuito de graduações e de combinação 63, o qual produz uma amostra, de saída de crominância filtrada em pente SAIDA de acordo com a relação

SAÍDA = K(b~c) + (1-K)(b~a) (5)

No modo de operação PAL, o dispositivo de multiplexagem 34 produz amostras alternadas das linhas N~1 e N+l, as quais estão em oposição de fase com as amostras alinhadas verticalmente na linha N„ 0 dispositivo de multiplexagem 32 proporciona as amostras de intervenção, alternadamente, das linhas N-l e N+l, as quais têm a mesma fase das amostras alinhadas verticalmente na linha N. 0 circuito subtractor 62 proporciona um sinal filtrado em pente subtractivo com alternância de linha LASCFS. 0 subtractor 60, devido ao circuito de inversão de polaridade 64, no circuito da sua entrada subtraenda proporciona o sinal filtrado em pente aditivo de alternância de linha LAACFS» Os sinais LASCFS e LAACSF são combinados proporcionalmente no circuito 63, para produzirem um sinal de saída filtrado em pente SAÍDA dado por

SAÍDA = (l-K)(LASCFS) + K(LAACFS) (6) onde K varia de zero a um. Em particular, durante a ocorrência da amostra b na linha N (figura 2), LASCFS - (b~a), LAACSF» (b+o) e

SAÍDA (l-K)(b-a) (7) o qual é o sinal desejado.

circuito de graduação facultativo 65 no circuito de LAACFS pode ser incluído para atenuar o LAACFS, quando o componente de luminância é grande em relação ao componente de crominância. Desejavelmente o factor de escala K_ch pelo qual o LAACSF é atenuado aproxima-se do zero quando a luminância está presente, na ausência da crominância, e aproxima-se da unidade quando a crominância é alta e a luminância é baixa. A geração do factor de escala K_cf-, será discutida mais tarde aqui, oom referência às figuras 6, 7 e 8.

‘1.47.1. 769 RCA 85,616

Os circuitos das figuras 3 e 4 desenvolvem um sinal de crominâneia filtrado em pente adaptativamente» 8e o sinal de entrada no ADC 12 é um sinal video compósito e se é desejado também um sinal de luminância separado, o sinal de crominâneia filtrado em pente pode ser subtraído do sinal video compósito disponível, a partir do dispositivo de multiplexagem 22» Isto é exemplifiçado pelos elementos 70-72 na figura 4A« Pode ser também desejado gerar adaptativamente um sinal de luminância, a partir dos sinais de luminância filtrados em pente alternativos» Isto é exemplificado pelo elemento 74 na figura 4A» Na figura 4A um sinal de luminância auxiliar e o sinal de luminância filtrado em pente do subtractor 70 estão acoplados aos respectivos terminais de entrada de um circuito de combinação 74» 0 circuito de combinação 74, em resposta a um sinal de controlo adaptável KL combina o sinal de luminância filtrado em pente do subtractor 70 e o sinal de luminância auxiliar, na proporção de (1-KL) e KL, respectivamentepara produzir o sinal de saída de luminância» 0 valor do sinal de controlo KL varia de zero a um» A geração do sinal de controlo KL e o sinal de luminância auxiliar será discutida mais tarde aqui, com referência às figuras 9 e 1.0»

Ά geração do sinal de controlo adaptável K é executada como se segue» No modo NTSC é formada uma razão de mudança de crominâneia entre as linhas N e N-l (CC[N, N~l]) pela soma da mudança de crominâneia entre as linhas N e N-1. e entre as linhas N e N+l» (CC[N, N-l] + CC[N, N+l]) onde CC simboliza a mudança de crominâneia. A mudança de crominâneia CC[N, N-l] é definida como o máximo das diferenças entre os pares de amostras 2, 3 e 4. A mudança de crominâneia CC(N, N+l] é definida como o máximo das diferenças entre os pares de amostras 7, 8 e 9» Visto que, a relação de fase dos pontos (pixels) respectivos de cada par é aproximadamente de 1.80°, pode ser calculada uma mudança de crominâneia relativamente precisa somando as amostras de cada par» Assim, se as somas dos pares de amostra 2, 3 e 4 são designadas por 82, 83 e 84 então

CC[N, N-l] * [MAX(|S2| , ] 831 , |S4|)] (8)

máximo

769 RCA 85,616 onde o termo do lado direito da equação é definido como o dos valores absolutos das somas respectivas S2, S3 e 34.

Semelhantemente

CC[N, N+1J = [l*IAX(|S7|, | S8 | , |S9|)] (9)

Então

K_NTSC⁼EMfiXÍ|S2MS3t,|S4|)]/[MAX(|S2|,|83|,lS41)+MAX(S|S7|,IS8|,|S9|)](10) o qual está inerentemente limitada a ter valores entre zero e um. Numa concretização preferida foi achado ser vantajoso filtrar independentemente as diferenças de crominãncia CC[N, N-l] e CC[N, N+l], antes de formar a razão,, Isto tende a reduzir os artefactos gerados pelo ruído de sinal e suavizar quaisquer erros de cor que possam ser erroneamente detectados. No modo NTSC não há direcçao preferida para a fi1tragem/pente„ Quando K é grande e pequeno a contribuição principal dos sinais filtrados em pente é a partir das linhas (N, N+l) e (N, N~1), respectivamente.

em

No modo PAL a direcção preferida de filtragem/pente é de modo a proporcionar LASCFS em vez de LAACFS. Assim, o algoritmo para gerar K proporciona um K estimado pequeno, quando há mudanças de crominãncia pequenas na direcção LASCFS, e um K estimado grande, para mudanças de crominãncia grandes na direcção LASCFS.

algoritmo para determinar o sinal de controlo adaptativo K no modo PAL é também uma razão das diferenças de crominãncia, entre as linhas N e N-l, pela soma das diferenças de crominãncia, entre as linhas N e N-l e as linhas N e N+l. Contudo, devido à natureza do sinal PAL, as diferenças de crominãncia devem ser calculadas diferentemente. Referindo a figura 2, é visto que as amostras respectivas dos pares de amostra 2, 4 e 8 têm a mesma fase. Por essa razão, as diferenças de crominãncia para estes pares são calculadas pela subtracção das respectivas amostras dentro de cada par. As diferenças de crominãncia geradas pelo processo de subtracção são definidas por Di. As diferenças de crominãncia dos pares de amostras 2, 4 e 8 são D2, D4 e D8, respectivamente. As respectivas amostras dos pares de amostra 3,

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16~

e 9 têm fases opostas, e assim as suas diferenças podem ser calculadas por via de adição. Assim, as diferenças respectivas dos pares de amostras 3, 7 s 9 são definidas por 33, 37 e 39 Utilizando a definição antecedente

CC[N, N-1]PAL = MAX(|D2|, |S3|, |D4|) (11) e CC[N, N+1]PAL * MAX(|S7|, |D8|, |S9|) (12)

A razão K é formada, utilizando estes valores. Notar, na figura 2, que a direcção de filtragem em pente muda de linha para linha. No ponto (pixel) b da linha N a direcção de combinação preferida é a ascendente, enquanto que no ponto (pixel) c da linha N+l a direcção de combinação preferida é a descendente. Esta mudança pode ser acomodada na geração do factor K. Para visualizar a mudança, permutar as linhas tracejadas e setas entre as linhas N-Ι, N e N+l deixando entretanto os números estacionários. Neste caso

CC[N, N-ljPAL = MAX(|S2|, | D3 | , |34|) (13) e CC[N, N+1]PAL = MAX((D7|, (38(, |D9() (14)

Contudo, devido ao efeito dos dipositivos de multiplexagem 32 e 34, a equação 14 torna-se o numerador da razão para formar · K, quando a direcção é descendente.

Assumindo que o sinal de entrada inclui um componente de luminância, para contribuições idênticas de luminância nas linhas N-l, N e N+l, no modo PAL os sinais de diferença de crominância CC(N, N-l] e CC(N, N+l] podem incluir contribuições diferentes de luminâncias devido ao facto de uma poder ser a diferença Di e a outra uma soma Si. No modo PAL, isto pode ser compensado pela inclusão de duas mudanças no algoritmo para gerar o coeficiente K. A primeira envolve a substituição do termo | 33 j na equação. 11 por um termo |33|’ onde |33|’ é definido por |33|’ ~ MIN(|S3l“S8_l|, (33|) (15)

Os termos S3j_ e S8j_ correspondem às somas dos pares de amostra 3 e 8, mas são versões de passa baixo ou compósitas das amostras, em vez de versões de passa banda. A diferença (S3|_-S8|_( é

7.1. 769 RCA 85,61,6

equivalente ao valor absoluto da diferença das amostras que representam os pontos (pixels) a e c. 0 sinal 183(_~88|_| é formado subtraindo as amostras de passa baixo dos SBPF 26 e 30, (ou video compósito dás entradas aos SBPF 26 e 30) que correspondem aos pontos (pixels) a e c relativos ao ponto (pixel) fo, e que toma o valor da diferença. Substituir o termo |S3|’ pelo termo |S3| na equação 11 garante que K está próximo de zero, quando está , de presente a luminância/linha para linha equivalente da frequência alta, como num padrão multi-impulso.

A segunda alteração ao algoritmo para o modo PAL é graduar o numerador de razão K e adicionar uma constante ao denominador da razão. 0 algoritmo PAL preferido para PAL é assim

Kp_ftU=(Cl*CC[N,N-l] )/(CC[N,N“l]+CC[N,N+l]+C2) (16) onde o coeficiente Cl é tipicamente da ordem de 1,5 e a constante C2 é de cerca de 4. Estas modificações tendem a a) permitir a K ir para a unidade mais rapidamente, e b) assegurar que K quando apropriado está mais perto do zero.

Referindo à figura 6, que incluí o conjunto de circuitos para gerar as amostras requeridas, a soma Si e a diferença Di para executar o cálculo do sinal de controlo adaptivo K.^- Na figura 6, as amostras da linha N-l proporcionadas pelo dispositivo de multiplexagem 34 (figura 4) e as amostras da linha N proporcionadas pela SBPF 28, estão acopladas aos respectivos terminais de entrada de um adicionador 604 e aos terminais de entrada diminuenda e subtraenda de um subtractor 606. As diferenças de saída do subtractor 606 estão acopladas à ligação em cascata de três elementos de retardo de período de uma amostra, os quais proporcionam os sinais retardados Q7-Q10. Estes sinais retardados correspondem às diferenças, Di dos pares de amostras como indicado na tabela. I. As somas de saída, do adicionador 604 são acopladas à ligação em cascata de três elementos de retardo de período de uma amostra, as quais proporcionam os sinais retardados Q4-Q6. Estes sinais retardados correspondem às somas, Si, dos pares de amostras como indicado na tabela I.

769 RCA 85,6.16

18*

As amostras da linha N+l proporcionadas pelo dispositivo de multiplexagem 32 são acoplados a um circuito de inversão ou de complementação de polaridade 610, o qual, em resposta ao sinal de controlo de modo N/P, complementa as amostras no modo NTSC e passa as amostras inalteradas no modo PAL.

As amostras do circuito de inversão de polaridade 610 são acopladas a um terminal de entrada de um adicionador 600 e ao terminal de entrada suPtraenda de um subtractor 602. As amostras do 813PF 28 são acoplados a um segundo terminal de entrada de um adicionador 600, e ao terminal de entrada diminuenda do subtractor 602. As amostras de saida do subtractor 602 são acopladas à. ligação em cascata de três elementos de retardo de um período de amostra, os quais proporcionam os sinais retardados Q1-Q3. No modo NTSC, os sinais retardados 01-03 correspondem ãs somas, Si, dos pares de amostras como indicado na tabela 1. No modo PAL os sinais retardados Q1-Q3 correspondem às diferenças Di dos pares de amostras como indicado na tabela I.

sinal de saída do adicionador 600 é acoplado a um elemento de retardo de período de duas amostras, o qual proporciona o sinal retardado Qll. No modo NTSC o sinal 011 corresponde a um sinal filtrado em pente, desenvolvido nas linhas N e N+l e é equivalente ao sinal proporcionado pelo subtractor 60, na figura 4, No modo PAL o sinal 011 corresponde ao sinal filtrado em pente aditivo de alternância de linha LAASCF.

Será motado que o sinal 09 é equivalente a um sinal filtrado em pente desenvolvido nas linhas N e N~1, no modo NTSC, e ao sinal filtrado em pente subtractivo de alternância de linha LASCSF, no modo PAL.

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TABELA I

	QI	Q2	Q3	Q.4	Q5	Q6	Q7	Q8	Q9	QI 0	Qll
NTSC	39	88	87	84	83	82	D5	D4	D3	D2	D8
PAL U	D4	D8	D2	89	83	87	D5	D9	D3	D7	88
PAL D	D9	D3	D7	84	88	82	D10	D4	D8	D2	83

A tabela I indica as somas de saída Si e as diferenças Di, proporcionadas pelas saídas do sinal Qi da figura 6. As somas Si e as diferenças Di correspondem às somas e diferenças dos pares i de amostras, como indicadas nas figuras 1 e 2. A tabela inclui os respectivos sinais de saída para o modo NTSC na fila indicada por NTSC. A fila indicada por PAL U corresponde aos sinais de saida Qi para operação no modo PAL de acordo com a figura 2, onde a diferença de pente preferida, para a linha N (por exemplo, amostra b) é na direcção ascendente. A fila designada por PAL D corresponde às somas e diferenças de saida para operação no modo' PAL, onde a diferença de pente preferida opera na direcção descendente, por exemplo, quando está a proporcionar o sinal filtrado em pente que representa a linha N-l ou N+l.

A figura 7 mostra o conjunto de circuitos preferido para gerar o sinal de controlo adaptivo K de acordo com o algoritmo preferido,. É feita a suposição que os circuitos de ponderação 40 e 42 (figura 3) e o circuito de graduação è combinação 63 (figura 4) graduam as amostras por oitavas. 0 valor de K representa o número de oitavas e assim varia de zero a oito correspondendo aos factores de graduação de zero a um.

Na figura 7 os respectivos sinais dos sinais Qi proporcionados pelo conjunto de circuitos da figura 6 são aplicados a um grupo 700 de circuitos de valor absoluto, os quais passam apenas os valores das respectivas amostras. Os valores, dos sinais Q4 e Q6, são aplicados a um detector de máxima 720, o qual passa o maior dos dois sinais, isto é, max (|Q4|, |Q6|). 0 sinal de saida do detector de máxima 720 é acoplado aos respectivos primeiros terminais de saída, dos dispositivos de multiplexagem de dois para

769 RCft 85,616

20ís^ ’£ (A um 73Ό e 740. Os valores dos sinais Q3 e Q1 são acoplados aos respectivos terminais de entrada de um detector de máxima 710, o qual passa o maior dos dois sinais fornecidos, aos respectivos segundos terminais de entrada dos dispositivos de multiplexagem

730 e 740. No modo NTSC os dispositivos de multiplexagem 730 e ·

740 são condicionados pelo sinal de controlo de modo N/P para dê..

passarem, respectivamente, os sinais dos detectores/máxima. 720 e 710. No modo PAL os dispositivos de multiplexagem 730 e 740 passam respectivamente, o sinal proporcionado pelos detectoresde máxima 710 e 720.

sinal passado pelo dispositivo de multiplexagem 740 é acoplado a um primeiro terminal de um detector de máxima 760 e o valor do sinal Q2 é aplicado ao seu segundo terminal de entrada.

detector de máxima 760 passa o maior sinal passado pelo dispositivo de multiplexagem 740 · e o sinal Q2. A saída do detector de máxima 760 corresponde a CC[N, N+l], a qual iguala o max(|S7|, | S81 , | S91 ) no modo NTSC. Este sinal é então filtrado em passa baixo no filtro passa baixo 764.

sinal passado pelo dispositivo de multiplexagem 730 é acoplado a uma primeira entrada de um detector de máxima 750. Um segundo sinal de um detector de mínima 786 é acoplado a uma segunda entrada do detector de máxima 750. 0 valor do sinal 05 ê aplicado ao primeiro terminal de entrada de um detector de mínima 786. 0 sinal das saídas LPF dos SBPF 26 e 30 (ou vídeo compósito das entradas SBPF 26 e 30) é aplicado aos respectivos terminais de entrada de um subtractor 782. 0 sinal de saída do subtractor 782 é acoplado a um segundo terminal de entrada do detector de mínima 786. 0 detector de mínima 786 responde ao sinal de controlo de modo N/P para passar o valor do sinal Θ5 no modo NTSC e para passar o sinal |S3|’ no modo PAL, onde JS3|’ é definido pela equação 15. 0 detector de máxima 750 passa o sinal CC[N, N-1] em ambos os modos NTSC e PAL. No modo NTSC este sinal corresponde ao MAX (|S2|, |S31, |S41 ) e no modo PAL ao

MAX(|D2|,JS3|^?,|D4|). 0 sinal passado pelo detector 750 é filtrado em passa baixo no filtro passa baixo 762. 0 filtro passa baixo 762 (e o filtro passa baixo 764) podem ser fabricados

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47-21para responder selectivamente ao sinal de controlo de modo N/P para adaptar a sua resposta ao espectro de sinal PAL ou NTSC ou pode ser de concepção fixa não obstante a tal concepção fixa poder comprometer o desempenho de um ou do outro, ou de ambos os modos,. Uma função de transferência exemplar H(2) para um filtro seleccionável. 762 (e 764) para os sinais NTSC é dada por

H(2)_n = (1 + 2-3- + 2-2+22-3+2-^-+2^+2-6)/8 e para os sinais PAL é dada por

H(2)P * (1+.2Ζ-²+2Ζ⁴+22-6+Ζ-8χ/₈ onde 2 é a variável de transformação convencional 2.

sinal proporcionado pelo filtro passa baixo 762 representa o numerador da razão que define o sinal de controlo adaptívo K. Este sinal é adicionado ao sinal proporcionado pelo filtro passa baixo 764 num adicionador 780 para gerar o denominador (NTSC) de razão K. A soma da saída do adicionador 780 é acoplada a uma entrada de um dispositivo de multiplexagem 776 e a uma entrada de um adicionador 778. Um valor constante C2 (por exemplo, 4) é aplicado a uma segunda entrada do adicionador 778. A saída proporcionada pelo adicionador 778 é o denominador modificado de razão K, para a operação no modo PAL. A saída do adicionador 778 é acoplada a um segundo terminal de entrada do dispositivo de multiplexagem 776. 0 dispositivo de multiplexagem 776, em resposta ao sinal de controlo de modo N/P proporciona o valor de densidade apropriado à ligação da entrada do divisor do circuito divisor 772.

valor do numerador do filtro passa baixo 762 é aplicado a um graduador de 8 vezes 768 e a um graduador de 12 vezes 766, cujas saídas são acopladas às respectivas ligações de entrada de um dispositivo de multiplexagem 770. Os graduadores 768 e 766 são incluídos para modificarem os valores K de zero a um, para zero a oito (NTSC) e de 1,5 (zero a um), para 1,5 (zero a oito) (PAL) dado que os graduadores 40, 42 e 63 multiplicam em oitavas. 0 dispositivo de multiplexagem 770 selecciona o sinal graduado pelo factor 8 para o modo NTSC e graduado pelo factor 12 para o modo

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-22PAL. 0 sinal ds saída do dispositivo de multiplexagem 770 é acoplado ao terminal da entrada dividenda do circuito divisor 772, o qual gera o sinal de controlo adaptívo K. Este sinal é aplicado a um limitador 774 para assegurar que valores de K não excedam o valor decimal 8 (para os circuitos de graduação que graduam por oitavas).

sinal de controlo Kch para o circuito de graduação facultativo 65 (figura 4) é gerado pelo conjunto de circuitos, mostrado na figura 8. 0 sinal Kch está próximo do zero quando a luminância está presente, na ausência de crominância, e é igual & 1 quando a crominância é grande em relação à luminância. Na concretização da figura 8 os valores Kch são alterados para a gama 0-8 dado que o circuito de graduação 65 (figura 4) é presumido multiplicar por oitavas. 0 algoritmo executado pelo conjunto de circuitos da figura 8 é dado por

Kch = 8 HFLI + Cl para 0 < Kch < 8 = 8 para Kch > 8 (17) onde HFLI é um indicador de luminância de alta frequência e CI é um indicador de crominância. 0 indicador de luminância é determinado a partir do menor conteúdo de luminância dos pares de amostra 7 e 9. Notar que o componente de crominância das amostras de cada par 3, 7 e 9 são de fases opostas, de modo que as somas 83, 87 e 89 são substancialmente representativas de duas vezes o conteúdo médio de luminância.

máximo das somas 87 e 89 do dispositivo de multiplexagem

740 (figura 7) é aplicado a um terminal de entrada de um detector de mínima. 802 e o valor do sinal QS (da figura 6) é aplicado a um de segundo terminal de entrada do detector/mmima. 802. A saida do de detector/mínima 802 corresponde ao MIN (MAX (1871, 1891, 1831 )) o qual é igual a duas vezes o indicador de luminância.

indicador de crominância CI para a equação 17 é determinado como se segue. As diferenças, Dl, D3, D5, D7 e D9, dos pares de amostra 1, 3, 5, 7 e 9 são calculadas primeiro, sendo cada diferença igual a, aproximadamente, duas vezes a crominância

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média,. As diferenças (D3-D5), (D1-D3) e (D7-D9) são então calculadas, dado, uma destas diferenças ser aproximadamente igual a quatro vezes a crominância média. 0 máximo das dimensões destas três duplas diferenças é o valor indicador de crominância.

Na figura. 8 o indicador de crominância Cl é desenvolvido subtraindo os sinais 07 (figura 6) do sinal 09 no subtractor 816. As diferenças de saída do subtractor 816 são aplicadas a um detector de valores 818 e depois disso aos elementos de retardo de um período de amostra 820 e 822. Durante o intervalo aquele ponto (pixel) b está sob consideração, o detector de valores 818 e os elementos de retardo 820-822 proporcionam as amostras |D3-D1|, |D7-D9| e |D3-D5|, respectivamente. Estas amostras são aplicadas a um detector de máxima 824 que passa a maior destas amostras a um circuito graduador 804, cuja saida é igual a duas vezes o indicador de crominância, 0 valor 2HFLI do detector de mínima 802 e o valor 2CI do circuito de graduação 804 são aplicados a um subtractor 806, que proporciona o valor de diferença 2HEL1 - 2CI. Estes valores de diferença estão acoplados a um filtro de passagem de baixas frequências e limitador 808 o qual regulariza e limita, o sinal a um valor de 16. As diferenças filtradas do filtro/limitador de passagem de baixas frequências 808 são subtraídas de um valor constante de 16 num subtractor 810, o qual proporciona os valores (16 - 2HFL1 + 2C1)„ As diferenças proporcionadas pelo subtractor 810 são graduadas em metade, no conjunto de circuitos 812 para gerarem os valores (8 - HFL1 + 01), os quais são acoplados a um terminal de entrada de um dispositivo de multiplexagem de dois para um 814. Um valor constante de oito é aplicado a um segundo terminal de entrada do dispositivo de multiplexagem 814. 0 dispositivo de multiplexagem 814, em resposta ao sinal de controlo de modo N/P proporciona o valor 8 no modo NTSC, e os valores (8 - HFL1 + Cl) no modo PAL.

A geração do sinal de controlo KL para seleccionar adaptativamente os sinais de luminâneia alternativos (figura 4A) é descrito com referência à figura 9. 0 algoritmo para determinar KL é dado por

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KL = Kch - (2K-1) (18) onde (2K~1) e KL estão ambos limitados de modo a serem maiores do que ou iguais a zero. 0 valor de KL é escolhido igual a Kch até que K excede 1/2, então ele cai para zero, quando K aumenta para a unidade. Na figura 9, o sinal de controlo K (do conjunto de circuitos da figura 7) é graduado pelo factor 2 no conjunto de circuitos de graduação 900. 0 valor 2K do conjunto de circuitos 900 e um valor constante de oito são aplicados aos respectivos terminais de entrada de um subtractor 902, que proporciona as diferenças 2K-8. Estas diferenças são acopladas ao terminal da entrada subtraenda de um subtractor adicional 906, por meio de um limitador 904, que obriga as diferenças aplicadas ao subtractor 906 a serem maiores do que ou iguais a zero. 0 sinal de controlo Kch (do conjunto de circuitos da figura 8) é aplicado ao terminal de entrada diminuenda do subtractor 906, o qual proporciona as diferenças Kch - (2K-8). Estas diferenças são acopladas a um primeiro terminal de entrada de um dispositivo de multiplexagem 910, por meio de um limitador 908 que obriga os valores de diferença a serem maiores do que ou iguais a zero. Um valor de zero é aplicado a um segundo terminal de entrada do dispositivo de multiplexagem 910. 0 dispositivo de multiplexagem 910 responde ao sinal de controlo de modo N/P para proporcionar um valor zero de KL, no modo NTSC, e para passar o valor (Kch - 2K-8), no modo PAL. Notar que a gama de valores de KL foi alterada de 0-1 para 0-8, porque se presume que o conjunto de circuitos de graduação e de combinação 74 proporciona os respectivos sinais por oitavas» Além do mais, ambos os sinais Kch e K que são utilizados para determinar o valor KL foram também alterados pelo factor 8.

sinal de luminância auxiliar aplicado ao conjunto de circuitos de graduação e de combinação 74, da figura 4A, pode ser gerado utilizando o conjunto de circuitos da figura 10. 0' sinal Q5 (no modo PAL) é uma sequência de somas de pares de amostras de fase oposta e como tal corresponde a um sinal de luminância filtrado em pente de alternância de linha, para os sinais de luminância na banda de frequências da crominância» Este sinal Q2 corresponde a uma sequência de diferenças de pares de amostras

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-25ft

que têm a mesma fase de crominância,. Se o sinal 02 é subtraído do sinal 05, as diferenças geradas correspondem às somas de amostras alinhadas verticalmente das linhas N-l e N+1, amostras que têm componentes de crominância de fase oposta. As diferenças geradas correspondem assim a um sinal de luminância filtrado em pente 2-H para a banda de frequências da crominância. A filtragem em pente da luminância nas duas linhas tende a calcular a média dos erros dos pontos (pixels) e a produzir os valores de luminância apropriados, mas implica uma redução da resolução vertical nas transições de imagem. A filtragem em pente de uma linha proporciona melhor resolução vertical, mas as diferenças de crominância, por exemplo, devidas aos erros de fase de impulso não serão eliminadas. Um compromisso razoável é utilizar um dos sinais filtrados em pente 1-H e 2-H, que têm o valor minimo em cada ponto (pixel) particular.

sinal 2-H de luminância filtrado em pente é gerado (na figura 10) pelo subtractor 952, em resposta aos sinais 02 e 05. O sinal 1-H de luminância filtrado em.pente 05 e o sinal 2-H de luminância filtrado em pente do subtractor 952 são acoplados aos respectivos terminais de entrada de um detector de mínima 950. 0 detector de mínima 950 passa um dos sinais de luminância filtrados em pente 1-H e 2-H que tem o menor valor para um circuito de graduação 954, o qual normaliza o sinal filtrado em pente aplicado. 0 sinal de luminância de frequência baixa da saída do L.PF do SBPF 28 e o sinal de luminância de alta frequência do circuito de graduação 954 são combinados num adicionador 958, para proporcionarem o sinal de luminância auxiliar, o qual é filtrado em pente apenas na banda de frequências da crominância.

Claims

1 - Filtro cie pente multimodo, para filtrar em pente sinais video de diferentes padrões de sinal video, compreendendo um terminal de entrada de sinal para receber um sinal video;

caracterizado por compreender:

primeiros meios que incluem meios de retardo acoplados ao dito terminal de entrada de sinal, para proporcionarem selectivamente sinais video que representam três linhas horizontais adjacentes do sinal video, para sinais video dos primeiro e segundo padrões nos primeiro e segundo modos, respectivamente;

segundos meios, que incluem meios de combinação, que reagem aos ditos sinais video que representam três linhas horizontais adjacentes do sinal video, para gerarem um sinal filtrado em pente, o qual num instante de tempo compreende uma combinação de sinais video que representam duas das três linhas horizontais,

2 - Filtro de pente multimodo de acordo com a reivindicação 1, caracterizado além disso por os ditos segundos meios incluírem meios adicionais para gerarem um sinal filtrado em pente de alternância de linha no dito segundo modo.

3 - Filtro de pente multimodo de acordo com a reivindicação 1, caracterizado além disso por os ditos segundos meios incluírem meios de filtro para passarem selectivamente o espectro de frequência ocupado normalmente por um componente de crorninância do dito sinal video, dos ditos sinais video que representam três linhas horizontais,

4 - Filtro de pente multimodo de acordo com a reivindicação 3, caracterizado além disso por os ditos meios de filtro incluírem meios para ajustarem os ditos meios de filtro ao espectro de frequência dos ditos primeiro ou segundo padrões.

5 - Filtro de pente multimodo de acordo com a reivindicação 1, caracterizado além disso por:

os ditos segundos meios gerarem um sinal filtrado em pente que inclui diferenças de sinal video proporcionadas adaptatíva71 769

RCA 85,616 mente entre as ditas primeira e segunda linhas horizontais e diferenças de sinal video entre as ditas segunda e terceira linhas horizontais no dito primeiro modo, e incluindo no dito segundo modo diferenças de sinal video proporcionadas adaptativamente e somas de sinal video, alternando as ditas diferenças de sinal video entre as diferenças das ditas primeira e segunda e das segunda e terceira linhas horizontais e alternando as ditas somas de sinal video entre as somas dos sinais video das ditas segunda e terceira linhas horizontais e das ditas primeira e segunda linhas horizontais no dito segundo modo.

6 - Filtro de pente multimodo de acordo com a reivindicação 5, earacterizado além disso por os ditos segundos meios incluirem meios para gerarem e combinarem adaptativamente um sinal filtrado em pente subtractivo de alternância da linha e um sinal filtrado em pente aditivo de alternância de linha no dito segundo modo.

7 - Filtro de pente multimodo de acordo com a reivindicação 5, earacterizado além disso por os ditos segundos meios compreenderem:

terceiros meios acoplados aos ditos primeiros meios, para proporcionarem alternadamente sinais video que representam as ditas primeira e terceira linhas horizontais no dito segundo modo e que proporcionam o sinal video que representa a dita primeira linha no dito primeiro modo;

quartos meios, acoplados aos ditos segundos meios, para proporcionarem alternadamente o sinal video que representa as ditas terceira e primeira linhas horizontais no dito segundo modo e que proporcionam o sinal video que representa a dita terceira linha horizontal no dito primeiro modo;

primeiros meios de combinação acoplados para receberem o sinal video que representa a dita segunda linha horizontal e para receberem o sinal proporcionado pelos ditos quartos meios, para combinarem subtractivamente o dito sinal video que representa a dita segunda linha horizontal e o dito sinal proporcionado pelos ditos quartos meios, para gerarem um primeiro sinal combinado?

71 769 RCft 85,616 segundos meios de combinação, acoplados para receberem o sinal video que representa a dita segunda linha horizontal e para receberem o sinal proporcionado pelos ditos terceiros meios, servindo os ditos segundos meios de combinação, para combinarem subtraotivamente o dito sinal video que representa a dita segunda linha horizontal e o sinal proporcionado pelos ditos terceiros meios no dito primeiro modo, e servindo no dito segundo modo para combinarem aditivamente o dito sinal video que representa a dita segunda linha horizontal e o sinal proporcionado pelos ditos terceiros meios, para gerarem um segundo sinal combinado; e meios que reagem aos ditos sinais video que representam as ditas primeira, segunda © terceira linhas horizontais para combinarem proporcionalmente os ditos primeiro e segundo sinais combinados, para proporcionarem um sinal de saída filtrado em pente.

8 - Filtro de pente multimodo de acordo com a reivindicação 5, em que o dito sinal video recebido no dito terminal de entrada incluir um componente de crominância e um componente de luminância e o dito sinal filtrado em pente gerado pelos ditos segundos meios representar o dito componente de crominância, sendo o dito filtro de pente multimodo caracterizado além disso por compreender :

meios acoplados aos ditos primeiros meios e aos ditos segundos meios para subtraírem o dito sinal filtrado em pente do sinal video que representa a dita segunda linha horizontal para gerarem um primeiro sinal de luminância;

meios acoplados aos ditos primeiros meios para gerarem um sinal.de luminância auxiliar; e meios que reagem aos ditos sinais video que representam as ditas primeira, segunda e terceira linhas horizontais, para proporcionarem o dito primeiro sinal de luminância como um sinal de luminância de saída no dito primeiro modo, e para combinarem proporcionalmente o dito primeiro sinal de luminância e o dito sinal de luminância auxiliar para proporcionarem um sinal de luminância de saída no dito segundo modo.

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9 - Filtro de pente multimodo de acordo com a reivindicação 8, caracterizado além disso por os ditos meios para gerarem o dito sinal de luminância auxiliar compreenderem:

meios, que reagem aos ditos sinais video que representam as ditas primeira, segunda e terceira linhas horizontais, para gerarem um sinal de luminância filtrado em pente 1-H e um sinal de luminância filtrado em pente 2-H, ambos dos quais contêm apenas os componentes de frequência no espectro de frequências ocupado normalmente pelo dito componente de crominância;

meios para seleccionarem um dos sinais de luminância filtrados em pente 1-H e 2-H, que tem a grandeza menor para proporcionarem um sinal de luminância de alta frequência;

meios que reagem ao dito sinal video que representa a dita segunda linha horizontal, para proporcionarem os componentes do dito sinal video não contidos no espectro de frequências ocupado normalmente pelo dito componente de crominância, para proporcionarem um sinal de luminância de baixa frequência; e meios para combinarem o dito sinal de luminância de baixa frequência e o dito sinal de luminância de alta frequência para gerarem o dito sinal de luminância auxiliar.

10 - Filtro de pente multimodo de acordo com a reivindicação 5, em que o dito sinal video inclui um componente de crominância que modula em quadratura um subpotador e caracterizado além disso por os ditos segundos meios incluirem:

meios acoplados ao dito terminal de entrada de sinal e que reagem ao sinal video recebido, para gerarem um sinal de amostragem de bloqueio de fase para o dito subportador e alinhado em fase a um dos eixos de quadratura no dito primeiro modo, e alinhado em fase a 45 graus em relação a um dos eixos de quadratura no dito segundo modo; e meios de amostragem, acoplados ao dito terminal de entrada e que reagem ao dito sinal de amostragem para proporcionarem o sinal video amostrado aos ditos meios de retardo.

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-3011 - Filtro de pente multimodo

10, caracterizado além disso por os de acordo com a reivindicação segundos meios incluirem:

terceiros meios acoplados aos ditos primeiros meios e que reagem ao dito sinal de amostragem, para proporcionarem amostras, que representam alternadamente as ditas primeira e terceira linhas horizontais no dito segundo modo e proporcionarem amostras que representam a dita primeira linha horizontal no dito primeiro modo;

quartos meios acoplados aos ditos primeiros meios e que reagem ao dito sinal de amostragem para proporcionarem amostras que representam alternadamente as ditas terceira e primeiras linhas horizontais no dito segundo modo, e proporcionarem amostras que representam as ditas terceiras linhas horizontais no dito primeiro modo;

primeiros meios de combinação acoplados aos ditos primeiros meios e aos ditos terceiros meios, para combinarem amostras dos ditos terceiros meios e amostras que representam a dita segunda linha horizontal num primeiro sentido de polaridade para produzirem um primeiro sinal;

segundos meios de combinação, acoplados aos ditos primeiros meios e aos ditos quartos meios, para combinarem amostras dos ditos quartos meios e amostras que representam a dita segunda linha no dito primeiro sentido de polaridade no dito primeiro modo, e num segundo sentido de polaridade no dito segundo modo para produzirem um segundo sinal; e meios para combinarem os ditos primeiro e segundos sinais.

12 - Filtro de pente multimodo de acordo com a reivindicação 11, caracterizado por os ditos meios para combinarem os ditos primeiro e segundo sinais incluirem meios para proporcionarem os ditos primeiro e segundo sinais.