PT90679B - Modulo de recepcao fm - Google Patents

Description

Α invenção diz respeito a um módulo de recepção do tipo indicado no preâmbulo da reivindicação 1.

São conhecidos circuitos deste tipo a partir das DE-A-31 47 493 e 34 38 286, da EP-A-75 071 ou da FR-A-81 21 986, todas elas baseadas nas invenções de Jens Hansen.

Considerando as actuais condições de recepção, que são complicadas, a capacidade dos receptores VHF já satisfaz muito pouco. A ocupação muito densa de frequências de emissão dã origem a um fosso espectral, que mostra claramente os limites do conceito de recepção em relação à sensibilidade de recepção e selectividade. 0 dilema da recepção VHF é que o espectro de um sinal de frequência modulada não tem limites nítidos, mas esbate-se devagar e assim interfere obrigatoriamente nos canais adjacentes, apesar de todas as medidas de limitação por parte do emissor. Já um emissor estéreo de média intensidade de campo diminui nitidamente o limite de sensibilidade dos emissores adjacentes. Além disso, no caso de se modificarem constantemente as condições de recepção, como no funcionamento móvel, os ruídos, as sobremodulações e as distorções são o resultado inevitável.

A Técnica de filtragem convencional neste aspecto não pode modificar nada, pois as linhas espectrais de interferência já não podem ser seleccionadas dentro do canal de recepção. Pelo estreitamento da largura da banda, com o objectivo de reduzir as interferências

multipath, levaria uma parte do espectro de interferências para fora do filtro, mas o mesmo também aconteceria com uma parte do espectro útil, de modo que a sensibilidade de recepção diminuia.

No processo conhecido e descrito nas publicações acima mencionadas, para o processamento de sinais FM na área FI, são utilizados filtros controláveis de banda estreita. Os filtros de banda estreita e controláveis no seu nível de ressonância efectuam o mesmo ritmo como o sinal FI a seleccionar; portanto, eles seguem a FI momentânea, de modo que a selecção é feita em cada momento exactamente apenas onde é necessário seleccionar. Como os filtros utilizados são de banda estreita, resultam grandes ganhos de sensibilidade e de selecção.

A tensão de comando para a frequência da ressonância dos filtros deriva da baixa frequência, cujo nível é a medida suficiente para a posição da FI momentânea. Esta indicação de posição, no entanto, não pode ser exacta por razões de princípio, pois antes de os filtros serem controlados, a FI tem primeiro de percorrê-los e, em seguida, ser desmodulada. 0 comando realiza-se, portanto, sempre com um certo atraso, que é derivado essencialmente do tempo de propagação do grupo dos filtros. Quanto mais estreitas forem as bandas dos filtros, mais elevado é o seu tempo de propagação. Nos processos simples de filtragem simultânea ou nos conhecidos processos PLL ou de sincronização, este retardamento na área da baixa frequência mais elevada conduziria a que o movimento do sinal FI e o dos filtros decorressem em sentido contrário. 0 funcionamento em simultâneo dos filtros no pico mais baixo da baixa frequência, opor-se-ía ao funcionamento em contrário no pico mais alto da baixa frequência, de modo que, por último, uma transmissão em banda larga se tornaria impossível.

Portanto, a invenção tem como objectivo aumentar consideravelmente a sensibilidade de recepção e a selectividade adjacente, sem prejudicar outros dados característicos de recepção, como o coeficiente de distorção não-linear, a diafonia em estéreo, ou a curva de resposta de baixa frequência.

Este objectivo é alcançado através das características marcantes da reivindicação 1.

A invenção baseia-se no conhecimento de que a recepção VHF pode ser melhorada consideravelmente apenas quando, às condições de recepção constantemente modificadas, corresponde também o processamento modificado no receptor. Segundo a invenção portanto, à saída dos filtros de selecção convencionais, o sinal FI é submetido não apenas a uma selecção precisa e variável através do ajuste do filtro, mas é modificado adicionalmente também o modo de processamento. Portanto, os filtros não seguem apenas, no que respeita à sua frequência central, o sinal FI actual, mas, além disso, o canal de transmissão adapta-se nos vários andares e em relação a vários parâmetros às condições actuais do sinal, que resultam das respectivas perturbações e interfe-

rências. Quanto mais forte ou mais adjacente é uma interferência espectral em relação ao sinal útil, mais precisa se torna a selecção. Nomeadamente a adaptação do canal de transmissão é melhorada significativamente pelo facto de que os sinais, característicos para as condições actuais de recepção, são detectados em primeiro lugar em separado, de preferência através da modulação da curva envolvente e, em seguida, são processados, através de meios de discriminação da amplitude e do tempo, de tal modo que eles próprios não prejudiquem a recepção por os processos de ligação serem em demasia. A seguir, eles são conduzidos como sinais de comando para aqueles andares que através da alteração da característica de transmissão dos sinais actuam contra as interferências, para as quais os sinais de comando são significativos.

Uma característica variável é realizada de preferência através do encadeamento opcional dos sinais de saída em dois andares de filtragem, assim como da sua atenuação adaptável. 0 primeiro andar de filtragem é um filtro de banda de dois circuitos, o segundo andar de filtragem compõe-se de dois circuitos oscilantes isolados, ligados em série e modulados para a mesma frequência.

Esta forma de filtragem, no entanto, não é estável, mas é alterada etn dependência das condições de recepção.

A situação momentânea de recepção é essencialmente caracterizada por:

- a situação da FI momentânea

- o nível de intensidade de campo da recepção

- o nível de interferências por canais adjacentes e interferências situadas no canal útil.

Aqui são previstos preferencialmente os seguintes circuitos de identificação:

1. para interferências de canais adjacentes

2. para a recepção de canais adjacentes

3. para interferências de reflexão

4. para o nível da intensidade de campo

Através de um circuito lógico as saídas dos circuitos de identificação são ligadas às entradas de comando dos filtros.

A disposição dos filtros FI compõe-se de preferência de um filtro de entrada com um circuito a 10,7 MHz, de um andar de mistura para a conversão de 10,7 MHz para 700 kHz, seguido por um filtro de banda de dois circuitos, assim como de dois circuitos isolados, ajustados para 700 kHz e ligados em série a seguir ao filtro de banda.

As saídas do filtro de banda e do circuito isolado são alimentadas, cada uma delas, através de um interruptor, para um andar de adição, cuja saída está ligada ao desmodulador. A tensão do oscilador é conduzida para o andar de mistura através de, pelo menos, um circuito isolado.

Na disposição dos filtros são comandados

1. 0 nível de ressonância do filtro de entrada, do filtro de banda e dos filtros isolados em sincronização com a FI momentânea

2. o nível de fase da tensão do oscilador em fase oposta em relação à FI momentânea

3. a atenuação do filtro de banda

4. a atenuação dos filtros isolados

5. a adição de sinais de vários trajectos de processamento

Em pormenor, os comandos vantajosos efectuam-se do modo seguinte:

As tensões de comando para o nível de ressonância dos filtros são derivadas do sinal de baixa frequência, cujo nível é uma indicação para o nível de frequência do sinal FI momentâneo. Esta indicação de posição no entanto é portadora de um ligeiro defeito, pois antes de os filtros serem comandados, a FI deve percorrê-los e, em seguida, deve ser desmodulada. A tensão de comando não está, portanto, preparada para uma alteração simultânea da FI, mas só depois de um certo retardamento, que é determinado essencialmente pelo tempo de propagação do grupo dos filtros.

Quanto mais estreitas forem as bandas dos filtros, mais elevado é o seu tempo de propagação. 0 erro de fase, criado por este atraso da tensão de comando em relação ao movimento dos sinais FI, aumenta em simultâneo com a rapidez da alteração do sinal Fl e, em disposições simples de filtros simultâneos (também nos processos PLL ou de sincronização), conduziria a que no pico mais elevado da baixa frequência os filtros não funcionariam em síncrono com o sinal Fl momentâneo, mas sim em assíncrono e em sentido contrário. 0 ponto de viragem entre área síncrona e área assíncrona, na largura de banda total aqui utilizada, de aproximadamente 20 kHz, estaria a cerca de 6 kHz.

Um funcionamento simultâneo e correcto do dispositivo ao longo de toda a área da baixa frequência é conseguido de preferência através das seguintes medidas:

1. A curva de resposta para a tensão de comando dos filtros isolados de banda estreita prevê uma ligeira acentuação dos agudos. 0 avanço de fase, provocado por esta característica de passa-alto, compensa em parte o retardamento de fase da tensão de comando, resultante do tempo de propagação do grupo dos filtros.

2. A adição das curvas de resposta do filtro de banda com as dos filtros isolados conduz a uma característica de filtragem, em que os flancos dos filtros na área da ressonância apresentam a habitual característica de circuito oscilante LC; após uma queda de aproximadamente 8 dB, no entanto, passam a ter uma curva de fraca inclinação e em análogo ao filtro de banda. Esta característica aumenta a possibilidade de ajustamento no pico mais alto da baixa frequência, em comparação com uma característica de filtragem que apresenta uma característica contínua de circuito isolado.

3. 0 erro de fase ainda existente provoca no pico mais alto da baixa frequência um movimento relativo entre o sinal FI e os filtros. Este facto dá origem a uma modulação perturbadora da fase, que é eliminada pelo facto de o sinal FI receber, através de um modulador de fase, uma modulação de fase em sentido contrário a esta modulação perturbadora, de modo que a modulação perturbadora e com ela também o erro de fase entre o sinal FI momentâneo e o movimento dos filtros é largamente compensada.

Portanto, o comando do nível de ressonância da disposição dos filtros é efectuado essencialmente em dependência do sinal FI momentâneo, portanto independentemente de outras condições de recepção, como a indicação do nível do canal útil ou do canal adjacente. A curva de resposta no entanto depende destes dados mas não depende da situação do sinal FI momentâneo.

Quanto mais forte se torna a recepção multipath (no seu essencial recepção de canais adjacentes), mais elevadas são, por conseguinte, as exigências de selecção e mais estreita na sua banda se torna a curva de resposta dos filtros comandados no seu nível de ressonância.

E essencial para a invenção, que precisamente com o sinal FI regulado se disponha de um sinal que apesar do regulador com um efeito integrante, receba nas suas oscilações de amplitude, além do sinal útil, as informações decisivas, que servem para a obtenção de sinais de

Cr.

- 10 ligação para a alteração do canal de processamento, com o objectivo de formar um sinal útil o menos perturbado possível. Estas partes de informação sofrem relativamente pouca alteração pelas comutações activadas, de modo que representam uma escala neutra no processamento dos sinais.

Segundo aperfeiçoamentos vantajosos, são detectados os sinais característicos de certas perturbações de recepção, e através de interligações de sinais são emitidos sinais de saída, que dão origem a contramedidas isoladas - ou a uma série delas - no que respeita ao processamento no canal útil, que reagem optimamente contra a respectiva perturbação de recepção.

limite na aplicação do dispositivo de regulação na regulação do sinal FI é utilizado num aperfeiçoamento vantajoso da invenção como critério para um limite critico da intensidade de campo da recepção.

Embora o ajustamento dos filtros implique também contracções de amplitude, e o sinal útil FI conduza também a uma modulação da amplitude, as duas partes da informação determinantes para a característica de processamento - de um lado para o ajustamento dos filtros e por outro para a adaptação da forma de filtragem - influencíam-se muito pouco uma à outra, de modo que se obtém ao todo um comportamento efectivo do sistema sem actuações desordenadas de parte a parte de dados caracterlsticos de regulação ou de comando.

/

Principalmente vantajoso é também que os sinais que determinam a característica de processamento são derivados no seu conjunto essencialmente de oscilações da amplitude da FI. Assim, através da modulação da amplitude da FI, que é criada pela interferência entre o emissor do canal útil e do canal adjacente, é identificada a relação entre o emissor do canal útil e o emissor do canal adjacente, em que a FI é regulada para um valor de tensão fixo.

Com isso é identificada de um modo vantajoso a relação entre os níveis de sinal dos dois emissores. Se a intensidade de campo útil, a uma intensidade de campo constante do canal adjacente, subir para o dobro do valor, o nível de uma FI não regulada duplica, mas no entanto a modulação da amplitude fica constante por causa das interferências. Ao contrário, numa amplitude regulada, a amplitude fica constante, e a modulação da amplitude diminui para metade do valor, conforme a relação entre a intensidade de campo do canal útil e do canal adjacente.

Deste modo, interferências de um canal adjacente e todos os efeitos que influenciam a modulação da amplitude podem ser demonstrados em conjunto dentro do circuito de regulação.

Assim, como as interferências de um canal vizinho, também as perturbações de reflexão são identificadas através da modulação de amplitude da FI, provocada por elas. Pela sobreposição de várias ondas de

- 12 diferentes níveis de fase são criadas contracções de amplitude da FI, cuja curva envolvente apresenta um espectro de baixa frequência de banda larga. Como também a modulação útil conduz a uma ligeira modulação da amplitude na FI, e com o objectivo de identificar a reflexão, é filtrada do espectro da curva envolvente uma área de frequência que é contida no sinal MPX apenas numa percentagem pequena. Esta está situada entre os 20 e os 30 kHz. A tensão de saída do andar de filtragem utilizada para este fim (circuito de oscilação LC atenuado) é conduzida para o circuito de valor limiar, o qual emite um sinal de identificação inequívoca.

A invenção ainda tem como base o saber que para um sistema de recepção FI equilibrado qualquer prejuízo do sinal audio, provocado por uma perturbação da recepção, deve ser diminuido de tal modo que em qualquer caso se torna menos perceptível no sinal audível de baixa frequência do que seria de esperar pela sua influência no sinal de alta frequência. A esta filosofia corresponde uma adaptação, sempre o mais possível, do canal de transmissão FI e de baixa frequência às propriedades do sinal de alta frequência perturbado, para que deste modo as suas partes não perturbadas possam ser maximizadas, ou para diminuir tanto quanto possível os efeitos de influências perturbadoras, penetrantes e inevitáveis, no sinal de baixa frequência.

Antes de fazer referência às várias curvas de resposta, vai dar-se uma breve explicação do princípio base dos conhecimentos:

- 13 IDENTIFICAÇÃO DE CANAIS ADJACENTES

A partir de canais adjacentes são identificadas perturbações através da interferência que um emissor adjacente emite com o sinal útil. Para isso, o sinal FI é rectifiçado e conduzido, através de um filtro passa-alto com amplificador contíguo, para circuitos de valor limiar, em cujas saídas existe o sinal de identificação. As perturbações dos canais adjacentes são identificadas em vários graus de intensidade.

E importante para a Identificação da recepção do canal adjacente, que não seja identificado porventura o valor absoluto do emissor do canal adjacente, mas sim a relação entre a intensidade de campo do canal útil e a intensidade de campo do canal adjacente, pois apenas isto é decisivo para as perturbações de canais adjacentes.

A relação entre o emissor do canal útil e o emissor do canal adjacente é identificada através da modulação de amplitude da Fl, que é provocada pela Interferência entre o emissor do canal útil e o emissor do canal adjacente, em que a FI é regulada para um valor de tensão fixo.

Aqui é identificada de um modo vantajoso a relação entre os níveis de sinal dos dois emissores. Se porventura a intensidade de campo do canal útil, com uma intensidade de campo do canal adjacente constante, aumentar para o dobro do valor, o nível da FI não regulada duplicará, mas no entanto através da interferência, a modulação de amplitude ficará constante. Ao contrário, numa amplitude regulada, a amplitude fica constante, e a modulação de amplitude diminui para metade do valor, conforme a relação entre a intensidade de campo do canal útil e a Intensidade de campo do canal adjacente.

Em pormenor, a identificação do canal adjacente realiza-se de preferência da seguinte maneira: Em primeiro lugar, a FI é modulada na sua amplitude e, em seguida, através de um filtro passa-alto bipolar com uma frequência limite de aproximadamente 40 kHz, o sinal de interferência é separado dos outros sinais existentes na FI como AM. 0 sinal de interferência assim filtrado é amplificado (cerca de 40 dB) e, a seguir, forma-se sobre este sinal a curva envolvente. Através de um filtro passa-baixo seguinte, com o objectivo de filtrar eventuais pontas de ruído, o sinal é conduzido em paralelo para vários comparadores que emitem sinais de identificação logo que o sinal de entrada ultrapassa os seus níveis de referência previstos.

Com este dispositivo, a recepção de canais adjacentes é identificada em vários graus de intensidade. Após alcançar o primeiro grau de intensidade, a característica de filtragem é ligada para banda mais estreita e a informação do canal adjacente diminui ligeiramente. Esta diminuição do dado caracteristico de entrada do comparador é compensada pela respectiva pré-acentuação do nível de referência, portanto por uma histerese correspondente.

IDENTIFICAÇÃO DA INTENSIDADE DE CAMPO

- 15 Através de uma unidade de controlo integral, o sinal FI é regulado para um valor de tensão predefinido e constante. Aqui, o sinal de saída do integrador é uma orientação para o nível da FI. Este sinal de saída é conduzido para vários comparadores, de preferência dois, em cujas entradas de referência existem aqueles níveis de tensão que correspondem aos valores da tensão de regulação naquelas tensões de antena, em que deve dar-se a ligação. Os sinais de saída dos comparadores (sinais lógicos high/low) indicam a respectiva área da intensidade de campo, em que está situada a actual intensidade de campo.

COMUTAÇAO DAS CURVAS DE SELECÇÃO

Oe preferência, diferenciam-se várias curvas de selecção, determinadas em cada caso pela situação de recepção momentânea. Na sequência da selectividade, a disposição dos filtros é ligada de preferência segundo o esquema seguinte, em que também uma alteração, através de omissão ou ordenação diferente de alguns dispositivos de encadeamento de sinais no andar de processamento, módulo de registo de sinais, módulo de regeneração de sinais e módulo de saida de sinais, não sai do âmbito da invenção.

ΝΚ_θ:

- filtro de banda atenuado

- ligado apenas o canal do filtro de banda

- 16 ΝΚ^

- filtro de banda ligeiramente atenuado

- eficaz apenas o canal do filtro de banda

NK₂:

- filtro de banda não atenuado (não atenuado significa aqui que as resistências de atenuação, conectáveis ao circuito, não estão ligados)

- canal de circuito isolado atenuado

- ambos os canais ligados

Sinal fraco (baixo nível de recepção):

- filtro de banda não atenuado

- canal de circuito isolado não atenuado

- ambos os canais (recepção em mono) ligados

NK₃:

- circuito isolado não atenuado

- apenas ligado circuito isolado (recepção em mono) (As designações ΝΚθ até NK₁ correspondem aqui a uma intensidade aumentada de interferência a partir de canais adjacentes).

A comutação entre os vários andares de filtragem efectua-se sem qualquer influência perturbadora (por exemplo ruídos, como estalos). Também não se detectam aqui fases perturbadoras de transição, pois já antes de alcançar um nível limite de perturbação é ligado para o próximo andar de filtragem mais selectivo.

Além da identificação do canal adjacente e da intensidade de campo que controlam a curva de resposta dos filtros, é prevista uma identificação de reflexões em dois andares influenciando a baixa frequência.

IDEMTIFICAÇÃO DA REFLEXÃO

Como as interferências por canais adjacentes, também as perturbações por reflexão dão origem a uma modulação da amplitude na FI, através da qual são identificadas. Pela sobreposição de várias ondas de fases diferentes, são criadas contracções da amplitude na FI, cuja curva envolvente apresenta um espectro de baixa frequência de banda larga. Como a modulação útil também conduz a uma ligeira modulação da amplitude na FI, com o objectivo de identificar a reflexão, é filtrado do espectro da curva envolvente da FI uma área de frequência, que está contida no sinal MPX apenas numa percentagem diminuta. Esta está situada entre os 20 e os 30 kHz. A tensão de salda do andar de filtragem utilizado para este fim (circuito LC oscilante atenuado) é conduzida para um circuito de valor limiar que emite um sinal de identificação inequívoco. São identificadas perturbações por reflexão em dois graus de intensidade; no grau 1 é comutado apenas do funcionamento em estéreo para mono, no grau 2 é realizado um muting da baixa frequência.

- 18 identificação da reflexão e circuito de muting

Tanto as reflexões como também os ruídos conduzem a contracções da amplitude do sinal Fl. Nas reflexões, estas contracções são criadas pela sobreposição das ondas directamente recebidas com ondas reflectidas, nos ruídos pela sobreposição do sinal de recepção com componentes de ruído. Enquanto o ruído aumenta, o valor médio do sinal Fl diminui, até ao ruído no vazio. Portanto, o valor médio é sempre baixo na área dos ruídos. Nas reflexões, no entanto, o valor médio pode apresentar valores altos, mais ou menos como os que existem no funcionamento em estéreo sem sinal. A informação sobre as contracções da amplitude da Fl é interligada com a informação sobre o nível do valor médio da Fl da seguinte maneira:

- se o valor médio da Fl for baixo, a causa das contracções da FM pode ser ou ruídos ou recepção de reflexões. As possíveis causas conduzem a interferências, para as quais é necessária a mesma medida de ligação: diminuir o volume de som (muting) do sinal de baixa frequência.

- Se o valor médio da FM for alto, a causa das contracções da amplitude pode ser apenas recepção de reflexões. Como a unidade de protecção contra interferências para a recepção em estéreo está situada antes da recepção em mono, em primeiro lugar é ligada a recepção em estéreo para recepção em mono e, no caso de existirem contracções mais profundas, quando também é perturbado o sinal mono, é diminuído

- 19 também ο volume de som da baixa frequência.

IDENTIFICAÇÃO DA RECEPÇÃO DE UM CANAL ADJACENTE

Nesta área chega a haver penetrações de curta duração do emissor adjacente, que conduzem a ruídos parecidos com plop. Através de um circuito de valor limiar, para o qual é conduzida a baixa frequência filtrada por um filtro passa-baixo, existe aqui uma identificação inequívoca.

As vantagens da disposição segundo a invenção são principalmente:

Sem influenciar os valores estandarizados da recepção (coeficiente de distorção não-linear, diafonia entre real e real em estéreo), são eliminadas ou reduzidas todas as interferências de recepção, cuja causa está nas limitações naturais de receptores convencionais, no que respeita à sensibilidade de recepção e à capacidade de selecção:

- Emissores quase não perceptíveis no ruído são captados nitidamente (aumento da sensibilidade 8 até 10 dB).

- Interferências de curta duração por enfranquecimento de sinal (obturação, vibração, variação do volume, etc.) são fortemente reduzidas.

- Interferências de canais adjacentes até à intensidade máxima, isto é, a recepção completa do canal adjacente, são suprimidas (ganho de selecção aproximadamente 30 dB).

- 20 - Não apenas interferências de canais adjacentes, mas também outras perturbações internas, como por exemplo, perturbações de intermodulação ou perturbações pelo eurosinal), são suprimidas.

- A recepção em estéreo é possível também ainda, quando nos receptores convencionais já existe uma recepção em mono perturbada.

- Por causa da grande segurança, no que diz respeito a perturbações, o valor limiar de estéreo poderia ser deslocado por aproximadamente 6 dB, em relação aos receptores convencionais, para intensidades de campo de recepção mais baixas.

- 0 resultado é uma maior segurança de transmissão de sinais adicionais, como por exemplo, no sistema rádio-data.

- Perturbações por reflexões de grande distância são reduzidas.

Aperfeiçoamentos vantajosos da invenção são caracterizados nas subreivindicações ou apresentados mais em pormenor a seguir e em conjunto com a descrição da execução preferencial da invenção através das figuras que mostram:

- FIG. 1a e 1b - um esquema em bloco de um exemplo de execução do receptor FM segundo a invenção.

- FIG. 2 - uma tabela exacta como base para o encadeamento lógico dos sinais característicos para as situações de recepção, com o objectivo de conseguir sinais de comando para influenciar a caracterís- 21 tica de recepção.

FIG. 3 - várias curvas de resposta da FI, eficazes em diferentes situações de recepção.

FIG. 4 - uma tabela exacta como base para o encadeamento lógico, com o objectivo de influenciar a caracterlstíca de filtragem dos filtros controláveis.

FIG. 5a - a característica de filtragem alterável dos filtros de circuitos isolados.

FIG. 5b - a característica de filtragem alterável do filtro de entrada e do filtro de banda.

FIG. 6 - um esquema de uma parte do comando lógico.

FIG. 7 - um pormenor do circuito da FIG. 6.

FIG. 7a até 7f - o trajecto dos sinais da FIG. 7.

FIG. 8 - um esquema de um circuito para a identificação de um canal adjacente.

FIG. 8a até 8c - os trajectos dos sinais da FIG. 8.

FIG. 9 - um esquema de um circuito para a identificação da recepção de um canal adjacente.

FIG. 9a e 9b - os trajectos dos sinais da FIG. 9.

- 22 - FIG. 10 - um circuito para a identificação da reflexão.

- FI6. 11 - um circuito para a identificação da intensidade de campo para a função do muting, assim como

- FIG. 12 - um exemplo de execução do módulo de recepção segundo a invenção.

Em primeiro lugar deve ser observada a construção básica do circuito. 0 receptor FM estéreo, representado na FIG. 1, é representado como esquema em bloco sem andar de entrada e de mistura, de modo que como sinal de entrada do referido esquema em bloco aparece um sinal FI normalizado com uma frequência de 10,7 MHz na entrada. No sinal observado e denominado MPX (“MPX = multipiex) trata-se de um sinal radiofónico FM estéreo usual e analógico.

sinal de entrada FI de 10,7 MHz parte de uma entrada (seta) e através de um andar de regulação da amplitude (1), que inclui um FET como controlador e uma resistência variável para um filtro de entrada FI (2) de um circuito com uma largura de banda na área dos 150 kHz.

A seguir ao filtro (2) é ligado um andar de mistura (3). Na saída do andar de mistura o sinal FI encontra-se na área dos 700 kHz. Assim, a frequência de um oscilador (5), que influencia o andar de mistura (3) através de um modulador de fase (4), é de 10 MHz.

- 23 0 sinal de saída do andar de mistura (3) chega a um filtro de banda (6) de dois circuitos. Por meio de dois sinais de comando (L) e (A), existentes nas respectivas entradas, e através da ligação em paralelo de uma resistência interna, este filtro de banda pode ser atenuado em dois graus. No desenho, as resistências são indicadas simbolicamente e são ligadas em paralelo aos circuitos de filtragem para conseguir, pelo modo conhecido, uma maior atenuação dos filtros. Portanto, deste modo é conseguida uma desejada igualização da curva de resposta. A largura de banda do filtro de banda, com aproximadamente 90 kHz, é adequada para a transmissão do sinal multiplex.

A saída do filtro de banda segue-se, como circuito para a redução do nível, um andar de atenuação (7), através do qual, por meio de sinais de comando correspondentes (L) e (A), podem ser seleccionadas duas reduções diferentes do nível. Estes sinais são derivados dos sinais (L) e (A) através de inversores (7a) e (7b).

As reduções de nível seleccionáveis compensam a alteração do nível que foi provocada pela atenuação seleccionada do filtro de banda, de modo que o sinal Fl na saída do andar (7) apresenta uma amplitude consideravelmente constante. São compensados desvios através de uma regulação a descrever mais em baixo, cujo sinal de entrada é captado após a saída do andar (7) - eventualmente após amplificação linear.

Depois da saída do andar de atenuação (7), o processamento seguinte

- 24 dos sinais é repartido. No campo de processamento, representado no desenho, há uma pequena amplificação da amplitude sem influência da curva de resposta.

Na saída do amplificador (8) está previsto um andar de comando, através do qual e, respondendo a um sinal de comando correspondente, se torna possível desligar o respectivo campo de processamento de sinais. Na saída do amplificador é captado um sinal que é conduzido para vários andares que são descritos mais em baixo. 0 andar (9) não diz respeito a este sinal.

No campo do processamento de sinal, apresentado no desenho na parte inferior, o sinal chega à entrada do primeiro de dois filtros simultâneos (10) e (11), de banda estreita e ligados em série. De banda muito estreita significa aqui aproximadamente 20 kHz. 0 primeiro destes filtros também é, respondendo a um sinal de comando correspondente, atenuável através da ligação em paralelo de uma resistência devidamente dimensionada. A atenuação é representada simbolicamente no desenho por uma resistência.

As atenuações (que podem ser ligadas em separado) originam tanto no filtro de banda (6) como também no filtro isolado (10) um troço mais plano da respectiva curva de resposta.

A seguir ao segundo filtro isolado é ligado um outro andar (12),

- 25 através do qual também é possível, respondendo a um sinal de comando, desligar o respectivo campo de processamento de sinal.

Os sinais de saída dos andares (9) e (12) são adicionados num andar de adição (13). No andar de adição (13) encontra-se um amplificador de mistura, o qual aumenta o sinal FI filtrado para o nível que é necessário para a desmodulação seguinte no desmodulador (14).

sinal de saída do amplificador (16) chega em paralelo através de dois circuitos (17) e (18), activados por sinais de comando (F) e (K) respectivamente, a duas redes de comando (18) e (20). Da rede de comando (18) são obtidos, no momento conveniente, os sinais de comando para os filtros de entrada, os filtros de banda e os filtros isolados. Através da rede de comando (20) é obtido o sinal de comando para o modulador de fases.

A tensão reguladora para os andares de filtragem anteriores é derivada do sinal desmodulado, e com este fim ela é conduzida em primeiro lugar para uma rede de comando (15) (contorno traçado). A rede de comando contém - a seguir a um amplificador de entrada (16) - num primeiro campo um circuito controlável (17) e uma rede (18), comutável na sua característica de filtragem, de que derivam as tensões de ajuste para o filtro de entrada (2) e para o filtro de banda (6) por um lado, e para os dois filtros isolados (10) e (11) por outro.

Na saída do desmodulador (14), o sinal desmodulado, designado com

- 26 NF, é ligeiramente acentuado no nível por meio de um andar de amplificação (21), e conduzido para um primeiro filtro de correcção (22). A este filtro de correcção segue-se um segundo filtro de correcção (23), o qual pode ser opcionalmente evitado através de um circuito controlável por um sinal externo. Com o objectivo de compensar os troços diferentes de nível e de fase nos dois campos de filtragem anteriores, conforme o processamento seleccionado, o sinal de saída é submetido a uma correcção de nível e de fase através de filtros de correcção (22) e (23).

Em caso de aparecimento de interferências a partir de um canal adjacente, a descrever mais tarde, consegue-se, através do filtro controlável (23), uma ligeira acentuação dos agudos do sinal de baixa frequência, isto com o fim de compensar o enfraquecimento dos agudos, causado pela largura de banda FI então mais estreita.

sinal de baixa frequência corrigido desta maneira, que contém todos os componentes do sinal MPX, é conduzido para um circuito de muting (25) controlável, ligado a seguir ao andar de correcção e, em seguida, para um descodificador estéreo (26), em cuja saída aparecem os sinais de baixa frequência esquerdo e direito NF_L e NF_R. 0 descodificador estéreo é ajustável para funcionamento em mono através de uma entrada de comando correspondente. Neste caso ambos os sinais de saída de baixa frequência são idênticos.

A frequência intermédia é regulada para um valor fixo de tensão. Para isso ela é conduzida para um circuito de regulação, que se compõe de um rectificador (27) e de um integrador (27a), a cuja entrada chega a distorção característica e cujo sinal de saída é a tensão regulada.

A FI rectificada, como sinal de entrada do circuito de regulação, cujo valor médio se mantém constante dentro da área de regulação, serve como dado característico de entrada para a identificação de canais adjacentes, a identificação da reflexão e do muting.

A tensão regulada na saída do integrador é, dentro da área de regulação, uma orientação para o nível de entrada da FI e assim uma orientação para o nível da intensidade de campo útil. A tensão regulada é conduzida para um outro circuito de identificação, do qual se deduz apenas a informação, se o sinal de entrada está acima ou abaixo de um determinado nível (por exemplo tensão de entrada na antena 2 ajV).

sinal de baixa frequência tem um valor característico de entrada para o circuito de identificação de cuja informação deriva o facto de um canal adjacente irromper por pouco tempo. Nesta área de interferências por recepção de um canal adjacente, o circuito de identificação emite um sinal correspondente.

Os dados caracteristicos de entrada dos circuitos de identificação, reunidos no módulo (28), são portanto:

1. a FI rectificada

- 28 para a identificação de canais adjacentes e de reflexões, assim como para o muting,

2. a tensão regulada da Fl para a identificação do nível da intensidade de campo,

3. o sinal de baixa frequência para a identificação da recepção de um canal adjacente.

Estes circuitos de identificação são reunidos no módulo (28), representado no desenho com controno tracejado, e os seus sinais de saída são conduzidos como sinais de comando para os vários andares de filtragem e de ligação. Eles produzem todos os sinais de ligação necessários, que dão origem à comutação das características de filtragem e de ajuste assim como de outros critérios de processamento de sinais, com o objectivo de garantir uma melhor qualidade relativa de audição, apesar de condições de interferências de recepção. Os circuitos para a produção das tensões de ajuste, já anteriormente descritos, não estão integrados no módulo (28).

Da curva envolvente derivam, assim, como sinal de saída do regulador (27), (27a), os sinais de entrada de quase todos os circuitos de identificação através dos circuitos contidos no módulo (28) para a identificação da intensidade de campo (29), para a identificação do canal adjacente (30), para a identificação da reflexão (31), para a identificação da recepção do canal adjacente (32) e para a identificação da intensidade de campo para o muting (33). 0 circuito mencionado

- 29 em último lugar, serve para tomar o rumo do circuito do muting (25) e emite um sinal de salda em caso de ser necessário diminuir o volume do som produzido por causa de ruídos. Ele reconhece, quando o sinal útil se perde no ruído, portanto, quando a FI é pequena demais para poder fornecer um sinal de baixa frequência útil. Este circuito corresponde aos circuitos conhecidos de muting, como são utilizados por exemplo na sintonização para sumprimir os ruídos entre os vários emissores, quando se procede à sintonização precisa.

Numa variante, representada na FI6. 1b a seguir ao circuito para a identificação de reflexões (31) por uma ligação tracejada, o sinal muting é detectado também através do circuito (31) (saída a) em vez de ser através do circuito separado (33). Mais, também é produzido por este circuito um sinal para a comutação da antena, no caso de ser prevista uma diversidade de antenas (saída d2). Os pormenores são descritos com base na FIG. 10.

A seguir ao circuito para a identificação de canais adjacentes (30), ainda são ligados em série três circuitos discriminadores (34) a (36), os quais diferenciam os vários graus de intensidade de interferências por canais adjacentes, em que o circuito (34) pertence à intensidade de interferência mais fraca e o circuito (36) à intensidade de interferência mais forte.

Os sinais de saída destes circuitos de identificação chegam a um ζ

- 30 circuito de interpretação (37) seguinte que, com um encadeamento lógico e em dependência dos sinais de saída dos circuitos anteriores, controla o processamento do sinal. Em dependência das condições de recepção encontradas, são ligadas as atenuações dos filtros, os trajectos de processamento do sinal e, assim, a característica de filtragem. Toda a característica de filtragem é controlada, na medida em que a atenuação é ligada ou desligada e então, em dependência do resultado do encadeamento lógico, é ligado apenas a um canal de processamento ou os dois em sobreposição ou também apenas o outro canal de processamento.

Esta operação efectua-se por agora independentemente do próprio comando de ajuste, porque os filtros são constantemente influenciados no seu nível de ressonância através da respectíva rede de comando (15). No entanto, são ganhos ainda adicionalmente na saída do circuito de interpretação sinais que influenciam a característica de ajuste com o fim de adaptá-la ao máximo às condições de recepção.

Os vários encadeamentos lógicos dos sinais de entrada segundo o bloco (37) resultam da tabela de verdade, segundo a FIG. 2, que representa um módulo de encadeamento lógico 200. As curvas caracteristicas, resultantes das várias hipóteses de comando, são representadas na FIG. 3. 0 módulo de identificação de sinais é representado através dos circuitos segundo os blocos (29) a (33). 0 módulo de regeneração de sinais abrange os discriminadores de amplitude (andares de valor

- 31 limiar) dos circuitos anteriormente mencionados e no mínimo os orgãos temporizadores 701 do circuito segundo a FIG. 6, que é descrito mais em pormenor mais abaixo. 0 circuito de encadeamento lógico que procede à selecção entre os dados característicos para as situações de recepção e os para as entradas de comando dos andares do módulo de processamento de sinais, é formado pelos módulos lógicos 200 e 400, segundo as FIG. 2 e 4.

Após a identificação da respectiva situação de recepção, o comportamento de transmissão é adaptado.

Em intensidades de campo de entrada um pouco acima da área de limite da sensibilidade de receptores convencionais, e numa relação relativamente baixa entre canal adjacente e canal útil, é ligado para a situação NKo. Aqui apenas a parte linearmente amplificada (andares 8 e 9) do sinal de salda do filtro de banda (7) atenuado (sinais de ligação L e A originam a atenuação do filtro de banda (7)) é conduzida para o desmodulador. 0 circuito (9) é fechado através do sinal de ligação B. No que respeita à atenuação, é eficaz o primeiro andar (sinais de ligação L e A também no andar de enfraquecimento de nível 7). 0 comportamento dos filtros de circuito isolado (10) e (11) é sem importância.

A largura total do filtro de banda em NKo é de aproximadamente 130 kHz.

- 32 A curva de resposta mais larga (I na FIG. 3) do receptor segundo a invenção é, por causa da utilização de filtros simultâneos, ainda bastante estreita em relação à curva de resposta de receptores equipados com filtros convencionais (na FIG. 3 designado com 0). mas relativamente larga em comparação às larguras de banda que devem ser ligadas em caso de fortes interferências por canais adjacentes e que são descritas a seguir.

Deste funcionamento já resulta um aumento considerável de selecção em comparação a receptores que apresentam filtros fixos.

No caso de aumentar a relação entre a intensidade de campo do canal adjacente e a do canal útil, é ligado para NK^¹. Esta situação conduz à curva II na FIG. 3. 0 respectivo sinal de comando que dá origem a este estado funcional, é emitido pelo andar (34).

Em NKp o filtro de banda (6) tem uma atenuação mais fraca (sinal de ligação A). A largura de banda da curva de resposta é de aproximadamente 54 kHz, como se depreende da FIG. 3.

No caso de se acentuar a interferência a partir de um canal adjacente, entra em acção o andar NK^, em que a respectiva situação funcional é provocada pelo sinal de salda do módulo (35) na FIG. 1. Como se depreende da tabela segundo a FIG. 2, fica assim o primeiro filtro (6) (de banda) sem atenuação e é ligado o segundo canal, atenuado pelo sinal de comando.

- 33 Portanto, ainda são eficazes os canais de sinais. Resulta a curva de resposta segundo a FIG. 3, designada com III. A largura de banda da FI ainda é de 40 kHz. Enquanto em ΝΚθ e NK^ existe um estéreo completo, em N<2 a largura da base de estéreo é reduzida.

próximo andar IV é atingido, quando a intensidade de campo de recepção não alcança um nível mínimo, que se situa em aproximadamente 2juV, o que é transmitido pelo respectivo sinal de saída do circuito para a identificação da intensidade de campo (29).

Isto conduz à seguinte situação: o filtro de banda (6) é desatenuado (sinais de ligação L e A desligados), ambos os canais são eficazes (circuitos 9 e 12 através dos sinais de ligação B e C ligados), o filtro isolado (10) é desatenuado (sinal de atenuação D desligado). A curva de resposta resultante corresponde à curva IV na FIG. 3. E depreensível que esta curva apresente na área da ressonância a habitual característica de circuito oscilante LC e após uma queda de aproximadamente Θ dB se transforme na curva do filtro de banda NK₂ (III). Os ombros na área da filtragem dão origem a um ajuste melhorado, de modo que mesmo na existência de sinais de recepção muito fracos, que num receptor convencional quase não são perceptíveis através do ruído, existe uma boa recepção.

Uma situação de recepção, que ainda aumenta mais a capacidade de selecção, toma-se eficaz, quando há interferências extremamente fortes a partir de um canal adjacente. Ela é designada com NK₃, o que

- 34 é demonstrado na FIG. 1 por um respectivo sinal de salda do andar (36).

Um sinal de recepção, perturbado por uma interferência de um canal adjacente da classe 3 (NK^), apresenta interferências extremamente fortes, até à recepção total do canal adjacente. No sistema segundo a invenção, a curva de resposta da disposição de filtros ainda fica mais contraída (curva V na FIG. 3) e torna-se tão estreita na sua banda no processamento de sinais, que a interferência fortemente perturbadora do canal adjacente também é desligada. Para isso é accionado apenas o canal de banda estreita, sem atenuação (sinais de ligação B e D desligados, sinal de ligação C ligado). A largura de banda de 3 dB é de aproximadamente 18 kHz.

Assim, apenas está à disposição a largura de banda mais estreita; o estado funcional é mono. Através das tensões de comando dos filtros e dos osciladores, que são optimizados para esta situação da mais alta selectividade, é conseguida uma recepção, que na sua qualidade praticamente não é prejudicada.

Uma característica de filtragem efectuada deste modo, pode ser realizada também de outra maneira, por exemplo através de filtros digitais, isto sem rejeitar a ideia da invenção.

Como outro dado característíco, influenciado pelos critérios de

- 35 qualidade do sinal, é mencionada na tabela segundo a FIG. 2, ainda sob o número IV, a identificação de reflexões. Enquanto nos critérios anteriores, o sinal tardio significava sempre uma deterioração da qualidade de recepção, que possuía prioridade em relação aos anteriormente descritos, no que respeita ao processamento, está a frente destes e atropela os sinais subordinados (compara a descrição com base na FIG. 6 mais em baixo) e, portanto, a identificação de reflexões é eficaz em todas as condições de recepção. Na identificação de reflexões pelo circuito (31), procede-se, através do sinal de ligação E, ao inverso da ligação do descodificador estéreo para funcionamento em mono. Segundo a variante, representada na FIG. 1b a tracejado, o sinal de ligação para o funcionamento em mono é identificado através do circuito para a identificação de reflexões em conjunto com o sinal muting através de contracções caracteristicas da Fl, e efectua-se o inverso da ligação na identificação das reflexões (IV), quando não existe ao mesmo tempo o sinal identificador sinal fraco (IV), portanto, quando as contracções apontam para reflexões e não para ruídos.

Enquanto na tabela 2 é indicada uma tabela de verdade para as deformações da curva de resposta em dependência dos dados característicos para as condições de recepção, na FIG. 4, como módulo 400, é representada num quadro uma tabela da verdade para a característica de filtragem dos filtros ajustáveis. Os dados I a V, característicos para o sinal recebido, correspondem à representação segundo a FIG. 2. Enquanto as reflexões identificadas não têm influência na característica

- 36 de ajuste, é indicado um sinal adicional VII, o qual na identificação da recepção de um canal adjacente também dã origem a comutações no que respeita ao ajuste dos filtros.

sinal S, que é derivado do sinal B por inversão, provoca uma comutação da curva de resposta da característica de ajuste para os filtros isolados, o filtro de entrada e o filtro de banda, assim como para o modulador de fase na situação de recepção NK^. Enquanto o ajuste dos filtros isolados (10) e (11) (FIG. 1) decorre a partir da parte direita do bloco (18) em funcionamento normal com uma ligeira acentuação até a um limite de frequência de 10 kHz (comparar FIG. 5a - troço atravessado), através da comutação do sinal 5 é ligado um filtro passa-baixo, de modo que a curva de resposta tem um troço quase plano (decurso indicado a tracejado na FIG. 5a). A curva de resposta para a tensão de comando do filtro de entrada e do filtro de banda apresenta nas situações de recepção ΝΚθ até NK₂ uma leve característica de um filtro passa-baixo. Através da comutação, provocada pelo sinal 8, a característica de um filtro passa-baixo é aumentada (comparar FIG. 5b - troço indicado a tracejado).

Na FIG. 4 deve ser adicionalmente tomada em consideração a situação de sinal 7 da recepção de um canal adjacente, o que representa uma situação extrema de interferência, de modo que a interferência do canal adjacente é de tal maneira acentuada, que se obtém durante pouco tempo uma recepção da modulação. Como aqui o ajuste dos filtros saltaria para o emissor do canal adjacente, o que neste caso ainda

- 37 aumentaria a impressão da interferência, o ajuste dos filtros em caso de recepção de um canal adjacente é desligado através do sinal F. Esta medida representa um aperfeiçoamento do sistema de recepção segundo a invenção, que no seu todo contribui para o melhoramento da impressão que o sistema oferece ao utilizador, a quem se apresentam os sinais de baixa frequência. 0 desligar do ajuste dos filtros efectua-se através do circuito 17 na FIG. 1.

A unidade de interpretação (36) na FIG. 1, constituída pelas tabelas de verdade segundo as FIG. 2 e 4, ainda contém um circuito como representado na FIG. 6 e que contribui para o melhoramento do sinal de baixa frequência. Enquanto as tabelas de verdade segundo as FIG. 2 e 4 podem ser realizadas conforme o modo de execução seleccionado, ou por encadeamentos, lógicos ou por um comando correspondente de software segundo as regras conhecidas da técnica de circuitos ou de software, na FIG. 6 é representado um exemplo de execução como solução em hardware.

circuito de regeneração de sinais segundo a FIG. 6 é ligado antes da interpretação lógica, segundo as FIG. 2 ou 4, de modo que os sinais de saída dos módulos (31, 32 e 34 até 36), segundo a FIG. 1, chegam em primeiro lugar ao circuito segundo a FIG. 6, enquanto o módulo 600, representado na FIG. 6, por seu lado está em condições de se dirigir para os módulos lógicos 200 e 400, como representado esquematicamente nas FIG. 2 e 4. 0 circuito de regeneração de sinais

- 38 segundo a FIG. 6 contém os circuitos de valor limiar de tempo, os quais em conjunto com os circuitos de valor limiar dos circuitos (29) até (33) são responsáveis por uma discriminação segura dos sinais de comando evitando situações de ligações instáveis e indefinidas.

Como depois da entrada em acção de um circuito de identificação de canais adjacentes, o processamento de sinais se realiza em banda mais estreita, diminui a relação entre o emissor do canal adjacente e o canal útil, portanto a informação da identificação. Esta diminuição da informação de identificação é compensada por uma respectiva acentuação do valor limiar accionado. A diminuição da informação de identificação também tem consequências no que respeita aos valores limiares accionados dos vários andares: Se a caracterlstica de filtragem ficasse constante, a informação da identificação não diminuía, e os valores limiares accionados dos vários andares encontravam-se escalonados uns abaixo dos outros, de modo que seria dada forçosamente uma ordem inequívoca no que respeita ao accionamento.

Aqui, no entanto, a informação de identificação diminui depois do accionamento de um andar, de modo que os valores limiares accionados dos vários andares não se encontram claramente uns abaixo dos outros, mas todos apresentam mais ou menos o mesmo valor. Para conseguir mesmo assim uma ordem nítida no que respeita ao accionamento é, segundo a invenção, bloqueado um andar de identificação pelos andares anteriores e desbloqueado só quando o andar anterior tiver sido

- 39 accionado. Para os vários canais de identificação entre si, circuitos lógicos E impõem que um andar posterior seja accionado apenas, quando já tiver sido accionado um andar pertencente a uma interferência inferior. 0 sinal de saída do andar NK^ é conduzido para o circuito lógico E 601, pertencente ao andar NK₂, de modo que o primeiro deve ter sido accionado, antes de accionar NK₂ - portanto quando existem aquelas condições de filtragem, para as quais é dimensionado o valor limiar de accionamento de N«₂· 0 mesmo é válido para o circuito lógico E 602 e os sinais de saída dos andares NK₁ e NK^ no que diz respeito ao accionamento do andar NK^.

Outros circuitos lógicos E 603 até 606 asseguram as prioridades dos sinais na ordem NKg, sinal fraco, NK₂, NK^ e ΝΚθ no que respeita à transmissão para o processamento seguinte.

Para evitar que os sinais de saída do módulo 600, em recepções ou interferências de sinais sob a forma de impulsos de curta duração, alterem muitas vezes a característica de recepção do sistema, é colocado na saída de um comparador, através de um impulso de identificação, um gerador activável de cadências de impulso, por exemplo um multivibrador monoestável, cuja tensão de saída representa a tensão de ligação. A tensão de ligação diminui apenas quando para o período da paragem não partir nenhum impulso de saída do comparador. Através desta medida, numerosos impulsos isolados sucessivos são interligados na saída do comparador, formando uma tensão de ligação contínua.

- 40 Para não ter que utilizar, nomeadamente na realização do circuito integrado através de uma técnica analógica de ligação, muitos contadores ou outros orgãos temporizadores, que aumentariam desnecessariamente a superfície do chip do módulo integrado, é previsto o circuito 700 que serve para tomar a direcção dos módulos de constantes de tempo 701. 0 circuito 700, inclusivamente um módulo 701, é representado na FIG. 7, e detalhadamente com os respectivos diagramas de impulsos nas FIG. 7a até 7f.

módulo de ligação 701 do circuito 700 da FIG. 7 contém dois flip-flops 702 e 703, que são submetidos à pulsação através do sinal de entrada. 0 sinal de entrada é representado como exemplo na FIG. 7 através do trajecto de sinal a. Um multivibrador 704 produz impulsos com um período de aproximadamente 500 msec., como está representado no trajecto de sinal da FIG. 7f. Os sinais de saída do multivibrador são invertidos através de um inversor 705, e tanto o sinal primitivo como também o sinal invertido são, através de circuitos diferenciadores de cristãs formados numa combinação RC, transformados em impulsos de agulha, que correspondem sempre temporariamente aos flancos ascendentes (decurso de curva da FIG. 7e) ou aos flancos descendentes (decurso de curva da FIG. 7d) do sinal segundo a FIG. 7f. Os impulsos ganhos através da diferenciação do sinal não invertido, como mostrado pela curva do sinal e, conforme o trajecto do sinal e, chegam a um circuito lógico E 708, a cuja outra entrada é ligada a saída invertida 0 do flip-flop 703. 0 sinal de saída do circuito lógico E 708 chega à entrada Reset do flip-flop 702. 0 sinal diferenciado invertido d,

- 41 C>pelo contrário, à entrada Reset do flip-flop 703. Pelos sinais de saída Q do flip-flop 703 e através do circuito lógico E 708, são libertados os impulsos Reset para o flip-flop 702 apenas quando não existem para um período T/2 nenhuns impulsos de entrada dentro do sinal de entrada segundo a FIG. 7a. Assim é, portanto, garantido sempre um tempo mínimo de paragem, que se situa entre T/2 e T. Assim, é garantido que se volta atrás apenas quando a relação entre emissor de interferência e emissor útil tomou seguramente um valor mais baixo e, por conseguinte, a característica de transmissão pode ser ligada para uma situação menos selectiva.

No esquema de circuitos, representado detalhadamente na FIG. 8, de alguns módulos reproduzidos nas FIG. 1a e 1b, trata-se de um circuito rectificador (27), do integrador (27a), do circuito de identificação para sinal fraco (29), do circuito de identificação de interferências por canais adjacentes (30) e dos circuitos de interpretação de interferências por canais adjacentes NK^ até NK^, (34) até (36). Os módulos são descritos em seguida apenas para caracterização dos seus elementos activos de construção, porque a disposição dos elementos passivos de construção resulta da configuração e função descrita dos vários andares, em que se toma como base que os vários andares são conhecidos, no que respeita à sua configuração e função.

primeiro andar com um transístor 801 constitui um andar habitual de amplificação. 0 transístor seguinte 802 forma com o condensador 802a um rectificador da curva envolvente, seguido por um emissor 803, em

- 42 que os dois transístores 802 e 803 são modelos complementares. 0 andar seguinte (27a) com um amplificador operacional 804 representa um circuito integrado, que na saída emite a tensão regulada para o andar de regulação (1).

andar seguinte (29) contém um amplificador operacional 805 e serve como comparador, em que o sinal de saída do amplificador operacional 805 é significativo para a situação de recepção sinal fraco. Este sinal é emitido quando o sinal de entrada não alcança um nível anteriormente prescrito que existe na entrada não inversiva do amplificador operacional 805. Como outra propriedade importante, o circuito apresenta com o amplificador operacional 805 uma histerese que garante uma suficiente segurança de ligação.

circuito (30) para a identificação de canais adjacentes recebe o seu sinal de saída da saída do andar (27) (transístor 803). Este sinal é representado na FIG. 8a. Um transístor de entrada 806 contém um filtro passa-alto que lhe é atribuído. Nos andares seguintes, que se compõem de transístores 807, 808, assim como de um amplificador operacional 809, efectua-se uma amplificação de sinal por 40 dB. A seguir à saída do amplificador operacional é ligado um outro transístor 810 com um condensador C 810a como modulador da curva envolvente, ao qual se segue um emissor 811, antecedido por um filtro passa-baixo 811a - consistindo numa combinação RC. Ao emissor do transístor 811 são ligadas as entradas dos andares (34) até (36), que constituem

- 43 circuitos de comparadores e que contêm amplificadores operacionais 812 até 814. As entradas não invertidas destes amplificadores operacionais são conduzidos níveis diferentes de tensão contínua, que constituem o nível de referência para a discriminação das interferências por canais adjacentes nos andares (34) até (35).

Nas saídas dos amplificadores operacionais 812 até 814 são apanhados os sinais NK^ até NK^, significativos para as interferências por canais adjacentes. A cada andar de histerese (34) até (36) é atribuído - excitado através de inversores 815 até 817 - um transístor 818 até 820, que reduz a respectiva tensão limiar, na medida em que desliga uma resistência paralela, quando aparece o sinal de interferência de um canal adjacente NK/, NK₂' ou NK/ logicamente processado, que lhe foi atribuído. Deste modo, são evitadas transições incontroladas de sinais. Os inversores têm a missão de bloquear o respectivo transístor de ligação atribuído, portanto, de evitar a existência na base de algum sinal de entrada que ponha a funcionar o transístor, enquanto é sinalizada a respectiva situação de interferência pelo canal adjacente através do sinal de saída correspondente do amplificador operacional atribuído 812 até 814. 0 circuito de histerese toma em consideração o comando temporizador, descrito através das FIG. 6 e 7, de modo que o sinal, avaliado cronologicamente e equipado com um que é destinado para o processamento seguinte, é utilizado como sinal de referência para o circuito de histerese.

Assim, no circuito de identificação de canais adjacentes, representado

- 44 a filtragem por um filtro passa-alto, é seguida de amplificação, de formação de curva envolvente, de filtragem por um filtro passa-baixo do sinal FI rectifiçado e de uma identificação de nível.

Para a detecção seguinte de canais adjacentes é detectada a interferência, que se constitui entre o canal útil e o canal adjacente. Um filtro passa-alto seguinte é colocado para as interferências que aparecem entre o canal útil e o canal adjacente e que são identificáveis no sinal FI como modulação da amplitude, como está representado na FIG. 8b.

sinal de interferências na área de frequências a partir de aproximadamente 60 kHz é filtrado, ao mesmo tempo em que outros sinais existentes na FI como modulação da amplitude, que são eliminados, e o sinal de interferência permanece como identificação da interferência do canal adjacente (FIG. 8c). 0 filtro apresenta uma frequência limite inferior de aproximadamente 40 kHz e é configurado como filtro passa-alto bipolar. A amplificação seguinte efectua-se através de um transístor normal, seguido do amplificador operacional.

A comutação do nível de entrada, realizada pelos circuitos de histerese descritos, para os circuitos de identificação, constituídos pelos amplificadores operacionais, também tem em atenção, que as variações de nível, causadas pelo processamento de sinal através da variação da amplitude de banda, não provocam no sistema, após alteração do processamento de sinal, um retorno à condição de sinal identificado.

- 45 Logo que o processamento se efectua em banda mais estreita, diminuem ao mesmo tempo ambas as informações sobre a interferência, de modo que o respectivo circuito de identificação do canal adjacente já não será accionado. Sem medidas de compensação, resultaria uma oscilação não desejada do sinal de saída do andar de identificação. 0 circuito de histerese descrito actua, no entanto, contra esta situação não desejada, na medida em que após a identificação da respectiva condição do sinal se reduz a tensão de comparação, de modo que a amplitude da curva envolvente resultante ainda ultrapassa a tensão de accionamento também depois da diminuição da amplitude da banda do filtro.

Na FIG. 9 é representado o circuito para a identificação da recepção de um canal adjacente.

Este circuito avalia um forte ruído plop, que é originado pela recepção de curta duração do emissor do canal adjacente. 0 sinal de entrada, segundo a FIG. 9a, mostra o salto disponível da baixa frequência filtrada por um filtro passa-baixo até à saída do regulador (27). Uma combinação RC, constituída por uma série de resistências 901, seguida por um condensador 902 ligado à massa, actua como filtro passa-baixo, de modo que no ponto b surge o sinal filtrado, representado na FIG. 9b. Este sinal é conduzido para um transístor 903, que actua como emissor, e que serve como transformador de impedância para um amplificador operacional seguinte 904. Este compara o sinal existente com um nível de referência de aproximadamente 2 Volt, produzido através de um divisor de tensão na sua entrada não invertida, com uma

- 46 histerese que actua contra a ligação de segurança. 0 ultrapassar deste nível de referência provoca na saída do amplificador operacional 904 um impulso de tensão, que é conduzido como sinal de identificação da recepção efectuada de um canal adjacente, para o processamento seguinte, como descrito.

No circuito representado na FIG. 10, o sinal de entrada chega em primeiro lugar a um filtro passa-banda 101. Este circuito identifica as reflexões através de contracções da FI numa área de mistura de sinais, situada ligeiramente acima dos 38 kHz. Esta modulação apresenta a surpreendente vantagem de neste sinal já não serem identificadas distorções provocadas por reflexões, quando o sinal da subportadora de 19 kHz ainda aparece sem interferências. Pela identificação de interferências na área mencionada, podem ser detectadas aquelas interferências que perturbam o sinal estéreo, embora a subportadora não deixe ainda conhecer nenhuma influência prejudicial. Numa execução simplificada pode prescindir-se eventualmente da filtragem de frequência.

Um andar de transístor seguinte 102, constitui um transformador de impedância. No andar de transístor 103 a seguir a este há uma amplificação para aproximadamente 15 dB. 0 amplificador operacional 105, ligado a seguir a um emissor 104, actua como discriminador de valor limiar, em que a entrada não invertida é ligada a um nível de referência de aproximadamente 3,5 até 4,4 Volt, constituído por um divisor de tensão. Através das interpretações dos aumentos de tensão no cir- 47 cuito de oscilação 101, o descodificador estéreo volta a ligar para o funcionamento em mono (sinal d1).

Antes do circuito amplificador operacioanl 105 é ligado um sinal a, que constitui um sinal de comando analógico para o circuito muting (a respectiva variante é indicada por tracejado na FIG. 1b). Numa acentuação maior das contracções, que foram interpretadas pelos andares anteriores, como as que correspondem a interferências por ruídos, através do circuito (25) da FIG. 1b é dado início a uma diminuição do nível da baixa frequência. 0 ligar de novo para funcionamento em mono no caso das reflexões, baseia-se no entanto em contracções do sinal FI em níveis altos de sinal (caracterização de sinal sinal fraco não existente - FIG. 2).

Por meio de um outro circuito amplificador operacional 106, que constitui um segundo discríminador de valor limiar e que actua num nível situado mais baixo por um factor de aproximadamente 1:2,5, é produzido um sinal digital (saída d2), que está à disposição para a comutação da antena no caso de haver diversidade de antenas. Quando portanto as contracções, que apontam para um ruído no sinal FI, em níveis baixos de sinal não alcançam um certo valor indicado, a qualidade de recepção diminui de tal modo, que através da interpretação do flanco digital de ligação na saída do amplificador operacional 106 é disparado um impulso de ligação de antena, com o objectivo de encontrar possivelmente com uma outra antena condições mais vantajosas de recepção.

- 48 Na FIG. 11 é representado o circuito de identificação (33) da intensidade de campo para o comando do circuito de muting (25).

Como mencionado no princípio, a FI é regulada de 700 kHz para um valor de tensão fixo. A regulação começa em intensidades de campo de entrada relativamente pequenas, mais ou menos no limite da receptibi1 idade de um emissor. Abaixo deste nível, portanto, abaixo do ponto onde começa a regulação, a FI é alterada proporcionalmente à intensidade de campo de entrada até os ruídos entrarem no vazio. Por isso, ela é bem apropriada para servir de critério de muting. Pela desmodulação da curva envolvente da FI, seguida pela filtragem por um filtro passa-baixo, ganha-se uma tensão contínua, que é conduzida como sinal de comando para o enfraquecedor de muting.

circuito entra em acção abaixo do ponto onde começa a regulação. A regulação entra em funcionamento numa tensão de entrada de antena de aproximadamente 1 juV. 0 sinal de entrada, conduzido através de díodo 111, chega a um filtro passa-baixo 112 seguinte com uma frequência limite de aproximadamente 20 Hz.

sinal de baixa frequência no entanto não é enfraquecido apenas em intensidades de campo diminutas, mas também em perturbações por reflexões. Para isso, antes do filtro passa-baixo para a filtragem da curva envolvente da FI, está disposto o diodo com filtro RC a seguir, através do qual, no caso de haver contracções por reflexões, são eficazes diferentes constantes de tempo para os flancos a subir e a

- 49 descer, de modo que o valor médio, formado pelo filtro passa-baixo mencionado em cima, varia ao mesmo tempo que as contracções forem mais acentuadas, e da mesma maneira que o valor médio num sinal que está a enfraquecer.

processamento seguinte do sinal efectua-se através de transformação de impedância com um emissor 113 a seguir, e consequente elevação do nível através de um amplificador operacional 114.

Um outro filtro T passa-baixo 115, ligado à saida do amplificador operacional 114, com uma frequência limite de aproximadamente 4 Hz, acima do normal, assegura que penetrações de fading normais e de duração mais longa em forma de oscilações de sinal relativamente lentas, sejam eficazes apenas com um certo tempo de retardação, a fim de evitar demasiados e perturbantes processos de ligação.

Como a tensão de comando para o enfraquecedor de muting deve ser suficientemente filtrada, é necessária uma determinada constante mínima de tempo para o filtro passa-baixo. Através disso, a tensão de muting recebe uma certa inércia; ela pode provocar oscilações de intensidade de campo até aproximadamente 4 Hz, mas é demasiadamente lenta para penetrações rápidas de fading.

Um outro amplificador operacional 116, ligado imediatamente a seguir ao amplificador operacional 114 e actuando como discriminador de valor limiar, identifica penetrações de fading muito rápidas e nesta

- 50 forma particularmente perturbadoras, em que a Fl rectifiçada durante pouco tempo não alcança um valor limiar. 0 sinal de salda do amplificador operacional 116 chega a um transístor de ligação 117, que segundo uma espécie de um circuito lógico 00 leva o sinal de salda do circuito representado na FIG. 11 ao curto circuito e obtém assim uma situação de sinal, que pelo andar seguinte é interpretada também como ordem de “muting.

Através do segundo filtro passa-baixo com uma constante de tempo menor, é produzido um outro sinal, que se segue rapidamente, mas que tem fortes defeitos. Este sinal é conduzido para um comparador, que emite um sinal de ligação limpo, quando é alcançado um nível de intensidade de campo mais baixo, um pouco acima do ruído no vazio. Com este sinal, o enfraquecedor do muting é ligado repentinamente para o seu enfraquecimento maior, isto é, para o nível restante de intensidade sonora.

Não se pode negar que existem as mais variadas opiniões no que respeita ao comportamento do muting de aparelhos: começando no muting aplicado muito cedo, chegando a um nível muito baixo até a um muting inexistente, portanto intensidade sonora constante sobre toda a área da intensidade sonora.

A aqui oferecida combinação de um muting ligeiramente lento, suave, seguindo as oscilações de intensidade de campo de Gauss, que inclui

- 51 também a identificação de interferências por reflexões, com o fading-muting rápido, é na sua dosagem livremente aplicável através de módulos externos. Naturalmente a aplicação deste circuito não é obrigatória, mas está â disposição como instrumento de muting.

No exemplo de execução do módulo de recepção segundo a invenção, representado na FIG. 12, o módulo de recepção FM, que contém os circuitos anteriormente apresentados, tem a configuração de um auto-rádio FM-VHF 120 com duas colunas acústic*as 121 e 122.

Para a actuação em conjunto dos vários circuitos para a variação do canal de processamento no sistema de recepção descrito, são válidas as seguintes reflexões:

A identificação do canal adjacente interpreta a interferência que existe entre o emissor útil e o emissor adjacente. Esta reflexão não tem influência nas situações de filtragem. Quando são identificadas reflexões, em primeiro lugar é ligado de estéreo para mono, o que elimina muitas interferências causadas pelas reflexões. Quando se trata de interferências por reflexões mais fortes, este modo de eliminação ainda não é o suficiente. Vantajoso é, por isso, um circuito adicional de muting. Ele elimina também uma parte destas interferências causadas por reflexões, que permanecem no sinal de baixa frequência como perturbadoras, quando é comutado para funcionamento em mono.

No sistema segundo a invenção actuam portanto essencialmente dois

- 52 grupos de amplitudes de comando: o primeiro desloca toda esta disposição no seu nível de ressonância. Filtros agudos de flancos íngremes são comandados pela caracterlstica de um filtro passa-alto, filtros de banda mais larga ao contrário por uma certa caracterlstica de um filtro passa-baixo.

Através de algumas situações de recepção ainda deve ser evidenciada a seguir a capacidade do sistema de recepção descrito:

Numa distância de 100 kHz, um emissor adjacente estéreo pode apresentar aproximadamente 10 vezes a intensidade de campo do emissor útil, antes de surgirem interferências (sem o circuito segundo a invenção aparecem interferências mais ou menos na mesma prporção entre emissor útil e emissor do canal adjacente).

Numa distância de 200 kHz a intensidade de campo de um emissor adjacente estéreo pode ser mais elevada em aproximadamente 30 dB do que aquela em que surgem interferências num receptor normal.

Se um emissor adjacente estiver situado numa distância de 200 kHz, o ganho de selecção significa, no caso de existir recepção estéreo, que este se mantém quase independente do nível do emissor adjacente. Emissores adjacentes numa distância de 200 kHz, mesmo sendo fortes, não alcançam com o seu espectro tão profundamente o canal de recepção,

- 53 como seria accionado o andar de selecção mais elevado NKg, onde existe recepção em mono.

Um ganho de selecção de 30 dB significa, além disso, que também em diminutas intensidades úteis de campo, muito abaixo do valor limiar de estéreo, quase nunca é alcançada a área de recepção por um emissor adjacente numa distância de 200 kHz. 0 emissor adjacente teria de ser mais elevado na sua intensidade de campo pelo factor 30, o que corresponde a uma capacidade de emissão 900 vezes maior do que em receptores convencionais.

melhoramento da capacidade de recepção torna-se extraordinário, quando a sensibilidade e a selecção são requeridos da mesma forma, por exemplo, quando um emissor útil tem fortes ruídos e ao mesmo tempo existem fortes emissores adjacentes. A uma mistura de ruídos e modulações distorcidas de uma diafonia entre real e real como produto de recepção de um receptor convencional, consegue-se uma recepção clara do emissor útil ao empregar a solução segundo a invenção.

Os melhoramentos realizam-se sem influência do coeficiente de distorção não-linear ou da atenuação da diafonia entre real e real estéreo. Nas duas situações de estéreo completo ΝΚθ e NK^, o coeficiente de distorção não-linear situa-se abaixo de 1%, em caso de 75 kHz de desvio e 1 kHz de baixa frequência. A atenuação da diafonia entre real e real está em 1 kHz nos 30 dB, em 5kHz nos 22 dB.

- 54 A invenção na sua execução não se limita ao exemplo de execução preferencial e anteriormente mencionado. Antes, é possível uma quantidade de variantes, que fazem uso da solução apresentada, quando a execução é basicamente outra. Nomeadamente, a execução não se limita à realização com módulos lógicos discretos, mas pode ser realizada com vantagem também com lógica programada - de preferência sob utilização de um microprocessador.

Claims (17)

1^e.- Módulo de recepção FM com meios para o ajuste da frequência central de um filtro FI com uma banda relativamente estreita no que respeita à largura da banda do canal e em dependência da modulação útil, com um sistema de processamento de sinais, contendo um dispositivo de FI e um dispositivo de baixa frequência, para a amplificação, conversão de frequência e desmodulação do sinal FM recebido, caracterizado por compreender um circuito para a variação da característica de transmissão dos sinais do dispositivo FI e/ou de baixa frequência, contendo:

- um módulo identificador de sinais (28), com circuitos (29 a 33) para a detecção de amplitudes caracteristicas de recepção ou de interferência, cujas entradas estão ligadas a um ponto principal do circuito do dispositivo FI ou de baixa frequência que processa o sinal, e com saídas para sinais característicos de recepção ou de interferência;

- um módulo de regeneração de sinais (600) para sinais característicos de recepção ou de interferência com o mínimo de um circuito de amplitude e/ou de valor limite de tempo, cujas entradas estão ligadas às saldas do identificador de sinal;

- um módulo de saída de sinais (400, 600) para transmissão dos sinais regenerados e característicos de recepção ou de interferência, preparados como sinais de comando para influenciar a característica de processamento do processador de sinais, aos

- 56 vários andares do dispositivo FI ou de baixa frequência, em que as entradas do módulo de saída dos sinais estão ligadas a saídas do módulo de regeneração de sinais, e as saldas do módulo de saída de sinais estão ligadas a entradas de comando de andares do dispositivo FI ou de baixa frequência.

2®.- Módulo de recepção FM com um circuito de regulação para o sinal FI, que mantém o nível de saída FI na área de níveis de recepção úteis, num valor médio fixo, segundo a reivindicação 1, caracterizado por o sinal FI e o sinal de salda do circuito de regulação (29) para a amplitude do sinal FI que contém um integrador (29a), regulado para um valor médio fixo e especialmente rectifiçado, formarem um sinal de entrada para o módulo identificador de sinais.

3®.- Módulo de recepção FM, segundo a reivindicação 1, caracterizado por o circuito para a detecção de recepção ou de interferência do módulo identificador de sinais apresentar detectores do valor limite (105, 106, 114, 805, 812, 813, 814, 904) para determinação da amplitude do sinal FI e/ou um detector do valor limite para a determinação da sua modulação de amplitude que se compõe nomeadamente de interferências entre um sinal parasita e o sinal útil.

4°.-Módulo de recepção FM, segundo a reivindicação 3, caracte- 57 rizado por o circuito para a detecção de recepção e de interferência apresentar um circuito (102 a 104) para a separação do sinal da modulação de amplitude, contendo um filtro passa-alto com uma frequência limite de preferência de 20 kHz até 40 kHz.

5^a.- Módulo de recepção FM, segundo a reivindicação 4, caracterizado por a seguir ao circuito para a separação de um sinal ser ligado a um circuito de amplificação e/ou um segundo circuito gerador de curva envolvente do sinal amplificado e retransmissor do sinal de curva envolvente.

6^a.- Módulo de recepção FM, segundo a reivindicação 5, caracterizado por ser ligado a seguir ao segundo circuito gerador de curva envolvente um filtro passa-baixo para a filtragem do sinal de curva envolvente.

7^a.- Módulo de recepção FM, segundo a reivindicação 6, caracterizado por ser ligado a seguir ao filtro passa-baixo um detector de valor limite, que emite um sinal de saída no momento em que o sinal filtrado de curva envolvente ultrapassa um determinado nível, em que o sinal de saída forma um sinal indicativo da interferência de um canal adjacente.

8^a.-Módulo de recepção FM, segundo a reivindicação 3, caracterizado por ser previsto um circuito para a emissão de um

- 58 sinal, indicando uma recepção com um nível insuficiente de entrada, quando o valor médio regulado do sinal FI e a tensão de entrada do circuito de regulação para a amplitude do sinal FI respectivamente, não alcançam um determinado valor.

9^a.- Módulo de recepção FM, segundo a reivindicação 3, caracterizado por o identificador de sinal compreender um circuito (31) para a detecção de uma interferência de reflexão para o desvio de um sinal por detecção de estreitamentos numa determinada gama de frequência do sinal FI de curva envolvente filtrado ou no próprio sinal FI de curva envolvente filtrado.

10^a.- Módulo de recepção FM, segundo a reivindicação 1, caracterizado por os sinais de comando para a intervenção da característica do processamento de sinais do processador de sinais compreenderem no mínimo:

a) um sinal de ligação como sinal de entrada para a entrada de comando de um andar (9, 12) para o ligar ou desligar adicional de um trajecto paralelo do filtro de frequência ou de um trajecto linear do processamento de sinais no dispositivo FI e/ou de baixa frequência e/ou

b) um sinal de ligação como sinal de entrada para a entrada de comando de um andar (6, 7, 10, 11) para a variação da simetria de pelo menos uma curva de banda passante do filtro, nomeada59 mente para a linearização do sinal de baixa frequência resultante, e/ou

c) um sinal de ligação como sinal de entrada para a entrada de comando de um andar (26) para a ligação do funcionamento em mono e/ou

d) um sinal de ligação como sinal de entrada para a entrada de comando de um andar para a variação pelo menos indirecta da característica de reajuste (17 a 22) do reajuste de frequência dos filtros FI e/ou

e) um sinal de ligação como sinal de entrada para a entrada de comando de um andar (4), para a variação, nomeadamente para ligar e desligar a tensão de comando do modulador de fases da tensão do oscilador.

11®.- Módulo de recepção FM, segundo a reivindicação 10, caracterizado por no mínimo o sinal de ligação para o ligar ou desligar adicional de um trajecto paralelo do filtro de frequência ou de um trajecto linear do processamento de sinais no dispositivo FI e/ou de baixa frequência formar um sinal de entrada para a entrada de comando de um andar (9 a 12), de modo que

a) em caso de interferências por canais adjacentes o dispositivo

FI, em dependência do valor limite, atravessado sempre pelo sinal de interferência regenerado, pode ser ligado em banda mais estreita, por um ou vários andares, e a parte de frequência mais elevada do sinal de baixa frequência é amplifi- 60 cada, e/ou

b) a um nível baixo do sinal de entrada a característica de transmissão FI apresenta áreas como barreira a uma queda abrupta de frequência, em simetria nos dois lados e a partir do centro da banda, as quais nos limites dos canais apresentam uma queda menos acentuada e/ou

c) abaixo de um nível diminuto do sinal de entrada, nomeadamente ao não alcançar o valor limite, que corresponde ao ponto limiar da regulação, o sinal de baixa frequência é diminuído no nível, em que nomeadamente invasões de sinais de curta duração causam um abaixamento imediato do nível do sinal de baixa frequência.

12^a.- Módulo de recepção FM, segundo a reivindicação 10, caracterizado por no mínimo o sinal de ligação, que activa um circuito para a variação da característica de reajuste do reajuste de frequência dos filtros FI e/ou do comando da fase, continuar a formar o sinal de entrada para a entrada de comando de um andar (17 a 20), cora o objectivo de provocar:

a) o abaixamento da curva de frequência do reajuste do filtro e/ou da tensão de comando da fase em dependência da relação que se altera do nível do canal adjacente para o nível do sinal útil, e nomeadamente quando se trata de um processamento FI em banda mais estreita e com frequências mais altas,

b) o desligar da curva de frequência nomeadamente alterando a

- 61 modulação de fases geradora do sinal FI de banda larga para a modulação de fases pelo reajustamento do filtro, em especial gerando sinal FI de banda larga e/ou

c) a interrupção de todo o reajustamento do filtro na detecção de uma determinada sobretensão transitória no sinal FI e/ou no sinal baixo de baixa frequência, causada por uma breve recepção de um canal adjacente.

13⁹.- Módulo de recepção FM, segundo a reivindicação 1, caracterizado por no mínimo um sinal de entrada para o identificador de sinais (28) formar:

- o sinal de saída de um filtro de banda FI (6) que não é atingido por comutações ou por ligações e interrupções de trajectos de sinais e que transmite a FI regulada para um valor médio fixo e/ou

- o sinal de saída de um circuito integrador (17a) que como sinal de entrada é conduzido para o andar de regulação da amplitude do sinal FI e/ou

- o sinal FI desmodulado.

14⁹.- Módulo de recepção FM, segundo a reivindicação 10, caracterizado por serem previstos meios de compensação (8a) para a amplitude do sinal FI, os quais na ligação de uma diminuição do sinal FI dentro do circuito de regulação e em consequência de um sinal de comando correspondente compensam ao mesmo tempo o abai- 62 xamento do nível daí resultante, de modo que a tensão de regulação para a amplitude do sinal Fl mantém no essencial o seu nível.

15^e.- Módulo de recepção FM, segundo a reivindicação 10, caracterizado por ser previsto um andar (114, 116) com uma histerese em caso de variação da curva de frequência de transmissão ou da amplificação num trajecto de transmissão do sinal, em que varia o valor limite do circuito de retorno em relação ao valor limite do início do funcionamento, de modo que a variação provocada pela comutação e no que diz respeito ao sinal em comparação com o seu valor limite, é no mínimo equilibrada e, nomeadamente, de modo que a redução do sinal de identificação do canal adjacente em consequência de um processamento Fl em banda mais estreita após o início do funcionamento do andar de identificação de interferências de canais adjacentes é no mínimo equilibrada.

16°.- Módulo de recepção FM, segundo a reivindicação 10, caracterizado por serem previstos dispositivos de comutação lógicos (601 a 606), os quais, em caso de variação da curva de frequência ou da amplificação num trajecto de transmissão do sinal, fazem aumentar em vários valores os limites previstos de início de funcionamento até que os sinais atinjam os valores limite dos valores de início de funcionamento através de um sinal de valor inferior aos valores mais baixos de funcionamento de comutação que impedem o funcionamento dos níveis mais baixos ajustados até ί

- 63 funcionar a comutação superior.

17⁸.- Módulo de recepção FM, segundo a reivindicação 10, caracterizado por serem previstos dispositivos de comutação lógicos (200), os quais na emissão de sinais de saída do circuito de regeneração dos sinais, que conduzem a sinais de comando, além de uma diminuição da largura da banda passante FI ainda provocam outras ligações, apenas tolerando os sinais de saída do circuito de regeneração dos sinais que conduzem à curva da banda passante FI mais estreita.