JPS6172418A - 衛星放送用受信機 - Google Patents
衛星放送用受信機Info
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- JPS6172418A JPS6172418A JP59194283A JP19428384A JPS6172418A JP S6172418 A JPS6172418 A JP S6172418A JP 59194283 A JP59194283 A JP 59194283A JP 19428384 A JP19428384 A JP 19428384A JP S6172418 A JPS6172418 A JP S6172418A
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- frequency
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
- H03D3/004—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling an oscillator, e.g. the local oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（発明の技術分野）
本発明は、放送衛星から放射されるテレビ信号を受信す
るのに用いられる受信機に関し、特に、テレビ信号に含
まれる複数のＦＭ変調音声サブキャリアを処理するため
の受信機の音声処理部に関する。
るのに用いられる受信機に関し、特に、テレビ信号に含
まれる複数のＦＭ変調音声サブキャリアを処理するため
の受信機の音声処理部に関する。
（発明の技術的背景）
近年、米国において放送衛星を用いてＣＡＴＶシステム
に番組を供給することが行われている。
に番組を供給することが行われている。
このＣＡＴＶシステムにおける受信機では、例えば、第
３図に示すように、パラボラアンテナｌにより放送衛星
から送られてきた３、７〜４．２ＧＨｚ帯で各チャンネ
ル信号を含む帯域幅信号が受信され、このアンテナ１に
取付けられているローノイズ・ブロックコンバータ２
（ＬＮＢ）によリ９５０〜１４５０ＭＨｚの帯域幅信号
に群変換さ、れる。これにより受信信号が第１中間周波
（第１ＩＦ信号）に変換される。
３図に示すように、パラボラアンテナｌにより放送衛星
から送られてきた３、７〜４．２ＧＨｚ帯で各チャンネ
ル信号を含む帯域幅信号が受信され、このアンテナ１に
取付けられているローノイズ・ブロックコンバータ２
（ＬＮＢ）によリ９５０〜１４５０ＭＨｚの帯域幅信号
に群変換さ、れる。これにより受信信号が第１中間周波
（第１ＩＦ信号）に変換される。
次に、この第１ＩＦ信号が同軸ケーブル３により伝送さ
れて室内側のチャンネル選局部４に入力されると、３６
ＭＨｚ等の許容占有帯域幅を有する複数のチャンネルか
ら希望するチャンネルのテレビ信号が選局されるが、こ
のテレビ信号は該選局部４で第２中間周波（６００ＭＨ
ｚ等）に変換され、帯域フィルタ５にてノイズが除去さ
れた後ＦＭ復調器６により復調される。これにより、い
わゆるベースバンド信号が得られる。そして、このベー
スバンド信号はビデオ信号処理部７と音声処理部８とに
それぞれ入力されるので、ビデオ信号処理部７からはビ
デオ信号が、又音声処理部８からは音声信号が出力され
る。
れて室内側のチャンネル選局部４に入力されると、３６
ＭＨｚ等の許容占有帯域幅を有する複数のチャンネルか
ら希望するチャンネルのテレビ信号が選局されるが、こ
のテレビ信号は該選局部４で第２中間周波（６００ＭＨ
ｚ等）に変換され、帯域フィルタ５にてノイズが除去さ
れた後ＦＭ復調器６により復調される。これにより、い
わゆるベースバンド信号が得られる。そして、このベー
スバンド信号はビデオ信号処理部７と音声処理部８とに
それぞれ入力されるので、ビデオ信号処理部７からはビ
デオ信号が、又音声処理部８からは音声信号が出力され
る。
、つ ところで、このベースバンド信号としては
、第４図に示すように、１チヤンネルの５ Ｍ Ｈｚ〜
８．５ＭＨｚの帯域幅に複数の音声サブキャリアｂ（多
い場合には１６波）を含むものがあり、又その帯域利用
形態も送信局により異なっている。
、第４図に示すように、１チヤンネルの５ Ｍ Ｈｚ〜
８．５ＭＨｚの帯域幅に複数の音声サブキャリアｂ（多
い場合には１６波）を含むものがあり、又その帯域利用
形態も送信局により異なっている。
即ち、多重変換方式等のフォーマットや音声サブキャリ
アの最大周波数偏移が統一されていない。
アの最大周波数偏移が統一されていない。
このため、ＣＡＴＶシステムのオペレータでは各チャン
ネル毎に予め配布されている番組一覧を利用してフォー
マットを切り換えたり周波数偏移を所定の値に設定する
ようにしている。尚、第４図中、ａはビデオ信号を示し
、発信局側でプリエンファシスが加えられているため低
周波域のレベルが低下している。
ネル毎に予め配布されている番組一覧を利用してフォー
マットを切り換えたり周波数偏移を所定の値に設定する
ようにしている。尚、第４図中、ａはビデオ信号を示し
、発信局側でプリエンファシスが加えられているため低
周波域のレベルが低下している。
さて、音声信号処理部８において、単一（固定）音声サ
ブキャリアを処理する場合には、第５図に示すように、
この処理すべき音声サブキャリアに対応する一つの帯域
フィルタ９のみを用いればよい、即ち、この単一音声サ
ブキャリアの中心周波数が６．８ＭＨｚで最大周波数偏
移が±７５ＭＨｚの場合には中心周波数が６．８ＭＨｚ
で帯域幅がこの周波数偏移に対応している帯域フィルタ
を用いればよい、尚、図中、１０は音声復調器、１１は
ディエンファシス回路、１２は音量ボリューム、１３は
音声増幅奏である。
ブキャリアを処理する場合には、第５図に示すように、
この処理すべき音声サブキャリアに対応する一つの帯域
フィルタ９のみを用いればよい、即ち、この単一音声サ
ブキャリアの中心周波数が６．８ＭＨｚで最大周波数偏
移が±７５ＭＨｚの場合には中心周波数が６．８ＭＨｚ
で帯域幅がこの周波数偏移に対応している帯域フィルタ
を用いればよい、尚、図中、１０は音声復調器、１１は
ディエンファシス回路、１２は音量ボリューム、１３は
音声増幅奏である。
これに対して、最大周波数偏移の相違する複数の音声サ
ブキャリアを選択する場合には、第６図に示すように、
各音声サブキャリアを周波数混合器１４と電圧制御発振
器１５とから成る周波数変換器により、例えば中心周波
数が１０．７ＭＨｚのＩＦ倍信号変換し、このＩＦ倍信
号中心周波数がｌＯ，７ＭＨｚ、帯域幅が±７５ＫＨｚ
の帯域セラミックフィルタ１６に通し、音声復調器１０
により復調することが考えられる。
ブキャリアを選択する場合には、第６図に示すように、
各音声サブキャリアを周波数混合器１４と電圧制御発振
器１５とから成る周波数変換器により、例えば中心周波
数が１０．７ＭＨｚのＩＦ倍信号変換し、このＩＦ倍信
号中心周波数がｌＯ，７ＭＨｚ、帯域幅が±７５ＫＨｚ
の帯域セラミックフィルタ１６に通し、音声復調器１０
により復調することが考えられる。
しかるに、最大周波数偏移の相違する音声サブキャリア
をＩＦ倍信号変換しても上述したように一つの帯域セラ
ミックフィルタ１６に通すだけでは次のような問題が生
じる。帥ち、最大周波数偏移が大きい音声サブキャリア
をＩＦ倍信号変換する場合にはこのＩＦ倍信号最大周波
数偏移もフィルタ１６の帯域幅より大きくなることから
復調後の音声信号においてＳ／Ｎ比が増大してしまう。
をＩＦ倍信号変換しても上述したように一つの帯域セラ
ミックフィルタ１６に通すだけでは次のような問題が生
じる。帥ち、最大周波数偏移が大きい音声サブキャリア
をＩＦ倍信号変換する場合にはこのＩＦ倍信号最大周波
数偏移もフィルタ１６の帯域幅より大きくなることから
復調後の音声信号においてＳ／Ｎ比が増大してしまう。
また、最大周波数偏移が小さい音声サブキャリアをＩＦ
倍信号変換する場合にはＩＦ倍信号最大周波数偏移がフ
ィルタ１６の帯域幅に対して小さくなってしまうことか
ら復調後の音声信号に波長歪みＴ ＨＤ （Ｔｏｔａｌ
Ｈａｍｏｎｉｃ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）が生じてし
まう。
倍信号変換する場合にはＩＦ倍信号最大周波数偏移がフ
ィルタ１６の帯域幅に対して小さくなってしまうことか
ら復調後の音声信号に波長歪みＴ ＨＤ （Ｔｏｔａｌ
Ｈａｍｏｎｉｃ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）が生じてし
まう。
そこで、従来は、第７図に示すように、上記帯域フィル
タ１６と並列に広帯域フィルタ１７と狭帯域フィルタ１
８を設け、最大周波数偏移の相違する各音声サブキャリ
アに対応させてこれらフィルタ１６．１７及び１８をス
イッチ１９により切り換え、これにより音質的に優れた
音声信号を得ていた。
タ１６と並列に広帯域フィルタ１７と狭帯域フィルタ１
８を設け、最大周波数偏移の相違する各音声サブキャリ
アに対応させてこれらフィルタ１６．１７及び１８をス
イッチ１９により切り換え、これにより音質的に優れた
音声信号を得ていた。
（背景技術の問題点）
しかし、このように帯域幅の異なる複数のフィルタを用
いて周波数偏移の相違するＩＦ倍信号復調すると、周波
数の偏移量によって復調信号レベルが変化するため、最
大周波数偏移の相違する音声サブキャリアを選択する毎
に音量を調節しなければならず、操作性の点で問題があ
る。また、音声サブキャリア毎に帯域幅の異なるフィル
タを用いると、受信機の構造がその分だけ複雑になる上
にそれ自体も高価なものになってしまう。
いて周波数偏移の相違するＩＦ倍信号復調すると、周波
数の偏移量によって復調信号レベルが変化するため、最
大周波数偏移の相違する音声サブキャリアを選択する毎
に音量を調節しなければならず、操作性の点で問題があ
る。また、音声サブキャリア毎に帯域幅の異なるフィル
タを用いると、受信機の構造がその分だけ複雑になる上
にそれ自体も高価なものになってしまう。
（発明の目的）
本発明の目的は、最大周波数偏移の相違する複数の音声
サブキャリアであっても−っの帯域フィルタにより一定
レベルの音声信号に復調することができる衛星放送用受
信機を提供することにある。
サブキャリアであっても−っの帯域フィルタにより一定
レベルの音声信号に復調することができる衛星放送用受
信機を提供することにある。
（発明の概要）
本発明は、選択した音声サブキャリアをＩＦ信号変換し
、復調して得た復調信号を、選択した音声サブキャリア
の最大周波数偏移に対応した電圧比で帰還電圧に変換す
る帰還電圧発生手段に入力すると共にこの帰還電圧をオ
ペアンプにて電圧制御発振器のバラクタ・ダイオード等
に加えることにより該発振器の発振周波数を選択した音
声サブキャリアの周波数偏移に対応させて変動させ、周
、、 波数混合器からのＩＦ信信号おける最大周波数
偏移量を帯域フィルタの帯域幅に合わせるようにしたこ
とを特徴とする。
、復調して得た復調信号を、選択した音声サブキャリア
の最大周波数偏移に対応した電圧比で帰還電圧に変換す
る帰還電圧発生手段に入力すると共にこの帰還電圧をオ
ペアンプにて電圧制御発振器のバラクタ・ダイオード等
に加えることにより該発振器の発振周波数を選択した音
声サブキャリアの周波数偏移に対応させて変動させ、周
、、 波数混合器からのＩＦ信信号おける最大周波数
偏移量を帯域フィルタの帯域幅に合わせるようにしたこ
とを特徴とする。
（発明の実施例）
以下、本発明の実施例を図面を参照して詳細に説明する
。
。
本発明に係る衛星放送用受信機の音声処理部は、第２図
に示すように、周波数混合器１４を備え、この周波数混
合器１４には電圧制御発振器１５からの発振信号が入力
されている０周波放湿合器１４の出力側には周波数変換
された中間周波を通すための帯域セラミックフィルタ１
６が配され、このフィルタ１６の出力側には音声復調器
１０、ティエンファシス回路１１．音量ボリューム１２
及び音声増幅回路１３がこの順で接続されている。
に示すように、周波数混合器１４を備え、この周波数混
合器１４には電圧制御発振器１５からの発振信号が入力
されている０周波放湿合器１４の出力側には周波数変換
された中間周波を通すための帯域セラミックフィルタ１
６が配され、このフィルタ１６の出力側には音声復調器
１０、ティエンファシス回路１１．音量ボリューム１２
及び音声増幅回路１３がこの順で接続されている。
音声復調器１０の出力側には、第２図に示すように、帰
還回路２３が接続されている。この帰５回路２３は、第
１図に示すように、音声復調器１０に接続されている帰
還電圧発生用ブリーダ２４°と、このブリーダ２４に切
換スイッチ２６を介して接続されるオペアンプ２５とを
備える。帰還電圧発生用ブリーダ２４は、音声復調器１
０からの復調信号を帰還電圧に変換する抵抗２４Ａ、２
４Ｂ、２４Ｃを有しており、復調信号電圧をそのまま帰
還電圧として出力するタップ２４ａと、抵抗２４Ａによ
り降下した復調信号電圧を帰還電圧として出力するタッ
プ２４ｂ及び抵抗２４Ａ、２４Ｂにより更に降下した復
調信号電圧を帰還電圧として出力するタップ２４ｃとを
含んでいる。これらタップ２４ａ〜２４ｃには切換スイ
ッチ２６を介してオペアンプ２５の非反転入力が接続さ
れる。オペアンプ２５は反転入力端子に帰還をかけた利
得１の負帰還回路構成を有している。従って、増幅度は
小さいが、増幅周波数帯域は広くなっているので、復調
信号変化、即ち、ブリーダ２４の帰還電圧変動を正確に
検出することができる。このオペアンプ２５の出力側に
は音量微調整用のボリューム２７が接続され、このボリ
ューム２７及び結合コンデンサ２８を介して制御用オペ
アンプ２０の非反転入力に接続されている。
還回路２３が接続されている。この帰５回路２３は、第
１図に示すように、音声復調器１０に接続されている帰
還電圧発生用ブリーダ２４°と、このブリーダ２４に切
換スイッチ２６を介して接続されるオペアンプ２５とを
備える。帰還電圧発生用ブリーダ２４は、音声復調器１
０からの復調信号を帰還電圧に変換する抵抗２４Ａ、２
４Ｂ、２４Ｃを有しており、復調信号電圧をそのまま帰
還電圧として出力するタップ２４ａと、抵抗２４Ａによ
り降下した復調信号電圧を帰還電圧として出力するタッ
プ２４ｂ及び抵抗２４Ａ、２４Ｂにより更に降下した復
調信号電圧を帰還電圧として出力するタップ２４ｃとを
含んでいる。これらタップ２４ａ〜２４ｃには切換スイ
ッチ２６を介してオペアンプ２５の非反転入力が接続さ
れる。オペアンプ２５は反転入力端子に帰還をかけた利
得１の負帰還回路構成を有している。従って、増幅度は
小さいが、増幅周波数帯域は広くなっているので、復調
信号変化、即ち、ブリーダ２４の帰還電圧変動を正確に
検出することができる。このオペアンプ２５の出力側に
は音量微調整用のボリューム２７が接続され、このボリ
ューム２７及び結合コンデンサ２８を介して制御用オペ
アンプ２０の非反転入力に接続されている。
電圧制御発振器１５は、第１図に示すように、トランジ
スタ１５ａのベースに接続されている半固定の同調用コ
イル１５ｂとバラクタ・ダイオード１５ｃから成る共振
回路を含み、バラクタ・ダイオード１５ｃの容量変化で
発振周波数が制御される。音声復調器１０からは自動周
波数制御（ＡＦＣ）電圧が出力され、このＡＦＣ電圧は
ＡＦＣスイッチｌｏａ及び電圧合成用抵抗１０ｂを介し
て制御用オペアンプ２０の非反転入力に入力されている
。このオペアンプ２０はその反転入力に音声サブキャリ
ア選択用のボリュームＺ１が接続され、出力側には高周
波阻止チョーク２２を介してバラクタ・ダイオードＬ５
ｃが接続されている。
スタ１５ａのベースに接続されている半固定の同調用コ
イル１５ｂとバラクタ・ダイオード１５ｃから成る共振
回路を含み、バラクタ・ダイオード１５ｃの容量変化で
発振周波数が制御される。音声復調器１０からは自動周
波数制御（ＡＦＣ）電圧が出力され、このＡＦＣ電圧は
ＡＦＣスイッチｌｏａ及び電圧合成用抵抗１０ｂを介し
て制御用オペアンプ２０の非反転入力に入力されている
。このオペアンプ２０はその反転入力に音声サブキャリ
ア選択用のボリュームＺ１が接続され、出力側には高周
波阻止チョーク２２を介してバラクタ・ダイオードＬ５
ｃが接続されている。
従って、音声復調器１０が１０．７ＭＨｚの中心周波数
により音声復調するとして、中心周波数が８２ 、５Ｍ
ＨＺの音声サブキャリアが選択された場合にはＡＦＣス
イッチｌＯａを基準電圧（例えば５．６Ｖ）出力端子１
０ｃに切り換え、ボリューム２１を調整し、オペアンプ
２０からバラクタ・ダイオード１５ｃに所定の電圧を供
給してチューニングすれば電圧制御発振器１５の発振周
波数を７１．８ＭＨｚに設定することができる。これに
より周波数混合器１４からは中心周波数が１Ｑ、７ＭＨ
ｚのＩＦ倍信号出力されるので、このＩＦ倍信号中心周
波数１０．７ＭＨｚの帯域セラミックフィルタ１６に通
され、かつ音声復調器１０により復調されることにより
所望の音声信号となる。
により音声復調するとして、中心周波数が８２ 、５Ｍ
ＨＺの音声サブキャリアが選択された場合にはＡＦＣス
イッチｌＯａを基準電圧（例えば５．６Ｖ）出力端子１
０ｃに切り換え、ボリューム２１を調整し、オペアンプ
２０からバラクタ・ダイオード１５ｃに所定の電圧を供
給してチューニングすれば電圧制御発振器１５の発振周
波数を７１．８ＭＨｚに設定することができる。これに
より周波数混合器１４からは中心周波数が１Ｑ、７ＭＨ
ｚのＩＦ倍信号出力されるので、このＩＦ倍信号中心周
波数１０．７ＭＨｚの帯域セラミックフィルタ１６に通
され、かつ音声復調器１０により復調されることにより
所望の音声信号となる。
このように、音声サブキャリアをチューニングした後に
はＡＦＣスイッチｌＯａをＡＦＣ端子１０ｄに切り換え
、電圧制御発振器１５の発振周波数が変化した場合に音
声復調器１０からのＡＦＣ電圧をオペアンプ２０を介し
てバラクタ・ダイオード１５ｃに加え１発振器１５の発
振周波数を７１．８ＭＨｚに引きもどす。
はＡＦＣスイッチｌＯａをＡＦＣ端子１０ｄに切り換え
、電圧制御発振器１５の発振周波数が変化した場合に音
声復調器１０からのＡＦＣ電圧をオペアンプ２０を介し
てバラクタ・ダイオード１５ｃに加え１発振器１５の発
振周波数を７１．８ＭＨｚに引きもどす。
次に、この帰還回路２３の動作及び使用態様を説明する
。
。
１０も、上記選択した中心周波数が８２．５ＭＨｚの音
声サブキャリアにおいて、その最大周波数・Ａ 偏
移が例えば１５０ＫＨｚと大きい場合には切換スイッチ
２６をタップ２４ａに切り換える。このタップ２４ａか
らは復調信号電圧がそのままオペ７７７’２５に入力さ
れるので、オペアンプ？５には大きな帰還電圧が入力さ
れることになる。従って、このオペアンプ２５からは大
きく、かつ復調信号変化に対応した電圧が制御信号とし
て出力されるので、電圧制御発振器１５のバラクタ・ダ
イオード１５ｃには制御用オペアンプ２０を介して復調
信号に対応した大きな電圧が印加される。この結果、バ
ラクタ・ダイオード１５ｃの容量が復調信号電圧変化に
対応して大きく変化し、発振器１５の発振周波数が大き
く変動するので、この発振変動信号を周波数混合器１４
に音声サブキャリアと同位相で加えると、周波数混合器
１４から出力されるＩＦ倍信号周波数偏移量は相対的に
小さくなる。よって、最大周波数偏移の大きな音声サブ
キャリアであっても帯域セラミックフィルタ１６の帯域
幅に対応する周波数偏移のＩＦ＠号になることから、音
声復調器１０からは振幅が一定の復調信号が出力される
。従って、音声サブキャリアを選択する毎に音量を調節
する必要がなくなる。
声サブキャリアにおいて、その最大周波数・Ａ 偏
移が例えば１５０ＫＨｚと大きい場合には切換スイッチ
２６をタップ２４ａに切り換える。このタップ２４ａか
らは復調信号電圧がそのままオペ７７７’２５に入力さ
れるので、オペアンプ？５には大きな帰還電圧が入力さ
れることになる。従って、このオペアンプ２５からは大
きく、かつ復調信号変化に対応した電圧が制御信号とし
て出力されるので、電圧制御発振器１５のバラクタ・ダ
イオード１５ｃには制御用オペアンプ２０を介して復調
信号に対応した大きな電圧が印加される。この結果、バ
ラクタ・ダイオード１５ｃの容量が復調信号電圧変化に
対応して大きく変化し、発振器１５の発振周波数が大き
く変動するので、この発振変動信号を周波数混合器１４
に音声サブキャリアと同位相で加えると、周波数混合器
１４から出力されるＩＦ倍信号周波数偏移量は相対的に
小さくなる。よって、最大周波数偏移の大きな音声サブ
キャリアであっても帯域セラミックフィルタ１６の帯域
幅に対応する周波数偏移のＩＦ＠号になることから、音
声復調器１０からは振幅が一定の復調信号が出力される
。従って、音声サブキャリアを選択する毎に音量を調節
する必要がなくなる。
ところで、音声サブキャリアの周波数偏移をｆ（Ｄ）、
電圧制御発振器１５の周波数偏移をｆ（Ｖ ＣＯ）とす
ると、ＩＦ倍信号周波数偏移Δｆ（ＩＦ）は次式（１）
により求めることができる。
電圧制御発振器１５の周波数偏移をｆ（Ｖ ＣＯ）とす
ると、ＩＦ倍信号周波数偏移Δｆ（ＩＦ）は次式（１）
により求めることができる。
Δｆ （Ｉ Ｆ）＝ｆ （Ｄ） −ｆ （ＶＣＯ）・・
（１）一方、帯域フィルタの帯域幅をＢＷ、ＩＦ倍信号
最大周波数偏移をΔＦ （Ｉ Ｆ） 、音声最高変調周
波数をｆｍａｘとすると、ＢＷはカーソンルールの式（
２）により示すことができる。
（１）一方、帯域フィルタの帯域幅をＢＷ、ＩＦ倍信号
最大周波数偏移をΔＦ （Ｉ Ｆ） 、音声最高変調周
波数をｆｍａｘとすると、ＢＷはカーソンルールの式（
２）により示すことができる。
ＢＷ＝２（Δ Ｆ （ＩＦ） ＋ｆｍａｘ ）
争 ・ 拳 ・ （２）例えば、ＢＷが１５０Ｋ
Ｈｚ、ｆ ｗａｘが１５ＫＨｚの場合には、 １５０＝２ （ΔＦ （ＩＦ）＋１５）となるので、Δ
Ｆ（ＩＦ）は６０ＫＨｚとなる。
争 ・ 拳 ・ （２）例えば、ＢＷが１５０Ｋ
Ｈｚ、ｆ ｗａｘが１５ＫＨｚの場合には、 １５０＝２ （ΔＦ （ＩＦ）＋１５）となるので、Δ
Ｆ（ＩＦ）は６０ＫＨｚとなる。
従って、音声サブキャリアの最大周波数偏移を１５０Ｋ
Ｈｚとすると、電圧制御発振器１５の最大周波数偏移Δ
Ｆ （ＶＣＯ）は上記（１）式から、９０ＫＨｚとなる
。
Ｈｚとすると、電圧制御発振器１５の最大周波数偏移Δ
Ｆ （ＶＣＯ）は上記（１）式から、９０ＫＨｚとなる
。
以上のことから、帯域セラミックフィルタ１６として帯
域幅が１５０ＫＨｚのものを用い、かつ上述したように
最大周波数偏移が１５０ＫＨｚの音声サブキャリアを選
択する場合には、電圧制御発振器１５の発振周波数を復
調信号変化に対応させて±９０ＫＨｚの範囲で周波数偏
移し、周波数混合器１４に音声サブキャリアと同位相で
加えればよい。また、タップ２４ａからの帰還電圧は。
域幅が１５０ＫＨｚのものを用い、かつ上述したように
最大周波数偏移が１５０ＫＨｚの音声サブキャリアを選
択する場合には、電圧制御発振器１５の発振周波数を復
調信号変化に対応させて±９０ＫＨｚの範囲で周波数偏
移し、周波数混合器１４に音声サブキャリアと同位相で
加えればよい。また、タップ２４ａからの帰還電圧は。
オペア〉′プ２５、制御用オペアンプ２０による帰還量
が発振器１５の発振周波数を±９０ＫＨｚの範囲で偏移
させるように予めと記式に基づいて設定しておけばよい
。
が発振器１５の発振周波数を±９０ＫＨｚの範囲で偏移
させるように予めと記式に基づいて設定しておけばよい
。
これに対して、最大周波数偏移の小さい音声サブキャリ
アを選択すると、周波数混合器１４かも出力されるＩＦ
倍信号最大周波数偏移量よりも帯域セラミックフィルタ
１６の帯域幅が大きくなってしまう、この場合には切換
スイッチ２６をタフプ２４ｃに切り換え、小さな復調信
号を抵抗２４Ａ、２４Ｂにて減圧して得た更に小さな帰
還電圧をオペアンプ２５に入力する。従って、電圧Ｍ御
発振器１５のバラクタ・ダイオード１５ｃには小さな電
圧が印加されるので、発振器１５の発振周波数は小さく
変動する。
アを選択すると、周波数混合器１４かも出力されるＩＦ
倍信号最大周波数偏移量よりも帯域セラミックフィルタ
１６の帯域幅が大きくなってしまう、この場合には切換
スイッチ２６をタフプ２４ｃに切り換え、小さな復調信
号を抵抗２４Ａ、２４Ｂにて減圧して得た更に小さな帰
還電圧をオペアンプ２５に入力する。従って、電圧Ｍ御
発振器１５のバラクタ・ダイオード１５ｃには小さな電
圧が印加されるので、発振器１５の発振周波数は小さく
変動する。
ところで、音声サブキャリアの最大周波数偏移が５０Ｋ
Ｈｚ、音声最高変調周波数ｆ＠ａｘが５ＫＨｚとすると
、１５０ＫＨｚ帯域幅のフィルタに対しては上記（１）
式及び（２）式によれば、電圧制御発振器１５の最大周
波数偏移ΔＦ（ＶＣＯ）は−２０ＫＨｚとなる。従って
、上述したように最大周波数偏移の小さな音声サブキャ
リアを選択した場合には電圧制御発振器１５の発振変動
電圧を周波数混合器１４に音声サブキャリアと逆位相で
加え、ＩＦ倍信号周波数偏移量を帯域セラミック祷
フィルタ１６の帯域幅に対応させて大きくする。
Ｈｚ、音声最高変調周波数ｆ＠ａｘが５ＫＨｚとすると
、１５０ＫＨｚ帯域幅のフィルタに対しては上記（１）
式及び（２）式によれば、電圧制御発振器１５の最大周
波数偏移ΔＦ（ＶＣＯ）は−２０ＫＨｚとなる。従って
、上述したように最大周波数偏移の小さな音声サブキャ
リアを選択した場合には電圧制御発振器１５の発振変動
電圧を周波数混合器１４に音声サブキャリアと逆位相で
加え、ＩＦ倍信号周波数偏移量を帯域セラミック祷
フィルタ１６の帯域幅に対応させて大きくする。
そして、このようにＩＦ倍信号周波数偏移をフィルタエ
６に対応させて大きくすると、音声復調器１０からは振
幅が一定の復調信号が得られるので、やはり音量調節す
る必要がない。
６に対応させて大きくすると、音声復調器１０からは振
幅が一定の復調信号が得られるので、やはり音量調節す
る必要がない。
尚、音声復調器１０がＩＣ化されている場合には復調信
号レベルにばらつきが生じるので、この場合には音量微
調整用のボリューム２７を調整してＩＦ倍信号周波数偏
移を所望の値に設定する。
号レベルにばらつきが生じるので、この場合には音量微
調整用のボリューム２７を調整してＩＦ倍信号周波数偏
移を所望の値に設定する。
また、このボリューム２７を用いて積極的に音量を調整
するようにしてもよい。
するようにしてもよい。
（発明の効果）
本発明によれば、復調信号を帰還電圧発生手段に帰還し
、選択した音声サブキャリアの最大周波数偏移に対応し
た電圧比で帰還電圧を発生させ、この帰還電圧変化をオ
ペアンプにより正確に検出し、かつ制御信号として電圧
制御発振器に出力したことで、電圧制御発振器が選択し
た音声サブキャリアの周波数−偏移に対応して発−川波
数を変動させる。従って、最大周波数偏移の相違する音
声サブキャリアであっても一定の最大周波数偏移を有す
るＩＦ倍信号変換することができるので、一つの帯域フ
ィルタを利用しながら一定振幅の復調信号が得られる。
、選択した音声サブキャリアの最大周波数偏移に対応し
た電圧比で帰還電圧を発生させ、この帰還電圧変化をオ
ペアンプにより正確に検出し、かつ制御信号として電圧
制御発振器に出力したことで、電圧制御発振器が選択し
た音声サブキャリアの周波数−偏移に対応して発−川波
数を変動させる。従って、最大周波数偏移の相違する音
声サブキャリアであっても一定の最大周波数偏移を有す
るＩＦ倍信号変換することができるので、一つの帯域フ
ィルタを利用しながら一定振幅の復調信号が得られる。
よって、複数の音声サブキャリアを選択する場合でも音
量を調節する必要がなく、しかも構造的に簡単な上に小
型で安価な衛星放送用受信機を提供することができる。
量を調節する必要がなく、しかも構造的に簡単な上に小
型で安価な衛星放送用受信機を提供することができる。
・第１図は本発明に係る受信機の音声処理部を示す回路
図、第２図は第１図の音声処理部のブロック図、第３図
はＣＡＴＶシステムを概略的に示すブロック図、第４図
はベースバンド信号のスペクトル分布図、第５図乃至第
７図はそれぞれ従来の受信機の音声処理部を示すブロー
、り図である。 ８−−−−−一一−−音声処理部、 １０−−−−−−−一音声復調器、 １０ ｄ−−−−−−−ＡＦＣ端子、 １４−−−一−−−−周波数混合器、 １５−−−−−−−一電圧制御発振器、１５ ｃ −−
−−−−−バラクタ・ダイオード、１６−−−−−−−
−帯域ゼラミックフィルタ、２０−−−−−−−一制御
用オペアンプ、２３−−一−−−−−帰還回路、 ２４−−−−一−−−ブリーダ。 ２４Ａ 〜２４Ｃ−−−抵抗、 ２４ａ〜２４ｃｍ−−タツブ、 ２５−−一−−−−−オペアンプ、 ２６−−−−−−−−切換スイフチ、 ２７−−−− ＋＋−音量全調整用ボリューム。 第１図 第２Ｍ 第４図 ／（ｌジノ自１（（う〔
図、第２図は第１図の音声処理部のブロック図、第３図
はＣＡＴＶシステムを概略的に示すブロック図、第４図
はベースバンド信号のスペクトル分布図、第５図乃至第
７図はそれぞれ従来の受信機の音声処理部を示すブロー
、り図である。 ８−−−−−一一−−音声処理部、 １０−−−−−−−一音声復調器、 １０ ｄ−−−−−−−ＡＦＣ端子、 １４−−−一−−−−周波数混合器、 １５−−−−−−−一電圧制御発振器、１５ ｃ −−
−−−−−バラクタ・ダイオード、１６−−−−−−−
−帯域ゼラミックフィルタ、２０−−−−−−−一制御
用オペアンプ、２３−−一−−−−−帰還回路、 ２４−−−−一−−−ブリーダ。 ２４Ａ 〜２４Ｃ−−−抵抗、 ２４ａ〜２４ｃｍ−−タツブ、 ２５−−一−−−−−オペアンプ、 ２６−−−−−−−−切換スイフチ、 ２７−−−− ＋＋−音量全調整用ボリューム。 第１図 第２Ｍ 第４図 ／（ｌジノ自１（（う〔
Claims (1)
- 放送衛星から放射され、最大周波数偏移が相違する複数
のＦＭ変調音声サブキャリアを含むテレビ信号を受信す
る衛星放送用受信器において、選択された音声サブキャ
リアが入力される周波数混合器に該選択された音声サブ
キャリアを中間周波に変換すべく所定の発振信号を加え
る電圧制御発振器と、前記中間周波音声サブキャリアを
通す帯域フィルタと、該帯域フィルタを通過してくる中
間周波音声サブキャリアを復調する音声復調器とを備え
る衛星放送用受信機であって、前記音声復調器から帰還
される復調信号を、前記選択された音声サブキャリアの
最大周波数偏移に対応した電圧比で帰還電圧に変換する
帰還電圧発生手段と、前記帰還電圧の入力で前記電圧制
御発振器に制御信号を出力し、前記周波数混合器から出
力される中間周波音声サブキャリアの最大周波数偏移量
を前記帯域フィルタの帯域幅に対応させて設定すべく前
記電圧制御発振器の発振信号を制御するオペアンプとを
含む帰還回路を有することを特徴とする衛星放送用受信
機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59194283A JPS6172418A (ja) | 1984-09-17 | 1984-09-17 | 衛星放送用受信機 |
| US06/775,599 US4658438A (en) | 1984-09-17 | 1985-09-13 | Receiver for satellite broadcasting service |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59194283A JPS6172418A (ja) | 1984-09-17 | 1984-09-17 | 衛星放送用受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6172418A true JPS6172418A (ja) | 1986-04-14 |
| JPH0320937B2 JPH0320937B2 (ja) | 1991-03-20 |
Family
ID=16322023
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59194283A Granted JPS6172418A (ja) | 1984-09-17 | 1984-09-17 | 衛星放送用受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4658438A (ja) |
| JP (1) | JPS6172418A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5134707A (en) * | 1989-10-26 | 1992-07-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Satellite receiver |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3438286A1 (de) * | 1984-10-16 | 1986-04-17 | Hansen/Catito Elektronik, 1000 Berlin | Verfahren und schaltungsanordnung zum umsetzen frequenzmodulierter signale ueber mindestens eine zwischenfrequenz in niederfrequenzsignale |
| DE3606250A1 (de) * | 1986-02-24 | 1987-08-27 | Hansen Elektronic & Co | Verfahren und vorrichtung zum umsetzen frequenzmodulierter signale ueber mindestens eine zwischenfrequenz in niederfrequenzsignale |
| DE3724604A1 (de) * | 1987-04-15 | 1988-12-01 | H U C Elektronik Gmbh | Anordnung zum filtern eines fm-ukw-empfangssignals |
| US4823399A (en) * | 1987-07-30 | 1989-04-18 | General Instrument Corporation | Refined tuning of RF receiver with frequency-locked loop |
| JPH01175487A (ja) * | 1987-12-29 | 1989-07-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 衛星テレビ受信機画質表示装置 |
| DE3818750A1 (de) * | 1988-05-30 | 1989-12-14 | H U C Elektronik Gmbh | Fm-empfangsteil |
| DE3818751A1 (de) * | 1988-05-30 | 1989-12-07 | H U C Elektronik Gmbh | Fm-empfangsteil |
| DE3818752A1 (de) * | 1988-05-30 | 1989-12-07 | H U C Elektronik Gmbh | Fm-empfangsteil |
| DE3818753A1 (de) * | 1988-05-30 | 1989-12-21 | H U C Elektronik Gmbh | Fm-empfangsteil |
| DE3818748A1 (de) * | 1988-05-30 | 1989-12-21 | H U C Elektronik Gmbh | Fm-empfangsteil |
| DE3818749A1 (de) * | 1988-05-30 | 1989-12-21 | H U C Elektronik Gmbh | Fm-empfangsteil |
| US4955074A (en) * | 1988-05-30 | 1990-09-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | AFC apparatus with selection between average value mode and keyed mode |
| US5023933A (en) * | 1988-10-13 | 1991-06-11 | Karkota Jr Frank P | Superheterodyne SCA receiver and method for the manufacture thereof |
| US4991226A (en) * | 1989-06-13 | 1991-02-05 | Bongiorno James W | FM detector with deviation manipulation |
| JPH04192702A (ja) * | 1990-11-27 | 1992-07-10 | Toshiba Corp | 復調回路 |
| US5272525A (en) * | 1991-03-07 | 1993-12-21 | Recoton Corporation | System for local wireless transmission of signals at frequencies above 900 MHz |
Citations (2)
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|---|---|---|---|---|
| JPS5840956U (ja) * | 1981-09-11 | 1983-03-17 | オンキヨー株式会社 | Ｆｍ受信機 |
| JPS5899944U (ja) * | 1981-12-24 | 1983-07-07 | 山水電気株式会社 | Ｆｍ受信機 |
Family Cites Families (7)
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|---|---|---|---|---|
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| US3991371A (en) * | 1971-04-20 | 1976-11-09 | Aeronutronic Ford Corporation | Automatic frequency control of voltage variable capacitor tuned receivers |
| JPS5212512A (en) * | 1975-07-21 | 1977-01-31 | Mitsubishi Electric Corp | Afc circuit for fm receiver |
| GB1565966A (en) * | 1976-08-04 | 1980-04-23 | Allen & Hanburys Ltd | Aminoalkyl furan derivatives |
| US4293818A (en) * | 1979-01-22 | 1981-10-06 | International Telephone And Telegraph Corporation | Frequency modulation threshold extension demodulator utilizing frequency compression feedback with frequency drift correction |
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| US4601061A (en) * | 1984-07-02 | 1986-07-15 | Motorola Inc. | Automatic frequency control circuit having an equalized closed loop frequency response |
-
1984
- 1984-09-17 JP JP59194283A patent/JPS6172418A/ja active Granted
-
1985
- 1985-09-13 US US06/775,599 patent/US4658438A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS5840956U (ja) * | 1981-09-11 | 1983-03-17 | オンキヨー株式会社 | Ｆｍ受信機 |
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| US5134707A (en) * | 1989-10-26 | 1992-07-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Satellite receiver |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4658438A (en) | 1987-04-14 |
| JPH0320937B2 (ja) | 1991-03-20 |
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