NO842659L - Radiomottager - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse vedrører en radiomottager for fre-kvensraodulerte signaler på en radiofrekvens-bærebølge.

GB-PS 1 517 121 beskriver en "direkte blanding" mottager, hvor de innkommende radiofrekvenssignaler blandes med et lokalt oscillatorsignal på bærefrekvensen for dannelse av kvadratur-basisbåndsignaler. I tilfelle av binære frekvensskift-nøkling-(FSK) signaler, er de resulterende kvadratur-basisbåndsignaler etter begrensning identiske firkantbølger med konstant frekvens som har - 90° faseforskjell, avhengig av den binærverdi som sendes. Kvadratur-basisbåndsignalene behandles enklet, som angitt i GB-PS 1 517 121, for å danne en digital utgang i det tilfelle hvor den opprinnelige modula-sjon overfører binærkodet digital informasjon, eller de kan behandles på en mer komplisert måte for å danne en simulert analog utgang som er representativ for analog informasjon som er modulert på radiofrekvens-bæresignalet, som angitt i GB patentsøknad nr. 8 128 956.

En av fordelene ved direkte blanding radiomottagere er at de er egnet for konstruksjon i form av integrerte kretser. Foreliggende oppfinnelse går ut på å tilveiebringe et demodula-sjonsarrangement for en direkte blanding radiomottager, som er fordelaktig for implementering i form av integrerte kretser.

Ifølge oppfinnelsen er det tilveiebrakt en radiomottager for

å motta frekvensmodulerte signaler på et radiofrekvens-bæresignal, hvor de mottatte signaler blandes med et lokalt oscillatorsignal på bæresignalfrekvensen for dannelse av kvadratur-basisbåndsignaler i to separate signalkanaler, hvor mottageren omfatter et demodulatorarrangement for basisbåndsignalene. Radiomottageren ifølge oppfinnelsen utmerker seg ved at demodulatorarrangementet omfatter midler for å begrense basisbåndsignalene i hver signalkanal for dannelse av firkant-bølgesignaler i kvadratur, midler i hver kanal for fra fir-kantbølgesignalene i kanalen å utlede en pulsfrekvens, hvis Er.ekvens er representativ for polaritetsendringene i firkant-

bølgesignalet, midler for å multiplisere pulssekvensen i hver kanal med firkantbølgesignalet i den andre kanalen for å produsere to unipolare pulstog, hvor pulsfrekvensen i hvert unipolare pulstog er lik pulsfrekvensen av pulssekvensen som det utledes fra, og midler for å generere et ut-pulssignal, hvis frekvens er lik summen av frekvensene av de to unipolare pulstog, slik at ut-pulssignalet ved lavpassfiltrering simulerer informasjon som er modulert på radiofrekvenssignalet.

Noen utførelsesformer av oppfinnelsen skal nå beskrives under henvisning til vedlagte tegning, hvor

fig. 1 viser et blokk-skjema av en radiomottager i overens-stemmelse med en generell utførelsesform av oppfinnelsen,

fig. 2 viser et blokk-kretsskjerna av et pulsdannende nett, som kan benyttes i utførelseseksemplet ifølge fig. 1,

fig. 3 viser bølgeformer som kan anvendes ved kretsen ifølge fig. 2,

fig. 4 viser bølgeformer som kan anvendes ved blokk-krets-sk jemaet ifølge fig. 1,

fig. 5 er et krets-skjerna av en implementering av utførelses-eksemplet ifølge fig. 1,

-f-ig. 6 illustrerer en detalj-modifikasjon av kretsen ifølge fig. 5 og

fig. 7 illustrerer en alternativ utformning av en del av krétsen ifølge fig. 5.

I arrangementet som er vist i fig. 1, blir I og Q basisbåndsignalene i kvadratur fra radiofrekvens-frontenden (ikke vist) av direkte blanding mottageren påtrykt begrensende forsterke-re 11, 12. Utgangene fra de sistnevnte er firkantbølger som vist i fig. 4 ved 1 og 2 (i dette eksempel i det tilfelle at et enkelt-tone-signal svever med det lokale oscillatorsignal). Hver firkantbølge blir matet til et respektive pulsdannende nettverk 13, 14, som har den funksjon å utlede pulssekvenser fra forkantbølgene, hvor pulssekvensenes frekvens er representativ for polaritetsendringene i firkantbølgesignalene. Fig. 4 viser de resulterende pulssekvenser 3 og 4. I dette eksempel har pulssekvensene vekslende polaritet, som avspei-ler endringene i firkantbølgesignalet. De pulsdannende nettverk kunne være enkle CR differensieringskoplinger. Fig. 2 viser et alternativt, pulsdannende nettverk, hvor firkantbøl-gesignalet blir påtrykt en inngang av en differensialforster-ker 21, og via et RC nettverk på den andre inngang av forsterkeren. De relevante bølgeformer er vist i fig. 3, hvor firkantbølgen (a) er en inngang, den integrerte bølgeform (b) er den andre inngang og pulssekvensen (c) er forsterker-utgangen. Arrangementet ifølge fig. 2 er tiltalende for implementering i en integrert krets, da kondensatoren Cl er i forbikopling til jord og dermed bare trenger en stift hvis den er utvendig i forhold til brikken.

I fig. 1 blir pulssekvensene 3 og 4 hver for seg multiplisert i multiplikatorer 15, 16 med firkantbølgen fra den andre kanalen, dvs pulssekvensen 3 ifølge fig. 4 blir multiplisert med firkantbølge 2 og sekvens 4 med firkantbølge 1. Hvis vi ser på firkantbølgene 1 og 2 slik at de representerer pluss og minus binærverdier, er det klart at de inverterer avveks-lende pulser i de multipliserte pulssekvenser, slik at man får de unipolare pulstog 5 og 6, hvor pulstog 5 har motsatt polaritet av pulstog 6. Pulstogene 5 og 6 blir subtrahert i nettverk 17, hvilket gir et ut-pulssignal 7 med en frekvens som er lik summen av frekvensene av de to unipolare pulstog. Dette ut-pulssignal har pulser med bare en polaritet, en puls for hver kant av hver firkantbølge 1, 2. Hvis disse ut-pulser blir konvensjonelt tildelt den tilstand som er vist som posi-tive pulser, ville pulsene ha negativ polaritet for den al-ternative kvadraturtilstand som utledes fra inn-signalet sotri' svever fra motsatt side av den lokale oscillatorfrekvens.

'il 'KK. ■ i'..

Når ut-pulsene filtreres av et lavpassfilter 18 blir de glattet, slik at de gir tilnærmet et likestrømsnivå, hvis størrelse avhenger av pulsfrekvensen som i sin tur avhenger av slagtonens frekvens. Den glattede utgang er derfor den demodulerte. frekvensdifferanse-informasjon som kreves for registrering av frekvensmodulasjon. Bemerk at skjønt det om-talte eksempel primært gjelder et to-tone frekvensskiftnøklet informasjonssignal, slik det brukes i radiooppkallings-service med stort område, kan oppfinnelsen også benyttes for registrering av frekvensmodulerte analoge signaler og frekvensmodulerte toner, slik de brukes i mobile personalradiomottagere.

I en integrert krets vil utgangene fra forsterkerne 11, 12 vanligvis være tilgjengelige i balansert form uten ekstra kompliserte foranstaltninger. Hvis multiplikatorene 15 og 16 således er balansert, brukes denne drivmåte for balanserte innganger. Det vil være innlysende at hvis retningen av den balanserte styring til en multiplikator blir invertert, vil utgangen fra denne multiplikator ha motsatt polaritet. For at man skal oppnå den korrekte generelle utgang, må blokk 17 bli en addisjonsenhet.

Det foreligger en særlig hensiktsmessig integrert krets-form for disse blokker, som vist i fig. 5, hvor transistorer 51 - 56 danner den velkjente ."dobbeltbalanserte multiplikator"-krets. Dette er illustrert med multiplikatoren 15 i fig. 1.

I kanal-signalet mates til basis av transistor 51 og via et integreringsnett R2C2 til basis av transistor 52. Disse transistorer danner det pulsdannende nettverk som svarer til blokk 13 i fig. 1. Q kanal-signalet mates i kvadratur (Q og Q er tilgjengelige fra forsterkeren 11) til basis av transistor 54, 55 hhv 53, 56, for å kople dem avhengig av verdiene av de pulser som er generert av transistorene 51, 52. En strømkilde 57 innstiller driftsstrømmen til kretsen.Differen-.sial-ut-strømmene (w)(x) fra den andre multiplikator 16 kan trekkes fra, som antydet i fig. 1 (eller addert, avhengig av forbindelsens relative polaritet , som vist i fig. 5) jog et dif f erensial-utpulstog oppnås ved bruk av motstandsbe- lastninger R3, R4 . Motstanden RI utbalanserer effekten av R2 og har samme verdi. (Motstanden Ri kan unnværes ved enkelte anvendelser.)

Et alternativ til motstandsbelastningene R3, R4 er bruk av

et strømspeil for å gi en enkelt-ende-utgang, som vist i fig.

6. Transistorene 61, 62 erstatter motstandene R3. R4 i fig.5. Motstanden R5 er valgfri. I ytterligere en alternativ utformning brukes pulsutgangen fra hver multiplikator til styring

av en strømkilde, som vist i fig. 7. Ut-pulsstrømmen (x') fra en multiplikator reflekteres i et strømspeil, dannet av transistorene 71, 72:. Den andre ut-pulsstrøm (w') blir ikke på-virket. Ut-pulsstrømmen (x") fra den andre multiplikator blir reflektert i to strømspeil, som dannes av transistorene 73, 74 hhv 75, 76. Utgangene blir deretter sammenkoplet. En kondensator C3 eller et lavpassfilter som er koplet til punkt z integrerer pulsene. Når det ikke foreligger noen puls fra neon av multiplikatorene, da strømmene i begge strømkilder er like (eller nesten like), flyter ingen netto lading inn i eller ut fra kondensatoren og dennes spenning forblir derfor konstant. Hver puls, enten den er positiv eller negativ, fra en av multiplikatorene lader eller utlader kondensatoren og ut-spenningen endres tilsvarende.

Claims (4)

1. Radiomottager for å motta frekvensmodulerte signaler på et radiofrekvens-bæresignal, hvor de mottatte signaler blandes med et lokalt oscillatorsignal ved bæresignalets frekvens for dannelse av kvadratur-basisbåndsignaler i to separate signalkanaler, hvor mottageren omfatter et demodulatorarrangement for basisbåndsignalene, karakterisert ved at demodulatorarrangementet omfatter midler for å begrense basisbåndsignalet i hver signalkanal for dannelse av firkantbø lgesignaler i kvadratur, midler i hver kanal for fra firkantbølgesignalene i den kanalen å utlede en pulssekvens hvis frekvens er representativ for polaritetsendringene i firkantbølgesignalet, midler for å multiplisere pulssekvensen i hver kanal med firkantbølgesignalet i den andre kanal, slik at det produseres to unipolare pulstog, hvor pulsfrekvensen i hvert unipolare pulstog er lik pulsfrekvensen i den pulssekvens som den ble utledet fra, og midler for å generere et ut-pulssignal hvis frekvens er lik summen av frekvensene av de to unipolare pulstog, slik at ut-pulssignalet, når det blir lavpassfiltrert, simulerer informasjon som er modulert på radiofrekvenssignalet.

2. Mottager som angitt i krav 1, karakterisert ved at pulsutledningsmidlene i hver kanal omfatter et CR differensieringsnettverk.

3. Mottager som angitt i krav 1, karakterisert ved at pulsutledningsmidlene i hver kanal omfatter en differensial-forsterker, hvor firkantbø lgesignalet mates til en av dennes innganger, og et integrerende RC nettverk, via hvilket firkantbø lgesignalet mates til den andre inngang av differensialforsterkeren.

4. Mottager som angitt i et av foranstående krav, karakterisert ved at de to unipolare puls tog produseres med motsatt polaritet, hvor ut-pulsen genera-toren omfatter midler for algebraisk subtraksjon av ett uni-polart pulstog fra det andre unipolare pulstog.

,5. Mottager som angitt i et av foranstående krav, karakterisert ved at midlene for å multi-