NO822101L - Fremgangsmaate og anordning for styring av en vekselstroemasynkronmotor - Google Patents

Abstract

Fremgangsmåte og anordning for styring av en veksel-strøm-asynkronmotor som har i det minste to faser.Motoren styres ved hjelp av to inngangssignaler (S, S). som føres til en resolver (1), hvis utgangssignaler brukes til å frembringe separate drivsignaler for motor-fasene. Herunder blir et første og.et annet signal (B, B>,. som representerer magnetfeltet i motoren, tilbakekoblet til resolveren (1) for modifikasjon- av inngangssignalene. <sr).En måle- og beregningsenhet (12) frembringer de sig-. naler som representerer magnetfeltet i motoren ved rekonstruksjon ut fra målesignaler og har to signalkanaler for frembringelse av magnetfeltsignalene over, henholdsvis under en forutbestemt frekvens (). I en første signal-kanal blir et signal (E') som representerer magnetiseringsspenningen, ført gjennom et høypassfilter (24), idet integratoren og høypassfilteret er kombinert til en enkelt blokk, mens et signal ('q) som representerer statorstrømmen, blir ført gjennom et lavpassfilter (26). i den andre signalkanalen. Signalene fra høypassfilteret (24) og lavpassfilteret (26) leveres til en summeringsinnretning (25) og derfra til en skaleringsenhet (27). hvis utgangssignal blir brukt sammen med signalet fra andre motorfaser, som ett av de nevnte signaler som representerer magnetfeltet i motoren, eventuelt efter koordinat-transformasjon.Det signal (E) som representerer magnetiseringsspenningen, blir oppnådd enten fra en målevikling (20) i motorens stator eller ved å måle statorstrømmen (IQ) og drivspenningen (Wg) og ved beregning i henhold til for-. melen E=. - R x I., hvor konstanten R representerer. 0 s 0 s. resistansen i statorviklingen.Det signal (I'q) som representerer statorstrmmen, blir oppnådd enten ved å måle statorstrømmen (lg) eller ved å måle drivspenningen (Vg) og multiplisere det måltespenningssignal (V'g) med en konstant 1/Rhvor Rg representerer resistansen av statorviklingen.

Description

Foreliggende oppfinnelse vedrører en fremgangsmåte og

en anordning for styring av en vekselstrøms-asynkronmotor.

Det har leng-e vært behov for styresystemer for asynkronmotorer. En asynkronmotor er som regel mindre, lettere og billigere enn en likestrømsmotor for samme effekt-, men betydelig mer vanskelig å styre, spesielt ved lav hastighet. Siden en asynkronmotor, og- spesielt en kortslu.tningsmotor, krever mindre service og er mer pålitelig enn en likestrøms-motor , blir asynkronmotoren foretrukket fremfor lik-estrøms-motoren hvis det finnes et passende styresystem.

Av denne grun er det ønskelig å tilveiebringe et styresystem som gir . asynkronmotoren .like gode styringsmuligheter, som

likestrømsmotoren med fullt dreiemoment ved alle hastigheter ned til stillestående, og som dessuten er billig og enkelt..

Styringen av en asynkronmotor er komplisert på grunn -av at både feltstrømmen (for magnetisering åv statoren) og rotor-strømmen (for frembringelse av dreiemomentet) blir matet gjennom den samme viklingen... Dessuten er det nødvendig med separate forsterkere for alle motorfaser.

Foreliggende konvensjonelle styresystemer for asynkronmotorer er egnet for styring innenfor et stort hastighetsområde, men -ikke for hastigheter nær null. Disse styresystemer arbeider med samtidig variasjon av styrespenningenes frekvens og amplitude.

Svensk' patentskrift nr. 334.671 angir, e-n fremgangsmåte som forbedrer styremuligheten ved lave hastigheter, inkludert hastigheten null..' Spesielt forkortes reaksjonshastigheten på. styresignaler, noe som gjør asynkronmotoren egnet for lukkede reguleringssystemer. Styresystemet har imidlertid tekniske begrensninger. Det er ikke mulig å oppnå full-t dreiemoment og kort reaksjonstid samtidig.

Selskapet "Siemens" har utviklet et styresystem kalt "Transvektor". Her er styreproblemene løst på en.teoretisk korrekt måte. For styring av alle slags prosesser gjelder det generelt at det er nødvendig å måle prosessens tilstand før

■optimale styresignaler . kan beregnes. I dette systemet brukes målesonder i motorens luftgap for måling av statorens magnetfelt. Basert på disse målte verdier blir styresignalene

beregnet for statorens magnetfelt samt for motorens dreiemoment. Det hevdes at. dette styresystemet gir motoren egens-skaper som tilsvarer likestrømsmotoren, både i statisk og.

dynamisk henseende. En stor ulempe ved Siemens-systemet er behovet for spesielle målesonder i motoren. Beregningen av styresignaler er dessuten så komplisert at' systemet på grunn-

av omkostningene neppe er av interesse for. små motorer. De lange signalkjedene/inkludert filtrering'av målesignalene, kan forventes å redusere systemets reaksjonshastighet.

Formålet med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en ny fremgangsmåte og en tilsvarende anordning for styring av en vekselstrøm-asynkronmotor som eliminerer de kjente ulemper ved tidligere- systemer.

En asynkronmotor som styres i samsvar med fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen, vil ha de .samme egenskaper som en styrt likestrømsmotor, statisk såvel som dynamisk. Maksimalt'dreiemoment blir oppnådd ved alle hastigheter og reaksjonstiden på styresignalene blir minimalisert. En vanlig standardmotor kan brukes uten at det er behov for noen modifikasjoner eller noe måle-utstyr på motoren. Imidlertid blir det også beskrevet en alternativ utførelsesform som innbefatter spesielle måleviklinger i motoren. Sigrialbehandlingskretsene er enkle og billige sammenlignet-med kra-ftforsterkerne som er konstruert på konvensjonell måte. Dette åpner anvendelsesområde for alle motorer, f-ra de minste til de største. Motoren kan anvendes i firékvadrant-drift med aktiv drift eller, bremsing i begge rotasjonsretninger. Motoren kan brukes både i åpne og lukkede reguleringssystemer. Eventuelle ytre reguleringskretser blir konstruert på konvensjonell måte i henhold til kjent reguleringsteori.

Ifølge- oppfinnelsen er det tilveiebragt en fremgangsmåte for styring av en vekselstrøm-asynkronmotor omfattende en stator,-en rotor og i det minste to faseviklinger, over hele dennes hastighetsområde ned til og inkludert hastigheten null, i begge retninger, i avhengighet- av styresignaler. Styresignalene mates til en resolverinnretning, hvis utgangssignaler brukes til å frembringe individuelle drivsignaler for hver motorfasevikling. Signaler som svarer til magnetfeltet ,i motoren, tilbakeføres til styresystemet. Magnetfeltsignalene over og ned til en forutbestemt frekvens avledes ved å integrere et signal som representerer magnetiseringsspenningen i statoren, og- under den nevnte frekvens ved hjelp av et signal som representerer statorstrømmen. Signalet som representerer magnetiseringsspenningen i statoren blir oppnådd direkte fra en målevikling

i statoren som ligger'nær opptil luftgapet mellom statoren og rotoren i motoren, eller ved rekonstruksjon ved måling av' statorspenningen og statorstrømmen og beregning i henhold til formelen É = V I x R_,.

o o S

Signalet som representerer statorstrømmen oppnås direkte ved å måle statorstrømmen eller ved rekonstruksjon ved måling av statorspenningen og behandling av det målte signal ved å multiplisere med en faktor- 1/Rq. Det avledede integrerte signal blir ført gjennom et høypassfilter til en summeringsinnrething, og det avledede signal som representerer statorstrømmen føres -gjennom et lavpassfilter og til summeringsinnretningeri,-hvorved signalet ved utgangen av summeringsinnretningen representerer magnetfeltet■ved alle frekvenser.

Videre er det tilveiebragt en anordning for styring av asynkronmotoren. Anordningen omfatter en måle- og beregningsinnretning som svarer til i det minste to faseviklinger i motoren, for frembringelse av magnetfeltsignalene. innretningen omfatter en første beregningskanal for frembringels.e'av magnetf eltsignalene over og' ned til en- forutbestemt frekvens , og en annen beregningskanal for frembringelse av magnetf eltsignalene-. under den nevnte frekvens.. Den' første beregningskanal omfatter en integrator for integrering av det signalet som representerer magnetis<*>eringsspenningen i statoren, og den annen beregningskanal bruker et signal som representerer statorstrømmen. ;Anordningen omfatter en målevikling- for direkte måling,;av magnetiseringsspenningen i statoren, e.ller et organ tor måling av statorspenningen og et organ for måling av stator-strømmen og påfølgende rekonstruksjon av et,signal som representerer magnetiseringsspenningen. Dessuten omfatter anordningen et organ for måling av statorspenningen for rekonstruksjon av ;et signal som representerer statorstrømmen ved lave frekvenser, eller.et organ for måling av statorstrøm. ;De ovennevnte og ytterligere trekk ved oppfinnelsen vil fremgå tydelig av den følgende detaljerte beskrivelse pg de vedføyede tegninger, hvor: Fig. 1 er et skjema som viser symbolet for en resolver, som brukes som en. byggeblokk i de følgende figurer. Fig. 2.er et blokkskjema som viser hvordan resolveren kan realiseres. Fig. 3 er et diagram, som definerer koordinatsystemet som brukes i resolveren. ;Fig. 4 er et skjema over en to-fase asynkronmotor.;Fig. 5 er et skjema over ekvivalentkretsen til én fase;i asynkronmotoren. ;Figurene 6-8 er blokkskjemaer over kjente systemer for ;hastighetsstyring av en asynkronmotor. - ;Fig. 9 er et blokkskjema over en anordning i henhold til ;oppfinnelsen for hastighetsstyring av en asynkronmotor. ;Fig.. 10 er et alternativt blokkskjema i likhet med fig..9. Fig. 11- er et blokkskjema over en del av fig? 10,' en såkalt kvadraturoscillator. Fig. 12 viser en geometrisk modell over amplitucle-reguleringen i kvadraturoscillatoren. Fig. 13 er et blokkskjema over en fullstendig kvadraturoscillator med amplituderegulering. Fig. 14 er et blokkskjema over en krets for beregning av ;motorens induktive strøm i én fase.;Fig. 15 er et alternativt blokkskjema over en krets- for ;.'beregning - av' motorens induktive strøm i én fase.;Fig. 16 er et blokkskjema over en styreanordning i henhold til oppfinnelsen, tilpasset en trefasemotqr. Fig.'17-viser de geometriske forhold for en koordinat-transformasjon 'i forbindelse med .fig. 16. ;På figurene er komponenter som. utfører de samme operasjoner ;gitt de samme henvisningstall...;På figurer og i formler er symbolet "s" brukt for Laplace-operatoren. Med dette symbolet indikerer "l/s" en integrator. ;Fig. 1 viser symbolet for en resolver 1. Dette er en innretning som vanligvis brukes i kretser for trigonometriske beregninger. En innkommende signalvektor A = (x^, y^) dreies en vinkel 0 og oppnår den nye verdien A' = (x^, y^). Vektorens lengde endres ikke. ;De følgende trigonometriske forbindelser gjelder. ; Fig. 2 viser hvordan resolveren kan konstrueres med fire multipliseringsinnretninger 2a-2d og to summeringsinnretninger 3a, 3b. Fig. 3 definerer det koordinatsystem som brukes i' resolveren og i den følgende beskrivelse. 'X-aksen og Y-aksen ;■• er stasjonære i forhold til motorens stator. Positiv rotasjon er mot urviseren fra X-aksen. For å gjøre de følgende blokkskjemaer mer klare skal det påpekes at inngangsvektoren ;A- (x^ , y^j til en styreanordning ifølge oppfinnelsen er sammen-satt av variable likestrømsverdier . (styresignaler) . Denne vektor roterer ikke. Rotas'jonsvinkelen 6 er nesten synkroni-sert' med rotoren i asynkronmotoren.'Derfor vil utgangsvektoren ;■A' = ix2'y.2^ være roterende, med x«og y2'som vekselstrøms-verdier.. ;Fig. 4 er. et forenklet skjema over en tofase-asynkron-, motor. , V2 er d.rivspenningené og , B_ er de genererte magnetf eltkomponentene.' Bare de rotorviklinger som har maksimal kobling til statorviklingene, er vist. 1^, l^'er de' induserte strømmer i de viste rotorviklinger. ;Følgende (idealiserte) relasjoner gjelder:; ; Magnetfeltet fra én fase samvirker med rotorstrømmen fra den.annen fase. Dette er vesentlig for motorens funksjon. Strømmen 1^ frembringer, således dreiemoment sammen med magnetfelt B2.. På samme, måte frembringer I«dreiemoment sammen me<d>'magnetfelt B-^. Som man vil forstå av formlene, har.de samvirk-ende størrelser samme fasevinkel. Dette er nødvendig for frembringelse av størst mulig dreiemoment. ;Fig.'5 viser ekvivalentskjemaet for én fase i.asynkronmotoren. Kretsen omfatter bare hovedkomponentene i den teoretiske modellen. De strekede linjene representerer luftgapet mellom stator og rotor. Komponenter til venstre for de strekede, linjene representerer statoren, og komponenter.til høyre representerer rotoren. Statorens resistans er Rg, statorens induktans . er L og rotorens resistans- er R r. -Matespenningen er Vq . Total strøm .'er IQ, induktiv statorstrøm er I og rotorstrøm er I . Motorens dreiemoment er proporsjonalt med rotorstrømmen. ' Magnetiseringsspenningen E blir transformert fra statoren til rotoren gjennom luftgapet. En mot-elektromotorisk spenning U blir indusert i rotorviklingen. U er proporsjonal med motorhastigheten. •Det er ofte ønskelig å drive motoren med en konstant' magnetfeltamplitude. Magnetfeltet genereres av den induktive statorstrøm I , som- skal ha én konstant amplitude ved alle frekvenser. Det er derfor nødvendig at magnetiseringsspenningen E øker proporsjonalt med frekvensen. For å unngå svekking, av. ;magnetfeltet er' det viktig at styreanordningen oppfyller dette krav. Av den følgende beskrivelse vil det fremgå tydelig at konvensjonelle styresystemer som ikke tar i betraktning motbr-belastningen, ikke oppfyller dette krav. ;Motoren kan bare styres ved hjelp av matespenhingen VQ (eller/totalstrømmmen I ). Den viktige spenningen E kan således ikke reguleres direkte. Statorstrømmen Ig og. rotorstrømmen-I gir et spenningsfall i statorens resistans -R , som frembringer en'differanse mellom spenningene Vq og E. Dette spenningsfall er. forskjellig for forskjellige motorbelastninger, siden rotor-strømmen I ex proporsjonal med belastningen. Spenningsfallet kan ikke kompenseres ved hjelp av en fast størrelse. Manglende kompensasjon av rotorstrømmen kan halvere statorens magnetiske felt ved lave frekvenser og dermed det frembragte dreiemoment. ;Problemet med kompensering for spenningsfall i statorens resistans R eksisterer bare ved lave frekvénser. Ved høyere frekvenser er spenningene VQ og- E*meget større enn spenning-s-''fallet som derméd kan neglisjeres.

De idealiserte relasjoner på fig. 4 viser at magnetfeltet og. rotorstrømmen alltid samvirker med-korrekt .gjensidig fase vinkel. Dette gunstige forhold gjelder også for den mer .realistiske motormodellen på fig. 5. Det kan oppstå.en fase-■vinkeldif f eranse mellom spenningene VQ og E, men det er spenningen E som genererer strøm for statormagnetiseringen så vel som for rotorstrømmen. Derfor vil magnetfeltet og rotor-strømmen alltid og automatisk samvirke med. korrekt innbyrd.es fasevinkel. Dette gjelder ved alle frekvenser og for .alle former på matespenningen. Fig. 6 er et blokkskjema over.-en vanlig kjent krets for hastighetsstyring .av én tofase-asynkronmotor 7. Frekvensen og .amplituden av de to matespenningene ,- V,, til motoren blir variert samti-dig. Motoren styres av styresignal i henhold til et forutbestemt forhold. Effektforsterkere 6 driver motoren.

Styresignalet S, blir matet til en amplitudekrets 4, som, hovedsakelig gir en lineær funksjon av styresignalet, men med et bidrag ved lavere frekvenser som kompenserer for spenningsfallet over statorens resistans..1 tillegg styrer signalet S-^en oscillator 5 ■ (VCO) , som frembringer en frekvens proporsjonal med styresignalet. Oscillatoren frembringer styrespenninger

fo.r resolveren 1. '

Grunnkonstruksjonen på fig. 6 blir brukt i de fleste såkalte tyristorstyringer. Kretsen kan realiseres på en enklere måte enn på fig. 6. En fullstendig resolver er ikke nødvendig. Fig. 6 er blitt vist for lett å kunne sammenlignes med de følgende figurer.

Fig. 7 er et blokkskjema over en forbedret versjon av fig.- 6. Dette system som er beskrevet i svensk patentskrift, nr. 334.6.71 , omfatter to separate styresignaler S-^ og S£til resolveren i stedet for den ikke-lineære amplitudekretsen '4 (fig. 6). Styresignalet S^er fast og beregnet på å kompensere for spenningsfallet over statorresistansen. Styresignalet S^ er variabelt og beregnet på å levere magnetiseringsspenningen E. ' En løsning i henhold til fig..7 gir styresystemet radikalt forbedrede dynamiske egenskaper ved lave hastigheter-Forbedringen skyldes at styresignalet S-, alltid blir transformert til rotoren med .korrekt fasevinkel for frembringelse av dreiemoment med kortest muli.g tidsforsinkelse.

Man kan si at systemet regulerer frekvensen og amplituden

så vel som fasevinkelen til motorens matespenninger.

Hvis man betrakter bare .statiske og ikke dynamiske egenskaper, er de to løsninger i henhold til fig. 6 og 7 ekvivalente.<1>Summen av de to styresignalene S-^og til systemet på fig. 7 gir den samme amplitude som utgangssignalet fra den ikke-lineære kretsen 4 på fig. 6. ■

Hverken systemet på fig. 6 eller det på fig. 7 kompenserer for varierende motorbelastning. Derfor kan magnetfeltet bli svekket ved lave frekvenser, som beskrevet i forbindelse med fig. 5.

Fig. 8 er et blokkskjema over den sentrale funksjon i Siemens''styresystem "Transvektor".. Grunnstrukturen fra fig. 7 er bibeholdt. Hovedforskjellen er at oscillatoren 5 er blitt erstattet med et såkalt vektorfilter 8, og at motoren er blitt utstyrt med målesonder 9 i luftgapet...De to sondene måler komponentene B-^,. B2av det magnetiske luftgapf eltet. Véktor-filtret f Utrerer signalene og beregner amplituden Bq og retningsvinkelen 9 av det magnetiske felt. Retningsvinkelen 9 er representert ved signaler for sin 9 og cos 9, som styrer resolveren 1 på samme måte som før. Derved oppnås ifølge Siemens en "feltorientering". Dette betyr at styrevektoren .(S^, S2) blir dreiet den samme vinkel som magnetfeltet og styrer motoren på optimal måte.

Styresignalet S2representerer den ønskede amplitude av magnetfeltet og blir sammenlignet med den målte verdien BQ av mag-netf eltet. Dif f eransesignalet blir matet fra komp.arator-blokken 10, eventuelt gjennom en reguleringsforsterker 11,

til resolveren 1.

Dette system opprettholder den ønskede amplitude av magnetfeltet uavhengig av motorbelastningen.

Alternative fremgangsmåter for måling av magnetfeltet er beskrevet i en artikkel med tittel "Verfahren der Felderfassung bei der Regelung Stromrichtergespeister Asynchronmaschinen"

av Felix Blaschke og Klaus Bohm (IFAC SYMPOSIUM on Control in' Pov/er Electronics and Electrical Drives, Diisseldorf 1977 , vol. 1, -s. 635-649). Ved å måle i det minste to tilgjengelige mbtor-parametre, slik som statorstrøm, statorspenning, rotorvinkel,

rotorhastighet, og beregne signaler som representerer motorens magnetfelt, er det mulig å frembringe nødvendige styresignaler for "Transvektor"-systernet.

Det blir således foreslått å frembringe signaler som. representerer magnetfeltet ut fra målte verdier av statorstrøm og statorspenning. Denne fremgangsmåte virker godt ved høyere motorhastigheter. Siden imidlertid beregningen omfatter en integrator, blir resultatet utilfredsstillende ved lavere hastigheter, spesielt ved hastigheten null, på grunn av inte-gratordrif ten..

Fig. 9 er et blokkskjema over en anordning for utførelse av den nye styremåte i henhold til oppfinnelsen. Grunnstrukturen fra anordningen på fig. 8 er beholdt. Imidlertid blir det brukt en ny type målesigna.ler som representerer magnetfelt-komponentene. B-^, B^ • Måle- og beregningsinnretninger 12, som vil bli beskrevet i detalj, er koblet til hver av de to fasene. Signalene B-^, fra disse innretningene, som representerer magnetfeltet, er av slik høy kvalitet at det såkalte vektorfilter 8 (fig. 8) er unødvendig og er blitt utelatt. Signalene B^, B2blir koblet direkte til -resolveren 1 som tilbakekoblingssignaler, og til en beregningsinnretning 13, som beregner amplituden av magnetfeltet BQ i henhold til formelen

I en praktisk realisert styreanordning kan beregningsinnretningen 13 forenkles ved å'eliminere kvadratroten. I stedet for å

styre magnetfeltet Bq er det mulig å styre Bq2.

Signalet S^styrer motorens dreiemoment.

Signalet S2styrer magnetfeltet, på samme måte som'på

fig. 8, som indikerer komparatorinnretningen 10 og regulerings-fors tcrker.en 11.

Styresystemene på figurene 6, 7, 8 og 9 har alle det samme formål som er å "omdanne" vekselstrøm-as.ynkronmotoren til en likestrømsmotor. Det er naturlig at det finnes likhet mellom systemene siden de er beregnet på å styre den samme type motor. For å lette en sammenligning er alle blokkskjema-ene blitt vist på en likeartet måte.

Systemene på figurene 8 og 9 har ett feiles trekk.

Motoren deltar aktivt i styresystemet. Tilbakekoblingssignalene B^, B2, som representerer amplituden og retningen av magnetfeltet, styrer resolveren som frembringer vekselspenningene for motorens effektforsterkere. Det er imidlertid vanskelig å analysere systemet på den måten det er vist.

Fig. 10 er et blokkskjema over nøyaktig samme styresystem som på fig. 9. Bare måten det er tegnet på er forskjellig. Motoren 7o.med ef f ektf orsterkere 6 og måle- og beregningsinnretninger 12 er nå erstattet av-to innretninger 14, én for hver motorfase. Hver innretning 14 inneholder en integrator 23, hvis funksjon vil bli beskrevet nedenfor. Resolveren 1

er blitt vist i detalj med multipliseringsinnretningene 2a-2d

• og summeringsinnretriingene 3a, 3b.

Fig.. 11 viser bare de sentrale delene av styresystemet

på fig. 10. Kretsene og signalene for am<p>litudestabilisering er blitt utelatt. Således er bare to multipliseringsinnretninger 2c og 2d fra resolveren vist. Den negative inngang til summeringsinnretningen 3a er nå representert ved en inverter 15.

Systemet på fig. 11 svarer nøyaktig til en velkjent elektronisk innretning, en såkalt kvadraturoscillator. De to integratorene 23 er koblet i en lukket sløyfe. Fasedreiningen

. omkring sløyfen er. 360° (90° .i h<y>er integrator og 180° i inverteren 15). Ifølge reguleringsteknisk teori vil ét slikt system komme i selv-oscillasjon ved den frekvens hvor sløyfe-forsterkningen er lik en (1) . Signalet S-^styrer sløyfe-forsterkningen med hjelp av multipliseringsanordningene 2c og 2d, og derved oscillatorfrekvensen. .Utgangssignalene B^, Bv, fra oscillatoren er sinusformede med 90° fasedreining. Fig. 12 viser' de to signalene B^, B2 i et rettvinklet koordinatsystem. De to signalene danner sammen en roterende vektor med' lengde BQ. Figuren viser også de geometriske forbindelser som gjelder for amplitudestabiliseringen. Amplitude-differansen £ (i samme retning som vektoren BQ) kan spaltes opp i komponenter langs aksene , B^• •Fig. 13 viser den fullstendige kvadraturoscillator inn- befattet kretsen for amplitudestabilisering. De to forskjellige komponentene av amplitudedifferahsen blir matet tilbake, hver til sin egen integrator 23 i innretningen 14, og virker på en slik måte at amplituden blir korrigert.

Det er sagt at innretningen 14 på fig. 10, 11 og 12 inneholder.en integrator. Transferfunksjonen for innretningen kan beregnes, noe forenklet, hvis rotorens påvirkning blir neglisjert. Dette gir ingen prinsipiell forskjell. Blokkskjemaet på fig. 5 gir følgende ligning (rotoren neglisjert):

På grunn av Rg avtar integrasjonen ved lave'frekvenser, men amplitudestabiliseringen ifølge fig. 13 kompenserer .for

dette. Det direkte tilbakekoblingssignalet B2fr.a utgangen av blokken 14 og tilbake 'til inngangen på samme blokk 14, gjennom multipliseringsanordningen 2b, utgjør'en positiv tilbakekobling som kompenserer for.virkningen av Rg. Styresignalet fra ,blokk 11 til multipliseringsinnretningen 2b regulerer tilbakekoblings-graden til nøyaktig den nødvendige verdi. De samme relasjoner er gyldige for den andre halvdelen av kretsen med tilbakekoblingssignalet B^.

Reguleringsforsterkeren 11 er konstruert i henhold til reguleringstekni-sk teori, med proporsjonal og eventuelt inte-grerende virkemåte.

Det følger av. den teoretiske motormodellen på fig. 5 at rotorstrømmen I gir . e.t spenningsfall i statorresistansen Rg . / Dette spenningsfall minsker magnetiseringsspenningen E, og minsker derved integrasjonen av den induktive strømmen I ■:. Dette gir en lavere forsterkning i måle- og'beregningsblokken 12 (fig. 9) og dermed en lavere kvadraturoscillator-frekyens. På denne måte blir styresystemets frekvens påvirket av motor belastningen. Ved Høye motorbelastninger avtar frekvensen, noe som gir tid for magnetfeltet til å bygges opp til den korrekte amplitude.

Systemene ifølge fig. 13 og 9 er identiske.

I forbindelse med fig. 9 ble en måle- 'og beregningsinnretning 12 innført i blokkskjemaet.. Innretningen eller

blokken 12 er konstruert for å måle de motorstørrelser som er lett tilgjengelige, og for å bruke disse målte verdiene til å beregne (rekonstruere), amplituden og retningen av stator-^magnetfeltet. Resultatene av beregningene er signalene B-^, B^ •

En to-fase asynkronmotor krever to innretninger ' 12,'én innretning i hver fase. Av nøyaktighetsgrunner og symmetri-grunner foretrekkes én innretning 12 pr. fase i fler-fase-. motorer. I så fall må signalene kombineres for å danne de nødvendige signaler B^og B^• Magnetfeltvektoren er fullstendig beskrevet ved bare to komponenter.

Magnetfeltet i statoren blir 'frembragt av den induktive statorstrømmen I .. Styrken av magnetfeltet er proporsjonal med strømmen I s . Derfor kan strømmen I s brukes som et mål p'å magnetfeltstyrken. (Senere blir det beskrevet hvordan ikke-lineæriteten til magnetkret.sen kan tas i betraktning)-.

Fig. 14 viser' en første utførelsesform av måle- og beregningsinnretni.ngen 12 for én motor f ase.. Det er ikke mulig

.å måle strømmen I- ■direkte, men strømmen må beregnes fra andre størrelser. De størrelser, som er lettest tilgjengelige, er matespenningen VQ og totalstrømmen I .■ Den teoretiske ,motormodellen ifølge fig..5 gir følgende ligning:

hvor R = statorresistans L - statorinduktans

s Laplaceoperator E = magnetiseringsspenning Anta at motorparametrene Rg og L er kjente, strømmen. I kan da beregnes ut fra måleverdiene av Vq og I . Det er av spesiell interesse å legge merke til at beregningen er korrekt uavhengig av verdien på rotorstrømmen .1 v På den annen side blir nøy-aktigheten påvirket ved feil i den teoretiske motormodellen og

av variasjoner i motorparametrene.

Den beregnede verdi I's>multiplisert med en passende konstant kan brukes som et mål på magnetfeltstyrken i'hver motorfase.

Fig. 14 viser hvordan beregningene blir utført av anordningen i blokk 12, som arbeider i samsvar méd formel (I).

En målt verdi V av. matespenningen VQ blir koblet fra motorviklingen til en summeringsinnretning 21. En. målt verdi I'o av totalstrømmen 1^blir oppnådd fra en strømmålings-innretning 17,' som er koblet til en multipliseringsanordning 22 hvor den blir multiplisert med statorresistansen Rg. Multipliseringsinnretningens utgang er koblet til en inverter-ende inngang på summeringsinnretningen 21, hvis utgang er V - Rg. x I' Dette er den beregnede magnetiseringsspenning E'.. Summeringsinnretningen er koblet til integratoren 23 hvor signalet E' blir integrert og multiplisert med konstanten l/L

(L = statorinduktans). Utgangen fra integratoren' 23 er således en-beregnet verdi I' av den induktive statorstrømmen ifølge formel (I).

Integreringen ifølge formel (I), skaper problemer ved

lave frekvenser på grunn av integratordrift. For å eliminere dette problem., blir et høypassf ilter 24, f.eks. med transferfunksjon (s/wq)/(1 + s/wQ), koblet til integratorutgangen. I praksis er integratoren 23 og høypassfilteret 24 kombinert til et felles filter eller en felles blokk med følgende transferfunksjon:

Dette eliminerer integratorproblemet siden kombinasjonen utleder blokken til et vanlig lavpassfilter.

Den teoretiske-modellen med to separate blokker blir

brukt bare for å forklare teorien. Det er integreringsvirkningen■ til blokken over' grensefrekvensen som er av primær interesse.

Siden lavfrekyenssignaler blir blokkert av høypass-filteret., må det frembringes ytterligere et beregnet signal

I' , som representerer lavfrekvensstrømmenistatorviklingen.

Ved de lave frekvenser det er tale om, er magnetiserings spenningen E og dermed rotorstrømmen I så små at de kan neglisjeres. Dette betyr at den totale strømmen I er - en god

tilnærmelse for den induktive strømmen I . En målt verdi av

s

I kan brukes i stedet for I s.

Strømmålingsinnretningen 17 blir derfor .koblet til den første inngangen på en summeringsinnretning 25. Den andre inngangen på summeringsinnretningen er koblet til utgangen fra høypassfilteret 24. Ved.lave frekvenser, er signalet I1 ved den første inngangen til summeringsinnretningen 25 en god tilnærmelse på den induktive strømmen I . Signalet -I' må ikke påvirke utgangssignalet fra blokk 12 ved høyere frekvenser. Derfor er et lavpassfilter 26, f.eks. med tranferfunksjonen 1/(1 +• s/w )' , koblet i signalbanen for I'Q foran summerings-, innretningen 25.

Med denne fremgangsmåte frembringer måle- og beregningsblokken 12 to separate rekonstruerte signaler- I' ssom.representerer den induktive strømmen I i statorviklingen. Ett signal passerer gjennom en høypassfilter og ett signal gjennom et lavpassfilter, og så blir signalene addert. Utgangen fra summeringsinnretningen vil alltid ved alle frekvenser levere en rekonstruert verdi I' ssom er en god tilnærmelse for den induktive strømmen I s i statorviklingen. Bruken av et høy-passfilter og et lavpassfilter med transferfunksjon ifølge de gitte formler, gir en utgang fra summeringsinnretningen som er frekvensuavhengig:

■Utgangen fra-summeringsinnretningen 25 er koblet til en multipliseringsinnretning 27 hvor signalet blir multiplisert med en passende konstant skaleringsfaktor, noe som resulterer i et signal B som representerer én komponent av magnetfeltvektoren B-^,. B2 •

Selv om det ikke er blitt vist her, er det-"mulig å øke beregningskretsens nøyaktighet ved å innføre en korreksjon for jernets ikke-lineære magnetiseringskurve. Jernets, magnetiske permeabilitet er avhengig av magnetfeltstyrken. Dette påvirker induktansen Li integratoren '23 og den konstante skalerings-

faktoren til multipliseringsi.nnretningen 27.

Det rekonstruerte signalet B representerer magnetfeltet

i motorens stator. Om ønsket, kan et korreksjonsledd innføres for å få-B til å representere luftgapfeltet mellom rotor og stator eller magnetfeltet i rotoren.

Fig. 15 viser en annen versjon, av måle- og beregningsblokken 12 for én motorfase. I' henhold til oppfinnelsen er dette en alternativ fremgangsmåte for beregning av den induktive strømmen I i én statorvikling..

En separat målevikling 20 med magnetisk kobling til

.statorviklingen L, genererer en målt verdi E' av magnetiseringsspenningen E. Denne målingen er basert på de virkelige felt-styrkevariasjoner i jernet og tar i betraktning jernets . ikke-lineære magnetiseringskurve. I henhold til formel (I) blir det beregnet et signal I<1>ssom representerer den induktive statorstrømmen: Fig. 15 viser hvordan beregningene blir utført ved hjelp av innretningen i blokk 12. Måleviklingen 20,'som gir den målte verdi E' av magnetiseringsspenningen, er direkte' forbundet med integratoren 23. Signalet blir integrert og. multiplisert med konstanten l/L. Integratorutgangen leverer en beregnet verdi I '• , som representerer den induktive stator-. strømmen, som blir koblet til summeringsinnretningen 25/ Som på fig. 14 er et høypassfilter koblet i signalbanen for å blokkere'lavfrekvenssignaler. Ved lave frekvenser, som på fig.14, er det nødvendig med et ytterligere beregnet signal I' for den induktive statorstrømmen, og fremgangsmåten fra fig. 14 kan brukes... Fig. 15 viser en alternativ beregningsanordning for strømmen I ved lave frekvenser, hvor I er en tilnærmelse av o o den induktive strømmen Ig. Ved de lave frekvenser som .det her dreier seg.om, defineres strømmen i det vesentlige av statorresistansen Rg. Da gjelder følgende tilnærmede formel:

hvor Vq = matespenning.

Bare en målt verdi av' matespennirigen er derfor nødvendig for å beregne totalstrømmen I ved lave frekvenser, og for å bruke denne verdi som et mål på den induktive strømmen I . Denne forenklede og mindre nøyaktige metode er av spesiell interesse i forbindelse med bruken av en målevikling 20 .i motoren, fordi strømmålingsinnretningen 17 kan elimineres-fullstendig.. ' „.

Beregnings- og måleblokken 12 har.en multipliseringsinnretning -28 med transferfunksjonen l/R koblet i signalbanen foran summeringsinnretningen 25. Dette er for å beregne et signal I 1 som representerer den totale strømmen ved lave frekvenser i henhold til -formel (III) , og som også representerer den induktive statorstrømmen I.' . Et målt signal V 'q av matespenningen blir koblet til multipliseringsinnretningen 28, hvis utgang leverer, et signal IV til summeringsinnretningen 25. Ved lave frekvenser er I' en -god representasjon av den induktive strømmen i statoren. Som på fig. 14 er et lavpassfilter koblét i signalbanen foran summeringsinnretningen 25.

Utgangen fra summeringsinnretningen 25 er koblet ti.l. en multipliseringsinnretning 27 hvor signalet blir multiplisert

-med en passende konstant skaleringsfaktor, som resulterer i

et signal B som representerer én komponent av magnetfeltvektoren V<B>2-Selvfølgelig kan de beskrevne fremgangsmåtene for beregning' av I' ved høye og lave frekvenser kombineres på forskjellige måter. Den kombinasjon som gir den beste motorstyring, kan være å bruke måleviklingen 20 i henhold til fig. 15 for beregning .av I' ved høye frekvenser og målemetoden ifølge fig. 14 ved lave frekvenser. Dette fordi disse målingene er for-holdsvis t.emperatur-uavhengige.

De beskrevne målemetodene kan forbedres i detaljer for

å oppnå høyere nøyaktighet. Den største feilkilden er tempe-raturvariasjonen' i motoren, noe som gir resistansvariasjoner -i viklingene. Dette kan kompenseres med -automatiske temperatur-ener resistans-måleinnretninger og korreksjonskretsér.

Det er ikke nødvendig å plassere måleviklingene nøyaktig

i konformitet med faseviklingene. Alternative plasseringer er

mulige, hvis beregningskretsene tar.hensyn til geometriske relasjoner.

Høypassfilteret og lavpassfilteret er blitt beskrevet som såkalte Butterworth-filtere med den samme grensefrekvens , . fordi dette gir en frekvens-uavhengig transferfunksjon etter summeringsinnretningen. Dette betyr at i frekvensområdet, omkring grensefrekvensen bidrar begge strømsignalene fra de to beregningskretsene til utgangssignalet og at bidragene fra de to kretsene er like ved grensefrekvensen. Filterkonstruk-sjonen er imidlertid ikke kritisk. Andre filtertyper kan

brukes og filtrene kan ha forskjellige grensefrekvenser. Summeringsinnretningen 25 kan også erstattes av en velgerbryter som velger det største av de to signalene, eller en annen ■ passende innretning.

I henhold til oppfinnelsen er det vesentlig at beregningen eller frembringelsen av et signal B som representerer magnetfeltet, gjøres på konvensjonell måte ved frekvenser over en viss frekvens og at beregningene under den frekvensen blir utført ved hjelp av en annen beregningskrets, som ikke inne-bærer integrering. Denne andre beregningskrets er mer til-nærmet enn den første beregningskretsen og tilnærmelsene blir større med økende frekvens. Det blir derfor foretrukket å velge den såkalte grensefrekvensen under hvilken den andre beregningskretsen tar over, så lav som mulig med hensyn til den første beregningskretsen. Denne grensefrekvens■bør være under omkring 5 Hz og over omkring 0,01 Hz. En foretrukket verdi er mellom- ca. 0,1 Hz -.1 Hz. Valget av grensefrekvens er selvsagt avhengig av den- aktuelle motor og de ønskede egenskaper.'

Alle figurene i denne beskrivelse refererer seg til en tofase-motor.. Normale asynkronmotorer har tre faser. Styresystemet er imidlertid lett å omdanne til styring■av en motor med et hvilket som helst antall faser.

Fig. 16 viser som et eksempel, hvordan styresystemet i henhold til fig. 9 er blitt omdannet til en trefase-motor.

To nye blokker 18 og 19 for koordinat-transformas jon er blitt addert tri kretsen.

Blokk 18 omformer de to.utgangssignalene V^, V^fra resolveren 1 til tre. styresignaler VR, Vg, VT, som blir koblet til effektforsterkerne 6. Omformingen foretas i henhold til konvensjonelle' geometriske transformasjoner.

Fig. 17 viser de geometriske forbindelser. Følgende

formler er gitt som et eksempel på mulige transformasjoner:

Blokk 19 omformer de'rekonstruerte signalene B , Bc ,

By fra måle- og beregningsinnretningene 12 fra tre-f.ase til to-fase, noe som gir signalene. B^ og B2 . Følgende formler er gitt som et eksempel på mulige- transformasjoner:

Styresystemet i henhold til .oppfinnelsen kan realiseres med analoge så vel som med digitale komponenter, f.eks. med en mikrodatamaskin. Spesielt ved digitale konstruksjoner finnes det mulighet til'å skrive . alternative matematiske formler for de beregninger som-skal utføres av-styresystemet, og som likevel ligger innenfor rammen av oppfinnelsen.' Styresystemet i henhold til- oppfinnelsen kan anvendes med effektforsterkerne 6 konstruert som spenning ski Ider eller ■strømkilder eller eventuelle andre konstruksjoner. I alle tilfeller er de nødvendige målesignaler tilgjengelige,. .Denne type styresystem blir normalt brukt til hastighets-kontroll av.motoren. Det er imidlertid- mulig å styre andre størrelser, slik.som motorens dreiemoment eller motorposisjonen.

V.ed styring ■ av vanlige likestrømsmotorer er det vanlig

å styre rotorstrømmen så vel som feltstrømmen, avhengig av.

anvendelsen. Som et eksempel er det mulig å minske felt-,'strømmen for å kjøre motoren ved forhøyet hastighet. Alle slike styremetoder er mulige for asynkronmotoren med et styre-' system ifølge oppfinnelsen.'

Styresystemet på fig. 9 er konstruert for den "normale" anvendelse med konstant magnetisk feltstyrke.i asynkronmotoren. I dette tilfelle er styresignalet S2 konstant, og tilbake-koblingssløyfen styrer Bq til en konstant verdi. Hvis signalet S^ i og dermed -feltstyrken B , blir variert, kreves det et litt mer komplisert system. -Signalene B-^, , som brukes som tilbakekoblingssignaler til resolveren, må "normaliseres" ' ti.l en konstant skaleringsfaktor, fortrinnsvis ifølge følgende formler:.

Dette krever en ytterligere beregningsblokk, ikke vist på fig.. ,9, i signalbanen for henholdsvis B^, B^•

Innenfor rammen av oppfinnelsen er det mulig å forbedre nøyaktigheten av styresystemet ved å utvide den teoretiske motormodellen på fig. 5. Den første forbedringen bør.være å tilføye lekkreaktans i serie med stator- og rotorresistansene. Disse reaktantene bør adderes på fig. -5, så vel som i rnåle-og beregningsblokkene 12 (fig.. 14, 15).

i

I

Claims (19)

1. Fremgangsmåte for styring av en vekselstrøm-asynkronmotor omfattende en stator, en rotor og i det minste to fase- . viklinger, over hele dennes hastighetsområde ned ti-1 og inklu-. dert hastigheten null, i begge- retninger, i avhengighet av styresignaler (S^, S^ ) som mates til en resolverinnretning (1),, hvis;utgangssignaler (V^, V2 ) brukes til å frembringe.individuelle drivsignaler for hver motorfasevikling, hvorefter signaler (B^, B^) som svarer til magnetfeltet i motoren, til-bakeføres til styresystemet, karakterisert ved avledning av de nevnte magnetfeltsignaler (B^, B.,) over og ned til en forutbestemt frekvens (Wg) ved å integrere et signal (E') som representerer magnetiseringsspenningen (.E)- i statoren, og under den nevnte frekvens (Wq) ve^ hjelp av et signal (I'-'q) som representerer statorstrømmen (Iq)-

2. Fremgangsmåte.ifølge krav 1, karakterisert ■ved utledning av signalet (E') som representerer magnetiseringsspenningen (E) i statoren ut fra "en målevikling (20) i-statoren anbragt like ved luftgapet mellom statoren og rotoren i motoren (fig. 15).

3. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved utledning av signalet (E') som representerer magnetiseringsspenningen (E) i statoren ved rekonstruksjon, ved å måle. statordrivspenningen (V_,) og statorstrømmen (I-.) og å beregne ifølge formelen E' = Vrt - I_ x R , hvor Vn er statordriv- J 0 0 s ' 0 .. spenningen, lg er statorstrømmen og Rg er resistansen. i faseviklingen, for å generere'signalet (E') som representerer .magrietiseringsspenningen (E) (fig. 14.)

4. Fremgangsmåte ifølge krav 1, 2 eller 3, karakterisert ved utledning av signalet (lg ) som representerer statorstrømmen, (lg) ved rekonstruksjon, ved. å måle. statordrivspenningen (Vg) og behandle det målte signal (Vg) ved å multiplisere det med en faktor l/R , hvor Rg er resistansen i statoren (fig. 15).

5. Fremgangsmåte•ifølge krav 1, 2 eller 3, karakterisert ved utledning av signalet (i'g) som representerer statorstrømmen (lg) ved å måle statorstrømmen (lg)-

6. Fremgangsmåte for styring av én vekselstrøm-asynkronmotor omfattende en stator, en rotor og i det minste to faseviklinger, over hele dennes hastighetsområde ned til og inkludert hastigheten null, i begge retninger, i avhengighet av styresignaler (S^, S^ ) r som mates til en resolverinnretning• (1) , hvis utgangssignaler (V ', V^ ) brukes til å frembringe' individuelle drivsignaler til hver motorfasevikling, hvorefter signaler (B^ , B^ ) som svarer til magnetfeltet i motoren, til-bakeføres til styresystemet, karakterisert ved utledning av de nevnte magnetfeltsignaler (B^ , B^ ) over og' ned til en forutbestemt frekvens (Wg) ved å integrere et signal (E') som representerer magnetiseringsspenningen (E) i ■ statoren, og under nevnte frekvens (W^ ) ved hjelp av et signal ) som representerer statorstrømmen (Iq) > idet det utledede integrerte signal (E <1> ) føres gjennom et høypassfilter (24), hvilken integrator, og høypassfilter er kombinert i en enkelt innretning, og til en summeringsinnretning (25), og ved at det utledede signal (I'q) som representerer statorstrømmen (Iq ), mates gjennom et lavpassfilter (26) og til summeringsinnretningen (25), idet signalet ved utgangen av summeringsinnretningen (25) representerer de magnetiske feltsignalene (B]f B2).

7. Fremgangsmåte ifølge krav 6, karakterisert ved utledning av signalet (E') som representerer magnetiseringsspenningen (E) i statoren fra en' målevikling (20) i statoren som er anbragt. like ved et luftgap mellom statoren og rotoren i motoren (fig. 15).

8. Fremgangsmåte ifølge krav 6, karakterisert ved utledning av. signalet (E') som representerer magnetiseringsspenningen (E) i statoren ved rekonstruksjon, ved. å måle statordrivspenningen (vq) og statorstrømmen- (Iq) og beregne i henhold til formelen E = V n - 1^ x R , hvor V,_ er ■' - .0 .0 s' 0 statordrivspenningen, 1^ er statorstrømmen og Rg er faseviklingens resistans, for å generere signalet.(E1) som rep resenterer, magnetiseringsspenningen (E) (fig. 14).

9. Fremgangsmåte ifølge kravene 6, 7 eller 8, karakterisert ved utledning av signalet (I1 ) som representerer statorstrømmen d <g> ) ved rekonstruksjon, ved å måle statordrivspenningen (Vg) og behandle det målte signal (Vg ) ved å multiplisere det med en faktor 1/RS / hvor Rg er statorens resistans (fig. 15).

10. Fremgangsmåte ifølge kravene 6, 7 eller 8 , karakterisert ved utledning av signalet (lg) s° m representerer statorstrømmen (lg) ved å måle statorstrømmen

11. Fremgangsmåte ifølge krav 6,'karakterisert . ved at integreringsinnretningen og høypassfilteret er kombinert i en enkelt filterinnretning.

12. Anordning for styring av en vekselstrøm-asynkronmotor omfattende en stator, en rotor og i det minste to fase-, viklinger, over'hele dennes hastighet.sområde ned til og inkludert hastigheten null, i begge retninger, i avhengighet av styresignaler (S^ , S^ ) som mates til en resolverinnretning (1), hvis utgangssignaler (V^ , V^ ) brukes til å frembringe individuelle drivsignaler for hver' motorfasevikling, hvorefter signaler (B^ , B^ ) som svarer til magnetfeltet i motoren, føres tilbake til styresystemet, karakterisert ved en måle-og beregningsinnretning (1'2) som svarer, til.i det minste to faseviklinger i motoren, for frembringelse av de nevnte magnetfeltsignaler (B-^ , B^ ), hvilken innretning omfatter en første' beregningskanal for frembringelse av. magnetfeltsignalene over og ned til en forutbestemt frekvens (Wg) i og en annen beregningskanal for frembringelse av magnetfelt-signalene under den nevnte frekvens (W <g>)> hvilken første beregningskanal omfatter en integrator (23) for integrering av et signal ,(E') som representerer magnetiseringsspenningen (E) i statoren, og den annen beregningskanal bruker, et signal (l <g> ) som representerer statorstrømmen (lg)•

13..Anordning ifølge krav 12, k ar ak ter i s^ e r-t ved en målevikling (20) anordnet i statoren like' ved et luftgap mellom statoren og rotoren for frembringelse av et signal (E <1> ) som representerer magnetiseringsspenningen i statoren (E), hvilken vikling er koblet til integratoren (23).

14. Anordning ifølge krav 12, karakterisert ved .en beregningskrets for beregning av signalet (E') som representerer magnetiseringsspenningen (E) i henhold til formelen E = Vg - Rg x lg, hvor VQ er statordrivspenningen, Iq er statorstrømmen og Rg er resistansen i faseviklingen, hvilken beregningskrets omfatter et organ for frembringelse av et signal (Vg) som representerer statorspenningen . (V^) og som er forbundet med en summeringsinnretning (21), og et organ for frembringelse av et signal (I^ ) som representerer statorstrømmen (Iq) og som er forbundet med en multipliseringskrets (23) for multiplisering med en faktor R s, hvis utgang er koblet til en negativ inngang på summeringsinnretningen (21)., der summeringsinnretningens (21) utgang er et signal (E <1> ) som representerer magnetiseringsspenningen (E) som er 'koblet til integratoren (23) (fig. 14).

15. Anordning ifølge kravene 12, 13 eller 14, karakterisert ved et organ for frembringelse av et signal (V ) som representerer statorspenningen -(Vg) , og som er forbundet med en multipliseringskrets (28). som multi-pliserer med en faktor- l/R. S , hvor R 5 er faseviklingens resistans , for å frembringe signalet (I' ) som representerer statorstrømmen (lg).

16. Anordning' ifølge kravene 12, 13 eller 14, karakterisert ved et organ som frembringer et signal (l <g> som representerer statorstrømmen (lg) •

17. Anordning ifølge krav 12, karakterisert ved et høypassfilter (24) for å føre det integrerte signalet fra den første beregningskanalen, og et lavpassfilter (26) for å føre signalet fra den annen beregningskanal, idet filter-utgangene er koblet til en summeringsinnretning (25), slik at signalet -ved utgangen av summeringsinnretningen (25) representerer de magnetiske feltsignaler (B^ , B2). • ■

18. Anordning ifølge krav 17, karakterisert ved at integratoren' (23) og høypassf ilteret (24) er kombinert til en enkelt innretning.

19. Anordning ifølge krav 17, karakterisert ved at integratoren- har transferfunksjonen 1/sL, hvor L er induktansen i faseviklingen, og høypassfilteret.har transferfunksjonen:

som betyr at nevnte innretning har transferfunksjonen:

hvorved integratoroperasjonen er blitt eliminert.