NO337093B1 - Blandet teknologi med MEMS/BiCMOS LS båndpass sigma-delta for direkte RF sampling - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse er relatert til sigma-delta modulatorer og, mer bestemt, til en enkelt krets sigma-delta modulator som bruker mikroelektromekanisk system (MEMS) teknologi og BiCMOS teknologi for å gi en fleksibel, laveeffektsmodulator.

Det er to grunnleggende teknikker for å utføre analog til digital konvertering. En analog til digital konverter (ADC) som bruker den første teknikken, kjent som Nyquist rateteknikken, genererer et digitalt signal direkte som svar på et analogt inngangssignal. Nyquist rate ADC sampler det analoge inngangssignalet på to ganger frekvensen (kjent som Nyquist frekvensen) til den høyest forventede frekvenskomponenten i inngangssignalet. Nyquist rate ADC bruker en serie av nøyaktig tilpassede komponenter for å digitalisere inngangssignalet. Oppløsningen og nøyaktigheten til Nyquist rate ADC avhenger av tilpasningen av disse komponentene. Imidlertid kan meget presise komponenter være vanskelig å oppnå i konvensjonelt integrert kretsprosessering.

En ADC som bruker den andre teknikken, kjent som sigma-delta teknikk, representerer det analoge inngangssignalet ved å generere en strøm av digitale samples hvis pulstetthet er et mål på spenningen på ADC inngangen. Sigma-delta ADC inkluderer en sigma-delta modulator og en desimator. Modulatoren inkluderer en kvantiserer som genererer et digitalt utgangssignal som svar på en filtrert differanse mellom det analoge inngangssignalet og et tilbakekoblingssignal. Tilbakekoblingssignalet er det digitale utgangssignal et konvertert om igjen til et analogt signal i en digital til analog konverter (DAC). Modulatoren er oversamplet som betyr at samplingsraten er over Nyquist raten. Desimatoren omsampler utgangen i modulatoren og gir et N-bit dataord på Nyquist raten. Sigma-delta teknikken oppnår høy oppløsning med presise tidspunkt istedenfor med presist tilpassede komponenter (motstander og kondensatorer) som er påkrevd i Nyquist rate ADC.

En enkel sigma-delta ADC bruker en første ordens modualtor med en enkel integrator for å utføre filterfunksjonen, en enbits kvantiserer, og en enbits DAC. Siden kvantisereren kan gi utgangen i modulatoren på bare en av to nivåer, er dens operasjon nødvendigvis lineær. Den første ordens sigma-delta modulatoren har høy kvantiseringsstøy i samplingsfrekvensen. Handlingen til filteret i modulatoren former kvantiseringsstøyen til å være høyere på høyere frekvenser. Dermed er konverteren referert til som en støyformende ADC. Desimatoren inkluderer også et filter som har en lavpasskarakteristikk med en avskjæringsfrekvens på Nyquist frekvensen. Siden samplingsfrekvensen er mye høyere enn Nyquist frekvensen, kan filteret vanligvis attenuere denne utfor båndkvantiseringsstøyen tilstrekkelig.

En annen ordens ADC som har to filtre i modulatorsløyfen har høyere utenfor båndkvantiseringsstøy, men lavere i-bånd støy enn den første ordens ADC. Dermed dersom utenfor båndstøyen kan bli tilstrekkelig filtrert, har den andre ordens sigma-delta modulatoren bedre ytelse. Den nødvendige attenueringen kan bli oppnådd dersom desmimeringsfilteret er en orden større enn ordren til modulatoren. Videre ytelsesøkning kan bli oppnådd ved å bruke høyere ordens modulatorer, selv om høyere ordens modulatorer tenderer til å være vanskeligere å stabilisere.

Typisk vil en sigma-delta modulator være implementert ved å konstruere integratoren enten i det diskrete tidsdomene (dvs. ved å bruke svitsjede kondensatorfiltre) eller i det kontinuerlige tidsdomene (dvs. ved å bruke RC, transkonduktor-C og LC filtre). En ulempe med diskrete tidsmodulatorer er at de generelt er langsommere enn deres kontinuerlige tidsmotparter. Kontinuerlige tidsmodulatorer er på den annen side typisk implementert med utenfor brikken induktorer, selv om konstruksjoner har blitt forsøkt ved å bruke på-brikke induktorer. På-brikke induktorkonstruksjonene lider imidlertid fra begrensninger i tilgjengelig Q for på-brikke induktorer i silikon og krever aktive Q forbedringskretser, som introduserer støy og forstyrrelse. På-brikke induktorer har også et begrenset frekvensområde for en gitt induktansverdi, over hvilken som er en signifikant Q verdi. I tillegg er senterfrekvensinnstilling oppnådd ved å bruke aktive kretser, som resulterer i degradering av samlet termisk støygulv i modulatoren siden senterfrekvensen blir justert. Videre mangler slike konstruksjoner fleksibilitet (muligheten til dynamisk å justere modulatorens karakteristikker) på radiofrekvenser og inkluderer dermed ikke bredbåndsfrekvenshoppingsmuligheter.

Følgelig er det et behov i teknikkens stand for en enkel brikke sigma-delta modulator som dynamisk kan justere sine karakteristikker for å gi frekvenshoppingsmuligheter i radiofrekvens- (RF) båndet. I tillegg vil det være fordelaktig å gi en sigma-delta modulator som har et redusert antall av aktive Q-forbedrede kretser, og som har en induktansverdi som har en høy Q-mulighet over en bred båndbredde.

US 5729230 omtaler en kontinuerlig-tid avstembar Gm-C-arkitektur for et delta sigma modulator omfattende en avstembar resonator og en lav bithastighet, høy samplingsfrekvens kvantiserer koblet i en tilbakekoblingssløyfe. Resonatoren former kvantiseringsstøyen spekteret slik at mesteparten av kvantiseringsstøyen oppstår utenfor signal spekteret. En avstembar Gm celle avstemmer resonator resonansfrekvensen for å maksimere modulatorens signal-støy-forholdet (SNR). Den avstembare Gm celle inkluderer en fast Gm celle med en transkonduktans, en strøm skillelinjen og en rekombinasjon krets som muliggjør multiplikasjon uten å påvirke cellenes vanlige modus.

GB 2378831 A viser en radiofrekvens analog til digital omformer for å oppnå høy nøyaktighet over en begrenset båndbredde omfattende høye forsterkere som omfatter båndpassfiltre i form av enkelt avstembare resonatorer innstilt slik at deres resonansfrekvenser er i den vesentlige signalfrekvensen, som er forbundet for å utføre båndpasstilsvarende integratorer i den fremre banen til en sigma delta analog til digital omformer.

WO 00/03538 omhandler en tv-tuner med avtemningsanordning som anvender svitsjbare avstemningskretser som hver omfatter en svitsjet tuningmatriks består av et antall av mikro-elektronikk elektromekaniske brytere og en rekke kondensatorer og / eller spoler. Hver av de svitsjbare avstemningskretser mottar en tuningstyresignal som styrer de respektive flerhet av mikroelektromekaniske brytere for å velge de av de kondensatorer og / eller induktorer fra settet av kondensatorer og / eller induktorer.

Det er et formål med den foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe en sigma-delta modulator med forbedrede egenskaper, spesielt med hensyn til å forandre senterfrekvensen til modulatoren.

Dette formål oppnås ved sigma-delta modulator som angitt i krav 1.

For å oppnå foregående og relatert muligheter i oppfinnelsen, innbefatter den egenskaper heretter som fullt er beskrevet og særlig pekt ut i kravene. Følgende beskrivelse og vedlagte tegninger gir i detalj visse illustrative utførelser av oppfinnelsen. Disse utførelser er indikerende, imidlertid av noen få av de forskjellige måter som prinsippene i foreliggende oppfinnelse kan bli anvendt. Andre hensikter, fordeler og nye egenskaper ved foreliggende oppfinnelse vil være åpenbare for følgende detaljerte beskrivelse av oppfinnelsen når den er betraktet sammen med tegningene. Figur 1 er et blokkdiagram av en sigma-delta modulator i henhold til en utførelse av foreliggende oppfinnelse. Figur 2A er et skjematisk diagram av et resonans- LC nettverk brukt i sigma-delta modulatoren i henhold til en utførelse av foreliggende oppfinnelse. Figur 2B er et skjematisk diagram over et resonans- LC nettverk brukt i sigma-delta modulatoren i henhold til en annen utførelse av foreliggende oppfinnelse. Figur 3 er et blokkdiagram av en sigma-delta analog til digital konverter i henhold til en utførelse av foreliggende oppfinnelse.

I det følgende er en detaljert beskrivelse av foreliggende oppfinnelse med referanse til vedlagte tegninger gjort hvor like referansetall vil referere til like elementer helt igjennom.

Med referanse til figur 1 er en fjerde ordens sigma-delta modulator 100 i henhold til en utførelse av foreliggende oppfinnelse illustrert. Det bør legges merke til at den fjerde ordens modulator 100 bare er et eksempel og høyere eller lavere ordens modulatorer kan bli implementert uten å avvike fra rekkevidden av foreliggende oppfinnelse. Videre for klarhetens skyld, er forskjellige komponenter og kretselementer (dvs. klokkesignaler og strømforbindelser) ikke vist i modulatoren 100. Implementeringen av en slik komponent og krets vil imidlertid være opplagt for en fagmann basert på beskrivelsen her.

Sigma-delta modulatoren 100 er implementert på et halvledersubstrat 102, slik som for eksempel et silikon-germanium (SIGe) substrat. En inngangsterminal 104 mottar analoge signaler for konvertering av sigma-delta modulatorer 100 til digital form. For eksempel kan en antenne eller antennematrise (ikke vist) for mottak av et sammensatt radiosignal bli koblet til inngangsterminal en 104. Inngangsterminal en 104 er elektrisk koblet til en lavstøyforsterker (LNA) 106 på substratet. LNA 106 er en transkonduktansforsterker og konverterer en spenning på inngangsterminal en 104 til en strøm, som er ført til et første summerende koblingspunkt 108.

Det første summerende koblingspunktet 108 er også elektrisk koblet til et første resonans- LC nettverk 110 og en første node 112. Det første resonans- LC nettverket 110 vil bli diskutert mer detaljert nedenfor. En utgang fra det første summerende koblingspunktet 108 er elektrisk koblet til en inngang i en transkonduktansforsterker 114. Transkonduktansforsterkeren konverterer en spenning generert i resonans-LC nettverket 110 til en strøm, som er ført til et andre summerende koblingspunkt 116.

Det andre summerende koblingspunktet 116 er elektrisk koblet til et andre resonans- LC nettverk 118 og til en andre node 120. En utgang fra det andre summerende koblingspunktet 116 er elektrisk koblet til inngangen av en driverforsterker 122. Utgangen fra driverforsterkeren 122 er elektrisk koblet til en inngang i en komparator 124, og utgangen fra komparatoren 124 er elektrisk koblet til en tredje node 126. Komparatoren 124 sammenligner utgangen fra driverforsterkeren 122 til en forhåndssatt spenning og produserer en enbits strøm med data, som blir gitt til en utgangsterminal 128 via den tredje noden 126. Den tredje noden 126 er også elektrisk koblet til en inngang til et første holdeelement (latch) 130. En utgang fra det første holdeelementet 130 er elektrisk koblet til en fjerde node 132.

Den fjerde noden 132 er elektrisk koblet til inngangen i en første digital til analog konverter (DAC) 134, inngangen av en andre DAC 136, og til inngangen av et andre holdeelement (latch) 138. Utgangen fra den første DAC er elektrisk koblet til den andre noden 120, og utgangen av den andre DAC 136 er elektrisk koblet til den første noden 112.

Utgangen fra det andre holdeelementet (latch) 138 er elektrisk koblet til en femte node 140. Den femte noden 140 er elektrisk koblet til inngangen i en tredje DAC 142 og til inngangen av den fjerde DAC 144. Utgangen av den tredje DAC 142 er elektrisk koblet til den andre noden 120, og utgangen fra den fjerde DAC 144 er elektrisk koblet til den første noden 112. En første tilbakekoblingssløyfe 146 er formet av det første holdeelementet 130 og den første DAC 134. En andre tilbakekoblingssløyfe 148 er formet av det første holdeelementet 130 og den andre DAC 136. En tredje tilbakekoblingssløyfe 146' er formet av det første holdeelementet 130, det andre holdeelementet 138 og den tredje DAC 142. En fjerde tilbakekoblingssløyfe 148' er formet av det første holdeelementet 130, det andre holdeelementet 138 og den fjerde DAC 144.

Sigma-delta modulatoren 100 anvender fortrinnsvis blandet teknologi, som inkluderer mikroelektromekanisk system (MEMS) teknologi og for eksempel BiCMOS teknologi på et enkelt substrat 102. Særlig er de resonans- LC nettverkene 110, 118 implementert ved å bruke MEMS teknologi, mens LNA 106, transkonduktansforsterkeren 114, driverforsterkeren 122, komparatoren 122, holdeelementene 130, 138 og dAC 134, 136, 142, 144 kan være implementert ved å bruke for eksempel SiGe BiCMOS teknologi. Fordelene med en blandeteknologifremgangsmåte inkluderer en reduksjon i størrelse og i effektforbruk, støy og forstyrrelse av sigma-delta modulator 100. Størrelsesreduksjon er et resultat av integrasjon av mange forskjellige funksjoner inn i en enkelt brikke. Strømbesparinger er et resultat av bruken av strømeffektiv Si Ge BiCMOS prosess, reduksjonen og/eller elimineringen av aktive Q-forbedrende kretser, og MEMS teknologi. Dette er et resultat av det faktum at Q til resonans- LC nettverket vil være mye høyere enn det som er oppnåelig med et på-brikke LC nettverk.

Operasjonen til sigma-delta modulatoren 100 vil nå kort bli diskutert. Med fortsatt referanse til figur 1 vil et analogt signal, slik som for eksempel et radiofrekvens- (RF) signal, komme inn i sigma-delta modulatoren 100 på inngangsterminal en 104. RF signalet er betinget av LNA 106 og gir et forsterkningsjustert analogt signal som en utgang som svar på dette. Som nevnt ovenfor vil LNA 106 være en transkonduktansforsterker og konverterer spenningssignalet (Vin) påført inngangen til LNA 106 til et strømsignal (li), som er gitt på utgangen av LNA. I en utførelse utfører LNA en enkeltstående differensial konvertering, som tillater modulatoren 100 å være fullt differensial, som dermed gir god strømforsyningsundertrykkelse, felles modusundertrykkelse, og kansellering av andre ordens produkter. Utgangen av LNA 106 er ført til den positive inngangen til det første summerende koblingspunktet 108. Den negative inngangen til det første summerende koblingspunktet 108 er gitt et strømsignal (I2) fra den andre DAC 136 og den fjerde DAC 144. Den andre DAC 136 og den fjerde DAC 144 vil bli diskutert mer detaljert nedenfor.

Det første summerende koblingspunktet 108 summerer de to signalene (et positivt og et negativt) og fører det resulterende signalet til det første resonans- LC nettverket 110.

Som det vil bli beskrevet mer detaljert nedenfor, inkluderer det første resonans- LC nettverket 110 variable kapasitive og induktive komponenter, som gir muligheten til å justere senterfrekvensen og å innstille området til modulatoren 100. Det første resonans- LC nettverket 110 konverterer strømsignal et summert i det første summerende koblingspunktet 108 til et spenningssignal (Vi), som er gitt til transkonduktansforsterkeren 114. Transkonduktansforsterkeren 114 konverterer spenningssignalet tilbake til et strømsignal (I3) (oveiføringsfunksjonen er I=GM<*>V, hvor "F er utgangsstrømmen, "GM" er forsterkningen til forsterkeren 114, og "V" er spenningen på inngangen til forsterkeren 114). Strømsignal et fra transkonduktansforsterkeren 114 er ført til den positive inngangen til et andre summerende koblingspunkt 116. Den negative inngangen til det andre summerende koblingspunktet 116 er forsynt med et strømsignal (I4) fra den første DAC 134 og den tredje DAC 142. Den første DAC 134 og den tredje DAC 142 vil bli diskutert mer detaljert nedenfor. Det andre summerende koblingspunktet summerer de to signalene (et positivt, et negativt) og fører det resulterende signalet til det andre resonans- LC nettverket 118.

Tilsvarende det første resonans- LC nettverket 110, inkluderer også det andre resonans- LC nettverket 118 variable kapasitive og induktive komponenter. Det andre resonans- LC nettverket 118 konverterer strømsignal et summert i det andre summerende koblingspunktet 116 til et spenningssignal (V2) som er ført til inngangen av driverforsterkeren 122. Driverforsterkeren 122 er faktisk en bufferforsterker som har en forhåndsbestemt forsterkning "A" og forenkler skalering av spenningssignalet gitt videre til komparatoren 124. Komparatoren 124 sammenligner spenningsnivået til det filtrerte og forsterkningsjusterte analoge signalet (V3) fra driverforsterkeren 122 med en forhåndsbestemt referansespenning (Vref) på forhåndsbestemte tidsintervaller. De forhåndsbestemte tidsintervallene er bestemt av raten med hvilken komparatoren 124 er registrert. Komparatoren 124 sender ut et 1 -bits digitalt signal (Vout) (dvs. en 1 -bits kvantiserer) til utgangsterminalen 128 til modulatoren 100. Den 1 -bits digitale strømmen representerer en referanseterskel som samsvarer med det analoge signalet (V;n) på et forhåndsbestemt tidsintervall. Spenningsutgangen fra komparatoren 124 er også ført til inngangen av et første holdeelement 130.

Utgangen fra det første holdeelementet 130 er et spenningssignal (V4) som er ført til den første DAC 134, den andre DAC 136 og det andre holdeelementet 138. Det første holdeelementet 130 introduserer en en-syklus forsinkelse for korrekt å sette opp dataene for den første og andre tilbakekoblings- DAC 134, 136. Den første DAC 134 konverterer spenningssignalet fra det første holdeelementet 130 til et "svitsjet" strømsignal (Lr) som er ført til den andre noden 120. Tilsvarende konverterer den andre DAC 136 spenningssignalet fra det første holdeelementet 130 til et svitsjet strømsignal (I2O som er ført til den første noden 112.

Det andre holdeelementet 138 holder spenningsutgangen fra komparatoren 124 en gang til for å forsyne en holdt spenning (V5) før den tredje og fjerde DAC 142, 144 blir drevet, og introduserer i tillegg en forsinkelse på en halv syklus (1,5 sykluser totalt) i komparatortilbakekoblingssløyfen som er kompensert for av den tredje og fjerde DAC 142, 144. En effekt av det andre holdeelementet 138 er at den eliminerer signalavhengig jitterforsinkelse. Tilleggsdetaljer relatert til første og andre holdeelement 130, 138, og deres bruk i en sigma-delta modulator kan bli funnet i US patent nr. 6,414,615, hvor teksten i denne herved er innarbeidet ved referanse til den i sin helhet.

Den tredje DAC 142 konverterer spenningssignalet fra det andre holdeelementet 138 til et svitsjet strømsignal (I4") som er ført til den andre noden 120. Tilsvarende konverterer den fjerde DAC 144 spenningssignalet fra det andre holdeelementet 138 til et svitsjet strømsignal (I2"), som er ført til den første noden 112. Tilbakekoblingspulsformingsforsterkning for hver DAC 134, 136, 142, 144 blir justert ved å stille inn DAC svitsjingsstrømmene for å oppnå en god støyformingsoppførsel og for å gi delvis kompensasjon for ikke-ideelle forhold til tidsdomenet.

Strømutgangen fra den første DAC 134 (I4>) og strømutgangen fra den tredje DAC 142 (I4») er summert i den andre noden 120 for å produsere en tilbakekoblingstrømsignal (I4), som er ført til den negative inngangen av det andre summerende koblingspunktet 116. Tilsvarende er strømutgangen fra den andre DAC 136 (I2') og strømutgangen fra den fjerde DAC 144 (I2") summert i den første noden 112 for å produsere en tilbakekoblingstrømsignal (I2), som er ført til den negative inngangen av det første summerende koblingspunktet 108.

Med referanse til figur 2 A er det første resonans- LC nettverket 110 illustrert. For korthets skyld er bare det første resonans- LC nettverket 110 beskrevet her. Det bør være forstått imidlertid at det andre resonans- LC nettverket 118 er tilsvarende til det første resonans- LC nettverket 110. Det andre resonans- LC nettverket kan ha forskjellige komponentverdier, det vil kapasitansen og induktansen til hver komponent fra det første resonans- LC nettverket 110, eller det kan ha de samme komponentverdiene som det første resonans- LC nettverket 110.

Det resonans- LC nettverket 110 inneholder MEMS brytere for å velge L og C karakteristikkene til nettverket 110. MEMS bryterne, induktorene og kapasitansene er formet på substratet 102. En MEMS bryter gir flere fordeler over en halvlederbryter (dvs. halvledertransistorer, pindioder). Særlig har en MEMS bryter et svært lavt innskuddstap (dvs. mindre enn 0,2 dB ved 45 GHz) og en høy isolasjon når den er åpen (dvs. større enn 30 dB). I tillegg har bryteren en stor frekvensrespons og en stor båndbredde sammenlignet med halvledertransistorer og pindioder. Disse fordelene gir forbedret ytelse og kontroll når det brukes i avstembare filterkonstruksjoner. Tilleggsdetaljer relatert til MEMS brytere kan bli funnet i US patent nr. 6,046,659 hvor teksten til denne herved er innarbeidet ved referanse til den i sin helhet.

Kapasitansen til resonans- LC nettverket 110 kan være kontinuerlig justert ved å legge til og/eller å fjerne kapasitans fra kretsen. I tillegg kan induktansen til LC nettverket 110 bli forandret ved å legge til og/eller fjerne induktans fra LC nettverket. Kapasitans og induktans er lagt til og/eller fjernet gjennom bruken av de forannevnte MEMS bryterne. I en utførelse inkluderer LC nettverket 110 MEMS brytere for å stille inn både induktansen og kapasitansen til LC nettverket. I en annen utførelse inkluderer LC nettverket 110 MEMS brytere for å stille inn bare kapasitansen til nettverket.

Resonans- LC nettverket 110 inkluderer en første terminal 200 og en andre terminal 202. En første MEMS bryter 204 har en ende koblet til den første terminalen 200 og den andre enden koblet til en av en første kondensator 206. Den andre enden av den første kondensatoren er koblet til den andre terminalen 202. En andre MEMS bryter 208 har en ende koblet til den første terminalen 200 og den andre enden koblet til en av en andre kondensator 210. Den andre enden av den andre kondensatoren er koblet til den andre terminalen 202. En tredje MEMS bryter 212 har en ende koblet til den første terminalen 200 og den andre enden koblet til en ende av en tredje kondensator 214. Den andre enden av den tredje kondensatoren er koblet til den andre terminalen 202.

En fjerde MEMS bryter 220 har en ende koblet til den første terminalen 200 og den andre enden koblet til en av en første induktor 222. Den andre enden av den første induktoren er koblet til den andre terminalen 202. En femte MEMS bryter 224 har en ende koblet til den første terminalen 200 og den andre enden koblet til en ende av en andre induktor 226. Den andre enden av den andre induktoren er koblet til den andre terminalen 202. En sjette MEMS bryter 228 har en ende koblet til den første terminalen 200 og den andre enden koblet til en av en tredje induktor 230. Den andre enden av den tredje induktoren er koblet til den andre terminalen 202. Det bør være forstått at mens tre MEMS kondensatorer og tre MEMS induktorer er vist, kan flere eller færre kondensatorer og/eller induktorer være implementert uten å avvike fra rekkevidden av foreliggende oppfinnelse. Videre bør det legges merke til at kontrollinjer for styre hver MEMS bryter i "åpen" og "lukket" ikke er vist i diagrammene. Disse kontrollinjene vil imidlertid være åpenbare for en fagmann.

Åpne- og lukkehandlingen til hver MEMS bryter er oppnådd ved å påtrykke en biasspenning på en eller flere kontrollterminaler i MEMS bryteren. For eksempel kan en enkeltpolet MEMS bryter ha fire terminaler, to terminaler for den isolerte bryterkontakten, og to terminaler for en "kontroll" forbindelse, det vil si å kommandere bryteren til å være åpen eller lukket. Når en spenning blir påtrykket kontrollterminalene i MEMS bryteren, vil en elektrostatisk kraft trekke et anker mot substratet. Dersom bryteren er en normal åpen (NO.) konfigurasjon, da vil den isolerte bryterkontakten lukke ved påføringen av spenningen. I motsatt fall dersom bryteren er normalt lukket (N.C.) bryter, da vil den isolerte bryterkontakten være åpen ved påføring av spenningen.

Operasjonen av det resonans- LC nettverket 110 er illustrert i figur 2A som nå vil bli beskrevet kort. Initialt vil den første MEMS bryteren 204 og den fjerde MEMS bryteren 220 være antatt å være lukket, og alle gjenværende MEMS brytere er antatt å være åpne. I denne tilstanden vil den totale kapasitansen i nettverket 110 være bestemt av kapasitansen til den første kondensatoren 206 og den totale induktansen i nettverket 110 er bestemt av induktansen til den første induktoren 222. Tilleggskapasitans kan bli lagt til ved å lukke en av de åpne MEMS bryterne 208, 212. For eksempel dersom den andre MEMS bryteren 208 er lukket, vil den totale kapasitansen i resonans- LC nettverket 110 være bestemt ved å legge kapasitansen til den første kondensatoren 206 og kapasitansen til den andre kondensatoren 210 sammen. Tilsvarende dersom den andre og tredje MEMS bryteren 208, 212 er lukket, vil den totale kapasitansen i kretsen være bestemt av å legge sammen kapasitansen til den første kondensatoren 206, den andre kondensatoren 210 og den tredje kondensatoren 214. Kapasitans kan bli fjernet ved å åpne hvilken som helst av de første tre MEMS bryterne 204, 208, 212.

På tilsvarende måte kan induktansen i resonans- LC nettverket 110 bli forandret. Induktansen kan bli redusert ved å lukke en av de åpne MEMS bryterne 224, 228. For eksempel dersom den femte MEMS

bryteren 224 er lukket, vil den totale induktansen i resonans- LC nettverket 110 bli bestemt av den parallelle kombinasjonen av den første induktoren 222 og den andre induktoren 226. Tilsvarende dersom den femte og sjette MEMS bryteren 224, 228 er lukket, vil den totale induktansen i kretsen være bestemt av den parallelle kombinasjonen av den første induktoren 222, den andre induktoren 226 og den tredje induktoren 230.

Med referanse til figur 2B er en alternativ utførelse av LC nettverket 110' illustrert. Den alternative utførelsen kan bli brukt istedenfor det første og andre LC nettverket 110, 118 som er diskutert ovenfor. LC nettverket 110' er tilsvarende LC nettverket 110 ved at det inkluderer en samling av induktorer som er koblet inn og ut av nettverket gjennom MEMS brytere. Samlingen av kondensatorer er imidlertid ikke til stede. Isteden er en MEMS variabel kondensator brukt for å gi en variabel kapasitans til nettverket 110'. En MEMS variabel kondensator kan gi et kontinuerlig område av kapasitans med en gitt minimums- og maksimumsverdi for kapasitansen.

Det bør være forstått at mens bare en MEMS variabel kondensator 232 er vist i LC nettverket 110', kan flere MEMS variable kondensatorer være implementert uten å avvike fra rekkevidden av foreliggende oppfinnelse.

En første ende av den MEMS variable kondensatoren 232 er koblet til den første terminalen 200. Den andre enden av den MEMS variable kondensatoren er koblet til den andre terminalen 202. Kapasitansen til den MEMS variable kondensatoren 232 kan kontinuerlig bli variert ved å justere en påtrykt analog spenning (ikke vist). Dermed vil den MEMS variable kondensatoren 232 tillate resonansfrekvensen i LC nettverket 110' i å bli forandret kontinuerlig, på en ikke-diskret måte, som tillater fleksibel frekvenshopping i ikke-diskrete trinn.

Som kjent i teknikkens stand, for hver kombinasjon av L og C i en LC krets, er det bare en frekvens (i både serie- og parallellkretser) som forårsaker reaktansen til L komponenten (XL) til nøyaktig å være lik reaktansen til C komponenten (Xc). Denne frekvensen er kjent som resonansfrekvensen. Når resonansfrekvensen blir matet til en serie eller parallell LC krets, blir XLlik Xc, og kretsen er sagt å være avstemt for denne frekvensen. For et LC nettverk er den avstemte frekvensen bestemt av formelen / = \ =, hvor f er resonansfrekvensen i Hertz, L er den totale induktansen til kretsen i Hendes, og C er den totale kapasitansen til kretsen i Farads.

Hver LC krets svarer på resonansfrekvensen forskjellig fra hva den gjør på enhver annen frekvens. På grunn av dette kan en LC krets ha muligheten til å separere frekvenser. Dermed vil et innstillbart LC nettverk kunne bli innstilt til å tillate en bestemt frekvens å gå gjennom mens den forkaster alle de andre frekvensene. En økning i verdien av enten L eller C, eller både L og C, vil senke resonansfrekvensen for en gitt krets. En minkning i verdien av L eller C, eller både L og C, vil heve resonansfrekvensen for en gitt krets.

Fra diskusjonen ovenfor vil det være forstått for en fagmann at senterfrekvensen til modulatoren 100 kan bli forandret, for eksempel ved å stille inn kapasitansen til resonans- LC nettverket 110, 118. Tilsvarende kan innstillingsområdet til modulatoren bli forandret, for eksempel ved å stille inn induktansen i resonans- LC nettverket 110, 118. Muligheten til å stille inn resonans- LC nettverket tillater modulatoren 100 å bli brukt i frekvenshoppemottakeranvendelser, det vil si anvendelser som sender og tar imot informasjon over en frekvens som forandres eller "hopper" fra en av flere frekvenser. Videre tillater bruken av høyfrekvent silikonteknologi, det vil si SiGe, direkte sampling på RF. Siden modulatoren 100 kombinerer et nedkonverteringstrinn og et digitaliseringstrinn inn i en funksjon ved direkte sampling av signalet på den innkommende RF frekvensen, er et nedkonverteringstrinn eliminert i RF mottakerapplikasjoner.

En annen fordel med foreliggende oppfinnelse, er at bruken av MEMS brytere produserer høyere Q verdier (Q mellom 20 og 50 på frekvens 1-2 GFiz) for de eksterne LC komponentene i resonans- LC nettverket 110, 118 enn halvlederbrytere. Den høyere Q verdien demper eller eliminerer kravene for aktiv Q forbedringskrets, som dermed reduserer kostnaden, størrelse og effektkravene for resonans- LC nettverket. Videre vil elimineringen av aktive Q forbedrende kretser resultere i en reduksjon i forstyrrelse og støy, som begge er en innebygd komponent i aktive Q forbedrende kretser.

Den høyere Q verdien til resonans- LC nettverket forbedrer også den innebygde filterformingen innenfor tilbakekoblingssløyfene 146, 146', 148, 148' i sigma-delta modulatoren 100. Dette har den effekten at det reduserer forstyrrelsen til aktive komponenter innenfor tilbakekoblingssløyfene. Videre vil en-brikke (dvs. i CMOS) digital adaptiv kontroll 150 kunne bli implementert for å tillate sigma-delta modulatoren 100 til å forandre senterfrekvenser mens det justeres sløyfeparametere for å bibeholde stabilitet. I tillegg kan sigma-delta modulatoren 100 dra fordel av den digitale forbedringen i ytelsen som en hurtig frekvenshoppende mottaker. Disse forbedringene inkluderer for eksempel å variere resonansfrekvensene til LC nettverkene gjennom den digital adaptive kontroll 150, slik at modulatoren 100 virker som en frekvenshoppende mottaker. Resonansfrekvensen til LC nettverkene kan bli digitalt justert, som tillater modulatoren å ta imot et RF signal som hopper i frekvens, eller som forandrer frekvens over tid, ved å forandre resonansfrekvensene i LC nettverkene for å ta hensyn til mottak av disse hoppende frekvensene, på en eller annen forhåndsbestemte frekvenshopperate. Dette tillater modulatoren i det vesentlige til å følge de innkommende signalfrekvensskiftene over tid.

Med referanse til figur 3, er en sigma-delta ADC 250 illustrert. En desimator 252 er koblet til sigma-delta modulatoren 100 for å forme en komplett sigma-delta ADC 250 på en enkel brikke. For eksempel ved å bruke SiGe BiCMOS teknologi kan 1 -bits utgangsstrømmer fra sigma-delta modulatoren 100 elektrisk være koblet til en inngang til en digital desimator 252, som er formet på det samme substratet 102 som modulatoren 100. Utgangen av desimatoren 252 er elektrisk koblet til en utgangsterminal 254 til sigma-delta ADC 250. Desimatoren 252 konverterer det oversamplede signalet fra sigma-delta modulatoren 100 til et utgangssignal på Nyquist frekvens. Desimatorer er vel kjent i teknikkens stand og vil ikke bli diskutert her.

Fellesintegreringen av desimatoren 252 med sigma-delta modulatoren 100 vil minimalisere antallet av brikke til brikke koblinger som er påkrevd, så vel som å redusere effekttap assosiert med brikke til brikke sammenkoblinger. Overføringen av digitale data fra sigma-delta modulatoren 100 til desimatoren 252 kan finne sted på maksimal klokkerate, det vil si 100% av klokkeraten, med lavt effektforbruk.

Mens bestemte utførelser av oppfinnelsen har blitt beskrevet i detalj, er det å forstå at foreliggende oppfinnelse ikke er begrenset tilsvarende i rekkevidde, men inkluderer alle forandringer, modifikasjoner og ekvivalenter som kommer fra ånden og betingelsene i kravene vedlagt her.

Claims (12)

1. Sigma-delta modulator (100) innbefattende: en første DAC (134) omfattende en første tilbakekoblingssløyfe (146) og en andre DAC (136) omfattende av en andre tilbakekoblingssløyfe (148); et første summerende koblingspunkt (108) tilpasset til å summere et første strømsignal (li) og en tilbakekoblingstrømsignal (I2) fra den andre tilbakekoblingssløyfen (148); et andre summerende koblingspunkt (116) tilpasset til å summere en tredje strømsignal (I3) og en tilbakekoblingstrømsignal (I4) fra den første tilbakekoblingssløyfen (146), og en transkonduktansforsterker (114) elektrisk koblet til en utgang av den første summerendekoblingspunktet (108) og til en inngang av den andre summerende koblingspunktet (116);karakterisert vedet første resonans LC nettverk (110) elektrisk koblet til det første summerende koblingspunktet (108) og tilpasset til å konvertere et strømsignal summert ved det første summerende koblingspunktet (108) til et spenningssignal; og et andre resonans LC nettverk (118) elektrisk koblet til det andre summerende koblingspunktet (116) og tilpasset til å konvertere et strømsignal summert ved det andre summerende koblingspunktet (116) til en spenningssignal, hvor en senterfrekvens i sigma-delta modulatoren blir modifisert ved å bruke minst én av et flertall av mikroelektromekaniske system (MEMS) brytere (204, 208, 212, 220, 224, 228) som er en del av de resonante LC nettverkene (110, 118), og hvor de summerende koblingspunktene (108, 116), transkonduktansforsterkeren (114), DACen ( 134,136,142,144), de resonante LC nettverkene (110,118) og flertallet av mikroelektromekaniske system (MEMS) brytere (204, 208, 212, 220, 224, 228) er på et substratet (102).

2. Sigma-delta modulator i henhold til krav 1, karakterisert vedat i det minste et LC nettverk (110, 118) inkluderer et flertall av kondensatorer (206, 210, 214), og senterfrekvensen i modulatoren (100) blir modifisert ved å legge til og å fjerne i det minste en av flertallet av kondensatorer (206, 210, 214) fra LC nettverket (110) ved å bruke i det minste en av flertallet av MEMS bryterne(204, 208, 212).

3. Sigma-delta modulator i henhold til krav 1 eller 2, karakterisert vedat det i det minste ene LC nettverket (110, 118) inkluderer et flertall av induktorer (222, 226, 230), og et innstillingsområde i modulatoren (100) er modifisert ved å legge til og å fjerne i det minste en av flertallet av induktorene (222,0226,0230) fra LC nettverket (110, 118) ved å bruke i det minste en av flertallet av MEMS bryterne (220, 224, 228).

4. Sigma-delta modulator i henhold til krav 1-3, karakterisert vedat den i det minste ene transkonduktansforsterkeren (114) og den i det minste ene DAC (134, 134, 136, 142, 144) er implementert ved å bruke BiCMOS teknologi.

5. Sigma-delta modulator i henhold til krav 1-4, videre karakterisert vedå innbefatte et digitalt adaptivt kontrollsystem (150).

6. Sigma-delta modulator i henhold til krav 5, karakterisert vedat det digitale adaptive kontrollsystemet (150) justerer i det minste en sløyfeparameter for å beholde stabilitet i sigma-delta modulatoren(lOO).

7. Sigma-delta modulator i henhold til krav 5 eller 6, karakterisert vedat det digitalt adaptive kontrollsystemet (150) justerer senterfrekvensen til modulatoren (100).

8. Sigma-delta modulator i henhold til krav 7, karakterisert vedat senterfrekvensen blir justert til å hoppe fra en av et flertall av frekvenser.

9. Sigma-delta modulator i henhold til krav 1-8, karakterisert vedat sigma-delta modulatoren (100) utfører direkte sampling på radiofrekvenser.

10. Sigma-delta modulator i henhold til kravene 1-9, videre karakterisert vedå innbefatte en lavstøyforsterker (LNA) (106), en driverforsterker (122), en komparator (124), og i det minste et holdeelement (latch) (130, 138).

11. Sigma-delta modulator i henhold til kravene 1-10, karakterisert vedat sigma-delta modulatoren (100) er implementert ved å bruke differensial arkitektur.

12. Sigma-delta modulator i henhold til kravene 1-11, videre karakterisert vedå innbefatte en desimator (252) på substratet (102), hvor desimatoren er operativt koblet til en utgang (128) til sigma-delta modulatoren (100).