NO322242B1

NO322242B1 - Anordning og fremgangsmater for a detektere en kode i et kodet audiosignal

Info

Publication number: NO322242B1
Application number: NO19964062A
Authority: NO
Inventors: James M Jensen; Wendell D Lynch; Michael M Perelshteyn; Robert B Graybill; Sayed Hassan; Wayne Sabin
Original assignee: Ceridian Corp
Priority date: 1994-03-31
Filing date: 1996-09-26
Publication date: 2006-09-04
Also published as: PL180441B1; US20060222179A1; HU0004768D0; US20030081781A1; US6996237B2; NO964062D0; CZ288497B6; HU0004770D0; HU219627B; EP0753226A4; HU0004767D0; FI963827A; GB2302000A; PL177808B1; NZ331166A; PL187110B1; AT410047B; CH694652A5; AU2196995A; GB2302000B8

Description

Foreliggende oppfinnelse vedrører en anordning og en fremgangsmåte for å detektere en kode i et kodet audiosignal, der det kodede audiosignalet har et flertall av frekvenskomponenter som innbefatter et flertall av audiofrekvenssignalkomponenter og minst én kodefrekvenskomponent som har en forutbestemt audiofrekvens og en forutbestemt amplitude for å skille den minst ene kodefrekvenskomponenten fra nevnte flertall av audiofrekvenssignalkomponenter.

I mange år er det foreslått teknikker for blanding av koder med audiosignaler slik at (1) kodene kan reproduseres på en pålitelig måte fra audiosignalene, mens (2) kodene ikke er hørbare når audiosignalene blir reprodusert som lyd. Det er viktig for praktisk anvendelse at begge formål oppfylles. For eksempel vil radiostasjoner og produsenter av radioprogrammer, så vel som de som spiller inn musikk for offentlig utsendelse ikke kunne tillate at hørbare koder inkluderes i deres programmer og opptak.

Teknikker for koding av audiosignaler er blitt foreslått på forskjellige tidspunkter i alle fall i det minste tilbake til US-patent nr. 3,004,104 der det beskrives en fremgangsmåte til koding der audiosignalenergi innen et smalt frekvensbånd ble selektivt fjernet for å kode signalet. Et problem med denne teknikk oppstår når støy eller signalforvrengning gjeninnfører energi i det smale frekvensbånd slik at koden blir tildekket.

I en annen fremgangsmåte, beskrevet i US-patent nr. 3,845,391 er det foreslått å eliminere et smalt frekvensbånd fra audiosignalet og legge en kode i dette. Det er klart at denne teknikk støter på de samme problemer som er angitt i US-patent nr. 3,004,104 og som omhandlet i US-patent nr. 4,703,476.1 US-patent 4,703,476 er det imidlertid bare gjort forsøk på å beskrive en forbedring av fremgangsmåten i US-patent nr. 3,845,391, uten å avvike fra dens grunnleggende løsning.

Det har også blitt foreslått å kode binære signaler ved åspre de binære koder i frekvenser som strekker seg gjennom hele audiobåndet. Et problem med denne foreslåtte fremgangsmåte er at i fravær av audiosignal kan de komponenter som maskerer kodefrek-vensene bli hørbare. Denne fremgangsmåte bygger derfor på at den antatte støylignende karakter for kodene fører til at deres nærvær vil bli oversett av lyttere. Imidlertid vil denne antagelse mange ganger være ugyldig, for eksempel når det gjelder klassisk musikk som innbefatter partier med forholdsvis lite audiosignalinnhold eller under pauser under tale.

Til ytterligere belysning av kjent teknikk nevntes EP 372601 som vedrører overføring av et ytterligere signal sammen med et lydsignal. Det er beskrevet kriterier som kan anvendes for å detektere det ytterligere signal, nemlig frekvensvalg ved hjelp av en korre-lasjonsmottager, amplitude eller frekvensdemodulasjon og amplitude av det ytterligere

signal med hensyn til lydsignalet. Det er også kort beskrevet "ekstrem smal-bånd selek-tivitet" som anvendes til å separere det ytterligere signalet fra lydsignalet, mens detektering av en kodekomponent basert på et støynivå og amplituden av kodekomponenten ikke er nevnt eller antydet.

En ytterligere teknikk er blitt foreslått der dobbelttone multifrekvens- (DTMF) koder blir innført i et audiosignal. DTMF kodene blir detektert basert på deres frekvenser og varigheter. Imidlertid kan audiosignalkomponenter bli mistolket som en eller begge toner i hver DTMF kode slik at detektoren enten kan gå glipp av en kode eller detektoren kan mistolke signalkomponenter som en DTMF kode. Det skal i tillegg påpekes at hver DTMF kode inkluderer en tone som er felles med en annen DTMF kode. Som en følge av dette vil en signalkomponent som svarer til en tone i en annen DTMF kode bli ført sammen med tonen for en DTMF kode som samtidig er tilstede i signalet og dermed re-sulterer i en falsk detektering.

Det er derfor et formål med foreliggende oppfinnelse å komme frem til kode- og deko-deanordninger og fremgangsmåter som overvinner ulempene ved de tidligere foreslåtte teknikker, og der det muliggjøres å inkludere koder i audiosignaler, slik at når det gjelder lyd, er kodene ikke hørbare for det menneskelige øret, men kan påvises på en pålitelig måte i apparatet til dekoding. Videre tilsiktes å muliggjøre dekoding til pålitelig gjenopprettelse av koder som finnes i audiosignalene.

Ifølge oppfinnelsen kjennetegnes den innledningsvis nevnte anordning ved middel for å bestemme en amplitude av frekvenskomponenter i det kodede audiosignal innenfor et

første område av audiofrekvenser som innbefatter den forutbestemte audiofrekvensen av den minst ene kodefrekvenskomponenten, middel for å etablere en støyamplitude på det første området av audiofrekvenser, og middel for å detektere nærværet av den minst ene kodefrekvenskomponenten i det første området av audiofrekvenser basert på den etablerte støyamplituden derav og den bestemte amplituden av frekvenskomponenter deri.

Den innledningsvis nevnte fremgangsmåte kjennetegnes, ifølge oppfinnelsen, ved å bestemme en amplitude for en frekvenskomponent i det kodede audiosignalet innenfor et første område av audiofrekvenser som innbefatter den forutbestemte audiofrekvensen for den minst ene kodefrekvenskomponenten, å etablere en støyamplitude for det første området av audiofrekvenser, å detektere nærværet av den minst ene kodefrekvenskomponenten i det første området av audiofrekvenser basert på den etablerte støyamplituden derav og den bestemte amplituden av frekvenskomponenten deri.

Ytterligere utførelsesformer av anordningen fremgår av de vedlagte, underordnede krav 2 - 26, og ytterligere utførelseformer av fremgangsmåten fremgår av de vedlagte, underordnede krav 28 - 50

De ovenstående og andre formål, trekk og fordeler ved oppfinnelsen vil fremgå av den følgende detaljerte beskrivelse av visse fordelaktige utførelsesformer av denne under henvisning til tegningene som utgjør en del av beskrivelsen og der samsvarende deler er angitt med samme henvisningstall på tegningenes forskjellige figurer.

Fig. 1 er et funksjonsblokkskjema for en koder ifølge et trekk ved foreliggende

oppfinnelse;

fig. 2 er et funksjonsblokkskjema for en digital koder ifølge en utførelse av foreliggende oppfinnelse;

fig. 3 er et blokkskjema for et kodesystem til bruk ved koding av audiosignaler

som fremføres i analog form;

fig. 4 viser spektraldiagrammer ved bruk ved illustrasjon av frekvenssammenset-ningene for forskjellige datasymboler som kodet i utførelsen på fig. 3;

fig. 5 og 6 er funksjonsblokkskjemaer til bruk ved illustrasjon av virkemåten for utfø-relsesformen på fig. 3;

fig. 7A til 7C er flytskjemaer for å illustrere en programvarerutine som anvendes i utførelsesformen på fig. 3; fig. 7D og 7E er flytskjemaer for å vise den alter-native programvarerutine som anvendes i utførelsen på fig. 3;

fig. 7F er en graf som viser en lineær tilnærmelse for maskeringsforhold med en

enkel tone;

fig. 8 er et blokkskjema for en koder som gjør bruk av analoge kretser;

fig. 9 er et blokkskjema for en krets til bestemmelse av vektfaktor i utførelsen på

fig. 8;

fig. 10 er et funksjonsblokkskjema for en dekoder ifølge visse trekk ved foreliggende oppfinnelse;

fig. 11 er et blokkskjema for en dekoder ifølge en utførelse av foreliggende oppfinnelse som gjør bruk av digital signalbehandling;

flg. 12A og 12B er flytskjemaer til bruk ved beskrivelse av virkemåten for dekoderen på

fig. 11;

fig. 13 er et funksjonsblokkskjema for en dekoder ifølge visse utførelser av foreliggende oppfinnelse;

fig. 14 er et blokkskjema for en utførelse av en analog dekoder ifølge foreliggende

oppfinnelse;

fig. 15 er et blokkskjema for en komponentdetektor i utførelsen på fig. 14; og fig. 16 og 17 er blokkskjemaer for apparater ifølge en utførelse av foreliggende oppfinnelse innbygget i et system til frembringelse av overslag over tilhørerantall for vidt utbredt informasjon.

Koding

Foreliggende oppfinnelse går ut på teknikker for å inkludere koder i audiosignaler for å optimalisere sannsynligheten for nøyaktig gjenopprettelse av informasjoner i kodene fra signalene samtidig med at det sikres at kodene ikke er hørbare med det menneskelige øret når den kodede audio reproduseres som lyd selv om frekvensene for kodene faller innenfor det hørbare frekvensområdet.

Det vises først til fig. 1 der det er gjengitt et funksjonsblokkskjema for en koder ifølge et trekk ved foreliggende oppfinnelse. Et audiosignal som skal kodes mottas ved en inngangsklemme 30. Audiosignalet kan, for eksempel, representere et program som skal kringkastes over radio, audiodelen av en fjernsynssending eller en musikkomposisjon eller annen type audiosignal som skal spilles inn på en eller annen måte. Videre kan audiosignalet være en privat kommunikasjon som for eksempel en telefonoverføring eller en personlig innspilling av en eller annen art. Imidlertid er disse eksempler på anvendelse av foreliggende oppfinnelse, og det er ikke hensikten å begrense oppfinnelsens om-fang ved å gi slike eksempler.

Som vist med funksjonsblokken 34 på fig. 1, evalueres muligheten for at en eller flere komponenter i det mottatte audiosignal skal kunne maskere lyder som har frekvenser svarende til frekvensene for frekvenskomponenten eller komponentene som skal til-føyes audiosignalet. Flere evalueringer kan utføres for en enkel kodefrekvens, en egen evaluering kan utføres for hver av en rekke kodefrekvenser, flere evalueringer kan utfø-res for hver av en flerhet av kodefrekvenser eller en eller flere felles evalueringer for flere kodefrekvenser kan utføres eller en kombinasjon av en eller flere av de foregående løsninger kan benyttes. Hver evaluering blir utført basert på frekvensen for en eller flere kodekomponenter som skal maskeres og frekvensen eller frekvensene for audiosignalkomponenten eller komponentene hvis maskeringsevner blir evaluert. Hvis kodekomponenten og den maskerende audiokomponent eller komponenter i tillegg ikke faller innenfor stort sett samtidige signalintervaller slik at de vil bli reprodusert som lyd ved betydelig forskjellige tidsintervaller, kan virkningene av forskjellene i signalintervallene mellom kodekomponenten og komponentene som maskeres og maskeringsprogram-komponenten eller komponentene må da også tas i betraktning.

I visse utførelser foretas det med fordel flere evalueringer for hver kodekomponent ved separat å ta i betraktning mulighetene for at forskjellige deler av audiosignalet skal kunne maskere hver kodekomponent. I en utførelse blir muligheten for hver i en flerhet av stort sett enstonige audiosignalkomponenter til å maskere en kodekomponent evaluert basert på frekvensen for audiosignalkomponenten, dens "amplitude" (slik den her de-fineres) og tidsstyringen som gjelder kodekomponenten og slik maskering blir her betegnet som "tonalmaskering".

Uttrykket "amplitude" slik det her benyttes viser til en hvilken som helst signalverdi eller verdier som kan benyttes til evaluering av maskeringsevne, for å velge størrelsen av en kodekomponent, for å detektere dens nærvær i et reprodusert signal, eller benyttes på annen måte, innbefattende verdier så som signalenergi, effekt, spenning, strøm, styrke og trykk enten det måles på en absolutt eller relativ basis, og enten målingene er øye-blikkelige eller på basis av en samling. Alt etter behov kan amplitude måles som et vin-dusgjennomsnitt, et aritmetisk gjennomsnitt, ved integrering, som en RMS-verdi, som en samling av absolutte eller relative enkeltverdier eller på annen måte.

I andre utførelser blir, i tillegg til evalueringer av tonalmaskering eller i alternativet, muligheten for audiosignalkomponentene innen et forholdsvis smalt frekvensbånd tilstrekkelig nær en gitt kodekomponent til å maskere komponenten evaluert (her betegnet som "smalbånd"-maskering). I enda ytterligere utførelser blir evnen ved flere kodekomponenter i et forholdvis bredt bånd frekvenser til å maskere komponenten evaluert. Etter behov eller slik det passer, evalueres mulighetene for programaudiokomponenter i signalintervaller som ligger foran eller følger etter en eller flere gitte komponenter til å maskere disse på en ikke-samtidig basis. Denne evalueringsmåte er særlig nyttig når audiosignalkomponenter innen et gitt signalintervall har utilstrekkelig store amplituder til å tillate inkludering av kodekomponenter med tilstrekkelig store amplituder i det samme signalintervall slik at de kan skjelnes fra støy.

En kombinasjon av to eller flere tonalmaskeirngsevner, smalbåndsmaskeringsevner og bredbåndsmaskeringsevner (og, om nødvendig eller passende, ikke-samtidige maskeringsevner) blir fortrinnsvis evaluert for flere kodekomponenter. Der kodekomponentene ligger tilstrekkelig tett i frekvens, behøver egne evalueringer ikke utføres for hver av dem.

I visse andre fordelaktige utførelser utføres en glidende tonalanalyse i stedet for separate tonale, smalbånds- og bredbåndsanalyser, noe som fører til at det ikke blir nødvendig å klassifisere programaudio som tonal, smalbånds eller bredbånds.

Der en kombinasjon av maskeringsevner blir evaluert, gir fortrinnsvis hver evaluering en maksimal tillatt amplitude for en eller flere kodekomponenter, slik at ved sammenligning av alle evalueringer som er blitt utført og som gjelder en gitt komponent, kan en maksimumsamplitude velges for denne, noe som vil sikre at hver komponent ikke desto mindre blir maskert med audiosignalet når dette reproduseres som lyd slik at ingen av komponentene kan høres med det menneskelige øret Ved å bringe amplituden for hver komponent opp på et maksimum, blir sannsynligheten for detektering av dens nærvær basert på dens amplitude likeledes best mulig. Naturligvis er det ikke av særlig betyd-ning at den maksimalt mulige amplitude anvendes siden det ved dekoding bare er nød-vendig å skjelne et tilstrekkelig stort antall kodekomponenter fra audiosignalkomponenter og annen støy.

Resultatene fra evalueringene gis som utgang ved 36 på fig. 1 og stilles til rådighet for en kodegenerator 40. Kodegenerering kan foregå på en hvilken som helst av mange forskjellige måter. En særlig fordelaktig teknikk tildeler et unikt sett med kodefrekvenskomponenter til hver av en flerhet av datatilstander eller symboler slik at, under et gitt signalintervall, en tilsvarende datatilstand blir representert ved tilstedeværelse av dens respektive sett med kodefrekvenskomponenter. På denne måte vil interferens med kode-detektering av audiosignalkomponenter bli redusert siden det i en fordelaktig høy pro-sentandel av signalintervallene vil kunne detekteres et tilstrekkelig stort antall kodekomponenter på tross av interferens fra programaudiosignalet med detekteringen av de andre komponenter. Videre blir prosessen med utførelse av maskeringsevalueringer for-enklet der frekvensene for kodekomponentene er kjent før de frembringes.

Andre former for koding kan også benyttes. For eksempel frekvensskiftnøkling (FSK), frekvensmodulasjon (FM), frekvenshopping, spredt spektrumkoding, så vel som kombinasjoner av disse kan anvendes. Ytterligere kodeteknikker som kan anvendes ved utøv-else av foreliggende oppfinnelse vil fremgå av dens beskrivelse.

Data som skal kodes blir mottatt ved en inngang 42 for kodegeneratoren 40 og denne reagerer ved å frembringe sin unike gruppe av kodefrekvenskomponenter og ved å tildele en amplitude til hver basert på de evalueringer som blir mottatt fra utgangen 36. Kodefrekvenskomponentene som frembringes på denne måte tilføres en første inngang til en summeringskrets 46 som mottar audiosignalet som skal kodes ved en andre inngang. Kretsen 46 legger kodefrekvenskomponentene sammen med audiosignalet og utmater et kodet audiosignal ved en utgangsklernme SO. Kretsen 46 kan være enten en analog eller en digital summeringskrets avhengig av formen på de signaler som tilføres. Summe-ringsfunksjonen kan også implementeres med programvare, og i så tilfelle, benyttes en digital prosessor til å utføre maskeringsevalueringen og for å frembringe koden kan den også benyttes til å summere koden med audiosignalet. I en utførelse blir koden tilført

som tidskontrollområdets data i digital form som så blir summert med tidsverdiområdets audiodata. I en annen utførelse blir audiosignalet omformet til frekvenskontroUområdet i digital og lagt sammen med koden som likeledes er representert som digitale frekvenskontrollområdedata. For de fleste anvendelser blir de summerte frekvenskontrollområdedata så omformet til tidskontrollområdedata.

Av det følgende vil det sees at maskeringsevalueringen så vel som kodeproduksjons-funksjonene kan utføres enten ved digital eller analog behandling eller ved kombinasjoner av digital og analog behandling. Mens audiosignalet kan mottas i analog form ved inngangsklemmen 30 og legges sammen med kodekomponentene i analog form av kretsen 46 som vist på fig. 1, kan i tillegg i alternativet audiosignalet omformes til digital form når det blir mottatt, legges sammen med kodekomponentene i digital form og utmatet i enten digital eller analog form. Når, for eksempel, signalet skal registreres på en kompakt disk (CD) eller på et digitalt audiobånd, kan det utmates i digital form, mens det hvis det skal kringkastes med vanlig radio eller fjernsynssendeteknikker, kan utmates i analog form. Forskjellige andre kombinasjoner av analog og digital behandling kan også benyttes.

I visse utførelser blir kodekomponentene for bare ett kodesymbol om gangen inkludert i audiosignalet. I andre utførelser blir imidlertid komponentene for flere kodesymboler inkludert samtidig i audiosignalet. I visse utførelser kan, for eksempel, komponentene for et symbol ha et frekvensbånd og komponentene for et annet symbol ha et annet frekvensbånd samtidig. I dette alternativ kan komponentene for et symbol ligge i samme bånd som et annet eller i et overlappende bånd så lenge deres komponenter kan skjelnes fra hverandre, for eksempel ved tildeling av forskjellige frekvenser eller frekvensintervaller.

En utførelsesform for en digital koder er vist på fig. 2.1 denne utførelse blir et audiosignal i analog form mottatt ved en inngangsklemme 60 og omformet til digital form med en A/D omformer 62. Det digitaliserte audiosignal blir tilført for maskeringsevaluering, som antydet funksjonsmessig i blokken 64, og etter dette blir det digitaliserte audiosignal delt opp i frekvenskomponenter, for eksempel, med hurtig Fourier transform (FFT), småbølgetransform, eller annen tid-nl-frekvenskontrollområdetransformasjon, eller ellers ved digital filtrering. Deretter blir maskeringsevnene for audiosignalrfekvenskom-ponentene innen frekvensbinger av interesse evaluert for deres tonalmaskeirngsevne, smalbånds maskeringsevne og bredbånds maskeringsevne (og om nødvendig eller passende, for ikke-samtidig maskeringsevne). Alternativt blir maskeringsevnene for audiosignalfrekvenskomponenter i frekvensbingene som er av interesse evaluert med en glidende tonalanalyse.

Data som skal kodes blir mottatt ved inngangsklemme 68 og, for hver datatilstand svarende til et gitt signalintervall, frembringes den tilhørende gruppe med kodekomponenter som angitt med den signalgenererende funksjonsblokk 72, og underkastet nivåjustering som angitt med blokken 76 som også blir tilført de maskeringsevalueringer som er av interesse. Signalgenereringen kan foregå, for eksempel, ved hjelp av en oppslagstabell som lagrer hver av kodekomponentene som tidskontrollområdedata eller ved interpole-ring av lagrede data. Kodekomponentene kan enten lagres permanent eller frembringes ved initialisering av systemet på fig. 2 og deretter lagret i et minne, som for eksempel et RAM, for å bli utmatet etter behov som reaksjon på data som motas ved klemmen 68. Verdiene for komponentene kan også beregnes på det tidspunkt da de frembringes.

Nivåjustering foretas for hver av kodekomponentene basert på de gyldige maskeringsevalueringer som omhandlet ovenfor, og kodekomponentene hvis amplitude er blitt justert for å sikre at de ikke er hørbare, tilføyes til det digitaliserte audiosignal som angitt med summeringssymbolet 80. Alt etter størrelsen på den tid som er nødvendig for å ut-føre de foregående prosesser, kan det være ønskelig å forsinke det digitale audiosignal som antydet ved 82 ved midlertidig lagring i et minne. Hvis audiosignalet ikke blir forsinket, blir, etter at et FFT og maskeringsevaluering er blitt utført for et første intervall av audiosignalet, de amplitudejusterte kodekomponenter tilføyet til et andre intervall av audiosignalet, som følger etter det første intervall. Hvis audiosignalet blir forsinket, kan imidlertid de amplitudejusterte kodekomponenter i stedet føyes til det første intervall og en samtidig maskeringsevaluering kan dermed benyttes. Hvis videre den del av audiosignalet som ligger i det første intervall videre oppviser en større maskeringsevne for en kodekomponent som er tilføyet under det andre intervall enn den del av audiosignalet som ligger i det andre intervall ville by på for kodekomponenten under det samme intervall, kan en amplitude tildeles kodekomponenten basert på de ikke-samtidige maskeringsevner for den del av audiosignalet som ligger i det første intervall. På denne måte kan både samtidige og ikke-samtidige maskeringsevner evalueres og en optimal amplitude kan tildeles hver kodekomponent basert på den mer fordelaktige evaluering.

For visse anvendelser, som for eksempel kringkasting, eller som analog registrering (som på en vanlig båndkassett), blir det kodede audiosignal i digital form omformet til analog form med en digital-til-analogomformer (DAC) 84. Hvis signalet imidlertid skal overføres eller registreres i digital form, kan DAC 84 utelates.

De forskjellige funksjoner som er vist på fig. 2 kan implementeres, for eksempel, med en digital signalprosessor eller med en personlig dator (PC), arbeidsstasjon, prosessor-enhet eller annen digital dator.

Fig. 3 er et blokkskjema for et kodesystem til bruk ved koding av audiosignaler som til-føres i analog form, som for eksempel, i et vanlig kringkastingsstudio. I systemet på fig.

3 vil en vertsprosessor 90 som kan, for eksempel, være en personlig dator overvåke valg og frembringelse av informasjon som skal kodes for å bli inkludert i et analog audiosignal mottatt ved en inngangsklemme 94. Vertsprosessoren 90 er koblet med et tastatur 96 og en monitor 100 som, for eksempel, en bildemonitor slik at en bruker kan velge en

ønsket melding som skal kodes ved valg fra en meny med tilgjengelige meldinger som vises på monitoren 100. En typisk melding som skal kodes i et kringkastet audiosignal kunne innbefatte informasjon om stasjonsidentifikasjon eller kanalidentifikasjon, pro-gramidentifikasjon eller segmentinformasjon og/eller en tidskode.

Straks den ønskede melding er kommet som inngang til vertsprosessoren 90, går vertsprosessoren videre med å gi utgangsdata som representerer symbolene for meldingen til en digital signalprosessor (DSP) 104 som går videre med å kode hvert symbol som mottas fra vertsprosessoren 90 i form av et unikt sett med kodesignalkomponenter som beskrevet i det følgende. I en utførelse frembringer vertsprosessoren en fire-tilstands data-strøm, dvs. en datastrøm hvori hver dataenhet kan anta en av fire distinkte datatilstander som hver representerer et unikt symbol, innbefattende to synkroniseirngssymboler betegnet som "E" og "S" og to meldingsinformasjonssymboler "1" og "0", der hvert av disse representerer en tilhørende binær tilstand. Det skal påpekes at et hvilket som helst antall distinkte datatilstander kan benyttes. For eksempel kan i stedet for to meldingsinformasjonssymboler tre datatilstander representeres med tre unike symboler som gir en tilsvarende større mengde informasjon til overføring med en datastrøm av en gitt størr-else.

Når for eksempel programmaterialet representerer tale, er det fordelaktig å overføre et symbol for en forholdsvis lenger tidsperiode enn når det gjelder programaudio som har et vesentlig mer sammenhengende energiinnhold for å gi plass for de naturlige pauser eller gap som finnes i en tale. For å sikre at informasjonsrundganget er tilstrekkelig høyt i dette tilfellet, kan antallet mulige meldingsinformasjonssymboler med fordel økes. For symboler som representerer opp til fem biter, vil symboloverføirngslengder på to, tre og fire sekunder gi stadig økende sannsynligheter for riktig dekoding. I noen utførelser blir et startsymbol ("E") dekodet når (i) energien i FFT bingene for dette symbol er størst, °g 00 gjennomsnittsenergien minus det standard avvik for energi for dette symbol er større enn gjennomsnittsenergien pluss det gjennomsnittlige standardavvik for energien for alle symboler, og (iii) formen på energi i forhold til tidskurven for dette symbol har en i det vesentlige klokkeform med toppverdi ved den midlertidige grense mellom symbolene.

I utførelsen på fig. 3 vil, når DSP 104 har mottatt symbolene for en gitt melding som skal kodes, DSP 104 reagere ved frembringelse av et unikt sett med kodefrekvenskomponenter for hvert symbol som blir tilført ved en utgang 106. Det vises også til fig. 4 som gjengir spektraldiagrammer for hver av de fire datasymboler S, E, 0 og 1 i det data-sett som er beskrevet ovenfor som eksempel. I denne utførelse blir symbolet S, som vist på fig. 4, representert med en unik gruppe på ti kodefrekvenskomponenter f} til f\ Q anordnet med like frekvensintervaller i et område som strekker seg fra en frekvensverdi som er så vidt større enn 2 kHz til en frekvensverdi som er så vidt mindre enn 3 kHz. Symbolet E er representert med en andre unik gruppe på ti kodefrekvenskomponenter fl i til f2o anordnet i frekvensspekteret med like intervaller fra en første frekvensverdi som er så vidt større enn 2 kHz opp til en frekvensverdi som er så vidt mindre enn 3 kHz, der hver av kodekomponentene f\ \ til f20 har en unik frekvensverdi som er forskjellig fra alle andre i samme gruppe så vel som fra alle frekvensene f\ til f\ q. Symbolet 0 er representert med en ytterligere gruppe på ti kodefrekvenskomponenter fj\ til f$0 også anordnet med like frekvensintervaller fra en verdi som er så vidt større enn 2 kHz opp til en verdi som er så vidt mindre enn 3 kHz, og der hver av disse har en unik frekvensverdi som er forskjellig fra alle andre i samme gruppe så vel som fra alle frekvensene f] til fjo- Sluttlig er symbolet 1 representert med en ytterligere unik gruppe på ti kodefrekvenskomponenter f3i til Crø også anordnet med like frekvensintervaller fra en verdi som er så vidt større enn 2 kHz til en verdi som er så vidt mindre enn 3 kHz, slik at hver av komponentene f3i til f40 får en unik frekvensverdi forskjellig fra enhver av de andre frekvenskomponenter f] til f4fj. Ved å bruke flere kodefrekvenskomponenter for hver datatilstand slik at kodekomponentene for hver tilstand i det vesentlige blir skilt fra hverandre i frekvens, vil tilstedeværelse av støy (som for eksempel ukodede audiosignalkomponenter eller annen støy) i et felles detekteringsbånd sammen med en kodekomponent for en gitt datatilstand, ha mindre sannsynlighet for å interferere med detekteringen av de gjenværende komponenter for denne datatilstand.

I andre utførelser er det fordelaktig å representere symbolene med flere frekvenskomponenter, for eksempel ti kodetoner eller frekvenskomponenter som ikke er ensartet fordelt i frekvens, og som ikke har samme forskyvning fra symbol til symbol. Å unngå et hel-hetlig forhold mellom kodefrekvenser for et symbol ved gruppering av tonene, reduserer virkningene av interfrekvenssvevning og romnull, dvs. punkter der ekkoer fra romveg-ger interfererer med riktig dekoding. De følgende sett med kodetonefrekvenskomponen-ter for de fire symboler (0, 1, S og E) er frembrakt for å dempe virkningene av romnull, der fi til fi o representerer respektive kodefrekvenskomponenter for hvert av de fire symboler (uttrykt i Hertz):

I de eksempler som er gjengitt ovenfor varierer generelt sett spektralinnholdet for koden forholdsvis lite når DSP 104 veksler sin utgang fra en hvilken som helst av datatilstandene S, E, 0 og 1 til en hvilken som helst annen av disse. Ifølge et trekk ved oppfinnelsen, i visse fordelaktige utførelser, blir hver kodefrekvenskomponent i hvert symbol stilt i par med en frekvenskomponent for hver av de andre datatilstander slik at forskjellen mellom disse er mindre enn den kritiske båndbredde for dette. For et hvilket som helst par rene toner er den kritiske båndbredde et frekvensområde innen hvilket frekvensad-skillelsen mellom de to toner kan varieres uten særlig økning av lydstyrken. Siden frek-vensadskillelsen mellom sammenstående toner når det gjelder hver av datatilstandene S, E, 0 og 1 er den samme, og siden hver tone for hver av datatilstandene S, E, 0 og 1 blir stilt i par med en respektiv tone for hver av de andre av disse, slik at forskjellen i frekvens mellom dem er mindre enn den kritiske båndbredde for dette par, vil det være stort sett ingen endring i lydstyrke ved forflytning av en eller annen av datatilstandene S, E, 0 og 1 til en hvilken som helst av de andre av disse når de reproduseres som lyd. Videre, ved å redusere forskjellen i frekvens mellom kodekomponentene i hvert par, blir de relative sannsynligheter for detektering av hver datatilstand når den blir mottatt ikke særlig påvirket av frekvenskarakteristikkene i overføringsbanen. En ytterligere fordel ved å stille komponenter for forskjellige datatilstander i par slik at de kommer forholdsvis tett til hverandre i frekvens, er at en maskeringsevaluering som utføres for en kodekomponent i en første datatilstand stort sett vil være nøyaktig for en tilsvarende komponent i en neste datatilstand når veksling av tilstandene finner sted.

Med det uensartede mønster for kodetoneavstander sees det som et alternativ, for å redusere virkningene av romnull, at de frekvenser som er valgt for hver av kodefrekvenskomponentene f\ til f] q blir gruppert rundt en frekvens, for eksempel er frekvenskomponentene for fi, f2 og f3 plassert i nærheten av 10SS Hz, 1180 Hz respektivt 1340 Hz. I denne utførelse som er et eksempel ligger tonene i avstander fra hverandre på to ganger FFT oppløsningen, for eksempel, for en oppløsning på 4 Hz, ligger tonene som vist i avstand fra hverandre på 8 Hz og er valgt slik at de befinner seg i midten av frekvensområdet for en FFT (Fast Fourier Transform) binge. Dessuten blir rekkefølgen for de forskjellige frekvenser som er tildelt kodefrekvenskomponentene f\ til fjQ variert i hver gruppe for å representere de forskjellige symboler 0,1, S og E. For eksempel blir frekvensene for komponentene f\, f"2 og f3 som svarer til symbolene (0,1, S, E), (S, E, 0, 1) og (E, S, 1,0) valgt fra høyeste til laveste frekvens, dvs. (1046,9,1054,7, 1062,5, 1070,3), (1179,7, 1187,5, 1195,3,1203,1), (1328,1,1335,9, 1343,8, 1351,6). En fordel ved dette mønster er at selv om det finnes et romnull som interferer med riktig mottagning av en kodekomponent, blir i alminnelighet samme tone eliminert fra hvert av symbolene slik at det blir lettere å dekode et symbol fra de øvrige komponenter. Hvis et romnull i motsetning til dette eliminerer en komponent fra et symbol, men ikke fra et annet symbol, blir det vanskeligere å dekode symbolet riktig.

Det skulle være klart at i alternativet kan enten mer eller mindre enn fire separate datatilstander eller symboler anvendes for koding. Videre kan hver datatilstand eller hvert symbol representeres ved mer eller mindre enn ti kodetoner, og selv om det er å fore-trekke at det samme antall toner benyttes for å representere hver av datatilstandene er det ikke nødvendig i alle anvendelser at antallet av kodetoner som benyttes for å representere hver datatilstand er det samme. Hver av kodetonene skiller seg i frekvens fortrinnsvis fra alle andre kodetoner for å gjøre sannsynligheten for å skjelne mellom hver av datatilstandene ved dekoding best mulig. Det er imidlertid ikke nødvendig for alle anvendelser at ingen av kodetonerfekvensene deles av to eller flere datatilstander.

Fig. 5 er et funksjonsblokkskjema som det vises ved forklaring av den kodeoperasjon som foretas av utførelsen på fig. 3. Som nevnt ovenfor mottar DSP 104 data fra vertsprosessoren 90, til angivelse av sekvensen av datatilstander som skal gis som utgang fra DSP 104 som respektive grupper av kodefrekvenskomponenter. Det er fordelaktig at DSP 104 stiller opp en oppslagstabell som representerer tidskontrollområde for hver av kodefrekvenskomponentene f] til f4ø som så blir lagret i en RAM i denne, representert av minnet 110 på fig. 5. Som reaksjon på de data som mottas fra vertsprosessoren 90, frembringer DSP (digital signalprosessor) 104 en tilhørende adresse som legges inn på en adresseinngang til minnet 110 som angitt ved 112 på fig. 5 for å få minnet 110 til som utgang, å gi data for tidskontrollområde for hver av de ti frekvenskomponenter som svarer til den datatilstand som skal gis som utgang på dette tidspunkt.

Med henvisning også til fig. 6 som er et funksjonsblokkskjema for å vise bestemte ope-rasjoner som utføres av DSP 104, lagrer minnet 110 en sekvens med verdier for tidskontrollområde for hver av frekvenskomponentene for hvert av symbolene S, £, 0 og 1.1 denne særlige utførelse blir, siden kodefrekvenskomponentene ligger fra omtrent 2 kHz opp til omtrent 3 kHz, et tilstrekkelig stort antall utvalg av tidskontrollområdet lagret i minnet 110 for hver av frekvenskomponentene f] til £40 slik at de kan utmates med én takt høyere enn Nyquist-rfekvensen for den kodekomponent som har den høyeste frekvens. Kodekomponenter for tidskontrollområdet utmates med en passende høy takt fra minnet 110 som lagrer tidskontrollområdets komponenter for hver av de kodefrekvenskomponenter som representerer en på forhånd bestemt varighet slik at (n) komponenter for tidskontrollområdet blir lagret for hver av kodefrekvenskomponentene f\ til £40 for (n) tidsintervallet ti til tn som vist på fig. 6. Hvis for eksempel symbolet S skal kodes under et gitt signalintervall under det første intervall t\, vil minnet 110 utmate tidskontrollområdets komponenter f} til fjo svarende til dette intervall som lagret i minnet 110. Under det neste intervall vil tidskontrollområdets komponenter f\ til fjo for intervallet ti utmates fra minnet 110. Denne prosess fortsetter sekvensielt for intervallene t3 til tn og tilbake til t\ inntil varigheten av det kodede symbol S er utløpt.

I stedet for å utmate alle ti kodekomponenter, for eksempel f\ til f\ Q, under et tidsintervall, blir i visse utførelser bare de av kodekomponentene som ligger innenfor den kritiske båndbredde for tonene i audiosignalet utmatet. Dette er en generelt sett konservativ løsning for å sikre at kodekomponentene ikke er hørbare.

Det vises igjen til fig. 5 der DSP 104 også tjener til åjustere amplitudene på tidskontrollområdets komponentutgang fra minnet 110 slik at når kodefrekvenskomponentene blir reprodusert som lyd, vil de være maskert med komponenter fra audiosignalet de er blitt inkludert i, slik at de ikke er hørbare med det menneskelige øret. Som en følge av dette blir DSP 104 også tilført det audiosignal som mottas ved inngangsklemmen 94 etter hensiktsmessig filtrering og analog-til-digitalomforming. Mer bestemt inkluderer koderen på fig. 3 et analogt båndpassfilter 120 som er hovedsakelig tjener til å fjerne audiosignalfrekvenskomponenter utenfor et bånd som er av interesse for evaluering av maskeringsevnen for det mottatte audiosignal som i den foreliggende utførelse strekker seg fra omtrent 1,5 kHz til omtrent 3,2 kHz. Filteret 120 tjener også til å fjerne høyfrekvens-komponenter i audiosignalet som kan skape aliasering når signalet senere digitaliseres med en analog-til-digitalomformer (A/D) 124 som arbeider med en tilstrekkelig høy ut-valgstakt.

Som vist på fig. 3 tilføres det digitaliserte audiosignal fra A/D 124 til DSP 104 der, som angitt ved 130 på fig. 5, programaudiosignalet underkastes frekvensområdeseparasjon. I denne særlige utførelse blir frekvensområdeseparasjonen utført som en hurtig Fourier transform (FFT) som foretas periodisk med eller uten tidsbestemt overlapping for å frembringe på hverandre følgende frekvensbinger som hver har en på forhånd bestemt frekvensbredde. Andre teknikker er tilgjengelige for utskillelse av frekvenskomponentene i audiosignalene, som for eksempel småbølgetransform, diskret Walsh Hadamard transform, diskret Hadamard transform, diskret kosinus transform så vel som forskjellige digitale filtreringsteknikker.

Straks DSP 104 har skilt ut frekvenskomponentene i det digitaliserte audiosignal i de på hverandre følgende frekvensbinger som nevnt ovenfor, fortsetter den med å evaluere evnen for de forskjellige frekvenskomponenter som finnes i audiosignalet til å maskere de forskjellige kodekomponentutganger med minnet 110 og med å frembringe de respektive amplitudejusteringsfaktorer som tjener til åjustere amplitudene på de forskjellige kodefrekvenskomponenter slik at de vil bli maskert av programaudio når de reproduseres som lyd slik at de ikke vil bli hørbare med det menneskelige øret. Disse prosesser er representert av blokken 134 på fig. 5.

For audiosignalkomponenter som stort sett er samtidige med kodefrekvenskomponentene de skal maskere (men som ligger foran kodefrekvenskomponentene med en kort tidsperiode), blir maskeringsevnen for programaudiokomponentene evaluert på en tonal basis så vel som på en smalbånds maskeringsbasis og på en bredbånds maskeringsbasis, som beskrevet i det følgende. For hver kodefrekvenskomponent som utmates på et gitt tidspunkt fra minnet 110, blir en tonemaskeirngsevne evaluert for hver i en flerhet av audiosignalfrekvenskomponenter basert på energinivået i hver av de respektive binger som disse komponenter faller i så vel som basert på frekvensforholdet for hver binge i forhold til kodefrekvenskomponenten. Evalueringen i hvert tilfelle (tonemessig, smal-bånd og bredbånd) kan ta form av en amplitudejusteringsfaktor eller annet mål som gjør det mulig for en kodekomponentamplitude åbli tildelt slik at kodekomponenten blir maskert av audiosignalet. Som et alternativ kan evalueringen være en glidende toneanalyse.

Når det gjelder smalbåndsmaskering, blir i dette tilfellet for hver respektive kodefrekvenskomponent energiinnholdet i frekvenskomponenter under et på forhånd bestemt nivå i det på forhånd bestemte frekvensbånd innbefattende den respektive kodefrekvenskomponent evaluert for å frembringe en separat evaluering av maskeringsevne. I visse utførelser blir smalbåndsmaskeringsevnen målt basert på energiinnholdet i de audiosignalfrekvenskomponenter som ligger under det gjennomsnittlige bingeenerginivået i det på forhånd bestemte frekvensbånd. Ved denne utførelse blir energinivåene for komponentene under energinivåene for komponentene under den gjennomsnittlige bingeenergi (som en komponentterskel) summert for å frembringe et smalbånds energinivå som en tilsvarende smalbånds maskeringsevaluering for den respektive kodekomponent blir identifisert i forhold til. Et annet forskjellig smalbånds energinivå kan i stedet frembringes ved valg av en annen komponentterskel enn det gjennomsnittlige energinivå.

Videre, i ytterligere utførelser, blir det gjennomsnittlige energinivå for alle audiosignalkomponenter i det på forhånd bestemte frekvensbånd i stedet benyttet som smalbånds energinivået for tildeling av en smalbånds maskeringsevaluering til den respektive kodekomponent. I enda ytterligere utførelser blir det totale energiinnhold i audiosignalkomponentene innen det på forhånd bestemte frekvensbånd i stedet benyttet, mens i andre utførelser et minimum komponentnivå i det på forhånd bestemte frekvensbånd benyttes for dette formål.

Sluttlig, i visse utførelser blir bredbånds energiinnholdet i audiosignalet bestemt for å evaluere evnen audiosignalet har til å maskere den respektive kodefrekvenskomponent på en bredbånds maskeringsbasis. I denne utførelse er bredbånds maskeringsevalueringen basert på det minste smalbånds energinivå som finnes i løpet av de smalbånds maskeringsevalueringer som er beskrevet ovenfor. Dette betyr at hvis fire separate på forhånd bestemte frekvensbånd er blitt undersøkt i løpet av evalueringen av smalbåndsmaskeringen som beskrevet ovenfor, og bredbåndsstøy forutsettes å inkludere det minste smalbånds energinivået blant alle de fire på forhånd bestemte frekvensbånd (uansett hvorledes de er bestemt), blir dette minste smalbånds energinivå multiplisert med en faktor som er lik forholdet mellom frekvensområdene alle fire smalbånd spenner over og båndbredden for det på forhånd bestemte frekvensbånd som har det minste smalbånds energinivå. Det resulterende produkt angir et tillatelig samlet kodeenergj-nivå. Hvis det samlede tillatte kodeenerginivå betegnes med P, og koden innbefatter ti kodekomponenter, blir hver tildelt en amplitudejusteringsfaktor for å skape et kompo-nentenerginivå som er 10 dB mindre enn P. I alternativet blir bredbåndsstøy beregnet for et på forhånd bestemt forholdsvis bredt bånd som omfatter kodekomponentene ved å velge en av de teknikker som er omhandlet ovenfor for å anslå smalbånds energinivået, mens det i stedet benyttes audiosignalkomponentene gjennom det på forhånd bestemte, forholdsvis brede bånd. Straks bredbåndsstøyen er blitt bestemt på den måte som er valgt, blir en tilsvarende bredbånds maskeringsevaluering tildelt hver respektiv kodekomponent.

Amplitudejusteringsfaktoren for hver frekvenskomponent blir så valgt basert på at én av tone-, smalbånds- og bredbånds-maskeirngsevalueringer gir det høyeste tillatte nivå for den respektive komponent. Dette gir den høyeste sannsynlighet for at hver respektiv kodefrekvenskomponent vil kunne skjelnes fra ikke-audiosignalstøy samtidig med at det sikres at den respektive kodefrekvenskomponent vil bli maskert slik at den ikke er hør-bar for det menneskelige øret.

Amplitudejusteirngsfaktorene velges for hver tone-, smalbånds- og bredbåndsmaskering basert på de følgende faktorer og omstendigheter. Når det gjelder tonemaskering, blir faktorene tildelt på basis av frekvensene for de audiosignalkomponenter hvis maskeringsevner er blitt evaluert og frekvensen eller frekvensene for kodekomponentene som skal maskeres. Videre vil et gitt audiosignal over et hvilket som helst valgt intervall ha evne til å maskere en gitt kodekomponent i samme intervall (dvs. samtidig maskering) med et maksimumsnivå som er større enn det hvormed det samme audiosignal over det valgte intervall er i stand til å maskere den samme kodekomponent som opptrer før eller etter det valgte intervall (dvs. ikke-samtidig maskering). Forholdene under hvilke det kodede audiosignal vil bli ført av et publikum eller annen lyttergruppe, vil det også fortrinnsvis bli tatt hensyn til. Hvis for eksempel fjernsynsaudio skal kodes, må forvreng-ningsvirkningene ved et typisk lyttermiljø fortrinnsvis tas i betraktning siden visse frekvenser i slike miljøer blir dempet mer enn andre. Mottaker- og reproduksjonsutstyr (som for eksempel grafiske utjevningsanordninger) kan skape tilsvarende virkninger. Virkninger som er knyttet til miljø og utstyr kan utlignes ved valg av tilstrekkelig lave amplitudejusteringsfaktorer for å sikre maskering under forventede forhold.

I visse utførelser blir bare en av tone-, smalbånds- eller bredbåndsmaskeringsevnene evaluert. I andre utførelser blir to av disse typer maskeringsevner evaluert, og i enda andre typer blir alle tre benyttet.

Ved bestemte utførelser anvendes en glidende toneanalyse for å evaluere maskeringsevnen i audiosignalet. En glidende toneanalyse tilfredsstiller i alminnelighet maskerings-reglene for smalbåndsstøy, bredbåndsstøy og enkle toner uten å kreve klassifisering av audiosignalet. Ved en glidende toneanalyse blir audiosignalet betraktet som et sett med enkeltstående toner der hvert sett er sentrert i en respektiv FFT frekvensbinge. Generelt sett beregner den glidende toneanalyse først energien i audiosignalet i hver FFT binge. Deretter blir for hver kodetone maskeringsvirkningene for de enkeltvise toner i audiosignalet i hver FFT binge, som er skilt ut i frekvens fra kodetonen med ikke mer enn den kritiske båndbredde for audiotonen, evaluert basert på audiosignalenergien i hver slik binge ved bruk av maskeringsforholdene for enkeltstående tonemaskering. Maskeringsvirkningene for alle de relevante enkeltvise toner i audiosignalet blir summert for hver kodetone og deretter justert når det gjelder antall toner innen den kritiske båndbredde for audiosignaltonene og justert alt etter hvor komplisert audiosignalet er. Som forklart nedenfor, blir i visse utførelser kompleksiteten i programmaterialet erfarings-messig basert på forholdet mellom energi i de relevante toner i audiosignalet og rotsum-men av kvadrater av energi i slike audiosignaltoner. Kompleksiteten tjener som grunn-lag for det faktum at smalbåndsstøy og bredbåndsstøy hver for seg gir meget bedre mas-keringsvirkninger enn det som fåes fra en enkel summering av tonene som benyttes til modellering av smalbåndsstøy og bredbåndsstøy.

I visse utførelser som gjør bruk av en glidende toneanalyse blir et på forhånd bestemt antall utvalg av audiosignalet først underkastet en stor FFT som byr på høy oppløsning, men krever lenger behandlingstid. Deretter blir på hverandre følgende deler av det på forhånd bestemte antall utvalg underkastet en forholdsvis mindre FFT som er hurtigere, men byr på mindre oppløsning. Amplitudefaktorene som finnes fra den store FFT blir ført sammen med de som finnes fra de mindre FFT utførelser som i alminnelighet svarer til tidsvekting av den høyere "frekvensnøyaktige" store FFT med den høyere "tidsnøy-aktighet" for den mindre FFT.

Straks en passende amplitudejusteringsfaktor er blitt valgt for hver av kodefrekvenskomponentene som er utgang fra minnet 110, vil i utførelsen på flg. 5 DSP 104 justere amplituden på hver av kodefrekvenskomponentene tilsvarende som angitt i funksjonsblokken "amplitudejustering" 114.1 andre utførelser blir hver kodefrekvens i utgangspunktet frembrakt slik at dens amplitude passer til den respektive justeringsfaktor. Det vises også til flg. 6 der amplitudejusteirngsoperasjonen for DSP 104 i denne utførelse multipliserer de ti valgte av tidskontrollområdets kodefrekvenskomponenters verdier f\ til f4Q for det pågående tidsintervall ti til.tn med en tilhørende amplitudejusteringsfaktor Gj\i til Gaio °8 deretter fortsetter DSP 104 å tilføye de amplitudejusterte tidskon-trollområdekomponenter for å frembringe et sammensatt kodesignal som føres til utgangen 106. På fig. 3 og 5 blir det sammensatte kodesignal omformet til analog form med en digital-til-analogomformer (DAC) 140 og blir dermed tilført en første inngang på en summeringskrets 142. Summeringskretsen 142 mottar audiosignalet fra inngangsklemmen 94 ved en andre inngang og legger det sammensatte analoge kodesignal til det analoge audiosignal for å føre frem et kodet audiosignal ved en utgang 146.

Benyttet til radiosendinger vil det kodede audiosignal modulere en bærebølge og blir kringkastet over luften. Anvendt i NTSC fjernsynssendinger vil den kodede audiosig-nalfrekvens modulere en underbærer og blir blandet med et sammensatt videosignal slik at det sammensatte signal kan benyttes til å modulere en kringkastningsbærer for over-føring over luften. Radio- og fjernsynssignalene kan naturligvis også overføres på kabel (for eksempel vanlig kabel eller fiberoptisk kabel) via satelitt eller på annen måte. For andre anvendelser kan den kodede audio spilles inn enten for utsendelse i innspilt form eller for senere kringkasting eller annen vid spredning. Kodet audio kan også anvendes i punkt-til-punktoverføringer. Forskjellige andre anvendelser og overføringer samt inn-spillingsteknikker skulle gi seg selv.

Fig. 7A til 7C er flytskjemaer for å illustrere en programvarerutine som utføres av DSP 104 for å få i stand evalueringen av tone-, smalbånds- og bredbåndsmaskeringsfunksjo-ner som beskrevet ovenfor. Fig. 7A viser en hovedsløyfe for programvaren i DSP 104. Programmet initialiseres med en kommando fra vertsprosessoren 90 (trinn ISO), hvor-etter DSP 104 initialiserer sitt programvareregjster (trinn 1S2) og går deretter videre i trinn 154 for å beregne de uvektede data for tidskontrollområdets kodekomponent som vist på fig. 6, og disse blir så lagret i minnet for å bli lest ut ved behov til frembringelse av tidskontrollområdets kodekomponenter som nevnt ovenfor. I alternativet kan dette trinn utelates hvis kodekomponentene blir lagret permanent i et ROM eller et ikke-flyk-tig lager. Det er også mulig å beregne kodekomponentdataene når det er behov for det selv om dette fører til større belastning av behandlingen. Et annet alternativ er å frembringe uvektede kodekomponenter i analog form og deretter justere amplitudene for de analoge komponenter ved hjelp av vektfaktorer frembrakt av en digital prosessor.

Straks tidskontrollområdets data er blitt beregnet og lagret i trinn 156, vil DSP 104 sende ut en anmodning til vertsprosessoren 90 om koding av en neste melding. Meldingen er en streng med tegn, hele tall eller andre sett med datasymboler som på en unik måte identifiserer kodekomponentgruppene som skal gis som utgang av DSP 104 i en rekkefølge som er bestemt på forhånd av meldingen. I andre utførelser bestemmer verten som kjenner utgangsdatatakten for DSP på sin egen hånd når en neste melding skal tilføres den digitale signalprosessor (DSP) ved å stille inn en passende tidsmåler og til-føre meldingen ved en tidsavbruddstilstand. I en ytterligere alternativ utførelse blir en dekoder koblet til utgangen fra DSP 104 for å motta utgangskodekomponenten slik at disse kan dekodes og meldingen kan tilbakeføres til vertsprosessoren som utgang fra DSP, hvorved verten kan bestemme når en ytterligere melding skal tilføres DSP 104.1 ytterligere andre utførelser utføres funksjonene i vertsprosessoren 90 og DSP 104 med en enkel prosessor.

Straks den neste melding er blitt mottatt fra vertsprosessoren etter trinn 156, går DSP videre med å frembringe kodekomponentene for hvert symbol i meldingen i rekkefølge og med å frembringe de kombinerte vektede kodefrekvenskomponenter ved sin utgang 106. Denne prosess er gjengitt som en sløyfe med etiketten 160 på fig. 7A.

Ved inngang i den sløyfe som er angitt med 160 vil DSP 104 åpne tidsavbruddene 1 og 2 og deretter gå inn i en delrutine 162 for å "beregne vektfaktorer" som beskrevet i forbindelse med flytskjemaene på fig. 7B og 7C. Det skal først vises til fig. 7B der DSP etter inngang i delrutinen 162 for å beregne vektfaktorene først bestemmer om et tilstrekkelig antall audiosignalutvalg er blitt lagret for å muliggjøre utførelse av en høyoppløs-nings FFT for å analysere spektralinnholdet i audiosignalet under det seneste på forhånd bestemte audiosignalintervall som antydet i trinn 163. Ved start må et tilstrekkelig antall audiosignalutvalg først samles til utførelse av FFT. Hvis det imidlertid anvendes en overlappende FFT under påfølgende rundgang gjennom sløyfen, behøver tilsvarende færre datautvalg bli lagret før den neste FFT utføres.

Som det sees av fig. 7B, forblir DSP i en stram sløyfe ved trinn 163 i påvente av den nødvendige samling av utvalg. Ved hvert tidsmåleravbrudd 1 gir A/D 124 et nytt digita-lisert utvalg av programaudiosignalet og dette blir samlet i en databuffer for DSP 104 som angitt med delrutinen 164 på fig. 7A.

Det vises igjen til fig. 7B der, straks et tilstrekkelig stort antall utvalgsdata er blitt samlet av DSP, behandlingen fortsetter i et trinn 168 der den ovennevnte høyoppløsnings FFT utføres på audiosignaldatautvalgene fra det siste audiosignalintervall. Deretter, som angitt ved 170, blir en tilhørende vektfaktor eller en faktor for amplitudejustering beregnet for hver av de ti kodefrekvenskomponenter i symbolet som på dette tidspunkt blir kodet. I et trinn 172 blir den av frekvensbingene som fremkom ved den høyoppløsende FFT (trinn 168) som skapte evnen til å maskere det høyeste nivå for den respektive kodekomponent på en enkeltonebasis (den "dominante tone") bestemt på den måte som er omhandlet ovenfor.

Som vist på fig. 7C, blir i et trinn 176 vektfaktoren for den dominante tone bestemt og opprettholdt for sammenligning med relative maskeringsevner som frembringes med smalbånds- og bredbåndsmaskering, og hvis den finnes å være den mest effektive maskering, blir den benyttet som vektfaktoren for innstilling av amplituden for kodefrekvenskomponenten som nå foreligger. I et påfølgende trinn 180 utføres en evaluering av smalbånds- og bredbåndsmaskeringsevnene på den måte som er beskrevet ovenfor. Deretter, i et trinn 182, blir det bestemt om smalbåndsmaskeringen gir den beste maskeringsevne for den respektive kodekomponent, og hvis så er tilfellet, blir i et trinn 184 vektfaktoren oppdatert basert på smalbåndsmaskeringen. I et påfølgende trinn 186 blir det bestemt om bredbåndsmaskering gir den beste maskeringsevne for den respektive kodefrekvenskomponent, og hvis så er tilfellet, blir i trinn 190 vektfaktoren for den respektive kodefrekvenskomponent justert og basert på bredbåndsmaskering. Deretter, i trinn 192, blir det bestemt om vektfaktorene som er valgt for hver av kodefrekvenskomponentene skal utmates på dette tidspunkt for å representere det nåværende symbol, og hvis ikke, blir sløyfen reinitialisert for å velge en vektfaktor for den neste kodefrekvenskomponent. Hvis imidlertid vektfaktorene for alle komponentene er blitt valgt, blir delrutinen avsluttet som angitt i trinn 194.

Ved opptreden av tidsmåleravbruddet 2 fortsetter behandlingen til en delrutine 200 der de funksjoner som er vist på fig. 6 ovenfor blir utført. Dvs. at i delrutinen 200 blir vektfaktorene som ble beregnet i løpet av delrutinene 162 benyttet til å multiplisere de respektive tjdsmålerkontrollområdeverdier for det pågående symbol som skal utmates og deretter blir de vektede verdier for tidsmålerkontrollområdets kodekomponenter føyet til og utmatet som et vektet sammensatt kodesignal til digital/analogomformeren (DAC) 140. Hvert kodesymbol utmates i en på forhånd bestemt tidsperiode der behandlingen etter utløpet av denne går tilbake til trinn 156 fra trinn 202.

Fig. 7D og 7E er flytskjemaer som viser implementering av den glidende tonemessige analyseteknikk til evaluering av maskeringsvirkningen med et audiosignal. I trinn 702 blir forskjellige verdier initialisert som for eksempel størrelse målt i utvalg for en stor FFT og en mindre FFT, antallet av mindre FFT for hver stor FFT og antall kodetoner pr. symbol, for eksempel 204S, 256,8 og 10.

I trinnene 704-708 blir et antall utvalg svarende til en FFT analysert. I trinn 704 frembringes audiosignalutvalgene. I trinn 706 fremkommer energien i programmaterialet i hver FFT binge. I trinn 708 fremkommer for hver av tonene den tillatte kodetoneenergi i hver tilsvarende FFT binge under hensyntagen til virkningen av alle relevante audiosignaltoner i denne binge. Flytskjemaet på fig. 7E viser trinn 708 mer i detalj.

Ved trinnene 710-712 blir et antall utvalg svarende til en mindre FFT analysert på en måte som svarer til trinnene 706-708 for en større FFT. I trinn 714 blir de tillatte kode-energier som finnes fra den store FFT i trinn 708 og den mindre FFT i trinn 712 ført sammen for den del av utvalgene som har gjennomgått en mindre FFT. I trinn 716 blir kodetonene blandet med audiosignalet for å danne kodet audio og ved trinn 718 kommer den kodede audio som utgang til DAC 140. Ved trinn 720 blir det besluttet om trinnene 710-718 skal gjentas, dvs. om det finnes deler av audiosignalutvalgene som har gjennomgått en større FFT, men ikke en mindre FFT. Deretter, ved trinn 722, blir et neste antall utvalg svarende til en stor FFT analysert hvis det foreligger flere audiout-valg.

Fig. 7E viser mer i detalj trinnene 708 og 712 for beregning av den tillatte kodeenergi i hver FFT binge. Generelt sett vil denne prosedyre modellere audiosignalet som omfattende et sett med toner (se eksempler nedenfor), beregner maskeringseffekten for hver audiosignaltone på hver kodetone, summerer maskeringseffektene og justerer tettheten for kodetonene og kompleksiteten i audiosignalet.

I trinn 752 blir det bånd som er av interesse bestemt. For eksempel kan den båndbredde som benyttes for koding være 800 Hz - 3200 Hz og utvalgsrfekvensen være 44100 utvalg/sek. Den startende binge begynner ved 800 Hz, og den avsluttende binge ender ved 3200 Hz.

Ved trinn 754 blir maskeringseffekten for hver relevant audiosignaltone på hver kode i denne binge bestemt ved bruk av maskeringskurven for en enkel tone og kompensasjon for FFT bingebredden for audiosignal som ikke er null ved bestemmelse av (1) en første maskeringsverdi basert på den antagelse at all audiosignalenergi ligger ved den øvre enden av bingen, og (2) en andre maskeringsverdi basert på den antagelse at all audiosignalenergi ligger ved den nedre enden av bingen og deretter velges den av de første og andre maskeringsverdier som er minst.

Fig. 7F viser en tilnærmelse av en enkeltonemaskeringskurve for en audiosignaltone ved en frekvens på fPGM som er omtrent 2200 Hz i dette eksempel ifølge Zwislocki, J.J., "Masking: Experimental and Theoretical Aspects of Simultaneous, Forward, Backward and Central Masking", 1978, hos Zwicker m.fl., Psvchoacoustics: Facts and Models. s. 283-316, Springer-Verlag, New York. Bredden på det kritiske bånd (CB) blir definert av Zwislocki som:

Med de følgende definisjoner og ved å la "maskereren" være audiosignaltonen blir:

AVBRPT 0,3 /+/- 0,3 kritiske bånd/

TOPPFAKT = 0,025119 / -16 dB fra maskereren/

SVEVFAKT = 0,002512 / -26 dB fra maskereren/

mNEG = -2,40 / -24 dB pr. kritisk bånd/

mPOS = -0,70 / -7 dB pr. kritisk bånd/

kf = kodefrekvens

mf = maskererfrekvens

kbånd = kritisk bånd rundt fpGM

maskeringsfaktoren, mfaktor, kan da beregnes slik:

avbrpt = kbånd <*> AVBRPT

hvis den ligger på den negative helning av kurven på fig. 7F,

mfaktor = TOPPFAKT <*> 10<**> (mNEG<*> mf-avbrpt-kf)/kbånd)

hvis den ligger på den flate del av kurven på fig. 7F,

mfaktor = SVEVFAKT

hvis den ligger på den positive helning av kurven på fig. 7F,

mfaktor = TOPPFAKT <*> 10<**> (mPOS <*> kf-avbrpt-mf)/kbånd)

Mer bestemt blir en første mfaktor beregnet på den antagelse at all audiosignalenergi ligger ved den nedre ende av dens binge, og deretter beregnes en andre mfaktor under den antagelse at all audiosignalenergi ligger ved den øvre ende av dens binge, og den minste av de første andre mfaktorer velges som den maskeringsverdi som frembringes med audisignaltonen for den valgte kodetone. I trinn 754 blir denne behandling utført for hver relevant audiosignaltone for hver kodetone.

I trinn 756 blir hver tone justert med hver av maskeringsfaktorene som svarer til audiosignaltonene. I denne utførelse blir maskeringsfaktoren multiplisert med audiosignalenergien i den relevante binge.

Ved trinn 758 blir resultatet av multiplikasjonen av maskeringsfaktorene med audiosignalenergien summert for hver binge for å komme frem til en tillatt energi for hver kodetone.

I trinn 760 blir de tillatte kodetoneenergier justert for antallet av kodetoner i en kritisk båndbredde på hver side av den kodetone som blir evaluert og for kompleksiteten i audiosignalet. Antall kodetoner i det kritiske bånd, KTSUM, blir talt. usteringsfaktoren, JUSTFAKT, er gitt med:

JUSTFAKT = GLOBAL * (PSUM/PRSS)1>5 / KTSUM

der GLOBAL er en nedsettende faktor som tar hensyn til koderens unøyaktighet på grunn av tidsforsinkelser i FFT utførelsen, (PSUM/PRSS)1^ er en empirisk korrek-sjonsfaktor for kompleksitet, og 1/KTSUM ganske enkelt representerer deling av audiosignalenergien over alle de kodetoner den skal maskere. PSUM er summen av maskerende toneenerginivåer tildelt maskeringen av den kodetone hvis JUSTFAKT blir bestemt. Roten av summen av energikvadrater (PRSS) er gitt som:

For eksempel, under antagelse av en samlet maskerende toneenergi i et bånd er likt fordelt blant en, to og tre toner, får man:

PRSS måle således maskeringsenergiens topping (økende verdier) eller utspredning (av-tagende verdier) for programmaterialet.

I trinn 762 på fig. 7E blir det bestemt om det finnes noen flere binger i båndet som er av interesse, og i så tilfelle, blir de behandlet som beskrevet ovenfor.

Det vil nå bli gitt eksempler på maskeringsberegninger. Et audiosignalsymbol på 0 dB forutsettes slik at verdiene som fremkommer blir maksimum kodetoneenergier i forhold til audiosignalenergien. Det blir gitt fire tilfeller: en enkel 2500 Hz tone, tre toner ved 2000,2500 og 300 Hz, smalbåndstøy modellert som 75 toner i det kritiske bånd sentrert ved 2600, dvs. 75 toner som er likt fordelt ved 5 Hz i 2415 til 2785 Hz området, og bredbåndsstøy modellert som 351 toner med like avstander på 5 Hz i området fra 1750 til 3250 hz. For hvert eksempel blir et resultat som er beregnet med glidende toneanalyse (STA) sammenlignet med det beregnede resultat ved valg av den beste av den enkle tone-, smalbåndsstøy- og bredbåndsstøyanalyser.

For eksempel i den glidende tonemessige analyse (STA) for eksempelet med enkel tone, er maskeringstonen 2500 Hz svarende til en kritisk båndbredde på 0,002 * 25001»5 + 100 = 350 Hz. Avbruddspunktene for kurven på fig. 7F er ved 2500 ±0,3<*>350 eller 2395 og 2605 Hz. Kodefrekvensen på 1976 sees å ligge på den negativt hellende del av kurven på fig. 7F slik at maskeringsfaktoren er: mfaktor = 0,025119 <*> 10-2,4 <*> (2500 -105-1975)/350

= 3,364 <*> 10-<5>

= -44,7 dB

Det ligger tre kodetoner i det kritiske bånd på 1976 Hz slik at maskeringsenergien blir delt mellom dem:

Dette resultat blir avrundet til -50 dB som vist øverst til venstre på utvalgsberegningsta-blelen.

I "Best av 3 "-analysen blir tonemessig maskering beregnet i henhold til enkelttonemeto-den som er forklart ovenfor i forbindelse med fig. 7F.

I "Best av 3"-analysen blir smalbånds støymaskering beregnet ved først å beregne gjennomsnittsenergien over et kritisk bånd som er sentrert på frekvensen for den kodetone

som er av interesse. Toner med energi som er større enn gjennomsnittsenergien blir ikke betraktet som en del av støyen og blir fjernet. Summeringen av den gjenværende energi er energien i smalbåndsstøyen. Den maksimalt tillatte kodetoneenergi er -6 dB av smal-båndets støyenergi for alle kodetoner innen en kritisk båndbredde for den kodetone som er av interesse.

I "Best av 3 "-analysen blir maskering av bredbåndstøy beregnet ved beregning av smal-båndsstøyens energi for kritiske bånd som er sentrert ved 2000,2280,2600 og 2970 Hz. Den minste resulterende smalbåndsstøyenergi blir multiplisert med forholdet mellom den totale båndbredde og den tilsvarende kritiske båndbredde for å finne bredbåndsstøy-energien. Hvis for eksempel det 2600 Hz sentrerte bånd som har en 370 Hz kritisk båndbredde er minimumsverdien, blir dets smalbåndsstøyenergi multiplisert med 1322 Hz / 370 Hz = 3,57 for å frembringe bredbåndsstøyenergien. Den tillatte kodetoneenergi er -3 dB av bredbåndsstøyenergien. Der det finnes ti kodetoner, vil maksimum energi som er tillatt for hver være 10 dB mindre eller -13 dB av bredbåndsstøyenergien.

De glidende tonemessige analyseberegninger sees stort sett å svare til "Best av 3"-beregningene, noe som viser at den glidende tonemessige analyse er en robust fremgangsmåte. I tillegg er resultatene som fremkommer ved glidende tonemessig analyse når det gjelder flere toner å være bedre, dvs. tillate større kodetoneenergier enn "Best av 3"-analysen, noe som angir at den glidende tonemessige analyse er egnet også for tilfeller som ikke passer direkte inn i en av "Best av 3 "-beregningene.

Det vises nå til fig. 8 som er en utførelse vist i blokkform for en koder som gjør bruk av analoge kretser. Den analoge koder mottar et audiosignal i analog form ved en inngangsklemme 210 hvorfra audiosignalet føres videre som innmatning til N komponent-generatorkretser 220] til 220^ der hver av disse frembringer en respektiv kodekomponent Ci til Cfsj. For enkelthets skyld og hensyn til klarheten er bare komponentgeneratorkretsene 220] og 220N vist på fig. 8. For på en styrbar måte å frembringe kodekomponentene for et respektivt datasymbol som skal inkluderes i audiosignalet for å danne et kodet audiosignal, er hver av komponentgeneratorkretsene matet med tilhørende data ved inngangsklemmen 222} til 222^ som tjener som en åpningsinngang for den tilhør-ende komponentgeneratorkrets. Hvert symbol blir kodet som et delsett av kodekomponentene Ci til Cfsj ved valgbar påtrykning av et åpningssignal på visse av komponentgeneratorkretsene 220i til 220N. De frembrakte kodekomponenter som tilsvarer hvert datasymbol innmates til en summeringskrets 226 som mottar inngangsaudiosignalet fra inngangsklemmen 210 ved en ytterligere inngang og tjener til å summere kodekomponentene med inngangsaudiosignalet for å frembringe det kodede audiosignal som fremkommer ved en utgang på summeringskretsen.

Hver av komponentgeneratorkretsene har samme konstruksjon og innbefatter hver sin krets 230} til 230^ til beregning av vektfaktor, en tilhørende signalgenerator 2321 til 232n og en tilhørende vekslmgskrets 234j til 234^. Hver av signalgeneratorene 232\ til 232n frembringer hver sin egen kodekomponentfrekvens og mater den frembrakte komponent til den tilhørende vekslingskrets 234j til 234^, der hver av disse har en andre inngang koblet til jord og en utgang koblet til en inngang en tilhørende av multi-pliseringskretser 236\ til 236jvj. Etter mottak av en åpningsinngang ved de respektive datainngangsklemmer 222] til 222^j, vil hver av vekslingskretsene 2341 til 234>j svare ved å koble utgangen fra den tilhørende signalgenerator 232] til 232^ til inngangen for den tilsvarende av multipliseirngskretsene 2361 til 236^. Ved fravær av et åpningssignal ved datainngangen vil imidlertid hver vekslingskrets 234] til 234^ koble sin utgang til den jordkoblede inngang slik at utgangen fra den tilsvarende multiplikator 236\ til 236n ligger på en nullverdi.

Hver krets 23 0\ til 23On til bestemmelse av vektfaktor tjener til å evaluere den evne frekvenskomponentene i audiosignalet har innen et tilsvarende frekvensbånd for disse til å maskere kodekomponenten som blir frembrakt av den tilsvarende generator 232 \ til 232n for å frembringe en vektfaktor som blir tilført en inngang til den tilsvarende mul-tipliseringskrets 236] til 236N for åjustere amplituden på den tilsvarende kodekomponent for å sikre at denne vil bli maskert av den del av audiosignalet som er blitt evaluert av kretsen til bestemmelse av vektfaktoren. På fig. 9 er konstruksjonen for hver av kretsene 230] til 230N til bestemmelse av vektfaktoren vist i blokkform som et eksempel på en krets med henvisningstallet 230. Kretsen 230 innbefatter et maskeringsfilter som mottar audiosignalet ved en inngang til kretsen og tjener til å skille den del av audiosignalet som skal benyttes til å frembringe en vektfaktor der denne skal tilføres den respektive av multiplikatorene 236 \ til 236jsj. Karakteristikkene for maskeringsfilteret er videre valgt for å vekte amplitudene for audiosignalfrekvenskomponentene i henhold til deres relative evner til å maskere den respektive kodekomponent.

Den del av audiosignalet som er valgt av maskeringsfilteret 240 blir tilført en absoluttverdikrets 242 der det frembringes en utgang som representerer en absoluttverdi for en del av signalet i det frekvensbånd som slippes gjennom av maskeringsfilteret 240. Utgangen fra kretsen 242 for absoluttverdi tilføres som en inngang til en skaleringsforster-ker 244 med en forsterkning som er valgt for å frembringe et utgangssignal som, når det multipliseres med utgangen fra den tilsvarende vender 234j til 234jsj vil frembringe en kodekomponent ved utgangen fra den tilhørende multiplikator 2361 til 236^ som vil sikre at den multipliserte kodekomponent blir maskert av den valgte del av audiosignalet som slippes gjennom maskeringsfilteret når det kodede audiosignal blir reprodusert som lyd. Hver krets 230] til 230^ til bestemmelse av vektfaktor frembringer derfor et signal som representerer en evaluering av den evne den valgte del av audiosignalet har til å maskere den tilsvarende kodekomponent.

I andre utførelser av analoge kodere i henhold til foreliggende oppfinnelse finnes det flere kretser til bestemmelse av vektfaktorer for hver kodekomponentgenerator og hver av de mange kretser til bestemmelse av vektfaktor svarende til en gitt kodekomponent evaluerer den evne en annen del av audiosignalet har til å maskere den bestemte komponent når det kodede audiosignal reproduseres som lyd. For eksempel kan det finnes en flerhet av slike kretser til bestemmelse av vektfaktor der hver av disse evaluerer den evne en del av audiosignalet har innen et forholdsvis smalt frekvensbånd (slik at audiosignalenergi innen dette bånd etter all sannsynlighet vil bestå av en enkel frekvenskomponent) til å maskere den respektive kodekomponent når det kodede audiosignal blir reprodusert som lyd. En ytterligere krets til bestemmelse av vektfaktor kan også finnes for den samme respektive kodekomponent til evaluering av evnen i audiosignalenergien innen et kritisk bånd som har kodekomponentfrekvensen som en sentrumsfrekvens til å

maskere kodekomponenten når det kodede audiosignal blir reprodusert som lyd.

Selv om de forskjellige deler av utførelsesformen på fig. 8 og 9 bygger på analoge kretser, skal det i tillegg påpekes at de samme funksjoner som utføres av disse analoge kretser også kan virkeliggjøres helt eller delvis med digitale kretser.

Dekoding

Dekodere og dekodemetoder som er særlig egnede for dekoding av audiosignaler som er kodet med teknikk i henhold til oppfinnelsen som beskrevet ovenfor, så vel som generelt for dekoding av koder som er innbefattet i audiosignaler som for eksempel koder som kan skjelnes fra disse signaler basert på amplitude, vil nå bli beskrevet. I henhold til visse trekk ved foreliggende oppfinnelse og under henvisning til funksjonsblokkskje-maet på fig. 10, blir tilstedeværelse av en eller flere kodekomponenter i et kodet audiosignal detektert ved etablering av en forventet amplitude eller amplituder for den ene eller flere kodekomponenter basert på enten eller begge av audiosignalnivået og et ikke-audiosignalstøynivå som angitt i funksjonsblokken 250. Et eller flere signaler som representerer en slik forventet amplitude eller amplituder blir tilført ved 252 på fig. 10 for å påvise tilstedeværelse av kodekomponenten ved detektering av et signal svarende til den forventede amplitude eller amplituder som angitt med funksjonsblokken 254. Dekodere i henhold til foreliggende oppfinnelse er særlig godt egnede til påvisning av tilstedeværelse av kodekomponenter som er maskert med andre komponenter i audiosignalet siden amplitudeforholdet mellom kodekomponentene og de andre audiosignalkomponenter i en viss utstrekning er forhåndsbestemt.

Fig. 11 er et blokkskjema for en dekoder i henhold til en utførelse av foreliggende oppfinnelse der det benyttes digital signalbehandling for å trekke ut koder fra det kodede audiosignal som mottas av dekoderen i analog form. Dekoderen på fig. 11 har en inngangsklemme 260 der det kodede analoge audiosignal mottas og som, for eksempel, kan være et signal som er tatt opp med en mikrofon, innbefattende fjernsyns- eller radiosendinger som reproduseres som lyd i en mottager eller forøvrig slike kodede analoge audiosignaler som forekommer i form av elektriske signaler direkte fra en mottaker. Et kodet analogt audiosignal av denne type kan også frembringes ved reproduksjon av et lydopptak, for eksempel fra en CD (kompaktplate) eller båndkassett. Analoge kondisjo-neringskretser 262 er koblet til inngangen 260 for å motta det kodede analoge audiosignal og for å tjene til å utføre signalforsterkning, automatisk forsterkningsstyring og anti-aliaserende lavpassfiltrering før analog-til-digitalomformningen. I tillegg kan de analoge kondisjoneirngskretser 262 tjene til å utføre en båndpassfiltrerende operasjon for å sikre at signalutgangen fra dette blir begrenset til et frekvensområde hvori kodekomponentene kan opptre. De analoge kondisjoneirngskretser 262 gir som utgang de behandlede analoge audiosignaler til en analog-til-digitalomformer (A/D) 263 som omformer de mottatte signaler til digital form og fører disse til en digital signalprosessor (DSP) 266 som behandler de digitaliserte analoge signaler for å påvise tilstedeværelse av kodekomponenter og for å bestemme de kodesymboler de representerer. Den digitale signalprosessor 266 er koblet til en minne 270 (omfattende både program- og datalag-rende minner) og med inngang/utgang (I/U) kretser 272 for å motta eksterne kommandoer (for eksempel en kommando om å initialisere dekoding eller en kommando om å gi lagrede koder som utgang) og for å utmate dekodede meldinger.

Virkemåten for den digitale dekoder på fig. 11 når det gjelder å dekode audiosignaler som er kodet ved hjelp av apparatet på fig. 3 vil nå bli beskrevet. De analoge kondisjo-neringskretser 262 tjener til å båndpassfiltrere de kodede audiosignaler med et passbånd som strekker seg fra omtrent 1,5 kHz til 3,1 kHz og den digitale signalprosessor 266 ut-valgsbehandler de filtrerte analoge signaler med en passende høy takt. Det digitaliserte audiosignal blir så med DSP 266 delt opp i frekvenskomponentområder eller binger ved FFT behandling. Mer bestemt blir en overlappende vindusformet FFT (Fast Fourier Transform) utført på et på forhånd bestemt antall av de seneste datapunkter slik at en ny FFT kan utformes periodisk etter mottagning av et tilstrekkelig antall nye utvalg. Dataene blir vektet som omhandlet i det følgende, og FFT utføres for å frembringe et på forhånd bestemt antall frekvensbinder der hver har en på forhånd bestemt bredde. Energien B(i) for hver frekvensbinge i et område som omfatter kodekomponentfrekvensene blir beregnet av DSP 266.

Et støynivåanslag utføres rundt hver binge hvori en kodekomponent kan opptre. Der dekoderen på fig. 11 blir benyttet for å dekode signaler som er kodet med utførelsen på fig. 3, finnes det således 40 frekvensbinger hvori en kodekomponent kan forekomme. For hver slik frekvensbinge blir et støynivå anslått som vist i det følgende. Først blir en gjennomsnittsenergi E(j) i frekvensbingene innen et vindu som strekker seg i frekvens over og under den bestemte frekvensbinge som er av interesse j (dvs. den binge hvori kodekomponenten kan opptre) beregnet i henhold til det følgende forhold: der i = (j-w) —> (j+w) og w representerer utstrekningen av vinduet over og under den binge som er av interesse i antallet av binger. Deretter blir et støynivå NS(j) i frekvensbinge j anslått i henhold til den følgende formel:

der Bn(i) er lik B(i) (energinivået i binge i) hvis B(i) < £(j) og B(i) ellers er lik null, og 5(i) er lik 1 hvis B(i) < E(j) og 6(i) ellers er lik null. Det betyr at støykomponenter antas å inkludere de komponenter som har et nivå mindre enn det gjennomsnittlige energinivå i det bestemte vinduet som omgir bingen av interesse og dermed innbefatter audiosignalkomponenter som faller under det gjennomsnittlige energinivå.

Straks støynivået for den binge som er av interesse er blitt anslått, anslåes det et signal-til-støyforhold for denne binge SNR(j) ved divisjon av energinivået B(j) i bingen som er av interesse med det anslåtte støynivået NS(j). Verdiene for SNR(j) anvendes både til å påvise tilstedeværelse og tidsstyring av synkroniseringssymbolene så vel som tilstandene for datasymbolene som beskrevet nedenfor. Forskjellige teknikker kan anvendes for å sette audiosignalkomponentene ut av betraktning som kodekomponenter på statis-tisk basis. For eksempel kan det antas det at den binge som har det høyeste signal-til-støyforhold innbefatter en audiosignalkomponent. En annen mulighet er å utelukke de binger som har et signal-til-støyforhold (j) over en på forhånd bestemt verdi. Enda en annen mulighet er å sette ut av betraktning de binger som har det høyeste og/eller det laveste signal-til-støyforhold SNR(j).

Benyttet til å påvise tilstedeværelser av koder i audiosignaler som er kodet ved hjelp av apparatet på fig. 3, samler apparatet på fig. 11 de data som indikerer tilstedeværelse av kodekomponenter i hver av de binger som er av interesse gjentatt for i det minste en ho-veddel av det på forhånd bestemte intervall hvori det kan finnes et kodesymbol. Som en følge av dette blir den foregående prosess gjentatt flere ganger og data om komponent-tilstedeværelse blir samlet for hver binge som er av interesse i løpet av denne tidsramme. Teknikker for oppstilling av passende deteksjonstidsrammer basert på bruken av synkroniseirngskoder vil bli omhandlet mer i detalj i det følgende. Straks DSP 266 har samlet slike data for den tidsramme det gjelder, vil den bestemme hvilke av de mulige kodesignaler som var tilstede i audiosignalet på den måte som er omhandlet i det følgende. DSP 266 lagrer så det detekterte kodesymbol i minnet 270 sammen med et tidsmerke for å identifisere tidspunktet da symbolet ble påvist basert på et internt takt-signal i DSP. Deretter, som reaksjon på en passende kommando til DSP 266 mottatt via I/U kretsen 272, får DSP minnet 270 til å utmate de lagrede kodesymboler og tidsmer-ker via I/U kretsene 272.

Flytskjemaene på fig. 12A og 12B viser den operasjonssekvens som utføres av DSP 266 ved dekoding av et symbol som er kodet i det analoge audiosignal mottatt ved inngangsklemmen 260. Det vises først til fig. 12A der DSP 266 etter initialisering av dekodepro-sessen går inn i en hovedprogramsløyfe ved trinn 450 der det stiller et flagg SYNK slik at DSP 266 først begynner operasjonen med å påvise tilstedeværelse av synksymbolene £ og S i inngangsaudiosignalet i en på forhånd bestemt meldingsrekkefølge. Straks trin-net 450 er utført, vil DSP 266 anrope en delrutine DET som er vist i flytskjemaet på fig. 12B for å søke etter tilstedeværelse av kodekomponenter som representerer synksymbolene i audiosignalet.

Det vises nå til fig. 12B, der i trinn 454, DSP samler og lagrer utvalg fra inngangsaudiosignalet gjentatte ganger inntil et tilstrekkelig antall er blitt lagret til utførelse av den FFT som er beskrevet ovenfor. Straks dette er fullført, blir de lagrede data underkastet en vektefunksjon som for eksempel en kosinuskvadrert vektefunksjon, Kaiser-Bessel-funksjon, Gaussisk (Poisson) funksjon, Hanning-funksjon eller annen passende vektefunksjon som angitt ved trinn 456 for vindusforming av dataene. Der kodekomponentene er tilstrekkelig distinkte, er vekting imidlertid ikke nødvendig. De vindusformede data blir så underkastet en overlappet FFT som angitt med trinn 460.

Straks FFT er blitt fullført i et trinn 462, blir SYNK-flagget prøvet for å se om det er stilt (i så tilfelle er et synksymbol ventet) eller tilbakestilt (i hvilket tilfelle et databit-symbol er ventet). Siden DSP i utgangspunktet stiller SYNK-flagget for å påvise tilstedeværelse av kodekomponenter som representerer synksymbol er, går programmet videre til et trinn 466 der frekvenskontrollområdedata som fåes ved hjelp av FFT i trinn 460 blir evaluert for å bestemme om slike data indikerer tilstedeværelsen av komponenter som representerer et E synksymbol eller et S synksymbol.

For å påvise tilstedeværelse og tidsstyring av synkroniseringssymbolene bestemmes først summen av verdiene for SNR(j) for hvert mulig synksymbol og datasymbol. På et gitt tidspunkt under prosessen med påvisning av synkroniseringssymboler vil et bestemt symbol bli ventet. Som et første trinn i påvisningen av det ventede symbol, blir det bestemt om summen av dets tilsvarende verdier SNR(j) er større enn for noen av de andre. Hvis så er tilfelle, settes det opp en deteksjonsterskel basert på støynivåene i de frekvensbinger som kan inneholde kodekomponenter. Dette betyr at siden, ved hvert gitt tidspunkt, bare ett kodesymbol er inkludert i det kodede audiosignal, vil bare en fjerde-del av bingene som er av interesse inneholde kodekomponenter. De gjenværende tre fjerdedeler vil inneholde støy, dvs. programaudiokomponenter og/eller annen ekstern energi. Deteksjonsterskelen frembringes som et gjennomsnitt for verdiene SNR(j) for alle førti av frekvensbingene som er av interesse, men kan justeres med en multiplika-sjonsfaktor for å ta hensyn til virkningene av omgivende støy og/eller for å utligne en observert feiltakt.

Når deteksjonsterskelen er stilt opp på denne måte, blir summen av verdiene SNR(j) for det ventede synkroniseringssymbol sammenlignet med deteksjonsterskelen for å bestemme om verdien er større enn terskelen eller ikke. I så tilfelle, blir det anmerket en gyldig deteksjon av det ventede synkroniseirngssymbol. Straks dette er fullført, som angitt ved trinn 470, går programmet tilbake til hovedbehandlingssløyfen på fig. 12A i trinn 472 der det (som forklart i det følgende) bestemmes om mønsteret for de dekodede data tilfredsstiller på forhånd bestemte kvalifiseringskriterier. Hvis ikke, går prosessen tilbake til trinn 450 for å begynne på nytt et søk etter tilstedeværelse av et synksymbol i audiosignalet, men hvis disse kriterier tilfredsstilles, bestemmes det om det ventede synkmønster (dvs. den ventede sekvens med symboler E og S) er blitt fullt ut mottatt og påvist, som angitt ved trinn 474.

Etter det første rundgang gjennom delrutinen DET vil imidlertid utilstrekkelige data ha blitt samlet til å bestemme om mønsteret tilfredsstiller kvalifiseringskriteriene slik at fra trinn 474 går prosessen tilbake til delrutine DET for å utføre en ytterligere FFT og evaluering for tilstedeværelse av et synksymbol. Etter at delrutinen DET er blitt utført et på forhånd bestemt antall ganger da prosessen går tilbake til trinn 472, bestemmer DSP om de samlede data tilfredsstiller kvalifrseringskriteriene for et synkmønster.

Dvs. straks DET har blitt utført i det på forhånd bestemte antall ganger, er et tilsvarende antall evalueringer blitt utført i trinn 466 av delrutinen DET. Det antall ganger et "E"

symbol ble funnet benyttes i en utførelse som et mål på verdien av "E" symbolets energi under den tilsvarende tidsperiode. Imidlertid kan andre mål på "E" symbolenergien (som for eksempel det samlede av "E" bingers signal-til-støyforhold som overskrider gjennomsnittlig bingeenergi) benyttes i stedet. Etter av delrutinen DET igjen er kalt opp og en ytterligere evaluering er utført i trinn 466, blir i trinn 472 denne nyeste evaluering lagt til de som er samlet under det på forhånd bestemte intervall og den eldste evaluering blant de som tidligere er samlet blir forkastet. Denne prosess fortsetter under flere rundgang gjennom DET delrutinen og i trinn 472 søkes det etter en toppverdi i "E" symbolets energi. Hvis en slik topp ikke finnes, fører dette til en bestemmelse om at synk-mønsteret ikke er blitt funnet slik at prosessen går tilbake fra trinn 472 til trinn 450 for å stille et SYNK-flagg på nytt og igjen begynne søket etter et synkmønster.

Hvis imidlertid et maksimum for "E" signalenergien er funnet, vil evalueringsprosessen som utføres i trinn 472 etter delrutinen DET 452 fortsette hver gang ved bruk av samme antall evalueringer fra trinn 466, men ved å forkaste den eldste evaluering og legge til den nyeste slik at et glidende datavindu anvendes for dette formål. Etter hvert som prosessen fortsetter, etter et på forhånd bestemt antall av rundganger i trinn 472, blir det bestemt om en overkrysning fra "E" symbolet til "S" symbolet har funnet sted. Dette blir bestemt i en utførelse som det punkt der den samlede verdi for "S" bingens signal-til-støyforhold som er resultatet fra trinn 466 i det glidende vindu først overskrider den samlede verdi for "E" bingens signal-til-støyforhold under det samme intervall. Straks et overkrysningspunkt av denne type er blitt funnet, fortsetter prosessen på den måte som er beskrevet ovenfor for å søke etter et maksimum for "S" symbolenergien som blir angitt med det største antall av "S" deteksjoner i det glidende datavindu. Hvis dette maksimum ikke finnes, eller dette maksimum ikke opptrer i en ventet tidsramme etter maksi-mumsverdien for "E" symbolenergien, går prosessen fra trinn 472 tilbake til trinn 450 for på nytt å begynne søket etter et synkmønster.

Hvis de foregående kriterier blir tilfredsstilt, blir tilstedeværelse av et synkmønster angitt i trinn 474 og behandlingen fortsetter til trinn 480 for å bestemme det ventede bitin-tervall basert på maksimumsverdiene for "E" og "S" symbolenergien og det påviste overkrysningspunkt. I stedet for den foregående prosess til påvisning av tilstedeværelse av synkmønsteret kan andre strategier tilpasses. I en ytterligere utførelse, hvis et synk-mønster som ikke tilfredsstiller kriteriene som for eksempel de som er beskrevet ovenfor, men som nærmer seg til et kvalifiserende mønster (dvs. at det påviste mønster ikke er tydelig ukvalifisert), blir en bestemmelse om hvorvidt synkmønsteret som er blitt påvist kan utsettes i påvente av ytterligere analyse basert på evalueringer utført (som forklart i det følgende) for å bestemme tilstedeværelse av databiter i ventede dataintervaller som følger etter det mulige synkmønster. Basert på samlingen av de påviste data, dvs. både under det forventede synkmønsterintervall og under de forventede bitintervaller, kan en tilbakeskuende kvalifisering av det mulige synkmønster utføres.

Det vises igjen til flytskjemaet på fig. 12A der straks synkmønsteret er blitt kvalifisert i trinn 480, som angitt ovenfor, blir bimdsstyringen bestemt basert på de to maksimums-verdier og overkrysningspunktet. Dette betyr at disse verdier blir gjennomsnittsberegnet for å bestemme de forventede begynnelses- og sluttpunkter for hvert påfølgende databit-intervall. Straks dette er utført, blir i trinn 482 SYNK-flagget stilt for å angi at DSP da vil søke etter tilstedeværelse av den eller annen mulige bittilstand. Da blir delrutinen DET 452 igjen kalt opp og med henvisning også til fig. 12B utføres delrutinen på samme måte som beskrevet ovenfor frem til trinn 462 der tilstanden for SYNK-flagget angir at en bittilstand bør bestemmes og prosessen går da videre til trinn 486.1 trinn 486 søker DSP etter tilstedeværelse av kodekomponenter og angir enten en nullbit-tilstand eller en énbit-tilstand på den måte som er beskrevet ovenfor. Straks dette er utført, går behandlingen ved trinn 470 tilbake til hovedbehandlingssløyfen på fig. 12A i trinn 490 der det blir bestemt om tilstrekkelige data er blitt mottatt for å bestemme bittilstanden. For å gjøre dette må flere rundganger foretas gjennom delrutinene 452 slik at etter den første rundgang går behandlingen tilbake til delrutinen DET 452 for å utføre en ytterligere evaluering basert på en ny FFT. Straks delrutinen 452 er utført et på forhånd bestemt antall ganger, blir data som på denne måte er samlet i trinn 486 evaluert for å bestemme om de mottatte data angir enten en nulltilstand, en entilstand eller en ubestemt tilstand

(som kunne løses ved bruk av paritetsdata). Det betyr at de samlede signal-til-støyfor-hold for "0" bingen blir sammenlignet med det samlede antall signal-til-støyforhold for "1" bingen. Det som da er det største bestemmer datatilstanden, og hvis de er like, er datatilstanden ubestemt. I alternativet der de samlede signal-til-støyforhold for "0" bingen og "1" bingen ikke er like, men ligger temmelig nær hverandre, kan det angis en ubestemt datatilstand. Hvis et større antall datasymboler anvendes, kan dessuten det symbol som har den høyeste sum av signal-til-støyforhold bestemmes å være det mottatte symbol.

Når behandlingen igjen går tilbake til trinn 490, blir bestemmelsen om bittilstanden påvist og behandlingen fortsetter til et trinn 492 der DSP lagrer data i minnet 270 for å angi tilstanden for den respektive bit til samling av et ord med et på forhånd bestemt antall symboler representert med de kodede komponenter i det mottatte audiosignal. Deretter, i trinn 496, blir det bestemt om de mottatte data har gitt alle bitene i det kodede ord eller den kodede melding. Hvis ikke, går prosessen tilbake til DET delrutinen 452 for å bestemme bittilstanden for det neste ventede meldingssymbol. Hvis det i trinn 496 blir bestemt at det siste symbol i meldingen er blitt mottatt, går imidlertid prosessen tilbake til trinn 450 for å stille SYNK-flagget på søk etter tilstedeværelse av en ny melding ved å påvise tilstedværelse av dens synksymboler som representert av kodekomponentene i det kodede audiosignal.

Som vist på fig. 13 blir i visse utførelser den ene eller annen eller begge av ikke-kode audiosignalkomponenter og annen støy (samlet betegnet som "støy" i denne tekst) benyttet til å frembringe en sammenligningsverdi, som for eksempel en terskel, som angitt med funksjonsblokken 276. En eller flere deler av det kodede audiosignal blir sammenlignet med sammenligningsverdien som angitt med funksjonsblokken 277 for å påvise tilstedeværelse av kodekomponenter. Det kodede audiosignal blir fortrinnsvis først behandlet for å isolere komponentene i det frekvensbånd eller de bånd som kan inneholde kodekomponenter og deretter blir disse samlet over en tidsperiode for å fjerne støy ved gjennomsnittsbehandling som antydet med funksjonsblokken 278.

På fig. 14 er en utførelse av en analog dekoder i henhold til foreliggende oppfinnelse vist i blokkformat. Dekoderen på fig. 14 har en inngangsklemme 280 som er forbundet med fire grupper av komponentdetektorer 282,284,286 og 288. Hver gruppe med komponentdetektorer 282 til 288 tjener til å påvise tilstedeværelse av kodekomponenter i inngangsaudiosignalet som representerer et respektivt kodesymbol. I utførelsen på fig. 14 er dekoderapparatet innrettet til å påvise tilstedeværelse av en hvilken som helst av 4N kodekomponenter, der N er et helt tall, slik at koden blir dannet av fire forskjellige symboler hver representert med en unik gruppe på N kodekomponenter. Som en følge av dette innbefatter de fire grupper 282 til 288 4N komponentdetektorer.

En utførelse av en 4N komponentdetektorene i gruppene 282 til 288 er vist i blokkformat på fig. 15 og er her angitt som komponentdetektoren 290. Komponentdetektoren 290 har en inngang 292 forbundet med inngangen 280 for dekoderen på fig. 14 for å motta det kodede audiosignal. Komponentdetektoren 290 innbefatter en øvre kretsgren med et filter 294 som anslår støy og som i en utførelse har form av et båndpassfilter med et forholdsvis bredt passbånd for å slippe gjennom audiosignalenergi i et bånd som er sentrert på frekvensen for den respektive kodekomponent som skal påvises. I alternativet og fortrinnsvis innbefatter filteret 294 som skal anslå støyen i stedet to filtre der det ene av disse har et passbånd som strekker seg fra over frekvensen for den respektive kodekomponent som skal påvises og et andre filter med et passbånd som har en øvre kant under frekvensen for den kodekomponent som skal påvises slik at de to filtre sammen slipper gjennom energi som har frekvenser over og under (men ikke innbefatter) frekvensen for den komponent som skal påvises, men ligger innen et frekvensnaboskap for denne. En utmatning fra filteret 294 som anslår støyen tilføres en inngang i en absoluttverdikrets 296 til frembringelse av et utgangssignal som representerer absoluttverdien i utmatningen fra filteret 294 til angivelse av støy til inngangen på en integrator 300 som samler signalinngangene for å frembringe en utgangsverdi som representerer signalenergi i de deler av frekvensspekteret som ligger nær ved, men ikke innbefatter frekvensen for den komponent som skal påvises, og utmater denne verdi til en ikke-inverterende inngang på en differentialforsterker 302 som arbeider som en logaritmisk forsterker.

Komponentdetektoren på fig. 15 innbefatter også en nedre gren med et signalvurderende filter 306 som har en inngang forbundet med inngangen 292 for å motta det kodede audiosignal og tjene til å slippe gjennom frekvensbånd som er betydelig smalere enn det forholdsvis brede bånd for det støyvurderende filter 294, slik at det signalvurderende filter 306 slipper igjennom signalkomponenter hovedsakelig bare ved frekvensen for den respektive kodesignalkomponent som skal påvises. Det signalvurderende filter 306 har en utgang koblet til en inngang hos en ytterligere absoluttverdikrets 308 som tjener til å frembringe et signal ved en utgang der signalet representerer en absoluttverdi for signalet som ble sluppet gjennom det signalvurderende filter 306. Utgangen fra absoluttverdi-kretsen 308 er koblet til en inngang for en ytterligere integrator 310. Integratoren 310 samler verdiene som utmates fra kretsen 308 for å frembringe et utgangssignal som representerer energien i det smale passbånd for det signalvurderende filter i en på forhånd bestemt tidsperiode.

Hver av integratorene 300 og 310 har en tilbakestilHngsklemme koblet for å motta et felles tilbakestillingssignal som påtrykkes ved en klemme 312. Tilbakestillingssignalet kommer fra en styrekrets 314 som er vist på fig. 14 og som frembringer tilbakestillingssignalet periodisk.

Det vises igjen til fig. 15 der utgangen fra integratoren 310 tilføres en inverterende inngang til forsterkeren 302 som sørger for å frembringe et utgangssignal som representerer forskjellen mellom utmatningen fra integratoren 310 og fra integratoren 300. Siden forsterkeren 302 er en logaritmisk forsterker, blir området for mulige utgangsverdier kom-primert for å redusere det dynamiske området for utmatning som skal påtrykkes en vinduskomparator 316 for å påvise tilstedeværelse eller fravær av kodekomponent under et gitt intervall som bestemt av styrekretsen 314 ved påtrykning av tilbakestillingssignalet Vinduskomparatoren utmater et kodetilstedeværelsessignal i det tilfellet da innmatnin-gen fra forsterkeren 302 faller mellom en nedre terskel som virker som en fast verdi til en nedre terskel i form av inngangsklemmen til komparatoren 316 og en fast øvre terskel som ligger på en øvre terskels inngangsklemme på komparatoren 316.

Det vises igjen til fig. 14 der hver av de N komponentdetektorene 290 i hver kompo-nentdetektorgruppe kobler utmatningen fra sin respektive vinduskomparator 316 til en

inngang på en kodebestemmende logikkrets 320. Kretsen 320 vil under styring fra styrekretsen 314 samle de forskjellige kodetilstedeværelsessignaler fra de 4N komponentde-tektorkretser 290 i løpet av multippelt antall tilbakestillingssykler som bestemt av styrekretsen 314. Ved avslutning av intervallet for påvisning av et gitt symbol, etablert som beskrevet i det følgende, vil den kodebestemmende logikkrets 320 bestemme hvilket kodesymbol som ble mottatt som det symbol for hvilket det største antall komponenter

ble påvist under intervallet og den vil utmate et signal til angivelse av det påviste kodesymbol ved en utgangsklemme 322. Utgangssignalet kan lagres i et minne, samles til en større melding eller datafil, overføres eller utnyttes på annen måte (for eksempel som et styresignal).

Symbolpåvisningsintervallene for dekoderen som er beskrevet ovenfor i forbindelse med fig. 11,12 A, 12B, 14 og 15 kan fastlegges basert på tidsstyringen av synkroniseringssymbolene som sendes sammen med hver kodet melding og som har en på forhånd bestemt varighet og rekkefølge. For eksempel kan en kodet melding som er innbefattet i et audiosignal være dannet av to dataintervaller med det kodede E symbol fulgt av to dataintervaller med det kodede S symbol, begge beskrevet ovenfor i forbindelse med fig. 4. Dekoderne på fig. 11,12A, 12B, 14 og 15 er i utgangspunktet i virksomhet for å søke etter tilstedeværelse av det første forventede synkroniseirngssymbol, dvs. det kodede E symbol som blir overført under en på forhånd bestemt periode og for å bestemme dets overføringsintervall. Deretter vil dekoderne søke etter tilstedeværelse av de kodekomponenter som kjennetegner symbolet S og, når det blir påvist, bestemmer dekoderne dets overføringsintervall. Ut fra de påviste overføringsintervaller blir punktet for overgang fra E symbolet til S symbolet bestemt, og ut fra dette punkt blir påvis-ningsintervallene for hvert av databitsymbolene bestemt. Under hvert påvisningsinter-vall samler dekoderen kodekomponenter for å bestemme det respektive symbol som blir overført under dette intervall på den måte som er beskrevet ovenfor.

Selv om de forskjellige deler i utførelsen på fig. 14 og 15 er utført med analoge kretser, skulle det være klart at de samme funksjoner som disse utfører også kan utføres helt eller delvis med digitale kretser.

Det vises nå til fig. 16 og 17 som angår et system til frembringelse av overslag over til-hørerskarer for omfattende spredt informasjon, som for eksempel fjernsyns- og radioprogrammer. Fig. 16 er et blokkskjema for en kringkastningsstasjon til kringkastning av audiosignaler gjennom eteren, der signalene er kodet for å identifisere stasjonen sammen med et tidspunkt for sendingen. Om det ønskes, kan identiteten for et program eller et segment som kringkastes også innbefattes. En programaudiokilde 340, som for eksempel en CD-spiller, digital lydbåndspiller eller levende audiokilde styres av stasjons-betjeningen ved hjelp av kontrollutstyr 342 for kontroll med de utgående audiosignaler som skal kringkastes. En utgang 344 på programaudiokilden er koblet til en inngang for en koder 348 ifølge utførelsesformen på flg. 3 og innbefatter DSP 104, båndpassfllteret 120, den analog-til-digitale omformer (A/D) 124, den digital-til-analoge omformer (DAC) 140 og dens summeringskrets 142. Styreapparatet 342 innbefatter vertsprosessoren 90, tastaturet 96 og monitoren 100 fira utførelsen på flg. 3 slik at vertsprosessoren som er innbefattet i styreapparatet 342 blir koblet til DSP som er innbefattet i koderen 348 på fig. 16. Koderen 348 er i virksomhet under styring fra styreapparatet 342 for å inkludere en kodet melding periodisk i den audio som skal overføres, hvilken melding innbefatter passende identifiseirngsdata. Koderen 348 utmater den kodede audio til inngangen på en radiosender 350 som modulerer en bærebølge med den kodede programaudio og sender samme ut i eteren ved hjelp av en antenne 352. Vertsprosessoren som er innbefattet i styreapparatet 342 er programmert ved hjelp av tastaturet for å styre koderen slik at den utmater den rette kodede melding innbefattende stasjonsidentifise-ringsdata. Vertsprosessoren frembringer automatisk sendetiden for data ved hjelp av en referansetaktkrets.

Det vises også til fig. 17 der en personlig monitoranordning 380 i systemet er omsluttet av et hus 382 som er tilstrekkelig lite i størrelse til å kunne bæres av en person blant til-hørerne som tar del i en lytterundersøkelse. Hver av et antall tilhørere blir utstyrt med en personlig monitoranordning, som for eksempel anordningen 380, som skal bæres på personen blant tilhørerne under bestemte tider for hver dag undersøkelsen varer, som for eksempel en på forhånd bestemt periode på en uke. Den personlige monitoranordning 380 innbefatter en flerveis mikrofon 386 som tar opp de lyder som er tilgjengelige for de personer blant tilhørerne som har anordningen 380, innbefattende radioprogrammer som reproduseres som lyd fra høytaleren i en radiomottaker, som for eksempel radio-mottakeren 390 på flg. 17.

Den personlige monitoranordning 3S0 innbefatter også signalkondisjoneringskretser 394 med en inngang koblet til en utgang fra mikrofonen 386 og kretsene tjener til å for-sterke utgangen og underkaste denne båndpassfiltrering både for å dempe frekvenser utenfor et audiofrekvensbånd innbefattende de forskjellige frekvenskomponenter i koden som er inkludert i programaudioen med koderen 348 på fig. 16 så vel som for å ut-føre anti-aliaserende filtrering foran analog-til-digitalomformningen.

Digitale kretser for den personlige monitoranordning 380 er vist på fig. 17 som funk-sjonsblokkdiagram og innbefatter en dekodeblokk og en styreblokk som begge er imple-mentert for eksempel ved hjelp av en digital signalprosessor. Et program- og datalag-rende minne 404 er koblet både til dekoderen 400 for å motta detekterte koder til lagring så vel som med styreblokken 402 for å styre skrive- og leseoperasjoner for minnet 404. En inngangs/utgangs (I/U) krets 406 er koblet til minnet 404 for å motta data som skal utmates fra den personlige monitoranordning 380 så vel som for å lagre informasjon som for eksempel programinstruksjoner. I/U-kretsen 406 er også koblet til styreblokken 402 for å styre innmatnings- og utmatningsoperasjoner i anordningen 380.

Dekoderen 400 arbeider i overensstemmelse med dekoderen på fig. 11 som er beskrevet ovenfor og utmater stasjonsidentifikasjon og tidskodedata som skal lagres i minnet 404. Den personlige monitoranordning 380 er også forsynt med en koblingsanordning som er skjematisk angitt ved 410 for å utmate samlet stasjonsidentifikasjon og tidskodedata som er lagret i minnet 404 så vel som for å motta kommandoer fra en ekstern anordning.

Den personlige monitoranordning 380 er fortrinnsvis i stand til å arbeide sammen med den hovedstasjon som er beskrevet i US-patent 5,483,276 med tittelen "Compliance Incentives for Audience Monitoring/Recording Devices" og som det her vises til som referanse. I tillegg er den personlige monitoranordning 380 fortrinnsvis utstyrt med ytterligere trekk fra den bærbare kringkastningsovervåkende anordning som også er beskrevet i den nevnte US-patent 5,483,276.

Hovedstasjonen kommuniserer via modem over telefonlinjer med en sentralisert databe-handlingsenhet for opplasting av identifikasjon og tidskodedata til frembringelse av rap-porter vedrørende seere og/eller lyttere. Den sentraliserte enhet kan også laste ned informasjon på hovedstasjonen for bruk her og/eller for videreføringen til anordningen 380,

som for eksempel utførbar programinformasjon. Den sentraliserte enhet kan også over-føre informasjon til hovedstasjonen og/eller anordningen 380 over en RF kanal, som for

eksempel eksisterende FM sendinger kodet med slik informasjon etter fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen. Hovedstasjonen og/eller anordningen 380 er utstyrt med en FM mottaker (ikke vist for oversiktens skyld) som demodulerer den kodede FM sending for å videreføre denne til en dekoder ifølge foreliggende oppfinnelse. Den kodede FM sending kan også føres over kabel eller annet overføringsmedium.

I tillegg til overvåkning ved hjelp av personlige monitorenheter, stasjonære enheter (som for eksempel ekstraenheter) kan anvendes. Disse ekstraenheter kan kobles for å motta de kodede audiosignaler i elektrisk form fra en mottaker eller kan ellers gjøre bruk av en mikrofon som for eksempel mikrofonen 386 på fig. 17. Ekstraenhetene kan da overvåke valgte kanaler med eller uten samtidig overvåkning av tilhørerskarens sam-mensetning ved bruk av foreliggende oppfinnelse. Det er tatt sikte på andre anvendelser for kode-og dekodeteknikkene ifølge oppfinnelsen. Ved en anvendelse blir lydsporene for reklamesendinger utstyrt med koder for identifikasjon for å muliggjøre kommersiell overvåkning for å sikre at reklamesendingene er blitt overført (med fjernsyn, radiokring-kastning eller på annen måte) på tidspunkter det er enighet om.

I ytterligere andre anvendelser blir styresignaler overført i form av koder som frembringes ifølge foreliggende oppfinnelse. Ved en slik anvendelse vil et interaktivt leketøy

motta og dekode et kodet styresignal som er innbefattet i audi odel en av en fjernsynssending eller radiosending eller i et lydopptak og utfører en handling som reaksjon på dette. I en annen er foreldrestyrt koder inkludert i audiodelene av fjernsynssendinger og radiosendinger eller i lydopptak, slik at en mottaker eller avspillingsanordning ved dekoding av slike koder kan utføre foreldres kontrollfunksjon for selektivt å hindre mottagning eller avspilling av kringkastning og opptak. Dessuten kan kontrollkoder inkluderes i mo-biltelefonoverføring for å begrense uautorisert tilgang til bruken av mobiltelefonens identifikasjoner. Ved en annen anvendelse er koder inkludert i telefonoverføringer for å kjenne igjen stemme- og dataoverføringer for på en hensiktsmessig måte å styre valget av en overføringsbane for å unngå overførte data som er utsatt for korrupsjon.

Forskjellige sendeidentifikasjonsfunksjoner kan også tas med, for eksempel, for å sikre at militære overføringer og stemmekommunikasj oner med fly er autentiske. Anvendelser med overvåkning er det også tatt sikte på. I en slik anvendelse bærer deltakere i mar-kedsundersøkende studier personlige monitorer som mottar kodede meldinger som blir lagt til signaler til publikum eller tilsvarende audiosignaler ved detaljforretninger eller kjøpesentre for å registrere at deltakerne er tilstede. I en annen anvendelse bærer de an-satte personlige monitorer som mottar kodede meldinger der disse er tilføyet audiosignaler på arbeidsstedet for å overvåke at de er tilstede på tildelte områder.

Sikkerhetskommunikasjoner kan også virkeliggjøres ved bruk av kode- og dekodeteknikkene ifølge foreliggende oppfinnelse. Ved en slik anvendelse blir sikre undervanns-kommunikasjoner utført ved hjelp av koding og dekoding ifølge foreliggende oppfinnelse enten ved å tildele kodekomponentnivåer, slik at kodene blir maskert av omgivende undervannslyder eller med en lydkilde som har sin opprinnelse på det sted der kodesen-deren befinner seg. I en annen blir sikre ettersøkningsoverføringer utført ved å inkludere maskerte koder i overføringer over luften av audiosignaler som skal mottas og dekodes av en ettersøkningsanordning.

Kode- og dekodeteknikkene ifølge foreliggende oppfinnelse kan også benyttes til å au-tentisere stemmesignaturer. For eksempel anvendt ved telefoniske ordrer kan et lagret sternmeavtrykk sammenlignes med en levende stemmebruk. Som et annet eksempel kan data som et sikkerhetsnummer og/eller tid på dagen kodes inn og kombineres med stemmebruk og deretter dekodes og benyttes til automatisk styrebehandling av stemmebruken. Kodeanordningen i dette scenario kan være enten et tillegg til en telefon eller en annen stemmekommunikasjonsanordning eller ellers være en enkeltstående fast enhet som benyttes når stemmebruken blir lagret direkte uten å bli sendt over telefonlinjer eller på annen måte. En ytterligere anvendelse er dannelsen av en autentiseringskode i et minne ved en bærbar telefon slik at stemmestrømmen inneholder autentiseringskoden og dermed muliggjør påvisning av uautoriserte overføringer.

Det er også mulig å oppnå bedre utnyttelse av båndbredden i kommunikasjonskanaler ved å inkludere data i stemme- eller andre audiooverføringer. Ved en slik anvendelse kan data som viser avlesninger av flyinstrumenter inkluderes i luft-til-bakke stemme-overføringer for å gjøre flyledere på bakken klar over driftstilstandene for et fly uten behov for egne separate stemme- og datakanaler. Kodenivåene er valgt slik at kodekomponentene blir maskert med stemmeoverføringene slik at interferens med disse blir unn-gått.

Piratkopiering, som er uautorisert kopiering av arbeider det foreligger rettigheter til, som for eksempel audio/videoinnspillinger kan også bli påvist ved koding av et unikt identifikasjonstall på audiodelen av hver autorisert kopi ved hjelp av kodeteknikken ifølge oppfinnelsen. Hvis det kodede identifikasjonstall blir påvist i flere kopier, er det klart at det har foregått uautorisert kopier.

En ytterligere anvendelse bestemmer de programmer som er blitt spilt inn ved bruk av en VCR innbefattende en dekoder ifølge oppfinnelsen. Videoprogrammer (som for eksempel underholdende programmer, reklamesendinger etc.) blir kodet ifølge foreliggende oppfinnelse med en identifikasjonskode som identifiserer programmet. Når VCR enheten stilles på opptak, blir de audiodeler av signalene som spilles inn overført til dekoderen for å påvise identifikasjonskoder i disse. De påviste koder blir lagret i et minne for VCR enheten til senere bruk når det skal avgis en rapport om bruken av innspillin-gene. Data som angir arbeider det er rettigheter til og som er blitt kringkastet av en sta-sjon eller på annen måte overført av en leverandør, kan samles ved bruk av foreliggende oppfinnelse for å slå fast forpliktelsene til å betale royalty til rettighetshaverne. Disse arbeider blir kodet med respektive identifikasjonskoder som identifiserer arbeidene på en unik måte. En monitorenhet som mottar de kringkastede signaler eller signaler som er overført på annen måte fra en eller flere stasjoner eller leverandører, fører audiodelene av signalene ul en dekoder ifølge foreliggende oppfinnelse der de identifikasjonskoder som finnes blir påvist. De påviste koder blir lagret i et minne til bruk ved avlevering av en rapport som skal benyttes til å beregne beløp som skal betales i royalty.

Foreslåtte dekodere ifølge Motion Picture Experts Group (MPEG) 2 standard innbefatter allerede noen deler av den akustiske utvidelsesbehandling som er nødvendig for å trekke ut kodede data ifølge foreliggende oppfinnelse for på den måte å registrere sper-reteknikker (for eksempel for å hindre uautorisert innspilling av arbeider med rettigheter) ved bruk av koder i henhold til oppfinnelsen er velegnet for MPEG 2 dekodere. En passende dekoder i henhold til foreliggende oppfinnelse finnes i opptakeren eller som ekstrautstyr for denne og påviser tilstedeværelse av en kopihindrende kode i audio som tilføres for innspilling. Opptakeren reagerer på den kodede hindring som dermed påvises for å sperre opptak av det tilsvarende audiosignal og eventuelle medfølgende signaler, som for eksempel et videosignal. Rettighetsinformasjon som er kodet ifølge foreliggende oppfinnelse, ligger i båndet og krever ikke ytterligere tidsstyring eller synkro-nisering og følger naturlig programmaterialet

I enda ytterligere anvendelser innbefatter programmer som sendes over luften, gjennom kabel eller overføres på annen måte eller programmer som er spilt på bånd, plate eller på annen måte, audiodeler som er kodet med styresignaler til bruk ved en eller flere anord-ninger som betjenes av seere eller lyttere. For eksempel kan program som skal gjengi en rute en syklist skal følge, innbefatte en audiodel som er kodet i henhold til foreliggende oppfinnelse med styresignaler til bruk for en stillestående mosjonssykkel til styring av pedalmotstand og utforkjøring, alt etter den tilsynelatende bratthet i den rute som gjen-gis. Når brukeren mosjonerer på den stillestående mosjonssykkel, vil han eller hun se programmet på et fjernsynsapparat eller annen monitor og audiodelen av programmet blir gjengitt som lyd. En mikrofon på mosjonssykkelen gjengir lyden og en dekoder ifølge foreliggende oppfinnelse påviser styresignalene i denne og disse overføres til enheten som styrer pedalmotstanden på mosjonssykkelen.

Av det foregående skulle det være klart at teknikkene med foreliggende oppfinnelse kan virkeliggjøres helt eller delvis ved bruk av analoge eller digitale kretser og at alle eller deler av de signalbehandlende funksjoner kan utføres enten med ledningsførte kretser eller ved bruk av digitale signalprosessorer, mikroprosessorer, mikrodatorer, multiple prosessorer (for eksempel parallellprosessorer) eller lignende.

Claims

1. Anordning for å detektere en kode i et kodet audiosignal, der det kodede audiosignalet har et flertall av frekvenskomponenter som innbefatter et flertall av audiofrekvenssignalkomponenter og minst én kodefrekvenskomponent som har en forutbestemt audiofrekvens og en forutbestemt amplitude for å skille den minst ene kodefrekvenskomponenten fra nevnte flertall av audiofrekvenssignalkomponenter, karakterisert ved middel (250;266) for å bestemme en amplitude av frekvenskomponenter i det kodede audiosignal innenfor et første område av audiofrekvenser som innbefatter den forutbestemte audiofrekvensen av den minst ene kodefrekvenskomponenten, middel (250; 266) for å etablere en støyamplitude på det første området av audiofrekvenser, og middel (254; 266) for å detektere nærværet av den minst ene kodefrekvenskomponenten i det første området av audiofrekvenser basert på den etablerte støyamplituden derav og den bestemte amplituden av frekvenskomponenter deri.

2. Anordning som angitt i krav 1, karakterisert ved at middelet (254;266) for detektering av nærværet av den minst ene frekvenskomponenten tjener til å sammenligne amplituden av frekvenskomponentene innenfor det første området av frekvenser med støyamplituden.

3. Anordning som angitt i krav 2, karakterisert ved at middelet (254;266) for å detektere nærværet av den minst ene frekvenskomponenten tjener til å danne et signal/støyforhold mellom frekvenskomponentene innenfor det første området av audiofrekvenser og støyamplituden.

4. Anordning som angitt i krav 3, karakterisert ved at middelet (254; 266) for å detektere nærværet av den minst ene frekvenskomponenten tjener til å sammenligne signal/støyforholdet med en forutbestemt verdi.

5. Anordning som angitt i krav 5, karakterisert ved at middelet (254; 266) for å detektere nærværet av den minst ene frekvenskomponenten tjener til å eliminere frekvenskomponenten dersom dens signal/støyforhold overskrider den forutbestemte verdien.

6. Anordning som angitt i krav 1, karakterisert ved at middelet (250; 266) for etablering av en støyamplitude tjener til å etablere støyamplitu-den basert på frekvenskomponenter i audiosignalet i en frekvensnærhet av den forutbestemte audiofrekvensen.

7. Anordning som angitt i krav 6, karakterisert ved at middelet (250; 266) for å etablere en støyamplitude tjener til å etablere støyamplituden basert på et gjennomsnitt av frekvenskomponentene innenfor frekvensnærheten.

8. Anordning som angitt i krav 6, karakterisert ved at middelet (250; 266) for å etablere en støyamplitude tjener til å etablere støyamplituden basert på en kombinasjon av frekvenskomponenter innenfor frekvensnærheten.

9. Anordning som angitt i krav 1, karakterisert ved at den omfatter middel for å separere audiosignalet i et flertall av frekvensområder, innbefattende det første området av audiofrekvenser og et flertall av ytterligere frekvensområder innenfor en frekvensnærhet av det første området av audiofrekvenser, og der mid-lene (282,284,286,288) for å etablere en støyamplitude tjener til å etablere støyampli-tuden basert på komponenter innenfor de ytterligere frekvensområder.

10. Anordning som angitt i krav 9, karakterisert ved at minst noen i nevnte flertall av de ytterligere frekvensområder innbefatter frekvenser over det første området av audiofrekvenser og minst noen i nevnte flertall av ytterligere frekvensområder innbefatter frekvensområder under det første området av audiofrekvenser.

11. Anordning som angitt i krav 10, karakterisert ved at middelet for å separere audiosignalet i et flertall av frekvensområdet tjener til å danne nevnte flertall av audiofrekvensområder ved å anvende en hurtig Fourier-transformasjon, slik at flertallet av audiofrekvensområder omfatter frekvensbånd som strekker seg fra (j«w) til (j+w), der j er et båndnummer i det første området av audiofrekvenser og w er en utstrekning av et vindu som strekker seg over og under det første området av audiofrekvenser.

12. Anordning som angitt i krav 1, karakterisert ved at anordningen er tilkoblingsbar til en inngang (386) på en innretning (380) anvendt for innsamling av data for frembringelse av estimater over tilhørere for vidt utbredt informasjon, idet nevnte inngang (386) er innrettet for mottagelse av et audiosignal med slik informasjon og med en tilhørermålingsmelding kodet deri, og at nevnte anordning fra nevnte inngang er innrettet til å motta og dekode nevnte tilhørermålingsmelding i audiosignalet.

13. Anordning som angitt i krav 12, karakterisert ved at nevnte inngang omfatter en mikrofon.

14. Anordning som angitt i krav 12, karakterisert ved at nevnte anordning og nevnte inngang (386) inngår i en personlig overvåkningsanordning som er bærbar på en person som er en blant nevnte tilhørere.

15. Anordning som angitt i krav 14, karakterisert ved at nevnte inngang (386) omfatter en mikrofon (386).

16. Anordning som angitt i krav 12, karakterisert ved at anordningen og nevnte inngang (386) inngår i en stasjonær overvåkningsanordning.

17. Anordning som angitt i krav 12, karakterisert ved at tilhørermålingsmeldingen omfatter et meldingssymbol bestående av et flertall av kodefrekvenskomponenter, og at nevnte anordning tjener til å dekode meldingssymbolet ved å detektere minst noen av kodefrekvenskomponentene og evaluere den detekterte kodefrekvenskomponenten for å detektere meldingssymbolet.

18. Anordning som angitt i krav 17, karakterisert ved at hver av komponentene i nevnte flertall av kodefrekvenskomponenter i meldingssymbolet er en tone som har en fast frekvens som er forskjellig fira alle de andre derav.

19. Anordning som angitt i krav 12, karakterisert ved at tilhørermålingsmeldingen omfatter et flertall av meldingssymboler anordnet sekvensmessig i audiosignalet, idet hvert av meldingssymbolene omfatter et flertall av kodefrekvenskomponenter, og at anordningen tjener til å detektere minst noen av komponentene i nevnte flertall av kodefrekvenskomponentene.

20. Anordning som angitt i krav 19, karakterisert ved at hver komponent i nevnte flertall av kodefrekvenskomponenter for et flertall av meldingssymboler er en tone som har en fast frekvens som er forskjellig fra alle andre derav.

21. Anordning som angitt i krav 12, karakterisert ved at tilhørermålingsmeldingen omfatter et flertall av meldingssymboler som hver har et flertall av kodefrekvenskomponenter, slik at minst noen av kodefrekvenskomponentene i ett av meldingssymbolene er tilstede i audiosignalet samtidig med minst noen av kodefrekvenskomponentene i et annet av meldingssymbolene, og at anordningen tjener til å detektere minst noen komponenter av nevnte flertall av kodefrekvenskomponenter.

22. Anordning som angitt i krav 1, karakterisert ved at anordningen er en digital datamaskin som omfatter: en inngang (260) for å motta det kodede audiosignalet, og en prosessor (266) koblet til inngangen (260) for å motta det kodede audiosignalet og programmert for derved å tilveiebringe middelet (266) for å bestemme en amplitude av en frekvenskomponent i det kodede audiosignalet innenfor et første område av audiofrekvenser som innbefatter den forutbestemte audiofrekvensen for den minst ene kodefrekvenskomponenten, idet prosessoren (266) er ytterligere programmert for derved å tilveiebringe middelet (266) for å etablere en støyamplitude for det første området av audiofrekvenser og for derved å tilveiebringe middelet (266) for å detektere nærværet av den minst ene kodefrekvenskomponenten i det første området av audiofrekvenser basert på den etablerte støyamplituden derav og den bestemte amplituden av frekvenskomponenten deri, idet prosessoren (266) er operativt til å frembringe et kodeutgangssignal basert på det detekterte nærværet av den minst ene kodefrekvenskomponenten, og en utgangsterminal (272) koblet med prosessoren (266) for å tilveiebringe kodesignalet derav.

23. Anordning som angitt i krav 22, karakterisert ved at anordningen danner del av en datainnsamlingsinnretning (380) for å frembringe estimater over tilhørere for vidt utspredt informasjon, idet innretningen har en inngang (386) som er koblet til å motta et audiosignal med den vidt utspredte informasjon, idet audiosignalet har en tilhørermålingsmelding kodet deri, og der den digitale datamaskinen er virksom til å dekode audiomålingsmeldingen.

24. Anordning som angitt i krav 23, karakterisert ved at innretningen (380) omfatter en digital datamaskin og en personlig overvåkningsinnretning som er bærbar på en person som er en av nevnte tilhørere.

25. Anordning som angitt i krav 23 eller 24, karakterisert ved at nevnte inngang (386) omfatter en mikrofon (386).

26. Anordning som angitt i krav 25, karakterisert ved at nevnte digitale datamaskin inngår i en stasjonær overvåkningsinnretning.

27. Fremgangsmåte for å detektere en kode i et kodet audiosignal, der det kodede audiosignal har et flertall av frekvenskomponenter som innbefatter et flertall av audiofrekvenssignalkomponenter og minst én kodefrekvenskomponent som har en forutbestemt audiofrekvens og en forutbestemt amplitude for å skille den minst ene kodefrekvenskomponenten fra nevnte flertall av audiofrekvenssignalkomponenter, karakterisert ved trinnene å bestemme en amplitude for en frekvenskomponent i det kodede audiosignalet innenfor et første område av audiofrekvenser som innbefatter den forutbestemte audiofrekvensen for den minst ene kodefrekvenskomponenten, å etablere en støyamplitude for det første området av audiofrekvenser, å detektere nærværet av den minst ene kodefrekvenskomponenten i det første området av audiofrekvenser basert på den etablerte støyamplituden derav og den bestemte amplituden av frekvenskomponenten deri.

28. Fremgangsmåte som angitt i krav 27, karakterisert ved at detektering av nærværet av den minst ene kodefrekvenskomponenten omfatter å sammenligne amplituden av frekvenskomponentene innenfor det første området av frekvenser med støyamplituden.

29. Fremgangsmåte som angitt i krav 28, karakterisert ved at sammenligningen av amplituden av frekvenskomponentene innenfor det første området av audiofrekvenser med støyamplituden omfatter å danne et signal- til støyforhold for frekvenskomponentene innenfor det første området av audiofrekvenser i forhold til støyamplituden.

30. Fremgangsmåte som angitt i krav 29, karakterisert ved at detektering av nærværet av den minst ene kodefrekvenskomponenten omfatter sammenligning av signal- til støyforholdet med en forutbestemt verdi.

31. Fremgangsmåte som angitt i krav 30, karakterisert ved at detektering av nærværet av den minst ene kodefrekvenskomponenten omfatter å eliminere frekvenskomponenten dersom dens signal- til støyforhold overskrider den forutbestemte verdien.

32. Fremgangsmåte som angitt i krav 30, karakterisert ved å etablere støyamplituden basert på frekvenskomponenter i audiosignalet i en frekvensnærhet av den forutbestemte audiofrekvensen.

33. Fremgangsmåte som angitt i krav 32, karakterisert ved å etablere støyamplituden basert på et gjennomsnitt av frekvenskomponenter innenfor frekvensnærheten.

34. Fremgangsmåte som angitt i krav 32, karakterisert ved å etablere støyamplituden basert på en kombinasjon av frekvenskomponenter innenfor frekvensnærheten.

35. Fremgangsmåte som angitt i krav 27, karakterisert v e d å separere audiosignalet i et flertall av frekvensområder innbefattende det første området av audiofrekvenser og et flertall av ytterligere frekvensområder innenfor en frekvensnærhet av det første området av audiofrekvenser, og å etablere støyamplitu-den basert på komponenter innenfor de ytterligere frekvensområder.

36. Fremgangsmåte som angitt i krav 35, karakterisert ved at minst noen av frekvensområdene i nevnte flertall av ytterligere frekvensområder innbefatter frekvenser over det første området av audiofrekvenser og at minst noen av frekvensområdene i nevnte flertall av ytterligere frekvensområder innbefatter frekvenser under det første området av audiofrekvenser.

37. Fremgangsmåte som angitt i krav 36, karakterisert ved å danne nevnte flertall av audiofrekvensområder ved å anvende en hurtig Fourier-transformasjon, og at flertallet av audiofrekvensområder omfatter frekvensbånd som strekker seg fra (j-w) til (j+w), der j er et båndnummer for det første området av audiofrekvenser og w er en utstrekning av et vindu som strekker seg over eller under det første området av audiofrekvenser.

38. Fremgangsmåte som angitt i krav 27, karakterisert ved dessuten å omfatte innsamling av data for frembringelse av estimater over til-hørere av vidt utbredt informasjon, og å dekode en kodet tilhørermålingsmelding i et audiosignal med vidt utbredt informasjon.

39. Fremgangsmåte som angitt i krav 38, karakterisert ved at den vidt utbredte informasjonen omfatter en radioutsending.

40. Fremgangsmåte som angitt i krav 38, karakterisert ved at den vidt utbredte informasjon omfatter en fjernsynsutsending.

41. Fremgangsmåte som angitt i krav 38, karakterisert v e d å motta audiosignalet ved å anvende en mikrofon.

42. Fremgangsmåte som angitt i krav 38, karakterisert ved å motta audiosignalet i en personlig overvåkningsanordning som bæres på en person som er en av tilhørerne.

43. Fremgangsmåte som angitt i krav 42, karakterisert ved å motta audiosignalet ved å anvende en mikrofon i den personlige overvåk-ningsanordningen.

44. Fremgangsmåte som angitt i krav 43, karakterisert ved å dekode den kodede meldingen innenfor den personlige overvåkningsanord-ningen.

45. Fremgangsmåte som angitt i krav 38, karakterisert v e d å motta audiosignalet i en stasjonær overvåkningsanordning.

46. Fremgangsmåte som angitt i krav 38, karakterisert ved å dekode et meldingssymbol i den kodede meldingen bestående av et flertall av kodefrekvenskomponenter ved å detektere minst noen av kodefrekvenskomponentene, og evaluere de detekterte kodefrekvenskomponentene for å detektere meldingssymbolet.

47. Fremgangsmåte som angitt i krav 46, karakterisert ved at hver komponent i nevnte flertall av kodefrekvenskomponenter for meldingssymbolet er en tone som har en fast frekvens som er forskjellig fra alle andre derav.

48. Fremgangsmåte som angitt i krav 38, karakterisert ved å motta et flertall av meldingssymboler anordnet sekvensmessig i audiosignalet, idet hvert av meldingssymbolene omfatter et flertall av kodefrekvenskomponenter, å detektere minst noen av nevnte flertall av kodefrekvenskomponenter, og å evaluere de detekterte kodefrekvenskomponentene for å detektere meldingssymbolene.

49. Fremgangsmåte som angitt i krav 48, karakterisert ved at hver frekvenskomponent i nevnte flertall av kodefrekvenskomponenter i et flertall av meldingssymbolene er en tone som har en fast frekvens som er forskjellig fra alle andre derav.

50. Fremgangsmåte som angitt i krav 38, karakterisert ved å motta et flertall av meldingssymboler som hver omfatter et flertall av kodefrekvenskomponenter, slik at minst noen av kodefrekvenskomponentene i ett av meldingssymbolene er tilstede i audiosignalet samtidig med minst noen av kodefrekvenskomponentene i et annet av meldingssymbolene, å detektere minst noen av komponentene i nevnte flertall av kodefrekvenskomponenter, og å evaluere de detekterte kodefrekvenskomponentene for å detektere meldingssymbolene.