NO311475B1 - Fremgangsmåte og anordning for å avstemme et kombineringsfilter - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår fremgangsmåter for avstemming og finjustering av et kombineringsfilter, og en anordning for justering av et kombineringsfilter.

En kjent måte for å kople flere radiosendere til samme antenne eller antennelinje er å kople hver radiosender gjennom et separat båndpassfilter som har sin senterfrekvens avstemt til radiosenderens senderfrekvens. Slike båndpassfiltre kalles kombineringsfiltre. Funksjonen til kombineringsfilteret er å mate signaler fra de respektive radiosendere til antennen med minst mulig tap, og å hindre lekkasje av sendersignaler fra forskjellige frekvenser fra andre radiosendere, fra antennens retning, til denne spesielle radiosender så effektivt som mulig. Kombinerings-båndpassfiltere blir konvensjonelt fast avstemt til radiosendernes sendefrekvenser. Det har således ikke vært mulig å endre sendefrekvensen for radiosenderen uten samtidig å endre kombineringsfilteret eller dets avstemning.

I visse tilfeller er det imidlertid ønskelig at radiosendernes frekvenser kan endres enkelt og raskt. Et slikt tilfelle er basestasjonen i et celle-mobilradiosystem som er tildelt forut bestemte sender- og mottaker-kanaler. I tilfeller hvor kanaltildelingen for systemet kan endres, om ønsket, ved å variere sender- og mottaker-frekvensene for basestasjonene, kan systemets kanalkapasitet utnyttes mer fleksibelt og effektivt under variable forhold. Det er derfor utviklet kombineringsfiltre i hvilke senterfrekvensen endres automatisk med sendefrekvensen.

Justeringen av kjente automatisk avstembare kombineringsfiltere er basert på måling av radiofrekvenseffekten som reflekteres fra inngangen til filteret og radiofrekvens-ef fekten som passerer gjennom kombineringsfilteret, og å låse seg til en minimum/maksimum-verdi av den målte effekt. Et problem med denne justeringsmetoden er imidlertid den dårlige nøyaktighet og det smale dynamiske området. Siden frekvens-selektiviteten for hele justeringssystemet avhenger av kombineringsfilteret, kan effekt-komponenter av andre radiosendere som lekker gjennom kombineringsfilteret til dets inngang forårsake at minimumsverdien av refleksjonsunder-trykkelse ved filterinngangen er omkring 7 dB, hvilket resulterer i et smalere dynamisk område for målingen. I den justeringsmetoden som er basert på måling av effekt som passerer gjennom kombineringsfilteret, blir målingsdynamikken for den maksimale effektverdi også lav av samme grunner som ovenfor. I tillegg, det automatisk avstembare kombineringsfilter basert på justeringsmetoden ifølge denne tidligere teknikk, tillater ikke variasjon i de relative effektnivåer mellom radiosendere, d.v.s. den "dynamiske dynamikk" er nesten 0 dB, siden endringen i effektnivået for en sender øyeblikke-lig påvirker effektmålingene i justeringskretsen for kombineringsfilteret i de andre radiosendere, og således forårsaker justeringsfeil.

Internasjonal patentpublikasjon WO-A-92/20149 beskriver en justeringsanordning hvor frekvens-selektiviteten for målingen av radiofrekvens-effekt som passerer gjennom eller som reflekteres er øket ved å blande RF-målesignalet med et signal av samme frekvens, d.v.s. et senderfrekvens-signal, slik at man oppnår et tilnærmet nul1frekvens-signal, d.v.s. et likestrømssignal, som har et nivå proporsjonalt med den radiofrekvenseffekt som blir reflektert fra inngangen eller den radiofrekvenseffekt som passerer gjennom filteret. Effekt-komponenter som lekker fra sendefrekvensene for andre radiosendere oppstår i blandingsresultatet, for eksempel ved en frekvens på 300 kHz eller høyere frekvenser, som blir filtrert ut i lapasfiltreringen som følger blandingen. På denne måten frembringer oppfinnelsen et målesignal med et nivå som avhenger bare av radiofrekvens-effektkomponenter ved den sendefrekvens som skal måles, mens målesignalet ikke blir påvirket av sendersignaler for andre radiosendere.

Oppfinnelsen angår i et første aspekt en fremgangsmåte for å avstemme et kombineringsfilter, som tillater effektiv bruk av et radionetts kanalkapasitet under varierende forhold, og som bl.a. forbedrer målingsdynamikken, justeringsnøyaktig-heten og den "gjensidige dynamikk" av senderne.

Dette er ifølge oppfinnelsen oppnådd i en fremgangsmåte slik som definert i det vedføyde patentkrav 1.

I den foretrukne utførelse av oppfinnelsen omfatter målingen av reflektert effekt utledning av et prøvesignal fra den RF-effekt som reflektres fra kombineringsfilteret, blanding av prøvesignalet til en mellomfrekvens, detektering av effekten i prøven av mellomfrekvens-signalet ved likeretting.

Et andre aspekt av oppfinnelsen er en fremgangsmåte for å finjustere et kombineringsfilter, og denne fremgangsmåten defineres nøyaktig i det vedføyde patentkrav 3.

Ifølge oppfinnelsen omfatter avstemningen to separate avstemningsmodi: grovjustering som benyttes når filteret tas i bruk, og finjustering som benyttes under kontinuerlig drift. Totrinns-justeringen reduserer gjensidig interferens mellom filtrene under avstemming. I fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen oppnås korrekt avstemningsfrekvens for kombineringsfilteret som gjennomsnittspunktet for reverseringspunkter oppnådd i justeringsprosessen, til hvilket gjennomsnittspunkt filteret justeres. Denne såkalte gjennomsnittsposisjon-avstemming har to fordeler: effekten av støy som finnes i effektmålingslinjen blir redusert, og avstemningsfeilen som bevirkes av avslutningen av dynamikken til A/D-omformeren som er plassert etter deteksjonen ved lave effektnivåer og med gode kombineringsfilter-innstillinger, blir redusert.

Effektmålinger kan utføres frekvensselektivt ved blanding. I den foretrukne utførelse av oppfinnelsen omfatter målingen av sendt og reflektert effekt utledning av et prøvesignal fra den sendte RF-effekt som passerer til kombineringsfilteret og den RF-effekt som reflekteres fra kombineringsfilteret, blanding av prøvesignalene til en mellomfrekvens, detektering av effekten i mellomfrekvens-prøvesignalene ved toppverdi likeretting. Spekteret for prøvesignalene kan fortrinnsvis avveies før deteksjon på en slik måte at effekten av senterfrekvens-signalkomponentene vil bli fremhevet i deteksjonen.

Et tredje aspekt av oppfinnelsen angår en anordning for å justere et kombineringsfilter, og anordningen ifølge oppfinnelsen defineres nøyaktig i det vedføyde patentkrav 6.

Oppfinnelsen skal i det følgende beskrives ved hjelp av illustrerende utførelser og under henvisning til tegningene, hvor Fig. 1 er et blokkdiagram som illustrerer en typisk senderanordning implementert ved kombineringsfilteret; Fig. 2 er et blokkdiagram av en svitsjeanordning ifølge oppfinnelsen for å justere et båndpassfilter hvor effekten som reflekteres inngangen til filteret blir målt.

Det henvises først til figur 1, hvor n radiosendere Txl til Txn med sendefrekvenser f1 til fn, er koplet gjennom båndpassfiltere 1^, 1^ til ln som er avstemt på de respektive frekvenser, til et felles summeringspunkt Pl, og videre gjennom en antennelinje til en felles senderantenne ANT. Et radiofrekvent (RF) signal som påtrykkes senderantennen ANT,

omfatter således frekvensene f. til f for alle senderne.

1 n

Senderfrekvensene f1 til f er for eksempel i området 920 til 960 MHz. Slike båndpassfiltere som kopler flere sendere til en felles antenne, blir generelt kalt kombineringsfiltere. Kombineringsfilteret tillater sendersignalet for sin egen sender å passere til antennelinjen med minst mulig tap, mens det samtidig hindrer effektiv inngang av sendersignalene for forskjellige frekvenser fra andre sendere til sin egen sender. Oppfinnelsen skal beskrives nedenfor i forbindelse med kombineringsfiltere hvor den kan bli spesielt fordelaktig anvendt, men oppfinnelsen kan også anvendes i filtere som er ment for andre formål når frekvens-selektiv effektmåling er nødvendig i frekvensjusteringen.

Det henvises nå til figur 2 som viser en anordning ifølge oppfinnelsen for justering av kombineringsfilteret. Som funksjonelle blokker omfatter anordningen kombineringsblokker 1 x , 1 4, u til 1 n , av hvilke bare blokkene L x og 1 ri, velger-blokkene 21 og 22, detektorblokken 23 og styringsblokken 24 er vist for klarhets skyld. Avstemningen av kombineringsfilteret er basert på måling av et radiofrekvent sendesignal for å bestemme den sendte effekt Pf som går til et individuelt kombineringsfilter, og effekten Pr som reflekteres fra dette filteret. Effekten i det sendte signal til kombineringsfilteret og effekten i det reflekterte signal fra kombineringsfilteret blir sammenlignet med hverandre, og senterfrekvensen for filteret blir justert slik at forholdet mellom effekt som reflekteres fra filteret, og effekt som sendes, blir et minimum. Andelen av effekt som sendes til antennen, blir således så høy som mulig. Avstemningen av kombineringsfilteret blir utført av en justeringsanordning med en trinnmotor, som er programmet til å styres av styringsenheten 24 som følge av målesignaldata i forbindelse med sendt og reflektert effekt.

Hver kombineringsblokk 1., 1_ til 1 inneholder et kombineringsfilter 10 justert av en trinnmotor. Etter filtrene 10 blir senderlinjene summert elektrisk av transmisjonslinjer med forut bestemt lengde, og påtrykt antennelinjen. Alle sendergrener omfatter en sirkulator-anordning 11 mellom senderne og kombineringsfiltrene 10 for å redusere koplingen av sendere fra antennelinjen til andre sendere. Sirkulator-anordningen 11 utleder også radiofrekvens prøver som nødvendig for justeringsprosedyren fra den sendte effekt som passerer til kombineringsfilteret (prøvesignaler Pfi til Pfn) og fra effekten som reflekteres (prøvesignaler Prl til Pm) .

I den foretrukne utførelse av oppfinnelsen har kombineringsfilter-blokkene et felles justeringsutstyr ved hjelp av hvilket kombineringsblokkene svitsjes på en om gangen. Derfor må radiofrekvens-målesignalene Pfi til Pfn og Prl til Prn fra sirkulatoranordningen 11 på kombineringsblokkene velges for videre prosessering. Velgingen utføres i velgerblokken 22 for sendt effekt Pf og i velgerblokken 21 for reflektert effekt Pr. I velgerblokken 22 blir signaler fra det neste kombineringsfilter som skal avstemmes, valgt med svitsjene Sl til Sn (for eksempel RF-releer) på basis av styring av den fire linjers styringsbuss 22a ved styringsenheten 24. Tilsvarende, i velgerblokken 21, blir signalet for det neste kombineringsfilter som skal avstemmes, valgt med svitsjene Sl-Sn (for eksempel RF-releer) på basis av styring av den fire linjers styringsbuss 21a ved styringsenheten 24. De valgte signaler Pf og Pr blir påtrykt blandekretsene henholdsvis 220 og 210, ved hjelp av hvilke radiofrekvenssignalene som skal måles, blir blandet til en null mellomfrekvens. Lokaloscillator-signalene LO som er nødvendige i blandingen, kommer fra en syntetisator 23 0 som er anordnet i detektorblokken 23, og som virker ved senterfrekvensen til den neste senderkanal som skal avstemmes. Syntetisatoren 230 får sine styringsdata fra styringsblokken via en buss 24A. Blandingen danner RF-inngangssignalene PF og Pr til null-mellomfrekvens målesignaler IFF og IFR, i hvilke de spektrale komponenter som forårsakes av kanalen som skal måles, er ved en frekvens under 150 kHz, og nivåene er proporsjonale med nivåene til radiofrekvenssignalene PF og PR som skal måles. Siden nivåene for de lavfrekvente IF-målesignaler forårsaket av kanalen som skal måles, er proporsjonale med radiofrekvens-ef fekten i kombineringsfilteret, tillater blandingen frekvens-selektiv effektmåling. De spektrale komponenter som forårsakes ved lave frekvenser av sendingssignalene fra andre sendere som er forbundet med kombineringssystemet, forekommer ved frekvenser over 500 kHz, og de kan filtreres bort ved hjelp av et lavpassfilter 211 og 221 anordnet ved utgangen av hver velgerblokk. De filtrerte mellomfrekvenssignaler IFR og IFF påtrykkes detektorblokken 23.

Funksjonen til detektorblokken 23 er å detektere størrelsen av den sendte effekt til det neste kombineringsfilter som skal avstemmes, og størrelsen av effekten som reflekteres fra kombineringsfilteret fra mellomfrekvens-signalene IFF og IFR som kommer fra velgerkort. Målegrenen for sendt effekt fra inngangen IFF til utgangen UF2 og målegrenen for reflektert effekt fra inngangen IFR til utgangen UR2 er gjensidig identiske i signalprosessering. Disse målegrenene blir brukt for kontinuerlig finjustering av kombineringsfilteret. Inngangene IFR og IFF til målegrenene omfatter lavpassfiltere 231A og 231B (terskelfrekvens for eksempel 130 kHz), ved hjelp av hvilke blandingsresultåtene for andre sendere blir avskåret. Båndpassfiltere 232A og 232B (båndbredde for eksempel 0,5 til 30 kHz) avveier spekteret for signaler som skal måles på en slik måte at virkningen av signalkomponentene ved senterfrekvensene til sendekanalen vil bli fremhevet i måleresultatet. På denne måten hindrer man den iboende tendens ved blande- og målemetoden til å avstemme kombineringsfilteret i henhold til spektral fordeling av sendersignalene, og man sikrer en god nøyaktighet i avstemningen. En detektor 233A og 233B anordnet etter filtrene henholdsvis 232A og 232B, er en toppverdi likeretter, fortrinnsvis en tosidet toppverdi likeretter. Tosidet toppverdi likeretting er nødvendig fordi det foregående lavpassfilter forårsaker variasjoner i signalamplituden, som ville forårsake måleproblemer etter likeretting. I en TDMA-type transmisjon, for hvilke den foretrukne utførelsen av oppfinnelsen er konstruert, kan sendereffekten variere raskt fra en tidsluke til en annen (tidsluken 577 mikrosekunder) slik at toppverdi-likerettingen også tillater at måledynamikken blir utvidet. For eksempel, når senderen benytter en enkelt tidsluke, vil måledynamikken bli forbedret med omkring 18 dB når en langsom A/D-omforming benyttes i målingene som finner sted i kontrollblokken. Etter likeretteren 233A og 233B, er et lavpassfilter 234A og 234B (båndbredde for eksempel 3 0 Hz) anordnet for å filtrere eventuelle ufordelaktige variasjoner som finnes i utgangssignalene etter likeretting. Signalene UF2 og UR2 som oppnås etter filtre-ring, er likestrømsignaler som er proporsjonale med topp-verdien av spenning i sendersignalet som går til kombineringsfilteret 10 og som reflekteres fra dette.

Målegrenen for detektorblokken fra inngangen IRF til utgangen URI blir brukt når kombineringsfilteret tas i bruk, slik at utgangssignalet fra senderen er et testsignal med en sending med lik effekt i hver tidsluke. Sammenlignet med UR2-grenen, er den mest betydningsfulle forskjell den større båndbredde i båndpassfilteret 235 før detektoren 236, bruken av helbølge likeretting i detektoren 236, og den større båndbredde i lavpassfilteret etter detektoren 236. URl-grenen er konstruert for å avstemme kombineringsfilteret raskt og grovt ved å benytte et testsignal, og den kan ikke brukes for kontinuerlig justering. I målegrenen for grovjustering vil 150 kHz båndpassfilteret 235 ved inngangen til detektorblokken 23 tillate passering av hele effekten i signalet i FR som skal måles, til helbølgelikeretteren 236. Siden hele spekteret av signalet IFR knyttes til likeretteren 236, oppstår det ingen signalvariasjoner på grunn av forming av spekteret ved likeretterens utgang. Båndbredden til filteret 237 som er plassert etter likeretteren, er valgt til å være så bred som mulig (for eksempel 600 Hz) slik at forsinkelsen forårsaket av filteret i signalet for reflektert effekt som passerer gjennom det vil være liten, for å sikre rask måling. På den annen side må båndbredden være tilstrekkelig smal til at amplitude-dempningene i transmisjonen ved grensene mellom tidsluker ikke vil forårsake variasjoner i utgangen fra målelinjen. De ovennevnte dempningspunkter forårsaker at spektrale komponenter ved frekvensmultipler omkring 1730 Hz oppstår i signalet.

Utgangssignalene UF2, URI og UR2 fra detektorblokken 23 blir påtrykt kontrollblokken 24 hvor A/D-omformingen utføres og avstemningstilstanden til det neste kombineringsfilter som skal justeres blir beregnet fra utgangssignalene. Kontroll-enheten 24 har en dedisert kontrollutgang for hvert kombineringsf ilter 10 for å styre trinnmotoren.

I det følgende skal virkemåten for justeringsutstyret ifølge oppfinnelsen beskrives. Hvert kombineringsfilter blir avstemt separat. Avstemningen omfatter to separate avstemningsmodi. Grov justering som brukes når kombineringsfilteret tas i bruk, og finjustering som brukes i kontinuerlig drift.

Ved start av grovjusteringen, blir et tilfeldig modulert sendersignal påtrykt kombineringsfilteret 10 som skal avstemmes, fra senderen i alle TDMA tidsluker, hvor sendersignalet nærmest mulig tilsvarer normal transmisjon når det gjelder modulasjon.

Målingen av sendt og reflektert effekt i kombineringsfilteret utføres frekvensselektivt ved å benytte blanding. Ved begynnelsen på avstemmingen blir syntetisatoren 23 0 justert til senderens kanal, og velgerkort-blanderne 210 og 220 mottar utgangssignalet LO fra syntetisatoren 230 på sine lokaloscillator-grener. Under kontroll av kontrollblokken 24 blir prøvesignaler avsendt, og reflektert effekt på kanalen som skal måles, valgt for RF-innganger til blanderne 210 og 220 fra signalene PFI til PFn og PR1 til PRln for de forskjellige isolatorer 11, påtrykt måleinngangene for velgerkortene 21 og 22.

Ved trinn 1 av grovjusteringen blir kombineringsfilteret avstemt nær det korrekte avstemningsområdet. Ved begynnelsen på grovjusteringen blir kombineringsfilteret avstemt under kanalområdet. Nesten ingen effekt blir således i stand til å passere gjennom kombineringsfilteret 10 fra senderen; i praksis blir all effekt reflektert tilbake til isolatoren 11. For eksempel 10 prøver blir utledet fra det reflekterte signal ved hjelp av detektorgrenen i FR-UR1 (gren for rask måling), og gjennomsnittet tas av prøvene. Resultatet innstilles som en referanseverdi UR1-1 og lagres. Styringsenheten 24 hever hele tiden frekvensen trinnvis for filteret 10, tar prøver av det reflekterte signal PR ved hvert trinn 10, og beregner gjennomsnittet URl-n for prøvene og forholdet URl-n/URl-1. Når man nærmer seg det riktige avstemmingspunkt for kombineringsf ilteret , begynner andelen av effekt som passerer gjennom kombineringsfilteret å øke, og andelen av effekt som reflekteres fra kombineringsfilteret, avtar. Etter at effekten som reflekteres fra kombineringsfilteret, er redusert til halvparten av den opprinnelige verdi (forholdet URl-n/URl-1 mindre enn 0,5), begynner letingen etter minimumsverdien for reflektert effekt, og URl-n lagres som minimumsverdien UT1-min. Trinnmotoren kjøres opp, og man leter etter minimum i det reflekterte signal. Effekten måles ved hvert trinn, og hver ny minimumsverdi som måles, blir lagret som den nye referanseverdi. Trinn 1 av grovjusteringen avsluttes når to suksessive verdier som er større enn minimumsverdien er funnet etter minimum i det reflekterte signal, d.v.s. minimum er passert med to trinn.

Trinn I av grovjusteringen utføres med alle filtere som skal avstemmes. Etter trinn 1 av grovjusteringen, utføres straks trinn 2 av grovjusteringen av filtrene. Totrinns-justeringen reduserer gjensidig interferens av filtrene som er under avstemning.

Ved trinn II av grovjusteringen blir reflektert effekt målt ved hjelp av detektorgrenen IFR-UR2. Ved korrekt avstemningspunkt for kombineringsfilteret 10 er reflektert effekt fra kombineringsfilteret ved et minimum. Det tas prøver av signalet IFR, og prøvene blir summert. Resultatet lagres som en minimumsverdi UR-min. Trinnmotoren for filteret 10 kjøres opp et trinn i frekvensområdet, og den følgende måleperiode blir utført etter for eksempel 20 millisekunder. Det siste måleresultat UR2-n blir sammenlignet med den lagrede minimumsverdi (UR2-min). Hvis resultatet er lik eller mindre enn den lagrede minimumsverdi, blir måleresultatet satt som den nye minimumsverdi, ellers blir en teller for minimums-basering inkrementert. Etter at to suksessive, større verdier er målt etter minimumsverdien, blir trinnmotorens retning reversert, og en retningsreverseringsteller blir inkrementert, og måleresultatet for reverserings-punktet blir satt som den nye minimumsverdi. Etter at minimum (det korrekte avstemningspunkt) er passert, sikres passeringen ved å kjøre filteret opp to trinn, slik at de målte verdier av reflektert effekt er større enn den minimumsverdi som er observert ved det korrekte avstemmingspunkt. Trinnmotoren kjøres ned, og det reflekterte signal måles til to suksessive, større målingsverdier er observert etter minimumsverdien. Etter at minimumsverdien er passert med to trinn, lagres filterets tilstand i styringsenheten, og variasjonsretningen for filteret reverseres. Tilbakebevegelsen utføres trinn for trinn, og minimumsverdien av reflektert effekt lagres hver gang en ny minimumsverdi finnes. Etter at minimumsverdien igjen er passert med to trinn, lagrer man posisjonen til reverseringspunktet. Etter at reverseringspunktene er funnet, tas gjennomsnittet av punktene, og gjennomsnittet er det korrekte avstemningspunkt for kombineringsfilteret. Trinnmotoren for filteret 10 kjøres til dette punkt. Denne såkalte posisjons-gjennomsnitt avstemning har to fordeler: virkningen av støy som finnes i effektmåler-linjen UR2 blir redusert, og avstemningsfeilen som forårsakes ved avslutningen av dynamikken til A/D-omformeren i styringsenheten ved lave effektnivåer og gode innstillinger for kombineringsfilteret, blir redusert.

Finjustering blir anvendt på et kombineringsfilter når radiosenderen er på. Siden GSM-sendingens effekt normalt varierer fra en tidsluke til en annen, kan ikke avstemningstilstanden til kombineringsfilteret overvåkes pålitelig bare ved måling av grenen av effekt som reflekteres fra filteret.

I finjusteringen tas det prøver av både sendt og reflektert signal ved å benytte målingsgrenene i FR-UR2 og IFF-UF2, og avstemningstilstanden til filteret kan bedømmes fra forholdet mellom måleresultatene YR2 og UF2 (refleksjons-koeffisienten er lik UR2/UF2). I finjusteringen blir filteret justert til en frekvens som gir minimum refleksjonskoeffisient.

I finjusteringen justeres syntetisatoren 230 til kanalen, og målelinjene til kanalene for langsom måling av signaler som sendes gjennom og reflekteres. Man venter med innstillingene av syntetisatoren og målegrenene. Refleksjonskoeffisienten ved startpunktet måles ved å utlede et antall prøver vekselvis fra det gjennomgående signal og det reflekterte signal. En refleksjonskoeffisient for filteret beregnes fra hvert par av måleresultater. Refleksjons-koeffisientene summeres, og finjustering anvendes for å minimalisere summen av refleksjons-koeffisienter. Trinnmotoren kjøres så opp til minimum-verdien av refleksjons-koeffisienten er passert med to trinn. Med dette punkt reverseres retningen, og verdien av posisjonstelleren på filteret lagres. Denne prosedyren gjentas til minimum av refleksjonskoeffisienten for filteret er passert to ganger og retningen til trinnmotoren er reversert tre ganger. Ved det tredje reverseringspunkt tas 12

gjennomsnittet av posisjonstellerne, og filteret innstilles til den posisjon som er indikert ved gjennomsnittet av posisjonstellere. Finavstemningen av filteret er nå gjennom-ført .

Filteret finjusteres for eksempel i de følgende tilfeller: refleksjonskoeffisienten for filteret har endret seg tilstrekkelig fra en tidligere justeringsverdi; temperaturen ved kombineringsfilteret har endret seg under overvåknings-perioden; alle filtrene finjusteres med regelmessige interval-ler .

Tegningene og beskrivelsene i forbindelse med dem er bare ment å illustrere oppfinnelsen. I detaljene kan oppfinnelsen variere innenfor omfanget av kravene.

Claims (7)

1. Fremgangsmåte for å avstemme et kombineringsfilter, omfattende: a) å innstille senterfrekvensen for kombineringsfilteret; b) å påtrykke et RF-signal på kombineringsfilteret; c) å måle RF-effekten som reflekteres fra kombineringsfilteret; d) å lagre den målte effektverdi; karakterisert ved at den nevnte innstilling av senterfrekvensen for kombineringsfilteret omfatter innstilling av senterfrekvensen ved en passende avstand fra en ønsket radiokanal; og ved at fremgangsmåten videre omfatter e) å variere kombineringsfilterets senterfrekvens trinnvis mot det ønskede kanalområde, til den reflekterte effekt er redusert til en forut bestemt del av den lagrede effektverdi; f) å variere kombineringsfilterets senterfrekvens trinnvis og måle den reflekterte effekt og lagre den som en minimumsverdi ved hvert trinn inntil minimum av den reflekterte effekt er nådd, og dette minimum er passert med noen få trinn; h) å reversere retningen for variasjon av senterfrekvensen for kombineringsfilteret og å lagre posisjonen for reverseringspunktet; k) å gjenta trinnene f) og h) et ønsket antall ganger; og m) å bestemme den endelige avstemningsposisjon for kombineringsfilteret ved å ta gjennomsnittet av reverseringspunkt-posisjonene.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at målingene av reflektert effekt omfatter: utledning av et prøvesignal fra RF-effekten som reflekteres fra kombineringsfilteret; blanding av prøvesignalet til en mellomfrekvens; og detektering av effekten av mellomfrekvens-signalet ved likeretting.

3. Fremgangsmåte for å finjustere et kombineringsfilter, omfattende: a) å påtrykke et RF-signal på kombineringsfilteret; b) å måle den sendte RF-effekt som passerer til kombineringsfilteret og den RF-effekt som reflekteres fra kombineringsfilteret; c) å bestemme en refleksjons-koeffisient som et forhold mellom de målte effektverdier, og å lagre den oppnådde refleksjonskoeffisient; karakterisert ved at fremgangsmåten videre omfatter d ) å variere kombineringsfilterets senterfrekvens trinnvis i en retning og å bestemme av verdien av refleksjonskoeffisienten og å lagre av denne som en minimumsverdi ved hvert trinn inntil minimumsverdien av refleksjons-koeffisienten er nådd, og minimum passeres med noen få trinn; e) å reversere retningen av den trinnvise variasjon av senterfrekvensen i kombineringsfilteret, og å lagre reverseringspunktenes posisjon; f) å gjenta trinnene d) og e) et ønsket antall ganger; og g) å bestemme den endelige avstemmingsposisjon for kombineringsfilteret ved å ta gjennomsnittet av reverseringspunkt-posisjonene.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 3, karakterisert ved at målingen av den sendte og den reflekterte effekt omfatter å utlede et prøvesignal fra den sendte RF-effekt som passerer til kombineringsfilteret og den RF-effekt som reflekteres fra det; å blande prøvesignalene til en mellomfrekvens; og å detektere mellomfrekvenssignalenes effekt ved toppverdi-likeretting.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 4, karakterisert ved at prøvesignalenes spektrum blir avveiet før deteksjon på en slik måte at virkningen av senterfrekvensens signalkomponenter vil bli fremhevet.

6. Anordning for å justere et kombineringsfilter, omfattende en anordning (11) for å generere et første prøvesignal (IFF) som er proporsjonalt med den sendte RF-effekt som passerer til kombineringsfilteret (10) og et annet prøvesignal (IFR) som er proporsjonalt med RF-effekten som reflekteres fra kombineringsfilteret; en detektoranordning (23) for å detektere størrelsen av fremsendt og reflektert effekt ved hjelp av det første (IFF) og det andre (IFR) prøvesignal; og en styreanordning (24) for å justere senterfrekvensen til kombineringsfilteret (10) som følge av deteksjonsresultatene fra detektoranordningen (23) ; karakterisert ved at detektoranordningen omfatter en første detektorgren for å detektere det første prøvesignal (IFF) under finjustering av kombineringsfilteret, hvor detektorgrenen inneholder en toppverdi-detektor (233B) og et første båndpassfilter (232B) før detektoren (233B) og et første lavpassfilter (234B) etter detektoren (233B); en andre detektorgren for å detektere det annet prøve-signal (IFR) under finjusteringen av kombineringsfilteret, hvor detektorgrenen inneholder en toppverdi-detektor (233A) og et andre båndpassfilter (232A) før detektoren (233A) og et andre lavpassfilter (234A) etter detektoren (233A); og en tredje målegren for å detektere det annet prøvesignal (IFR) under grovjustering av kombineringsfilteret, hvor detektorgrenen inneholder en helbølgelikeretter-detektor (236) og et tredje båndpassfilter (235) før detektoren (236) og et tredje lavpassfilter (237) etter detektoren, hvor båndbredden for det tredje båndpassfilter(235) er større enn for prøve-signalet (IFR), og hvor båndbredden for det tredje båndpassfilter (237) er større enn for det første (234B) og det annet (234A) lavpassfilter, og ved at styreanordningen (24) omfatter: en anordning for å variere kombineringsfilterets (10) senterfrekvens trinnvis under fin- og grovjusteringen, og for å reversere retningen for variasjon hver gang en minimumsverdi for en refleksjonekoeffisient eller den reflekterte effekt blir detektert og passert med et forutbestemt antall juste-ringstrinn; en anordning for å bestemme gjennomsnittet av et forutbestemt antall reverseringspunkter for trinnvariasjons-retning; og en anordning for å innstille kombineringsfilterets (10) senterfrekvens i henhold til dette gjennomsnittet.

7. Anordning ifølge krav 6, karakterisert ved at den nevnte anordning (11) for å generere prøvesignalene (IFF, IFR) omfatter en prøvetakningsanordning for å trekke ut RF-prøve-signaler fra den fremsendte og den reflekterte RF-effekt; og anordninger (210, 220) for å blande RF-prøvesignalene til en mellomfrekvens.