JP3078839B2 - コンバイナフィルタを同調する装置及び方法 - Google Patents
コンバイナフィルタを同調する装置及び方法Info
- Publication number
- JP3078839B2 JP3078839B2 JP06515712A JP51571294A JP3078839B2 JP 3078839 B2 JP3078839 B2 JP 3078839B2 JP 06515712 A JP06515712 A JP 06515712A JP 51571294 A JP51571294 A JP 51571294A JP 3078839 B2 JP3078839 B2 JP 3078839B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- combiner
- frequency
- signal
- combiner filter
- power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/46—Networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、コンバイナフィルタを調整する装置であっ
て、上記コンバイナフィルタへの順方向RF電力に比例す
る第１サンプル信号と、上記コンバイナフィルタから反
射されたRF電力に比例する第２のサンプル信号とを受信
する手段と；上記第１サンプル信号により上記順方向電
力の大きさを検出する第１の周波数選択性の検出手段
と；上記第２サンプル信号により上記反射された電力の
大きさを検出する第２の周波数選択性の検出手段と；上
記検出手段の検出結果に応答してコンバイナフィルタの
中心周波数を調整する制御手段とを備えた装置に係る。
て、上記コンバイナフィルタへの順方向RF電力に比例す
る第１サンプル信号と、上記コンバイナフィルタから反
射されたRF電力に比例する第２のサンプル信号とを受信
する手段と；上記第１サンプル信号により上記順方向電
力の大きさを検出する第１の周波数選択性の検出手段
と；上記第２サンプル信号により上記反射された電力の
大きさを検出する第２の周波数選択性の検出手段と；上
記検出手段の検出結果に応答してコンバイナフィルタの
中心周波数を調整する制御手段とを備えた装置に係る。
先行技術の説明 多数の無線送信器を同じアンテナ又はアンテナライン
に接続する１つの既知の方法は、各々の無線送信器を、
その無線送信器の送信周波数に中心周波数が同調された
個別のバンドパスフィルタを通して接続することであ
る。このようなバンドパスフィルタを「コンバイナフィ
ルタ」と称する。コンバイナフィルタの機能は、各無線
送信器の送信信号を、あり得べき最小のロスでアンテナ
へ供給すると共に、他の無線送信器からの異なる周波数
の送信信号がアンテナの方向からこの特定の無線送信器
へ漏れるのをできるだけ効率的に防止することである。
従来、コンバイナバンドパスフィルタは、無線送信器の
送信周波数に固定同調されている。従って、コンバイナ
フィルタ又はその同調を同時に変えることなく無線送信
器の送信周波数を変えることはできなかった。
に接続する１つの既知の方法は、各々の無線送信器を、
その無線送信器の送信周波数に中心周波数が同調された
個別のバンドパスフィルタを通して接続することであ
る。このようなバンドパスフィルタを「コンバイナフィ
ルタ」と称する。コンバイナフィルタの機能は、各無線
送信器の送信信号を、あり得べき最小のロスでアンテナ
へ供給すると共に、他の無線送信器からの異なる周波数
の送信信号がアンテナの方向からこの特定の無線送信器
へ漏れるのをできるだけ効率的に防止することである。
従来、コンバイナバンドパスフィルタは、無線送信器の
送信周波数に固定同調されている。従って、コンバイナ
フィルタ又はその同調を同時に変えることなく無線送信
器の送信周波数を変えることはできなかった。
しかしながら、ある場合には、無線送信器の周波数を
簡単且つ迅速に変更できることが望まれる。このような
１つの場合として、所定の送信及び受信チャンネルが指
定されたセル式（セルラー）移動無線システムのベース
ステーションがある。必要に応じて、ベースステーショ
ンの送信及び受信周波数を変更することによりシステム
のチャンネル割り当てを変えられる場合には、種々の条
件において融通性があり且つ効率の良いやり方でシステ
ムのチャンネル容量を利用することができる。それ故、
中心周波数が送信周波数と共に自動的に変化するような
コンバイナフィルタが開発されている。
簡単且つ迅速に変更できることが望まれる。このような
１つの場合として、所定の送信及び受信チャンネルが指
定されたセル式（セルラー）移動無線システムのベース
ステーションがある。必要に応じて、ベースステーショ
ンの送信及び受信周波数を変更することによりシステム
のチャンネル割り当てを変えられる場合には、種々の条
件において融通性があり且つ効率の良いやり方でシステ
ムのチャンネル容量を利用することができる。それ故、
中心周波数が送信周波数と共に自動的に変化するような
コンバイナフィルタが開発されている。
既知の自動同調式コンバイナフィルタの調整は、コン
バイナフィルタの入力から反射されるRF電力又はコンバ
イナフィルタを通過するRF電力を測定しそしてその測定
された電力の最小／最大値にロックすることに基づいて
いる。しかしながら、この調整方法に伴う問題は、調整
精度が低く且つダイナミックレンジが狭いことである。
調整システム全体の周波数選択度はコンバイナフィルタ
に依存しているので、他の無線送信器の電力成分がコン
バイナフィルタを経てその入力へ漏れると、フィルタ入
力における反射抑制測定の最小反射抑制値が約7dBとな
り、これは測定のためのダイナミックレンジを狭くす
る。コンバイナフィルタを通る電力の測定に基づく調整
方法では、最大電力値の測定ダイナミックレンジも、こ
れと同じ理由で低いままとなる。更に、この公知の調整
方法に基づく自動同調式コンバイナフィルタは、無線送
信器間で相対的な電力レベルを変えることができず、即
ち「相互ダイナミックレンジ」がほとんど0dBである。
というのは、１つの送信器の電力レベルが変化すると、
他の無線送信器のコンバイナフィルタの調整回路におけ
る電力測定に直ちに影響が及び、調整エラーを生じさせ
るからである。
バイナフィルタの入力から反射されるRF電力又はコンバ
イナフィルタを通過するRF電力を測定しそしてその測定
された電力の最小／最大値にロックすることに基づいて
いる。しかしながら、この調整方法に伴う問題は、調整
精度が低く且つダイナミックレンジが狭いことである。
調整システム全体の周波数選択度はコンバイナフィルタ
に依存しているので、他の無線送信器の電力成分がコン
バイナフィルタを経てその入力へ漏れると、フィルタ入
力における反射抑制測定の最小反射抑制値が約7dBとな
り、これは測定のためのダイナミックレンジを狭くす
る。コンバイナフィルタを通る電力の測定に基づく調整
方法では、最大電力値の測定ダイナミックレンジも、こ
れと同じ理由で低いままとなる。更に、この公知の調整
方法に基づく自動同調式コンバイナフィルタは、無線送
信器間で相対的な電力レベルを変えることができず、即
ち「相互ダイナミックレンジ」がほとんど0dBである。
というのは、１つの送信器の電力レベルが変化すると、
他の無線送信器のコンバイナフィルタの調整回路におけ
る電力測定に直ちに影響が及び、調整エラーを生じさせ
るからである。
フィンランド特許出願第912,255号には、RF測定信号
を同じ周波数の信号、即ち送信周波数信号と混合して、
実質的にゼロ周波数の信号即ちDC信号を得るようにし、
その信号のレベルが入力から反射されるRF電力に比例す
るか又はフィルタを通過するRF電力に比例するようにす
ることにより、通過又は反射されるRF電力の測定の周波
数選択度を増大した調整装置が開示されている。他の無
線送信器の送信周波数から漏れる電力成分は、例えば、
300kHz又はそれより高い周波数において混合結果に現
れ、これらは混合に続くローパスフィルタ動作において
フィルタ除去される。このように、上記特許出願の発明
は、測定されるべき送信周波数RF電力成分のみに基づく
レベルを有する測定信号を与えるが、この測定信号は、
他の無線送信器の送信信号によって影響されない。
を同じ周波数の信号、即ち送信周波数信号と混合して、
実質的にゼロ周波数の信号即ちDC信号を得るようにし、
その信号のレベルが入力から反射されるRF電力に比例す
るか又はフィルタを通過するRF電力に比例するようにす
ることにより、通過又は反射されるRF電力の測定の周波
数選択度を増大した調整装置が開示されている。他の無
線送信器の送信周波数から漏れる電力成分は、例えば、
300kHz又はそれより高い周波数において混合結果に現
れ、これらは混合に続くローパスフィルタ動作において
フィルタ除去される。このように、上記特許出願の発明
は、測定されるべき送信周波数RF電力成分のみに基づく
レベルを有する測定信号を与えるが、この測定信号は、
他の無線送信器の送信信号によって影響されない。
公知の全ての自動同調式コンバイナフィルタにおいて
は、同調プロセスに必要とされる測定が、各チャンネル
ごとに専用の測定及び制御電子装置によって行われてい
る。
は、同調プロセスに必要とされる測定が、各チャンネル
ごとに専用の測定及び制御電子装置によって行われてい
る。
発明の要旨 本発明の１つの目的は、複数のコンバイナフィルタを
一緒に同調する装置を提供することである。
一緒に同調する装置を提供することである。
この目的は、最初に述べた形式の装置において、本発
明により、上記受信手段が、少なくとも２つの異なるコ
ンバイナフィルタの第１サンプル信号に対する少なくと
も２つの第１入力と；所望の第１入力を選択的に第１検
出手段に接続するための第１セレクタ手段と；少なくと
も２つの異なるコンバイナフィルタの第２サンプル信号
に対する少なくとも２つの第２入力と；所望の第２サン
プル信号を選択的に第２検出手段に接続するための第２
セレクタ手段とを備えたことを特徴とする装置によって
達成される。
明により、上記受信手段が、少なくとも２つの異なるコ
ンバイナフィルタの第１サンプル信号に対する少なくと
も２つの第１入力と；所望の第１入力を選択的に第１検
出手段に接続するための第１セレクタ手段と；少なくと
も２つの異なるコンバイナフィルタの第２サンプル信号
に対する少なくとも２つの第２入力と；所望の第２サン
プル信号を選択的に第２検出手段に接続するための第２
セレクタ手段とを備えたことを特徴とする装置によって
達成される。
本発明においては、多数の異なるコンバイナフィルタ
の測定信号が、同じ検出手段に対してマルチプレクスさ
れる。このマルチプレクス動作は、特に、非常に多数の
コンバイナフィルタがある場合にコンバイナフィルタの
同調及び調整手段の測定及び調整電子回路を著しく簡単
化する。その他の効果としては、より好都合な価格であ
ること、修理の必要性が少ないこと、そしてサイズが小
さく軽量であることが含まれる。
の測定信号が、同じ検出手段に対してマルチプレクスさ
れる。このマルチプレクス動作は、特に、非常に多数の
コンバイナフィルタがある場合にコンバイナフィルタの
同調及び調整手段の測定及び調整電子回路を著しく簡単
化する。その他の効果としては、より好都合な価格であ
ること、修理の必要性が少ないこと、そしてサイズが小
さく軽量であることが含まれる。
本発明の好ましい実施例においては、測定信号のマル
チプレクス動作は、主として、測定電子回路に対して同
調されるべき１つのそして同じコンバイナフィルタの順
方向及び反射電力のサンプル信号を選択するのに使用さ
れる。しかしながら、本発明によるマルチプレクス構造
体の１つの効果は、第１及び第２のセレクタ手段の制御
が互いに独立していて、異なるチャンネル間の分離測定
も行えるようにすることである。従って、１つのコンバ
イナフィルタの順方向電力のサンプル信号と、別のコン
バイナフィルタの反射電力のサンプル信号が、測定電子
回路に接続される。両方のサンプル信号が同じ周波数に
おいて周波数選択検出を受けるときに、無線チャンネル
間の分離の程度が決定される。
チプレクス動作は、主として、測定電子回路に対して同
調されるべき１つのそして同じコンバイナフィルタの順
方向及び反射電力のサンプル信号を選択するのに使用さ
れる。しかしながら、本発明によるマルチプレクス構造
体の１つの効果は、第１及び第２のセレクタ手段の制御
が互いに独立していて、異なるチャンネル間の分離測定
も行えるようにすることである。従って、１つのコンバ
イナフィルタの順方向電力のサンプル信号と、別のコン
バイナフィルタの反射電力のサンプル信号が、測定電子
回路に接続される。両方のサンプル信号が同じ周波数に
おいて周波数選択検出を受けるときに、無線チャンネル
間の分離の程度が決定される。
従って、本発明は、コンバイナフィルタにより分離さ
れた無線送信器において分離測定を行う方法にも係る。
この方法は、 第１周波数に同調された第１コンバイナフィルタの入
力へと通過する第１周波数をもつ順方向RF信号の電力を
周波数選択的に検出し、 第２周波数に同調された第２コンバイナフィルタの出
力からその入力へと漏れる第２周波数をもつRF信号成分
の電力を周波数選択的に検出し、そして 順方向電力から別の送信器へ漏れた電力の割合を決定
する、 という段階を備えたことを特徴とする。
れた無線送信器において分離測定を行う方法にも係る。
この方法は、 第１周波数に同調された第１コンバイナフィルタの入
力へと通過する第１周波数をもつ順方向RF信号の電力を
周波数選択的に検出し、 第２周波数に同調された第２コンバイナフィルタの出
力からその入力へと漏れる第２周波数をもつRF信号成分
の電力を周波数選択的に検出し、そして 順方向電力から別の送信器へ漏れた電力の割合を決定
する、 という段階を備えたことを特徴とする。
図面の簡単な説明 以下、添付図面を参照し、好ましい実施例について本
発明を詳細に説明する。
発明を詳細に説明する。
図１は、コンバイナフィルタによって実施される典型
的な送信システムを示すブロック図である。
的な送信システムを示すブロック図である。
図２は、バンドパスフィルタを調整するための本発明
のスイッチング構成体であって、フィルタ入力から反射
される電力が測定される構成体のブロック図である。
のスイッチング構成体であって、フィルタ入力から反射
される電力が測定される構成体のブロック図である。
図３は、図２の選択ブロック21及び22を更に詳細に示
すスイッチング図である。
すスイッチング図である。
好ましい実施例の詳細な説明 図１を参照すれば、送信周波数f1・・・fnを各々有す
るｎ個の無線送信器Tx1・・・txnは、各周波数に同調さ
れたバンドパスフィルタ11、12・・・1nを経て共通の加
算点P1に接続され、そして更にアンテナラインを経て共
通の送信アンテナANTに接続される。従って、送信アン
テナANTに送られる高周波（RF）信号は、全ての送信器
の周波数f1・・・fnより成る。送信周波数f1・・・f
nは、例えば、レンジ920ないし960MHz内である。多数の
送信器を共通のアンテナに接続するバンドパスフィルタ
を一般にコンバイナフィルタと称している。このコンバ
イナフィルタは、それ自身の送信器の送信信号をできる
だけ僅かなロスでアンテナラインへ通過できると同時
に、他の送信器からの異なる周波数の送信信号がそれ自
身の送信器へ入り込むのを効率的に防止するものであ
る。本発明は、これを特に効果的に適用できるコンバイ
ナフィルタに関連して以下に説明するが、本発明は、周
波数の調整に周波数選択電力測定が必要とされるときの
他の目的に意図されたフィルタにも適用できる。
るｎ個の無線送信器Tx1・・・txnは、各周波数に同調さ
れたバンドパスフィルタ11、12・・・1nを経て共通の加
算点P1に接続され、そして更にアンテナラインを経て共
通の送信アンテナANTに接続される。従って、送信アン
テナANTに送られる高周波（RF）信号は、全ての送信器
の周波数f1・・・fnより成る。送信周波数f1・・・f
nは、例えば、レンジ920ないし960MHz内である。多数の
送信器を共通のアンテナに接続するバンドパスフィルタ
を一般にコンバイナフィルタと称している。このコンバ
イナフィルタは、それ自身の送信器の送信信号をできる
だけ僅かなロスでアンテナラインへ通過できると同時
に、他の送信器からの異なる周波数の送信信号がそれ自
身の送信器へ入り込むのを効率的に防止するものであ
る。本発明は、これを特に効果的に適用できるコンバイ
ナフィルタに関連して以下に説明するが、本発明は、周
波数の調整に周波数選択電力測定が必要とされるときの
他の目的に意図されたフィルタにも適用できる。
図２は、コンバイナフィルタを調整する本発明による
構成体を示しており、これについて以下に説明する。機
能ブロックとして、この構成体は、コンバイナブロック
71、12・・・1nを備えているが、図示明瞭化のために、
そのうちのブロック11と、選択ブロック21及び22と、検
出ブロック23と、制御ブロック24のみが示されている。
コンバイナフィルタの同調は、高周波送信信号の測定に
基づいており、個々のコンバイナフィルタへ通過する順
方向電力Pfと、このフィルタから反射される電力Prとを
決定する。コンバイナフィルタへの順方向信号の電力
と、コンバイナフィルタから反射される信号の電力は、
互いに比較され、そしてフィルタの中心周波数は、フィ
ルタから送信器の電力へ反射される電力の割合が最小と
なるように調整される。従って、アンテナへ送られる電
力の割合ができるだけ大きくされる。コンバイナフィル
タの同調は、ステッパモータ調整器によって行われ、こ
の調整器は、順方向電力及び反射電力に関する測定信号
データに応答して制御ユニット24によって制御されるよ
うにプログラムされる。
構成体を示しており、これについて以下に説明する。機
能ブロックとして、この構成体は、コンバイナブロック
71、12・・・1nを備えているが、図示明瞭化のために、
そのうちのブロック11と、選択ブロック21及び22と、検
出ブロック23と、制御ブロック24のみが示されている。
コンバイナフィルタの同調は、高周波送信信号の測定に
基づいており、個々のコンバイナフィルタへ通過する順
方向電力Pfと、このフィルタから反射される電力Prとを
決定する。コンバイナフィルタへの順方向信号の電力
と、コンバイナフィルタから反射される信号の電力は、
互いに比較され、そしてフィルタの中心周波数は、フィ
ルタから送信器の電力へ反射される電力の割合が最小と
なるように調整される。従って、アンテナへ送られる電
力の割合ができるだけ大きくされる。コンバイナフィル
タの同調は、ステッパモータ調整器によって行われ、こ
の調整器は、順方向電力及び反射電力に関する測定信号
データに応答して制御ユニット24によって制御されるよ
うにプログラムされる。
各コンバイナブロック11、12・・・1nは、ステッパモ
ータによって調整されるコンバイナフィルタ10を含んで
いる。このフィルタ10の後で、送信器のラインは、所定
長さの送信ラインによって電気的に加算され電気的に加
算されそしてアンテナラインへ接続される。全送信器ブ
ランチは、アンテナラインから他の送信器へ至る送信器
の接続を減少するために、送信器とコンバイナフィルタ
10との間にサーキュレータ手段11を備えている。又、こ
のサーキュレータ手段11は、調整手順に必要な高周波サ
ンプルを、コンバイナフィルタへ通過する順方向電力か
ら導出する（サンプル信号Pf1・・・Pfn）と共に、コン
バイナフィルタから反射される電力からも導出する（サ
ンプル信号Pr1・・・Prn）。
ータによって調整されるコンバイナフィルタ10を含んで
いる。このフィルタ10の後で、送信器のラインは、所定
長さの送信ラインによって電気的に加算され電気的に加
算されそしてアンテナラインへ接続される。全送信器ブ
ランチは、アンテナラインから他の送信器へ至る送信器
の接続を減少するために、送信器とコンバイナフィルタ
10との間にサーキュレータ手段11を備えている。又、こ
のサーキュレータ手段11は、調整手順に必要な高周波サ
ンプルを、コンバイナフィルタへ通過する順方向電力か
ら導出する（サンプル信号Pf1・・・Pfn）と共に、コン
バイナフィルタから反射される電力からも導出する（サ
ンプル信号Pr1・・・Prn）。
本発明によれば、コンバイナフィルタブロックは、コ
ンバイナブロックを１つづつ同調する共通の調整装置を
有している。それ故、コンバイナブロックのサーキュレ
ータ手段11からの高周波測定信号Pf1・・・Pfn及びPr1
・・・Prnを選択して更に処理しなければならない。こ
れら選択は、順方向電力Pfについては選択ブロック22で
行われ、そして反射電力Prについては選択ブロック21で
行われる。選択ブロック22においては、次に同調される
べきコンバイナフィルタの信号が、制御ユニット24の４
ライン制御バス22Aを経て与えられる制御に基づいてス
イッチS1ないしSnにより選択される。これに対応して、
選択ブロック21では、次の同調されるべきコンバイナフ
ィルタの信号Prが、制御ユニット24からの４ライン制御
バス21Aを経て与えられる制御に基づいてスイッチS1な
いしSn（例えば、RFリレー）によって選択される。これ
らの選択された信号Pf及びPrは、各々、ミクサ220及び2
10へ付与され、これにより、測定されるべき高周波信号
がゼロの中間周波数に対して混合される。混合に必要と
される局部発振信号LOは、検出ブロック23に設けられた
合成器230から得られ、これは、次に同調されるべき送
信器チャンネルの中心周波数で動作するものである。こ
の合成器230は、そのチャンネル制御データを制御ブロ
ックからバス24Aを経て得る。混合により、RF入力信号P
f及びPrは、ゼロ中間周波数の測定信号IFF及びIFRへと
形成され、測定されるべきチャンネルによって生じたス
ペクトル成分は、150kHzより低い周波数にあり、そのレ
ベルは、測定されるべき高周波信号Pf及びPrのレベルに
比例する。測定されるべきチャンネルにより生じた低周
波IF測定信号のレベルは、コンバイナの高周波電力に比
例するので、混合により、周波数選択電力測定を行うこ
とができる。コンバイナシステムに接続された他の送信
器の送信信号によって生じる低周波スペクトル成分は、
500kHzより高い周波数で生じ、これらは、各選択ブロッ
クの出力に各々設けられたローパスフィルタ211及び221
によりフィルタ除去することができる。フィルタされた
中間周波信号IFR及びIFFは、検出ブロック23に送られ
る。
ンバイナブロックを１つづつ同調する共通の調整装置を
有している。それ故、コンバイナブロックのサーキュレ
ータ手段11からの高周波測定信号Pf1・・・Pfn及びPr1
・・・Prnを選択して更に処理しなければならない。こ
れら選択は、順方向電力Pfについては選択ブロック22で
行われ、そして反射電力Prについては選択ブロック21で
行われる。選択ブロック22においては、次に同調される
べきコンバイナフィルタの信号が、制御ユニット24の４
ライン制御バス22Aを経て与えられる制御に基づいてス
イッチS1ないしSnにより選択される。これに対応して、
選択ブロック21では、次の同調されるべきコンバイナフ
ィルタの信号Prが、制御ユニット24からの４ライン制御
バス21Aを経て与えられる制御に基づいてスイッチS1な
いしSn（例えば、RFリレー）によって選択される。これ
らの選択された信号Pf及びPrは、各々、ミクサ220及び2
10へ付与され、これにより、測定されるべき高周波信号
がゼロの中間周波数に対して混合される。混合に必要と
される局部発振信号LOは、検出ブロック23に設けられた
合成器230から得られ、これは、次に同調されるべき送
信器チャンネルの中心周波数で動作するものである。こ
の合成器230は、そのチャンネル制御データを制御ブロ
ックからバス24Aを経て得る。混合により、RF入力信号P
f及びPrは、ゼロ中間周波数の測定信号IFF及びIFRへと
形成され、測定されるべきチャンネルによって生じたス
ペクトル成分は、150kHzより低い周波数にあり、そのレ
ベルは、測定されるべき高周波信号Pf及びPrのレベルに
比例する。測定されるべきチャンネルにより生じた低周
波IF測定信号のレベルは、コンバイナの高周波電力に比
例するので、混合により、周波数選択電力測定を行うこ
とができる。コンバイナシステムに接続された他の送信
器の送信信号によって生じる低周波スペクトル成分は、
500kHzより高い周波数で生じ、これらは、各選択ブロッ
クの出力に各々設けられたローパスフィルタ211及び221
によりフィルタ除去することができる。フィルタされた
中間周波信号IFR及びIFFは、検出ブロック23に送られ
る。
検出ブロック23の機能は、次に同調されるべきコンバ
イナフィルタへの順方向電力の大きさと、コンバイナフ
ィルタから反射された電力の大きさを、セレクタカード
から得た中間周波信号IFF及びIFRから検出することであ
る。この検出ブロック23は、例えば、図２に示すような
構造を有してもよく、この場合に、入力IFFから出力UF2
への順方向電力測定ブランチと、入力IFRから出力UR2へ
の反射電力測定ブランチは、信号処理において相互に同
一である。これらの測定ブランチは、コンバイナフィル
タを連続的に微調整するのに使用される。入力IFRから
出力UR1への検出ブロックの測定ブランチは、コンバイ
ナが使用に供されるときに使用され、従って、送信器の
出力信号は、各時間スロットにおいて等しい電力の送信
を行うテスト信号である。
イナフィルタへの順方向電力の大きさと、コンバイナフ
ィルタから反射された電力の大きさを、セレクタカード
から得た中間周波信号IFF及びIFRから検出することであ
る。この検出ブロック23は、例えば、図２に示すような
構造を有してもよく、この場合に、入力IFFから出力UF2
への順方向電力測定ブランチと、入力IFRから出力UR2へ
の反射電力測定ブランチは、信号処理において相互に同
一である。これらの測定ブランチは、コンバイナフィル
タを連続的に微調整するのに使用される。入力IFRから
出力UR1への検出ブロックの測定ブランチは、コンバイ
ナが使用に供されるときに使用され、従って、送信器の
出力信号は、各時間スロットにおいて等しい電力の送信
を行うテスト信号である。
検出ブロック23からの出力信号UF2、UR1及びUR2は、
制御ブロック24に送られ、そこで、A/D変換が行われる
と共に、次に調整されるべきコンバイナの同調状態が出
力信号から計算される。制御ユニット24は、ステッパモ
ータを制御するために各コンバイナフィルタ10ごとに専
用の制御出力を有している。
制御ブロック24に送られ、そこで、A/D変換が行われる
と共に、次に調整されるべきコンバイナの同調状態が出
力信号から計算される。制御ユニット24は、ステッパモ
ータを制御するために各コンバイナフィルタ10ごとに専
用の制御出力を有している。
検出ブロック23の構造及び調整手段は、参考としてこ
こに取り上げる「コンバイナフィルタを同調する方法及
び構成体（Method and arrangement for tuning a comb
iner filter）」と題する本発明と同日出願のFI特許出
願に詳細に開示されている。
こに取り上げる「コンバイナフィルタを同調する方法及
び構成体（Method and arrangement for tuning a comb
iner filter）」と題する本発明と同日出願のFI特許出
願に詳細に開示されている。
本発明の好ましい実施例においては、測定信号のマル
チプレクス動作は、測定電子回路に対して同調されるべ
き１つのそして同じコンバイナフィルタの順方向及び反
射電力のサンプル信号を選択するのに主として使用され
る。しかし、本発明によるマルチプレクス構造体の１つ
の効果は、第１及び第２のセレクタ手段の制御が互いに
独立していて、異なるチャンネル間で分離測定も行える
ようにすることである。このような場合に、１つのコン
バイナフィルタの順方向電力のサンプル信号と、別のコ
ンバイナフィルタの反射電力のサンプル信号が測定電子
回路に接続される。両方のサンプル信号が同じ周波数に
おいて周波数選択的な検出を受けるときには、無線チャ
ンネル間の分離の程度が決定される。
チプレクス動作は、測定電子回路に対して同調されるべ
き１つのそして同じコンバイナフィルタの順方向及び反
射電力のサンプル信号を選択するのに主として使用され
る。しかし、本発明によるマルチプレクス構造体の１つ
の効果は、第１及び第２のセレクタ手段の制御が互いに
独立していて、異なるチャンネル間で分離測定も行える
ようにすることである。このような場合に、１つのコン
バイナフィルタの順方向電力のサンプル信号と、別のコ
ンバイナフィルタの反射電力のサンプル信号が測定電子
回路に接続される。両方のサンプル信号が同じ周波数に
おいて周波数選択的な検出を受けるときには、無線チャ
ンネル間の分離の程度が決定される。
分離測定の原理を良く理解するために、周波数f1の無
線チャンネルを有する送信器Tx1（図１）によりその隣
接送信器Tx2・・・Txnの無線チャンネルに生じるf1周波
数の漏れについて説明する。たとえコンバイナフィルタ
の機能が、アンテナANTからそれ自身の送信器の方向へ
と生じる他の送信器からの異なる周波数の送信信号の漏
れを防止又は最小にすることであっても、チャンネル間
隔の狭い送信器Tx1・・・Txn間には効率的な分離が得ら
れない。例えば、送信器Tx1の周波数f1に最も接近した
周波数f2を無線システムの周波数レンジにおいて有して
いるとここで仮定される送信器Tx2においては、コンバ
イナフィルタ12は、停止帯域において限定した抑制作用
しかもたない。その結果、送信器Tx1の送信信号の一部
分が、送信器Tx2の方向に送信器Tx2のコンバイナフィル
タ10を経てアイソレータ11へと通過することができる。
この「反射した」信号は、同調測定においてコンバイナ
フィルタ10から反射されるTx2送信信号部分を測定する
のと同様に測定することができる。
線チャンネルを有する送信器Tx1（図１）によりその隣
接送信器Tx2・・・Txnの無線チャンネルに生じるf1周波
数の漏れについて説明する。たとえコンバイナフィルタ
の機能が、アンテナANTからそれ自身の送信器の方向へ
と生じる他の送信器からの異なる周波数の送信信号の漏
れを防止又は最小にすることであっても、チャンネル間
隔の狭い送信器Tx1・・・Txn間には効率的な分離が得ら
れない。例えば、送信器Tx1の周波数f1に最も接近した
周波数f2を無線システムの周波数レンジにおいて有して
いるとここで仮定される送信器Tx2においては、コンバ
イナフィルタ12は、停止帯域において限定した抑制作用
しかもたない。その結果、送信器Tx1の送信信号の一部
分が、送信器Tx2の方向に送信器Tx2のコンバイナフィル
タ10を経てアイソレータ11へと通過することができる。
この「反射した」信号は、同調測定においてコンバイナ
フィルタ10から反射されるTx2送信信号部分を測定する
のと同様に測定することができる。
本発明による分離測定は、図２に示す測定回路により
以下のように行われる。例えば、他のチャンネルからの
送信器Tx1の分離を測定する際には、合成器230が送信器
Tx1のチャンネルf1に対して指令され、順方向電力選択
ブロック22は、送信器Tx1の順方向電力のサンプル信号P
f1をミクサ220によるダウン変換のために選択する。反
射電力選択ブロック21は、検査される隣接送信器、例え
ば、Tx2の反射電力のサンプル信号Prをミクサ210による
ダウン変換のために選択する。ダウン変換は、測定プロ
セスを周波数選択性とし、即ち検出のために選択された
サンプル信号の両方からチャンネルf1の信号を抽出する
ことができる。検出ブロック23は、検出結果UR2及びUF2
を各々形成し、ここから、A/D変換の後に、制御ブロッ
ク24は、検査される送信器、例えば、Tx2の方向に送信
器Tx1から漏れた電力の割合を計算する。
以下のように行われる。例えば、他のチャンネルからの
送信器Tx1の分離を測定する際には、合成器230が送信器
Tx1のチャンネルf1に対して指令され、順方向電力選択
ブロック22は、送信器Tx1の順方向電力のサンプル信号P
f1をミクサ220によるダウン変換のために選択する。反
射電力選択ブロック21は、検査される隣接送信器、例え
ば、Tx2の反射電力のサンプル信号Prをミクサ210による
ダウン変換のために選択する。ダウン変換は、測定プロ
セスを周波数選択性とし、即ち検出のために選択された
サンプル信号の両方からチャンネルf1の信号を抽出する
ことができる。検出ブロック23は、検出結果UR2及びUF2
を各々形成し、ここから、A/D変換の後に、制御ブロッ
ク24は、検査される送信器、例えば、Tx2の方向に送信
器Tx1から漏れた電力の割合を計算する。
選択ブロック21及び22のスイッチS1ないしSnは、例え
ば、RFリレーをスイッチとして使用するか又はスイッチ
及び所定長さの伝送線を使用することによって実現する
ことができる。しかしながら、リレーを選択することに
伴う問題は、機械的に大きなサイズとなり且つ価格が高
いことである。所定長さ（実際には電気的に1/4波長の
倍数）の伝送線を含むマルチプレクススイッチの構成
は、従来のプリント回路板材料で形成されたときには大
きなサイズとなる。
ば、RFリレーをスイッチとして使用するか又はスイッチ
及び所定長さの伝送線を使用することによって実現する
ことができる。しかしながら、リレーを選択することに
伴う問題は、機械的に大きなサイズとなり且つ価格が高
いことである。所定長さ（実際には電気的に1/4波長の
倍数）の伝送線を含むマルチプレクススイッチの構成
は、従来のプリント回路板材料で形成されたときには大
きなサイズとなる。
本発明の好ましい実施例では、選択ブロック21及び22
は、各々サンプル信号Pf1・・・Pfn又はPr1・・・Prnに
対してRF信号入力RF1・・・RFNを含む図３に示す回路に
よって実現される。各入力RF1・・・RFNは、各ダイオー
ドスイッチD1・・・Dnにより加算伝送線31へ接続され、
この伝送線は、選択回路の出力32に接続された高周波ス
イッチ・伝送手段として動作するものである。一度に１
つのスイッチダイオードD1・・・Dnが導通され、その選
択されたダイオードが、選択された入力からの測定され
るべき信号を加算伝送線31へ通せるようにする。伝送線
31において、信号はサイズの等しい２つの部分に分割さ
れ、これらは伝送線31の両端に向かって伝播し始める。
伝送線の両端は、伝送線の比インピーダンス（例えば、
50Ω）に対応する負荷を示し、従って、伝送線の端から
著しい量の電力が反射されることはない。
は、各々サンプル信号Pf1・・・Pfn又はPr1・・・Prnに
対してRF信号入力RF1・・・RFNを含む図３に示す回路に
よって実現される。各入力RF1・・・RFNは、各ダイオー
ドスイッチD1・・・Dnにより加算伝送線31へ接続され、
この伝送線は、選択回路の出力32に接続された高周波ス
イッチ・伝送手段として動作するものである。一度に１
つのスイッチダイオードD1・・・Dnが導通され、その選
択されたダイオードが、選択された入力からの測定され
るべき信号を加算伝送線31へ通せるようにする。伝送線
31において、信号はサイズの等しい２つの部分に分割さ
れ、これらは伝送線31の両端に向かって伝播し始める。
伝送線の両端は、伝送線の比インピーダンス（例えば、
50Ω）に対応する負荷を示し、従って、伝送線の端から
著しい量の電力が反射されることはない。
ダイオードD1・・・Dnのうち、導通するよう切り換え
られないダイオードは、伝送線の方向に低いキャパシタ
ンスとして現れる。狭帯域の用途において、例えば、使
用する周波数帯域が中心周波数の数パーセント程度であ
るときには、その特定ダイオードの漂遊容量を、ダイオ
ードに並列接続されたLC回路（図示せず）によって補償
することができる。漂遊容量を補償する別の方法は、伝
送線31の容量部分の一部を形成するようにダイオードス
イッチD1・・・Dnを使用することであり、この場合に、
漂遊容量はプリント回路板のレイアウト設計によって補
償することができる。しかしながら、このやり方は、ダ
イオードスイッチD1・・・Dnを、切り換えられるべきサ
ンプル信号の波長に比して小さな間隔で配置できるよう
にすることを必要とする。
られないダイオードは、伝送線の方向に低いキャパシタ
ンスとして現れる。狭帯域の用途において、例えば、使
用する周波数帯域が中心周波数の数パーセント程度であ
るときには、その特定ダイオードの漂遊容量を、ダイオ
ードに並列接続されたLC回路（図示せず）によって補償
することができる。漂遊容量を補償する別の方法は、伝
送線31の容量部分の一部を形成するようにダイオードス
イッチD1・・・Dnを使用することであり、この場合に、
漂遊容量はプリント回路板のレイアウト設計によって補
償することができる。しかしながら、このやり方は、ダ
イオードスイッチD1・・・Dnを、切り換えられるべきサ
ンプル信号の波長に比して小さな間隔で配置できるよう
にすることを必要とする。
スイッチダイオードD1・・・Dnの制御は、これらスイ
ッチダイオードD1・・・Dnを開くために制御入力SEL1・
・・SELnに順方向電流制御を与えるか又はこれらスイッ
チダイオードD1・・・Dnを閉じるための逆方向電圧制御
を与えるDC又はDC電圧発生器（図示せず）によって実現
される。これら制御入力SELは、コイルL1・・・Lnを経
て接続され、従って、接続されるべきサンプル信号の周
波数で信号供給するコイルは、伝送線に負荷を与えな
い。これに対応して、スイッチダイオードを経て伝送線
31に送られるスイッチング電流は、伝送線31に負荷をか
けることなく伝送線31から運び去られねばならない。キ
ャパシタC1・・・Cn及びCs1、Cs2は、カップリングキャ
パシタである。
ッチダイオードD1・・・Dnを開くために制御入力SEL1・
・・SELnに順方向電流制御を与えるか又はこれらスイッ
チダイオードD1・・・Dnを閉じるための逆方向電圧制御
を与えるDC又はDC電圧発生器（図示せず）によって実現
される。これら制御入力SELは、コイルL1・・・Lnを経
て接続され、従って、接続されるべきサンプル信号の周
波数で信号供給するコイルは、伝送線に負荷を与えな
い。これに対応して、スイッチダイオードを経て伝送線
31に送られるスイッチング電流は、伝送線31に負荷をか
けることなく伝送線31から運び去られねばならない。キ
ャパシタC1・・・Cn及びCs1、Cs2は、カップリングキャ
パシタである。
添付図面及びそれに関連した説明は、単に本発明を解
説するものに過ぎない。それらの細部において、本発明
による装置及び方法は、添付の請求の範囲の精神及び範
囲内で変更することができる。
説するものに過ぎない。それらの細部において、本発明
による装置及び方法は、添付の請求の範囲の精神及び範
囲内で変更することができる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ノウシアイネン セッポ フィンランド エフイーエン‐90540 オウル ペレンクヤ ３ セー (72)発明者 ヴァサノヤ ユーハ フィンランド エフイーエン‐90100 オウル トリカテュ 16 アー ４ (72)発明者 カイヌライネン マルティ フィンランド エフイーエン‐90540 オウル スオクコンティエ 12 アー２ (72)発明者 キレーネン ユッカ フィンランド エフイーエン‐90150 オウル ハンヒティエ 17 エフシー20 (72)発明者 ハウキプロ テウボ フィンランド エフイーエン‐90570 オウル カンディリニンティエ アー ４ (72)発明者 ニエミタロ エサ フィンランド エフイーエン‐90250 オウル テューリハウカンティエ ２ ビー 33 (72)発明者 ティッカ ハリ フィンランド エフイーエン‐90630 オウル レンセリクヤ ６ ビー ７ (56)参考文献 特開 平４−156724（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−156723（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−357471（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−167801（ＪＰ，Ａ) 特表 平６−511115（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/04 H03H 7/10 - 7/12 H03J 7/18
Claims (8)
- 【請求項１】コンバイナフィルタを調整する装置であっ
て、上記コンバイナフィルタ（10）への順方向RF電力に
比例する第１サンプル信号（Pf）と、上記コンバイナフ
ィルタから反射されたRF電力に比例する第２サンプル信
号（Pr）とを受信する受信手段と、上記第１サンプル信
号（Pf）により上記順方向電力の大きさを検出する第１
の周波数選択性の検出手段（220、233B）と、上記第２
サンプル信号（Pr）により上記反射された電力の大きさ
を検出する第２の周波数選択性の検出手段（210、233
A）と、上記検出手段の検出結果に応答してコンバイナ
フィルタの中心周波数を調整する制御手段（24）とを備
えた装置において、上記受信手段が、少なくとも２つの
異なるコンバイナフィルタの第１サンプル信号（Pf）に
対する少なくとも２つの第１入力と、上記第１サンプル
信号（Pf）の所望の１つを上記第１検出手段（220、233
B）に選択的に接続するための第１セレクタ手段（22）
と、少なくとも２つの異なるコンバイナフィルタの第２
サンプル信号（Pr）に対する少なくとも２つの第２入力
と、上記第２サンプル信号（Pr）の所望の１つを上記第
２検出手段（210、233A）に選択的に接続するための第
２セレクタ手段（21）とを備えており、該装置は、上記
第１セレクタ手段（21）が同調されるべきコンバイナフ
ィルタの第１サンプル信号を選択し、そして上記第２セ
レクタ手段（22）が反射係数の検出および計算のために
同調されるべきコンバイナフィルタの第２サンプル信号
を選択するという測定状態を有することを特徴とする装
置。 - 【請求項２】上記セレクタ手段（21、22）は、上記制御
手段（24）に応答して、上記コンバイナフィルタの上記
第１および第２サンプル信号の対を交互に選択する請求
項１に記載の装置。 - 【請求項３】上記第１および第２セレクタ手段（21、2
2）の制御は互いに独立している請求項１または２に記
載の装置。 - 【請求項４】上記装置は、上記第１セレクタ手段（21）
が同調されるべきコンバイナフィルタの第１サンプル信
号を選択し、そして上記第２セレクタ手段（22）が別の
コンバイナフィルタの第２サンプル信号を選択するとい
う干渉測定状態を有する請求項１または２または３に記
載の装置。 - 【請求項５】上記第１および第２の周波数選択性の検出
手段は、両方とも、RFサンプル信号を検出の前にダウン
変換するための混合手段（210、220）を備えている請求
項１から４のうちのいずれか１項に記載の装置。 - 【請求項６】上記セレクタ手段の両方は、少なくとも２
つのRF入力（RF1−RFn）および１つのRF出力（32）と、
上記セレクタ手段の出力（32）に接続された加算伝送線
（31）と、上記加算伝送線（31）と各RF入力との間に接
続されたスイッチングダイオード（D1−Dn）と、上記ス
イッチングダイオードを一度に１つづつ選択的に制御し
てそれらを導通させ、RF入力からのRF信号を上記加算伝
送線に切り換えるようにする手段とを備えた請求項１か
ら５のうちのいずれか１項に記載の装置。 - 【請求項７】コンバイナフィルタにより分離された無線
送信器において分離測定を行う方法であって、第１周波
数に同調された第１コンバイナフィルタの入力へ通過す
る第１周波数をもつ順方向RF信号の電力を周波数選択的
に検出する段階を含む方法において、更に、第２周波数
に同調された第２コンバイナフィルタの出力からその入
力へと漏れる第１周波数をもつRF信号成分の電力を周波
数選択的に検出し、そして上記検出結果により別の送信
器へ漏れた順方向電力の割合を決定する、という段階を
備えたことを特徴とする方法。 - 【請求項８】上記周波数選択性の検出は、RF信号を検出
の前にダウン変換することを含む請求項７に記載の方
法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI925956A FI94690C (fi) | 1992-12-30 | 1992-12-30 | Laite kompainerisuodattimen virittämiseksi ja menetelmä erotusmittauksen suorittamiseksi |
| FI925956 | 1992-12-30 | ||
| PCT/FI1993/000567 WO1994016497A1 (en) | 1992-12-30 | 1993-12-29 | Device and method for tuning a combiner filter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07504557A JPH07504557A (ja) | 1995-05-18 |
| JP3078839B2 true JP3078839B2 (ja) | 2000-08-21 |
Family
ID=8536491
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06515712A Expired - Fee Related JP3078839B2 (ja) | 1992-12-30 | 1993-12-29 | コンバイナフィルタを同調する装置及び方法 |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5525940A (ja) |
| EP (1) | EP0647373B1 (ja) |
| JP (1) | JP3078839B2 (ja) |
| AT (1) | ATE170346T1 (ja) |
| AU (1) | AU674375B2 (ja) |
| DE (1) | DE69320636T2 (ja) |
| FI (1) | FI94690C (ja) |
| NO (1) | NO306889B1 (ja) |
| WO (1) | WO1994016497A1 (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI93064C (fi) * | 1992-12-30 | 1995-02-10 | Nokia Telecommunications Oy | Laite ja menetelmä kaistanpäästösuodattimen, erityisesti kompainerisuodattimen säätämiseksi |
| JP2728018B2 (ja) * | 1995-04-18 | 1998-03-18 | 日本電気株式会社 | 送信回路 |
| FI107766B (fi) * | 1998-01-28 | 2001-09-28 | Nokia Networks Oy | Viritysmenetelmä ja lähetinvastaanotinyksikkö |
| SE0004481D0 (sv) * | 2000-12-05 | 2000-12-05 | Ericsson Telefon Ab L M | A method and a device for tuning a cavity channel filter combiner |
| SE519892C2 (sv) * | 2000-12-15 | 2003-04-22 | Allgon Ab | Metod för att avstämma ett radiofilter, ett radiofilter och ett system innefattande ett sådant radiofilter. |
| JP2005534203A (ja) * | 2001-10-16 | 2005-11-10 | 株式会社ＲｆＳｔｒｅａｍ | モノリシック集積回路上に受信機を実施するための方法および装置 |
| US7199844B2 (en) * | 2002-05-28 | 2007-04-03 | Rfstream Corporation | Quadratic nyquist slope filter |
| WO2003103143A1 (en) * | 2002-05-29 | 2003-12-11 | Ukom, Inc. | Methods and apparatus for tuning using successive aproximation |
| US7116961B2 (en) * | 2002-05-29 | 2006-10-03 | Rfstream Corporation | Image rejection quadratic filter |
| US6750734B2 (en) * | 2002-05-29 | 2004-06-15 | Ukom, Inc. | Methods and apparatus for tuning an LC filter |
| JP2005535161A (ja) * | 2002-06-05 | 2005-11-17 | 株式会社ＲｆＳｔｒｅａｍ | ベースバンド・ナイキスト・フィルタによる二次映像復調 |
| US6882245B2 (en) * | 2002-06-05 | 2005-04-19 | Rf Stream Corporation | Frequency discrete LC filter bank |
| US20050012676A1 (en) * | 2003-07-16 | 2005-01-20 | Mccarthy Robert Daniel | N-port signal divider/combiner |
| US6940365B2 (en) * | 2003-07-18 | 2005-09-06 | Rfstream Corporation | Methods and apparatus for an improved discrete LC filter |
| US7358795B2 (en) * | 2005-03-11 | 2008-04-15 | Rfstream Corporation | MOSFET temperature compensation current source |
| EP1861925A2 (en) * | 2005-03-11 | 2007-12-05 | Corporation Rfstream | Radio frequency inductive-capacitive filter circuit topology |
| WO2006099071A2 (en) * | 2005-03-11 | 2006-09-21 | Rfstream Corporation | A wideband tuning circuit |
| DE102009018648B4 (de) * | 2009-04-23 | 2018-11-29 | Snaptrack, Inc. | Frontendmodul mit Antennentuner |
| US9136815B2 (en) | 2012-06-13 | 2015-09-15 | Nokia Technologies Oy | Methods and apparatuses for implementing variable bandwidth RF tracking filters for reconfigurable multi-standard radios |
| US9136825B2 (en) * | 2012-06-13 | 2015-09-15 | Nokia Technologies Oy | Method and device for implementing tracking filters and RF front end of software defined radios |
| US9407482B2 (en) | 2013-11-11 | 2016-08-02 | Nokia Technologies Oy | Tunable RF N-path filter |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3715690A (en) * | 1971-05-18 | 1973-02-06 | Trw Inc | Automatic tuning electric wave filter |
| US4726071A (en) * | 1984-12-31 | 1988-02-16 | Orion Industries, Inc. | Microprocessor controlled self-tuning resonant cavity and method |
| SE467717B (sv) * | 1990-12-21 | 1992-08-31 | Ericsson Telefon Ab L M | Foerfarande foer finavstaemning av resonansfrekvensen foer ett filter i en combiner |
| FI87864C (fi) * | 1991-05-09 | 1993-02-25 | Telenokia Oy | Anordning och foerfarande foer reglering av ett bandpassfilter, saerskilt ett kombinatorfilter |
-
1992
- 1992-12-30 FI FI925956A patent/FI94690C/fi active
-
1993
- 1993-12-29 DE DE69320636T patent/DE69320636T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-12-29 JP JP06515712A patent/JP3078839B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1993-12-29 US US08/295,665 patent/US5525940A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-12-29 AT AT94902794T patent/ATE170346T1/de not_active IP Right Cessation
- 1993-12-29 EP EP94902794A patent/EP0647373B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-12-29 AU AU57013/94A patent/AU674375B2/en not_active Ceased
- 1993-12-29 WO PCT/FI1993/000567 patent/WO1994016497A1/en active IP Right Grant
-
1994
- 1994-08-29 NO NO943192A patent/NO306889B1/no not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI925956A (fi) | 1994-07-01 |
| WO1994016497A1 (en) | 1994-07-21 |
| JPH07504557A (ja) | 1995-05-18 |
| EP0647373B1 (en) | 1998-08-26 |
| AU674375B2 (en) | 1996-12-19 |
| NO943192D0 (no) | 1994-08-29 |
| EP0647373A1 (en) | 1995-04-12 |
| FI925956A0 (fi) | 1992-12-30 |
| NO306889B1 (no) | 2000-01-03 |
| NO943192L (no) | 1994-10-28 |
| FI94690B (fi) | 1995-06-30 |
| AU5701394A (en) | 1994-08-15 |
| DE69320636T2 (de) | 1999-02-11 |
| FI94690C (fi) | 1995-10-10 |
| DE69320636D1 (de) | 1998-10-01 |
| ATE170346T1 (de) | 1998-09-15 |
| US5525940A (en) | 1996-06-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3078839B2 (ja) | コンバイナフィルタを同調する装置及び方法 | |
| US5757247A (en) | Device and method for tuning a band-pass filter utilizing mixing results with DC component removed | |
| KR0158791B1 (ko) | 노이즈 측정 시험 시스템 | |
| CN105637770B (zh) | 收发装置 | |
| CA2695462C (en) | Loop-type directional coupler | |
| KR19980039835A (ko) | 이중 대역 셀룰러 전화에 이용되는 중간주파수 선택장치 및 방법 | |
| JP3109834B2 (ja) | 合成フィルタを同調する方法及び構成体 | |
| EP0583306B1 (en) | Device and method for adjusting a bandpass filter, especially a combiner filter | |
| WO2000076095A1 (en) | Testing of radio transceiver | |
| EP1400064A2 (en) | Receiving unit for searching for at least one unused transmission channel in a communications device, and a method for use | |
| US4733164A (en) | Method and apparatus for frequency measurement and adjustment of monolithic crystal filters | |
| JP3433972B2 (ja) | 分岐線路型受信用，送信用分波器の電気的特性調整方法 | |
| RU2075801C1 (ru) | Универсальное устройство объединения некогерентных сигналов | |
| US20010054889A1 (en) | Method of analyzing the spectrum of a radio communication system transmission signal | |
| GB2343000A (en) | NMR spectrometer with protection from reflected harmonics | |
| WO2022153311A1 (en) | Active multiplexer | |
| SU1172039A1 (ru) | Устройство дл контрол работоспособности многоканальных радиосистем | |
| Peach et al. | Enhanced spectral efficiency using bandwidth switchable SAW filtering for mobile satellite communications systems | |
| JPH0799463A (ja) | 通信機 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |