NO173579B - Fremgangsmaate for behandling av et signal som representerer et todimensjonalt blide samt mottaksapparat for anvendelse av et system hvor et signal som representerer et todimensjonalt bilde blir overfoert i subsamplet form - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår fremgangsmåte og behandling av et signal som representerer et todimensjonalt bilde av den art som angitt i innledningen til krav 1, samt mottaksapparat for anvendelse av et system hvor et signal som representerer et todimensjonalt bilde blir overført i subsamplet form på en transmisjonskanal som angitt i innledningen til krav 4.

Det er foreslått en rekke måter å overføre høydefinisjons-televisjonssignaler, og et av disse forslag er beskrevet i NHK Laboratories Note, Serial No. 304, september 1984, "A Single Channel HDTV Broadcast System - the MUSE" av Y. Ninomiya, Y. Ohtsuka og Y. Izumi. I dette forslaget ble det bare tatt hensyn til to tilstander under overføring av televisjonssignalet, nemlig hvorvidt billedinnholdet er stasjonært eller ikke. Vi har funnet at dette i seg selv ikke er tilstrekkelig for å reprodusere høydefinisjons-televisjonssignalet på best mulig måte i mottakeren.

W0 publ. patentsøknad 87/05770 beskriver en fremgangsmåte til videosignalbehandling for båndbreddereduksjon av høydefini-sjonsfrekvenssignaler som overføres i en subsamplerform over en transmisjonskanal som angitt i innledningen til krav 1.

Det er et formål med oppfinnelsen å tilveiebringe en for-bedret fremgangsmåte og et mottaksapparat for å håndtere et subsamplet signal.

Foreliggende oppfinnelse tilveiebringer en fremgangsmåte av den innledningsvis nevnte art hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 1. Ytterligere trekk ved fremgangsmåten fremgår av de øvrige uselvstendige fremgangsmåtekravene.

Slike arrangementer har den fordel at de ikke-adaptive interpolasjonsfiltrene, som har stringente spesifikasjoner når det gjelder deres frekvens- og trinnresponser, er til-veiebrakt med den uniforme subsamplede inngang som var nødvendig for dem for å møte disse spesifikasjoner selv når de arbeider nær grensen til et område som ble sendt med den korresponderende subsamplestrukturen.

Når det mottatte subsamplede televisjonssignalet har vesentlig færre linjer pr. ramme enn høydefinisjonstelevisjons-signalet som det er avledet fra, kan billedelementene i blokker av nevnte mottatte subsamplede televisjonssignal bli stokket på en invers måte når dette blir utført før transmisjon.

Når det mottatte subsamplede signalet blir fulgt av et ytterligere signal som bærer informasjon vedrørende bevegelsen og/eller den romlige informasjonen til hver blokk eller område, kan nevnte ytterligere signal bli brukt ved mottaket for å velge både den egnede adaptive og ikke-adaptive romlige frekvensfilterrespons.

Oppfinnelsen angår også et mottaksapparat av den innledningsvis nevnte art hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 4. Ytterligere trekk ved mottaksapparatet fremgår av de øvrige uselvstendige mottaksapparatkravene.

Når det subsamplede televisjonssignalet inneholder vesentlig færre linjer pr. ramme enn høydefinisjonssignalet som det er avledet fra, og hvor billedelementene til blokkene til det subsamplede televisjonssignalet er stokket før overføring, kan apparatet i tillegg omfatte innretninger for å stokke billedelementene til disse blokkene i det mottatte subsamplede televisjonssignalet på en invers måte i forhold til stokkingen før overføring, før den første nevnte interpolasjonsfiltrering.

Når systemet har et ytterligere signal som bærer informasjon vedrørende bevegelsen og/eller den romlige informasjonen til hver blokk eller segment og blir overført med nevnte subsamplede signal, kan nevnte apparat omfatte innretninger for å motta nevnte ytterligere signal og for påtrykking av informasjonen mottatt på denne måte for å kontrollere den førstnevnte og den andre interpolasjonsfiltreringsprosessen for å velge den passende romlige frekvensfilterresponsen for hver blokk eller segment. Denne informasjon kan også påtrykkes stokkeinnretningen for å kontrollere den inverse stokkingen.

Oppfinnelsen tilveiebringer i tillegg en fremgangsmåte for behandling av et høydefinisjonstelevisjonssignal for over-føring på en transmisjonskanal eller en opptaksbærer, og nevnte fremgangsmåte omfatter de følgende trinn: i. oppdeling av bildet til nevnte høydefinisjons-televisjonssignal i flere tilliggende blokker,

ii. bestemmelse av bevegelsesgraden i hver blokk,

iii. bearbeidelse av hver blokk med todimensjonal romlige filtrering hvis egenskaper avhenger av bevegelsesgraden , iv. bearbeidelse av hver blokk som er filtrert på denne måte med romlig og tidsmessig bestemt subsampling av strukturen i avhengighet av bevegelsesgraden, og v. redusering av antallet linjer i en subsamplet blokk enten ved hjelp av nevnte subsamplestruktur eller ved å bearbeide de resulterende subsampler fra en blokk med stokking for å frembringe et subsamplet tele-vis jonssignal som har vesentlig færre linjer pr. ramme enn det som er inneholdt i nevnte høydefini-sjonstelevisjonssignal.

En slik fremgangsmåte gir et kompromiss mellom romlig og tidsmessig bestemt oppløsning; stasjonære og nesten stasjonære områder blir overført med høy romlig oppløsning, men dårlig bevegelsesavbildning mens økende bevegelse minsker den romlige oppløsningen, men forbedrer bevegelsesavbildningen. Dette trekker fordel av øyets reduserte persepsjon av romlig oppløsning på bevegelige objekter. Anvendelsen av todimensjonal romlig filtrering og tidsmessig bestemt subsampling frembringer ristninger snarere enn uklarheter i objekter hvis bevegelser ligger under den detekterte terskel. Denne ristning kan elimineres i mottakeren ved hjelp av ikke-lineær tidsbestemt interpolasjon, mens informasjon som tapes i uklarheter ikke kan gjenvinnes nøyaktig.

Fremgangsmåten ovenfor kan i tillegg ha de følgende trinn:

i. bearbeidelse av idet minste de blokker som innehar bevegelse over en bestemt terskel med nevnte todimensjonale filtrering hvis egenskaper i tillegg avhenger av karakteren til den romlige informasjon, og ii. bearbeidelse av hver filtrert blokk med romlig og tidsmessig bestemt subsampling hvis struktur i tillegg avhenger av karakteren romlig informasjon.

Denne fremgangsmåte kan videre ha trinnet med å bearbeide hver blokk med romlig og tidsmessig bestemt undersøkelse etter bestemmelse av bevegelsesgraden og/eller karakteren romlig informasjon, for å sikre konsistens og/eller andre fordeler.

Oppfinnelsen tilveiebringer videre en anordning for behandling av et høydefinisjonssignal for overføring på en transmisjonskanal eller en opptaksbærer, og nevnte anordning omfatter innretninger for å dele bildet til nevnte høy-def inisjonstelevisjonssignal i flere tilliggende blokker, innretninger for å bestemme bevegelsesgraden i hver blokk, innretninger for å påvirke hver blokk med todimensjonal romlig filtrering hvis egenskaper er bestemt av bevegelsesgraden, innretninger for å påvirke hver blokk som er filtrert på denne måten med romlig og tidsmessig bestemt subsampling hvis struktur avhenger av bevegelsesgraden, innretninger for å redusere antall linjer i en subsamplet blokk og innretninger for av dette signal å frembringe et subsamplet televisjonssignal som har vesentlig færre linjer pr. ramme enn det som er inneholdt i nevnte høydefinisjonstelevisjons-signal.

En slik anordning kan i tillegg omfatte innretninger for å bestemme den romlige informasjon i hver blokk, idet inn-retningene for å bearbeide eller påvirke hver filtrert blokk med romlig og tidsmessig bestemt subsampling avhenger ikke bare av bevegelsesgraden i en blokk, men også karakteren av dens romlige informasjon.

Oppfinnelsen tilveiebringer i tillegg et interpolasjons-f ilterarrangement.

De ovenfor beskrevne og andre egenskaper med oppfinnelsen skal nå beskrives, som et eksempel, med henvisning til de medfølgende tegninger i hvilke: fig. 1 er et blokkskjema over televisjonssignal-genererings-utstyr i henhold til oppfinnelsen,

fig. 2, 3 og 4 er skjemaer for å forklare virkemåten til utstyret på fig. 1,

fig. 5 er et blokkskjema over en gren av utstyret på fig. 1,

fig. 6, 7, 8 og 9 er skjemaer for å forklare virkemåten til grenen på fig. 5,

fig. 10 er et blokkskjema over en ytterligere gren til utstyret på fig. 1,

fig. 11, 12, 13, 14 og 15 er skjemaer for å forklare virkemåten til grenen på fig. 10,

fig. 16 er et blokkskjema over en ytterligere gren til utstyret på fig. 1,

fig. 17 er et blokkskjema over televisjonsmottaksapparatet i henhold til oppfinnelsen,

fig. 18 og 19 er skjemaer over et f ilterarrangement for anvendelse med apparatet på fig. 17,

fig. 20 er et skjema som forklarer virkemåten til en del av apparatet på fig. 17,

fig. 21 er et blokkskjema over en del av apparatet på fig. 17,

fig. 22 er et blokkskjema over et alternativt arrangement til det som er vist på fig. 21, og

fig. 23 er et blokkskjema over en ytterligere del av apparatet på fig. 17.

Oppfinnelsen skal nå beskrives i relasjon til et televisjonssignal av MAC-pakketypen som er tilpasset for høydefinisjons-televisjon (HDTV) hvor, selv om signalkilden kan tilveiebringe en 1 250 linjers, 50 Hz halvbilde eller felthastighet, 2:1 linjesprangsignal, så vil signalet som i virkeligheten sendes ha 625 linjer, 50 Hz felthastighet, 2:1 linjesprang, slik at det kan mottas av ikke-HDTV mottakere. Det sendte billedsignalet vil følges av et digitalsignal som gir tilleggsinformasjon vedrørende billedsignalet og et slikt system refereres noen ganger til som digitalassistert televisjon (DATV). I den følgende beskrivelse vil det være forutsatt at hvert bilde er delt i et antall blokker som hver har et gitt antall billedelementers bredde ved et gitt antall linjers høyde, hvilke antall ikke behøver å korrespondere, og at den digitale informasjonen relaterer seg til en egenskap eller egenskaper i hver blokk, så som bevegelse og dens hastighet.

Med et slikt transmisjonssystem hvor signalet er avledet fra et 1 250 linjers, 25 MEz høydefinisjonstelevisjonskamera og hvor transmisjonskanalen er 625 linjer, 6 MHz båndbredde, er det nødvendig med en totalkomprimering på 4:1. Systemet som anvendes for å sample høydefinisjonssignalet klart for transmisjon gjør et kompromiss mellom å forkaste tidsmessig bestemt og romlig oppløsning som vist i de følgende eksempl-er :

Således anvendes flere forskjellige felthastigheter for forskjellige hastighetsområder på følgende måte: i. I en stasjonær modus (hastighetsområde: 0 - 0,5 billedelementer/40 msec) er felthastigheten 12,5 Hz og basisintervallet er 80 msec. ii. I en sakte bevegelsesmodus (hastighetsområde: 0,5-2 billedelementer/40 msec) er felthastigheten 25 Hz og basisintervallet er 40 msec. iii. I en bevegelsesmodus (hastighetsområde: over 2,0 billedelementer/40 msec) er felthastigheten 50 Hz og basisintervallet er 20 msec.

Fig..1 er et blokkskjema over transmisjonsutstyr for anvendelse med et slikt system hvor henvisningen 1 indikerer en inngangsterminal som mottar i det minste luminansinformasjonen fra et høydefinisjonstelevisjonskamera. Denne luminans-informasjon blir påtrykt tre parallelle grener 2, 3 og 4 som er de respektive 20 msec, 40 msec og 80 msec -grenene i hvilke signalet vil bli behandlet på en måte som skal beskrives. Utgangssignalene fra disse tre grenene blir påtrykt en grenbryter 5 hvis utgang er avledet fra en av grenene og blir påtrykt ved hjelp av et Nyquistfilter 6 på en utgangsterminal 7 for multipleksing med de andre komponentene til MAC-signalet før dets påtrykning på en transmisjonskanal eller en opptaksbærer, og den ytterligere behandling som er involvert er ikke vist. Fig. 1 viser heller ikke generering-en av det digitale signalet for DATV som fører transmisjons-informasjonen så som samplemåten, bevegelse, etc.

Luminansinformasjonen på inngangsterminalen 1 blir også påtrykt første og andre transientadaptive bevegelsesdetektor-er 8 og 9 hvor den første detektoren (8) gir et utgangssignal når den detekterte bevegelse er mindre enn 0,5 billedelementer/40 msec mens den andre detektoren (9) gir et utgangssignal når den detekterte bevegelse er større enn 2 billedelementer/40 msec. Utgangssignalene fra bevegelses-detektorene 8 og 9 blir påtrykt respektive første og andre romlige konsistenskretser 10 og 11 som bestemmer konsistensen mellom tilliggende og omgivende blokker og hvis utgangs-signaler blir påtrykt en trenivåbeslutningskrets 12 for å frembringe et utgangssignal som korresponderer med en av de tre tilstandene (i) til (iii) som beskrevet ovenfor. Dette utgangssignal blir påtrykt en første tidsmessig bestemt konsistenskrets 13 som kontrollerer tiden ved hvilken enhver endring i signalnivået fra beslutningskretsen 12 blir sendt videre i avhengighet av bevegelsesgraden, via en ytterligere romlig konsistenskrets 14 som bestemmer konsistensen mellom en blokk og dens omgivende blokker og en andre tidsmessig bestemt konsistenskrets 15, som sikrer tidsmessig bestemt konsistens over en relativ lang periode (240 msec) for å unngå bryterartifakter, for å kontrollere inngangen på grenbryteren 5 for å kontrollere valget av det behandlede signal i samsvar med kriteriene ovenfor.

I en form kan 20 msec-grenen 2 bestå av et todimensjonalt lavpassfilter, en subsampleenhet og en stokkeenhet. Frekvensresponsen til lavpassfilteret har en rombelignende form hvis ene kvaderant er vist på fig. 2a. Dette filter er et intrafelt-filter, og det har et ideelt avskjæringsfrekvenspunkt ved fs/4 (hvor fs angir høydefinisjonssamplefrekvens-en). På fig. 2a er Fv gitt i svingninger pr. billedhøyde, mens Fh er gitt i svingninger pr. billedbredde. Subsamplestrukturen er vist på fig. 2b mens stokkingen av de samplede billedelementene som skal sendes er vist på fig. 2c. I disse to figurene representerer tallene billedelementer og det første sifferet indikerer feltantallet mens det andre sifferet indikerer linjeantallet. 40 msec-grenen 3 kan bestå av en bryter, et todimensjonalt lavpassfilter, en subsampleenhet og en stokkeenhet. Bryteren velger et felt ut av hvert par av linjesprangfelter og kan således anvendes for saktebevegelses-modusen. Frekvensresponsen til lavpassfilteret for denne grenen har også en rombelignende form hvis ene kvaderant er vist på fig. 3a. Filteret er igjen et intrafelt-filter og har et ideelt avskjæringsfrekvenspunkt ved fs/2. Subsamplestrukturen er vist på fig. 3b og stokkingen av billedelementer som skal sendes er vist på fig. 3c ( i virkeligheten er det ikke nødvendig med noen tilleggsstokking og således er det heller ikke noe behov for stokkeenheten). 80 msec-grenen 4 består av en bryter, et todimensjonalt lavpassfilter, en subsampleenhet og en stokkeenhet. Bryteren velger de første to feltene ut av fire suksessive felter. Disse to feltene blir lagret og det todimensjonale filteret blir påtrykt, og filteret har en rombeform hvis ene kvaderant er vist på fig. 4a som en kontinuerlig linje og den brutte linjen indikerer frekvensresponsen til kilden for HDTV-signalet. Dette filter er et intraramme-filter og har et ideelt horisontalt avskjæringsfrekvenspunkt ved fs/2. Sub sampl est ruk tur en er vist på fig. 4b mens stokkingen av billedelementene som skal sendes under en første av to rammer er vist på fig. 4c mens tilsvarende for den andre rammen er vist på fig. 4c'.

For de tre grener som er beskrevet så langt er det anvendt samplestrukturer som er anordnet i ruter på fem med den femte i midten, men en har funnet at samplemønstrene optimeres ved høy horisontal og vertikal oppløsning på bekostning av diagonal oppløsning. Bilder som skal sendes inneholder noe romlig struktur som ikke er i den mest egnede formen for sampling og det foreslås således å anordne et antall selek-tive subgrener, idet minste for 20 msec og 40 msec -grenene 2 og 3, som hver tilveiebringer en forskjellig subsamplestruktur som kan støtte forskjellige romlige frekvenser idet sendeutstyret velger mønsteret som best representerer frekvensene i et område (blokk) av bildet. I et slikt tilfelle kan 20 msec-grenen 2 på fig. 1 erstattes av arrangementet illustrert i blokkskjemaet på fig. 5.

På fig. 5 blir høydefinisjonssignalet på terminal 1 påtrykt tre todimensjonale desimeringsfiltre 16, 17 og 18 som hver har forskjellig frekvensrespons, og en kvaderant av filteret, 16 er vist på fig. 6a og korresponderer med responsen vist på fig. 2a hvor både de vertikale og horisontale avskjærings-frekvenspunktene er ved fs/4. Utgangssignalet fra filteret 16 blir påtrykt en quincunx (anordnet i ruter på fem med den femte i midten) -sampler 19 som kan tilveiebringe en samplestruktur som vist på fig. 6b, og samplene blir påtrykt en stokker 20 som stokker samplene på en måte som er vist på fig. 6c. Utgangssignalet fra stokkeren 20 blir påtrykt en av inngangene til en undergrenbryter 21 hvis utgang danner utgangssignalet fra 20 msec-grenen.

En kvaderant av frekvensresponsen til desimeringsfilteret 17 er vist på fig. 7a hvor den vertikale avskjæringsfrekvensen er Fs/8 mens den i den horisontale retningen er Fs/4. Utgangssignalet fra filteret 17 blir påtrykt en vertikal og horisontal sampler 22 hvis samplestruktur kan være som vist på fig. 7b, mens det samplede utgangssignalet blir påtrykt en ytterligere stokker 23 som stokker samplene på måten som er vist på fig. 7c. Utgangssignalet fra denne stokkeren blir påtrykt en andre inngang til undergrenbryteren 21.

Fig. 8a viser en kvaderant av frekvensresponsen til filteret 18 hvis utgangssignal blir påtrykt en horisontal sampler 24 hvis samplestruktur kan være som vist på fig. 8b og hvis utgangssignal blir stokket i en ytterligere stokker 25 på den måte som er vist i fig. 8c og utgangssignalet fra stokkeren blir påtrykt en tredje inngang til undergrenbryteren 21.

Selv om dette ikke er vist på fig. 5, kan en av undergrenene eller en tilleggsundergren tilveiebringe filtrering for fullstendig horisontal oppløsning. I et slikt tilfelle vil en kvaderant av f rekvensresponsen være som vist på fig. 9a, mens samplingsstrukturen og samplestokkingen kan være som vist på fig. henholdsvis 9b og 9c. Andre filterresponser og samplestrukturer er også mulige.

Inngangssignalet på terminal 1 blir også påtrykt første innganger til første, andre og tredje firkant/differanse-beregningsenheter 26, 27 og 28 for å bestemme den romlige frekvenskarakteristikken som er best tilpasset inngangssignalet på terminal 1 og hvis andre inngangssignaler er forbundet med utgangen til de respektive lavpassfiltre 16, 17 og 18. Utgangssignalene fra beregningsenhetene 26, 27 og 28 er forbundet med respektive innganger til en forspent undergrenvelger 29 hvis utgang representerer de valgte undergrener og som etter passasje gjennom en tidsmessig bestemt og romlig konsistensundersøkelseskrets 30 for å fjerne artifakter og en isolert blokkfjernekrets 31 for å fjerne inkonsistente blokker, blir påtrykt styreinngangen til undergrenbryter 21 for å vélge det samplede signalet fra den passende undergren, og dette utgangssignal blir påtrykt via en terminal 32 for påtrykning på en inngang til grenbryteren 5 (fig. 1).

Fig. 10 er et blokkskjema over et subsamplearrangement for en 40 msec-gren som kan erstatte 40 msec-grenen på fig. 1. Det vil merke seg at det vist arrangementet på fig. 10 er svært likt arrangementet til 20 msec-undergrenen på fig. 5 og korresponderende henvisningstall indikerer like eller tilsvarende blokkfunksjoner. Der det er en funksjons-differanse skilles blokkreferansen ved påføring av en apostrof. En kvaderant av frekvensresponsen til lavpassdesimeringsfilteret 16' er vist på fig. Ila hvor den vertikale avskjæringsfrekvensen er Fs/4 og den horisontale er Fs/2, og på samme måte som vist på fig. 3a. Femøynes samplestruktur og stokkemønster for subsampleren 19' og stokker 20' er vist på fig. 11b og lic. En kvaderant av frekvensresponsen til lavpassdesimeringsfilteret 17' er vist på fig. 12a hvor avskjæringsf rekvensen i både den vertikale og horisontale retning er Fs/2, mens en samplestruktur og stokkemønster for en horisontal subsampler 22' og stokker 23' er vist på fig. 12b og 12c. Fig. 13a, 13b og 13c viser de korresponderende opptegninger for lavpassdesimeringsfilter 18', vertikal subsampler 24' og stokker 25', idet filter-responsen korresponderer til det som er vist på fig. 9a.

Filterfrekvensresponsen, samplestrukturene og stokkearrange-mentene beskrevet ovenfor for de tre undergrenene til 40 msec-grenen kan anvendes i tillegg til den sakte bevegende modus, med film (telefilm) hvor antallet rammer til filmen pr. sek. korresponderer med antallet bilder til televisjonssignalet slik at hver filmramme er den samme under de to feltene til en ramme. I et slikt tilfelle kan to ytterligere filterfrekvensrespons-samplestrukturer og resulterende stokkearrangementer bli brukt, og disse er vist på fig. 14 og 15 hvor a er en kvaderant av frekvensresponsen, b samplestrukturen og c stokkarrangementet.

Fig. 16 er et blokkskjema som viser 80 msec-grenen 4 på fig. 1 mer detaljert. Signal inngangen 1 er forbundet med et rammeforkastelsesarrangement som utfører tidsmessig bestemt subsampling ved å forkaste alternative rammer av høydefini-sjonstelevisjonssignalet idet de gjenværende rammene blir påtrykt et lavpassdesimeringsfilter 34 som har frekvensresponsen som vist på fig. 4a. Utgangssignalet fra filteret blir påtrykt en femøyne-sampler 35 som har samplestrukturen som vist på fig. 4b mens det samplede signalet blir påtrykt en stokker 36 som stokker samplene på måten som er vist på fig. 4c. Utgangssignalet fra stokkeren danner utgangssignalet til 80 msec-grenen som opptrer på en terminal 37 som danner en av inngangene til grenbryteren 3 på fig. 1.

Fig. 17 er et blokkskjema over en del av et mottaksutstyr for å motta et 625 linjer, 50 felter pr. sek., 2:1 linjesprang som er blitt behandlet på transmisjonssiden på den måte som hittil er beskrevet. Denne figur viser ikke den normale "frontende"-behandl ing av det mottatte signalet, nemlig frekvensvalg, frekvensendring og demodulering av det mottatte signalet ettersom disse prosesser i seg selv er vel kjente og ikke vesentlig for forståelsen av den foreliggende oppfinnelse. I tillegg er heller ikke separasjonen av de forskjellige komponentene til MAC-signalet vist, da disse heller ikke er vesentlige for den foreliggende forståelse. Det resulterende visjons(luminans)-signal blir påtrykt via en terminal 39 til en invers stokker 40 i hvilken de sendte samplene blir igjenplassert i sine korrekte posisjoner som de opptok før stokkingen i sendeutstyret på en blokk-for-blokk-basis. Denne inverse stokkemåte styres av et digital-assisterende signal (DATV) som er tilstede på en terminal 41 etter demodulering av det mottatte MAC-signal i en tidligere del av mottakeren idet DATV-signalet blir påtrykt en kanal-dekoder 42 i hvilken DATV-signalet blir dekodet for å tilveiebringe de riktige kontrollsignaler til den inverse stokkeren 40 og andre enheter som nå skal beskrives. Den inverse stokkeren frembringer et 1 250 linjer, 50 felter pr. sek., 2:1 linjesprangsignal med grov struktur som blir påtrykt en enhet 43 som tilveiebringer adaptiv svitsjet interpolasjonsfiltrering idet de romlige frekvensfilter-karakteristikkene blir kontrollert på en blokk-for-blokk-basis av styresignalet fra dekoderen 42. De romlige fre-kvensfilterkarakteristikkene i enhet 43 approksimerer de romlige frekvenskarakteristikkene til filtrene som anvendes i sendeutstyret for grenene eller undergrenene. Filtrene som påtrykkes således er normaliserte fra billedelement til billedelement, og alle filterkoeffisientene er anordnet slik at de er positive. Enheten 43 gir et grovt interpolert bilde hvor tilleggsbilledelementer blir generert for de billed-elementpunkter hvor et samplet billedelement ikke er mottatt selv om de samplede billedelementer ikke er endret.

Det resulterende utgangssignalet fra den svitsjede filterenheten 43 blir påtrykt en subsampler 44 i hvilken det tidligere interpolerte signalet igjen blir subsamplet med en type subsampling som er den samme som den som finner sted i sendeutstyret for denne blokken. Denne subsamplestrukturen strekker seg inn i naboblokker for å påtrykke den følgende ikke-adaptive svitsjede interpoleringsfiltreringsenheten 45 med en uniform subsamplestruktur rundt hver blokk. En bestemt blokk kan bli resubsamplet med flere strukturer som korresponderer til de som er brukt for denne og dens naboer i senderen. Den romlige frekvensfilterkarakteristikken i filtreringsenheten 45 korresponderer hovedsakelig med den romlige frekvenskarakteristikken til filtrene som anvendes i sendeutstyret for grenene eller undergrenene, og denne karakteristikk eller karakteristikker blir svitsjet under kontroll av signalene fra dekoderen 42. Det fullstendig interpolerte 1 250 linjers signalet fra filtreringsenheten 45 blir påtrykt en utgangsterminal 46 for frembringelse av en høydef inisj onsdisplay.

Den adaptivt svitsjede interpolasjonsfilterenheten 43 på fig. 17 kan omfatte et antall svitsjede filtere i avhengighet av antallet grener eller undergrener i sendeutstyret. For sendeutstyret beskrevet i relasjon til fig. 5, 10 og 16, vil det være nødvendig med syv svitsjede filtere med positive koeffisienter og med dynamisk justerbare forsterkninger. En oppbygning av et slikt svitsjet filter er vist på fig. 18 som omfatter syv sekvensielt forbundne linjeperiodelagere indikert med henvisningene 47 til 53 anordnet for å motta og levere linjer til televisjonssignalet fra den inverse stokkeren 40 (fig. 17) på en først-inn-først-ut-basis (FIFO). Tre addisjonskretser 54, 55 og 56 adderer hver utgangssignalene til et par linjelagere som vist, og de resulterende adderte signaler blir påtrykt respektive partialfiltere 57, 58 og 59, mens et ytterligere partialf ilter 60 mottar sitt inngangssignal direkte fra linjelager 50. En terminal 60 mottar kontrollsignalene fra dekoderen 42 (fig. 17) enten direkte eller ytterligere behandling, og påtrykker disse som en koef f isientkontroll på partialf il trene 57, 58, 59 og 60. Utgangssignalene fra partialfiltrene 59 og 60 blir addert i en addisjonskrets 62 hvis utgangssignal blir addert med utgangssignalet fra partialfilter 58 i en ytterligere addisjonskrets 63. Utgangssignalet fra denne sistnevnte addisjonskrets blir addert til utgangssignalet fra partialfilter 57 i en addisjonskrets 64 hvis utgangssignal på terminal 65 er utgangssignalet fra filteret.

Fig. 19 viser en oppbygning av et partialf ilter 57, 58, 59 eller 60 på fig. 18. På fig. 19 angir henvisningen 66 referansen for signalet som innmates i filteret mens 67 angir koeffisientkontrollinngangen. Signal inngangen 66 er forbundet med sekvensielt forbundne forsinkelseselementer som er gitt henvisningene 68 til 73 og som hver har en forsinkelses-periode som korresponderer med intervallet mellom billedelementene. Inngangen 66 og utgangene fra forsinkelses-elementene 68, 69, 71 til 73 er forbundet i par på den måten som er vist med tre addisjonskretser 74, 75 og 76 hvis utganger er forbundet med den første inngangen til respektive multiplikatorer 77, 78 og 79, mens den første inngangen til den ytterligere multiplikator 80 er forbundet med utgangen til forsinkelseselementet 70. De andre inngangene til multiplikatorene 77, 78, 79 og 80 er forbundet med utgangen til et respektivt koeff isientlager 81, 82, 83 og 84 hvis innganger er forbundet med koeffisientkontroll-inngangen 67. Utgangssignalene fra multiplikatorene 77 og 80 blir addert i en addisjonskrets 85 hvis utgangssignal blir addert til signalet fra multiplikatoren 78 i en ytterligere addisjonskrets 86. Utgangssignalet fra addisjonskretsen 86 blir addert til utgangssignalet fra multiplikatoren 79 i en addisjonskrets 87 hvis utgangssignal ved 88 danner utgangssignalet fra partialfiltret.

Filtreringsenheten på fig. 17 og det bestemte filter på fig. 18 og 19 tilveiebringer adaptiv forsterkelsesjustering ved dynamisk justering av likespenningsforsterkningen til hvert filter. To fremgangsmåter for å bestemme den nødvendige forsterkningen, en første fremgangsmåte og en andre fremgangsmåte skal nå beskrives.

Den første fremgangsmåten for renormalisering anvender informasjon som er tilgjengelig før interpolasjon, nemlig gren- eller undergren-valget for de momentane og tilliggende blokker og posisjonen til det momentane billedelement inne i dets blokk. Strukturene til to blokker er vist på fig. 20a og 20b hvor fig. 20a representerer en blokk 89 som er 12 billedelementer bred og 12 linjer høy, mens fig. 20b representerer en blokk 90 som er 8 billedelementer og 8 linjer høy. Disse to figurer viser hvordan et sentralt område 91, 92 omgitt av de lange sammenknyttede linjene hvor forsterkningen er uavhengig av de omgivende blokker siden rekkevidden til interpolasjonsfilteret faller fullstendig innenfor blokken. Ved å fjerne det sentrale området 91 har en 12 x 12 blokk potensielt

posisjoner med unik forsterkning som kan angis innenfor en 7-bit kode, slik at en initial kartlegging kan oppnås med et 256 x 7 bit minne 95 som vist på fig. 21. Dette minnet blir drevet av en billedelementklokkeinngang 96 via en del-med-12-deler 97 som tilveiebringer et 4-bit horisontalposisjons-inngangssignal og av en linjekiokkeinngang 98 via en ytterligere del-med-12-deler 99 som tilveiebringer et 4-bit vertikalposisjoninngangssignal. Forsterkningene blir også påvirket av undergrenene som anvendes i naboblokker og det er ganske enkelt å isolere det nærmeste valg horisontalt, vertikalt og diagonalt under anvendelse av skiftregisteret. Å beskrive disse 3 x 4 = 12 bit er nødvendig, sammen med valget av den momentane undergren, i et system som beskrevet med totalt syv kanaler. Kombinert med 7 bit-beskrivelsen av posisjonen inne i blokken, gir dette et total på 19 bit. Dette korresponderer med 512 K-ordene til minnet 100 som også er tilstede på fig. 21 for å velge forsterkningen til filteret. Inngangs signal ene til minnet 100 er de 7 bit fra minnet 95, 3 bit på terminal 101 som representerer den momentane blokken, 3 bit på en terminal 102 som representerer den vertikale naboblokken, 3 bit på en terminal 103 som representerer den horisontale naboblokken og 3 bit på en terminal 104 som representerer den diagonale naboblokken.

Med et tre-grenssystem som på fig. 1 er det behov for vesentlig mindre minne og rekkevidden til filtrene er mindre siden undergrenene med svært høy oppløsning ikke er tilstede. Dersom det ikke utføres noen optimalisering, . vil 6 bit være nødvendig for å beskrive posisjonen innenfor blokken og 4 x 2 = 8 bit for å beskrive blokkvalget og dette gir en total på 16 bit og 16 K ord av minnet.

Etter å ha bestemt hva forsterkingen skal være, kan dette enten oppnås ved å skalere koeffisientene før multiplika-sjonen (se partialfilteret på fig. 19) eller å anvende svitsjede koeffisienter og følge filterenheten 43 med en enkelt multiplikator 105 for å endre totalforsterkningen som vist på fig. 21, idet kontroll inngangen til multiplikatoren 105 blir forsynt fra minnet 100. Selv om det ved sistnevnte arrangement er nødvendig å sikre at rundfeil innenfor filterenheten 43 ikke blir vesentlig forsterket, kreves det vesentlig mindre minne enn ved å kontrollere forsterkningen til de ni multiplikatorene i partialfilteret på fig. 19.

Av det ovenstående vil det forstås at mens den første fremgangsmåten kan være akseptabel for tre-grenssystemet på fig. 1, blir den progressivt mindre attraktiv ettersom undergrener blir addert siden antallet alternativer stiger med fjerde potens av antallet bit som er nødvendig for å velge en undergren, og dette kommer i tillegg til en økning i blokkstørrelsen til å redusere mengden av DATV-data og således hastigheten.

Den andre forsterkningskontrollmetoden for renormalisering anvender to bryterfiltere 43 og 43' i parallell som vist på fig. 22 idet filteret 43 utfører filtreringsprosessen mens det andre filteret 43' beregner renormaliseringsfaktoren. Dersom det konvensjonelle området på 16 til 235 blir brukt for å representere videonivåene fra svart til hvitt, og nuller blir innskutt i manglende billedelementposisjoner under den inverse stokkingen, er det rimelig å anta at bare ikke-nullverdier representerer sendte verdier. Det andre filteret 43' tar et 1 bit signal fra en detektor 106 som detekterer når utgangssignalet fra den inverse stokkeren 40 er større enn 0 og som indikerer om en bestemt sampel har blitt sendt, siden dens inngangssignal og dens utgangssignal vil være summen av koeffisientene som korresponderer med aktive sampler. Dette totalsignal blir invertert og anvendt for å styre forsterkningen til multiplikatoren 105 som følger det første filteret 43.

Maskinvaren for det andre filteret er rimeligvis enkel siden filterkoeffisientene bare vil bli multiplisert med 0, 1, 2, 3 eller 4, slik at det bare er nødvendig med små minner for å holde disse opsjonene for hver undergren; 2 + 3 bit er nødvendig for et syv-kanalsystem, hvilket gir en total på 32 ord pr. koeffisient. Fordelene med denne fremgangsmåten er tofoldige. For det første er maskinvarekompleksiteten bare bestemt av antallet koeffisienter innenfor det første trinninterpolasjonsfilteret 43. Atskillige tilleggssub-samplestrukturer er beskrevet ovenfor og som kunne øke det totale antallet av undergrener til tolv, uten at det kreves flere koeffisienter. Den eneste mindre økning i maskinvaren er at en tilleggsbit vil være nødvendig for å svitsje koeffisientene mellom subsamplemønstrene, hvilket øker den totale størrelsen for hver koeffisient fra 32 ord til 64 ord. Den samme endringen med et første system ville innføre fire bit, og ville øke minnet fra 512 K ord til 8 M ord. Blokk-størrelsen som anvendes har ingen påvirkning på maskinvaren for den andre renormaliseringsfremgangsmåten. Det er åpenbart at det er et utligningspunkt ved hvilket tilleggs-fordelen til det andre systemet utveies av det store minne-kravet. En andre fordel til den andre fremgangsmåten er at det er mulig å endre subsamplemønstrene for en kanal uten at de andre påvirkes siden filteret vil tilpasse seg automatisk til samplene som er tilgjengelige.

Det andre trinnet med interpolasjon omfatter, som beskrevet i relasjon til fig. 17, en subsampler 44 og en ikke-adaptiv svitsjet interpolasjonsfilterenhet 45. En parallell imple-mentering av et slikt arrangement er vist på fig. 23 hvor en terminal 107 korresponderer med utgangen til det første interpolatortrinnet, nemlig filterenhet 43. Utgangssignalet her blir påtrykt inngangene til syv subsamplere 44(1) til 44(7) selv om det på fig. 23 bare er vist fire av disse for å forenkle tegningen. Utgangssignalet fra hver subsampler blir påtrykt et tilordnet ikke-adaptivt filter 45(1) til 45(7), selv om igjen bare fire slike filtere i virkeligheten er vist. De syv filtrene 45 har hver en forskjellig romlig frekvensrespons som i hovedsak korresponderer til en av de romlige frekvensresponsene i sendeutstyret før desimering slik at alle de syv slike responser er tilstede i dette andre trinn selv om renormali sering tar hensyn til deres subsample-mønstere. Subsamplingen sikrer at estimatene som er beregnet i det første trinnet av interpolasjonen (43), bare blir brukt når det er nødvendig. Utgangs signal ene fra de syv filtrene 45(1) til 45(7) er forbundet med respektive innganger til en velgerbryter 108 hvis kontrollinngang blir aktivert av DATV-signalet fra kanaldekoderen 42. Utgangssignalet fra velger-bryteren 108 tilveiebringer høydefinisjonsutgangssignalet på utgangsterminalen 46.

Selv om beskrivelsen ovenfor av mottaksapparatet er gitt i relasjon til mottak og behandling av høydefinisjonstele-visjonssignaler, kan et slikt apparat modifisert på egnet måte anvendes for å behandle ethvert signal som representerer et todimensjonalt bilde. Et slikt signal kan sendes over en konvensjonell eller modifisert transmisjonskanal eller lagres på en opptaksbærer.

Av å lese den foreliggende beskrivelse vil andre modi-fikasjoner være åpenbare for fagkyndige. Slike modifika-sjoner kan involvere andre innretninger som allerede er kjent i utforming, fremstilling og bruk av slike fremgangsmåter og apparater og komponenter og deler av disse og som kan anvendes i stedet for eller i tillegg til innretninger som allerede er beskrevet her. Selv om patentkravene er formu-lert som en bestemt kombinasjon av innretninger og egenskaper, må det forstås at rammen for denne patentsøknaden også innbefatter enhver ny egenskap eller innretning eller en ny kombinasjon av egenskaper eller innretninger vist her, enten eksplisitt eller implisitt eller enhver generalisering av dette/disse, hvorvidt eller ei den relaterer seg til den samme oppfinnelsen som er angitt i et patentkrav eller hvorvidt eller ei den angår noen eller alle de samme tekniske problemene som den foreliggende oppfinnelse. Søkerne gjør videre oppmerksom på at nye krav kan formuleres vedrørende slike egenskaper/innretninger og/eller kombi-nasjoner av disse under behandlingen av den foreliggende patentsøknad eller enhver søknad avledet av denne.

Claims (6)

1. Fremgangsmåte for behandling av et signal som representerer et todimensjonalt bilde som overføres i en subsamplet form over en transmisjonskanal eller en opptaksbaerer og som blir utsatt for, før nevnte overføring, forskjellige samplestrukturer på en segmentert basis i det minste avhengig av bevegelse, hvor fremgangsmåten omfatter følgende trinn: i. mottak av det subsamplede signalet fra nevnte transmisjonskanal eller opptaksbaerer, ii. påvirkning av hvert segment eller blokk av det mottatte signalet med adaptiv interpolasjonsfiltrering som kan tilveiebringe ved ethvert tidspunkt det passende av et antall av romlige frekvensfilterresponser, som hver approksimerer en av en flerhet av desimeringsromlige frekvensfilterresponser som nevnte signal ville ha vært utsatt for før subsampling for nevnte overføring, karakterisert vediii. påvirkning av det resulterende interpolerte signalet med subsampling på en segmentert basis i avhengighet av bevegelsen og/eller den romlige informasjonen, men hvor billedelementer som ligger inntil, men utenfor et segment, blir subsamplet i samsvar med en samplestruktur som er relevant for dette segmentet, og iv. påvirkning av hvert segment i det resulterende subsamplede signalet med ikke-adaptiv interpolasjonsfiltrering som kan tilveiebringe ved ethvert tidspunkt det passende av et antall romlige frekvensfilterresponser, som hver i hovedsak korresponderer med en av flerheten av nevnte desimeringsfilter-responser for å reprodusere nevnte signal.

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte mottatte subsamplede signal blir fulgt av et ytterligere signal som fører informasjon om bevegelsen og/eller den romlige informasjonen til hver blokk eller segment, idet nevnte ytterligere signal blir brukt ved mottak for å velge både den egnede adaptive og ikke-adaptive romlige frekvensfilterrespons.

3. Fremgangsmåte som angitt i krav 2, karakterisert ved at det ytterligere signalet også brukes ved mottakelsen for å styre en stokkeoperasjon på en invers måte i forhold til det som ble gjort før transmisjonen.

4 . Mottaksapparat for anvendelse med et system hvor et signal som representerer et todimensjonalt bilde blir overført i subsamplet form på en transmisjonskanal eller en opptaksbaerer og før nevnte overføring blir utsatt for forskjellige samplestrukturer på en segmentert basis i det minste avhengig av bevegelse, idet nevnte mottaksapparat omfatter innretninger (39) for å motta det subsamplede signalet fra nevnte transmisjonskanal eller opptaksbaerer, innretninger (43) for adaptiv svitsjet interpolasjonsfiltrering for tilveiebringing for hvert mottatt segment den passende av et antall forskjellige romlige frekvensfilterresponser som hver approksimerer en av en flerhet av desimerte romlige frekvensfilterresponser som nevnte signal har vært utsatt for før subsampling for nevnte overføring, karakterisert ved innretninger (44) for subsampling av det resulterende interpolerte signalet på en segmentert basis i det minste avhengig av bevegelsen, men hvor billedelementene som ligger inntil, men utenfor et segment, blir subsamplet i samsvar med en samplestruktur som er relevant for det segmentet, og innretninger (45) for å påvirke det resulterende subsamplede signalet med ikke-adaptive svitsjeinter-poleringsfiltrering for tilveiebringing for hvert segment den passende av nevnte antall av forskjellige romlige frekvensfilterresponser som hver i hovedsak korresponderer med en av nevnte desimerte filterresponser, og hvor utgangssignalet (46) fra de andre nevnte interpoleringsfiltrerings-opera-sjonsinnretningene (45) tilføres et reprodusert signal.

5. Mottaksapparat som angitt i krav 4, karakterisert ved at et ytterligere signal, som fører informasjon vedrørende bevegelsen og/eller den romlige informasjonen til hver blokk eller segment, blir overført sammen med nevnte subsamplede signal, idet apparatet videre omfatter innretninger (41, 42) for å motta nevnte ytterligere signal og for påtrykking av informasjonen mottatt på denne måte for å styre den førstnevnte og den andre interpolerings-filtreringsprosessen for å velge den passende romlige frekvensfilterresponsen for hver blokk eller segment.

6. Mottaksapparat som angitt i krav 5, karakterisert ved en innretning for å tilføre (40) informasjonen fra det ytterligere signalet for å styre en stokkeoperasjon på en invers måte i forhold til stokkeopera-sjonen før overføring.