NO170869B - Koblingsanordning til ekkokompensering - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår en koblingsanordning som tjener til å kompensere ekkoer og omfatter et nettverk av kondensatorer som deltar funksjonelt såvel ved en digital/analog-omforming av de av et adaptivt transversalfilter leverte kompensasjonssignaler som ved den til kompensasjonen førende overlagring av slike kompensasjonssignaler omformet til analogsignaler, og de ekkobeheftede nyttesignaler, og også ved den etter iterativmetoden avviklede analog/digital-omforming av de resultatsignaler som fås på grunnlag av kompensasjonen og eventuelt er beheftet med et restekkosignal, og som skal tilføres trans-versalf ilteret som digitalt korrektursignal, og hvor disse kondensatorers respektive ene belegg, som danner nettverkets hodepunkter, er forbundet med hverandre, samt hvor kondensatorene forsåvidt de med hver sin gruppe av de høyereverdige bits er tilordnet digitalsignalene som skal behandles, er avtrappet binært med hensyn til kapasitans, og med sine andre belegg, som danner fotpunkter i nettverket, etter valg kan legges på jordpotensial eller på et referansepotensial, resp. forsåvidt de er tilordnet bits i en gruppe av de lavereverdige bits hos slike digitalsignaler, med sine belegg som representerer fotpunkter, etter valg kan legges på jordpotensial eller på en brøkdel av dette referansespenningspotensial svarende til en av bitkombinasjonene av de tilordnede lavereverdige bits.

En koblingsanordning av denne art (0. E. Agazzi "Large Scale Integration of Hybrid Message Digital Subscriber Loops" Dissertation ved University of California Berkely av 20.5.1982) er ganske nær ved å oppfylle de krav som bør stilles til en ekkokompensator. Til disse krav hører at der på grunn av den høye samplingsrate, som utgjør det dobbelte av digitalsignalenes bitrate, innen en syklustid som således utgjør 3,1 ys, blir å avvikle et minimalt antall suksessive operasjoner. Videre bør det kreves at digital/analog-omformeren har en monoton omformerkarakteristikk som dessuten bare oppviser små avvik fra linearitet. Oppløsningen for positive og negative signal-amplituder bør utgjøre minst 12 bits inklusive fortegnsbiten,

og for en analog/digital-omforming av restsignalet ønskes med sikte på kort adapsjonstid av ekkokompensatoren også en

oppløsning opptil 8 bits. Avpasningsoperasjoner som utgjør en vesentlig kostnadsfaktor, blir unngått. Sluttelig er det ønskelig at en slik ekkokompensator resp. dens analogdel som det angitte kondensatornettverk tilhører, lar seg realisere i CMOS-teknologi med minst mulig chip-areal.

Den kjente koblingsanordning er som antydet; i motsetning til andre koblingsanordninger som arbeider med kondensatornettverk, i stand til å underkaste det restsignal som eventuelt blir tilbake i løpet av en kompensasjon, en A/D-omforming for å skaffe et digitalt korrektursignal for kompensasjonskoblingens transversaltilter, og ansvarlig for denne egenskap er en tilleggskondensator som ikke som de øvrige kondensatorer er tilordnet bits av et digitalt signal, og som har dobbelt så stor kapasitet som den kondensator som er tilordnet den høyestverdige bit, samt tjener til lagring av signalspenningen.

Ved den kjente koblingsanordning er der som antydet, tilsluttet kondensatornettverket en komparator i form av en operasjonsforsterker. For å gjøre den med denne komparator utførte be-dømmelse av de spenningsverdier som nettverkets kondensatorer lader seg opp til, uavhengig av operasjonsforsterkerens frem-st illingsbetingede offsetspenning, blir offsetspenningen i det kjente tilfelle enten under samplingen av kondensatornettverkets inngangsspenning, altså den ekkobeheftede nytte-signalspenning på nettverkets binærtveiede kondensatorer, lagret idet operasjonsforsterkerens inngang og utgang forbindes med hverandre, eller også blir komparatorens inngang jordet og offsetspenningen dermed lagret på kondensatorer som utgjør bestanddeler av komparatoren. Ved de koblinger som hittil har vært anvendt, dreier det seg om transistorbrytere. Ved begge de nevnte måter å ta hensyn til offsetspenningen på,

blir der ved sperring av vedkommende koblingstransistorer ved hjelp av gate-drain-kapasiteten trukket ladning fra og komparatorinngangens potensial dermed endret, noe som kan føre til feilaktige sammenligningsresultater. Også kapasitive innkoblinger av støyspenninger på komparatorinngangen kan føre til forstyrrelser.

Oppfinnelsens oppgave består derfor i å utforme en koblingsanordning til kompensasjon av den ovenfor angitte art slik at uheldige effekter som de nevnte blir utelukket.

Ifølge oppfinnelsen blir denne oppgave løst ved at kondensatornettverket består av to halvdeler som er like med hensyn til oppbygging og dimensjonering av kondensatorene, og som foruten de nevnte kondensatorer omfatter hver sin tilleggskondensator som har dobbelt så stor kapasitans som kondensatoren med høyeste binært avtrappede kapasitans og kan kobles på samme måte som de kondensatorer som er tilordnet gruppen av høyere-verdige bits, samt en samplingskondensator med like stor kapasitans som tilleggskondensatoren, over hvilken nyttesignalene tilføres nettverket, i første tilfelle i originalform og i annet tilfelle i motfase til første tilfelle,

ved hvilke nettverkhalvdeler fotpunktene på kondensatorer av samme rang forsåvidt de er tilordnet gruppen av høyereverdige bits, er lagt innbyrdes motsatt på jordpotensial eller på referansepotensial,

og at de respektive holdepunkter i hver nettverkhalvdel til enhver tid er forbundet med en annen av de to innganger på den tilhørende komparator, som er utformet som operasjonsforsterker, og hvis utganger ved hjelp av en respektive halvlederbryter til enhver tid kan forbindes med en annen av inngangene.

På grunn av den på denne måte symmetrisk utførte oppbygning

av kondensatornettverket ytrer de nevnte forstyrrelser seg ikke på kompensasjonsresultatet.

I henhold til en ytterligere utvikling av oppfinnelsen er

en operasjonsforsterker som tjener til å gi de kompenserte

analogsignaler videre og er oppbygget av CMOS-halvlederkoblings-elementer, med sine innganger tilkoblet hodepunktene hos konden-satornettverkshalvdelene og oppviser kapasitive tilbakekoblings-grener mellom sin utgang og de to innganger. Ved dette koblings-tiltak løser man et ytterligere problem som skyldes reali-seringen av koblingskretsene i halvlederteknikk og består i å måtte overholde common-mode-krav, da slike krav her kan falle bort. Samtidig lar en operasjonsforsterker som er koblet

på denne måte seg utnytte som holdeledd, som allikevel måtte behøves for driften av en slik ekkokompenseringskobling.

I det følgende vil oppfinnelsen bli nærmere belyst ved et utførelseseksempel og under henvisning til tegningen. I den forbindelse blir der lagt til grunn en driftsmåte som i samsvar med et forslag fra annet hold, sikrer at ikke-lineariteter av like orden og ikke-monoton funksjon ikke lenger kan opptre ved digital/analog-omformerkarakteristikkens nullpunkt som følge av toleranser for de binært veiede kapasiteter.

Fig. 1 viser det generelle blokkskjerna for en koblingsanordning

til ekkokompensering, og

fig. 2 viser i det vesentlige det i samsvar med oppfinnelsen

oppbygde kondensatornettverk i en slik koblingsanordning.

På fig. 1 betegner T en sendeforsterker som ligger i en firetrådslednings sendegren 4T, og R en mottagningsforsterker som ligger i denne firetrådslednings mottagningsgren 4R. Den nevnte firetrådslednings grener står i forbindelse med en totrådsledning 2D via en gaffelkobling G for totråds/firetrådsovergangen.

En utilstrekkelig høy gaffeldempning hos gaffelkoblingen G

kan føre til at informasjoner som ankommer på firetrådsledningen 4T og er bestemt for å gå videre på en totrådsledning 2D,

delvis som ekko kommer inn på firetrådsledningens mottagningsgren 2R, så de der opptredende signaler blir en blanding av nyttesignaler stammende fra totrådsledningen 2D, og slike ekkosignaler.

Den ekkokompensator som vil bli beskrevet i det følgende,

tjener til å eliminere slike ekkosignaler. Den består her av et digitalt adaptivt transversalt ilter Tr som pådras av det signal som ankommer på firetrådsledningens sendegren 4T

og er bestemt for å gis videre til totrådsledningen 2Dy for å frembringe et kompensasjonssignal svarende til dette signal, som digitalsignal. Med en digital/analog-omformer D/A blir dette kompensasjonssignal omformet til et analogsignal. Videre

inngår i ekkokompensatoren en sample- og holdekrets S/H som sampler det nevnte ekkobeheftede nyttesignal. Det signal som avgis av sample- og holdekretsen, såvel som det i analogform foreliggende kompensasjonssignal,blir i en subtraksjonskobling S overlagret slik på hverandre at ekkoandelen i det ekkobe-hef tede nyttesignal blir kompensert.

Normalt er riktignok subtraksjonskoblingens utgangssignal

som leveres som mottagningssignal til mottagningsforsterkeren R og dermed gis videre til firetrådsledningens mottagningsgren 4R, ennå beheftet med et restekko. Det blir derfor dessuten tilført en analog/digital-omformer A/D som stiller til rådighet for transversalfilteret et tilsvarende digitalsignal som tjener som korrektursignal for dets adaptive innstilling og dermed fører til en korreksjon av kompensasjonssignalet.

På figuren er sample- og holdekretsen S/H, subtraksjonsleddet

S, digital/analog-omformeren D/A samt analog/digital-omformeren markert med en strekpunktert ramme som de deler av ekkokompensatoren hvis funksjon ved en ekkokompensator av den art som oppfinnelsen går ut fra, og som altså er oppbygget under an-vendelse av et nettverk av binærveiede kondensatorer, blir realisert ved driften av dette kondensatornettverk.

Kondensatornettverket ifølge oppfinnelsen består av to halvdeler, hvorav den ene omfatter kondensatorene C0o'-C32o og den annen kondensatorene C0u'-C32u. De to halvdeler stemmer overens med hensyn til oppbygning og dimensjonering av kondensatorene .

Av de nevnte kondensatorer er kondensatorene C1o-C16o i øvre halvdel og kondensatorene C1u-C16u i nedre halvdel tilordnet de høyereverdige bits av digitalsignaler som med en kompensa-sjonskompressor skal underkastes en digital/analog-omforming. Kapasitansen til disse kondensatorer er binært avtrappet med utgangspunkt i kondensatorene C1o resp. C1u, altså halvparten så stor som kapasitansen av den respektive nabokondensator,

her altså av kondensatorene henholdsvis C2o og C2u etc. etc.

De to nettverkhalvdeler oppviser dessuten hver sin tilleggskondensator C32o resp. C32u som har dobbelt så stor kapasitans som den kondensator C16o resp. C16u som er tilordnet den høyest-verdige bit.

Det ene belegg på hver av kondensatorene C1o-C32o resp. C1u-C32u, som danner nettverkhalvdelenes hodepunkter, er forbundet med hverandre. De andre belegg på kondensatorene C1o-C32o resp. C1u-C32u, som representerer nettverkhalvdelenes fotpunkter, kan via brytere forbindes etter valg med jordpotensial eller med et referansespenningspotensial Vref.

Kondensatorene C1o' i øvre nettverkhalvdel resp. C1u' i nedre nettverkhalvdel er tilordnet tre lavereverdige bits på digitalsignaler som skal behandles, og som med hensyn til vektrang følger på de nevnte høyereverdige bits. Tilsvarende gjelder for de kondensatorer COo<1> i øvre nettverkhalvdel og de kondensatorer COu' i nedre nettverkhalvdel som er tilordnet de tre lavestverdige bits av digitalsignalene som skal behandles. Kapasitansforholdet mellom kondensatorene Cio<1> og COo' utgjør 8/1, og tilsvarende gjelder for de tilsvarende kondensatorer i nedre nettverkhalvdel.

Også ved disse kondensatorer er de respektive ene belegg som nettverkshalvdelenes hodepunkter forbundet med hverandre og med de tilsvarende belegg på de øvrige kondensatorer. Deres fotpunkter kan etter valg legges på jordpotensial eller i tilfelllet av kondensatorene C1o' og C1u' på et referansepotensial U3 samt i tilfellet av kondensatorene COo' og COu<1>

på et referansepotensial U4. Referansepotensialene U3 og U4

har i motsetning til det tidligere nevnte referansepotensial Vref ingen fast verdi, men har alt etter vekttallet for binær-tegnkombinasjonen av de forskjellige lavereverdige bits forskjellige verdier som utgjør binært avtrappede deler av referansespenningen Vref. Disse delspenninger leveres ved hjelp av en ikke vist spenningsdeler som drives mellom referansespenningen Vref og jordpotensial, og som har tilsvarende kob-lingsuttak.

Hodepunktene hos kondensatorene i øvre nettverkhalvdel er tilsluttet en samplingskondensator CSo hvis annet belegg etter valg kan legges på jordpotensial eller på nyttesignalspenningen Vin+, altså på den analogspenning som ifølge fig. 1 skal underkastes en analog/digital-omforming. Tilsvarende gjelder for de innbyrdes forbundne hodepunkter på kondensatorene i nedre nettverkhalvdel, resp. på en samplingskondensator CSu som kan kobles mellom jordpotensial og en spenning Vin- som forløper motsatt den ovennevnte spenning Vin+.

Hodepunktene på kondensatorene i øvre og nedre nettverkhalvdel er dessuten tilkoblet henholdsvis den ikke-inverterende inngang og den inverterende inngang til komparatoren V som, slik det vil bli nærmere utredet, spiller en rolle i forbindelse med en i henhold til iterativmetoden gjennomført analog/digital-omf ormning under forløpet av kompensasjonsprosessen. Utgangene fra denne komparator kan forbindes med de nevnte innganger via brytere S7 resp. S8. Disse brytere blir under samplingen av inngangsspenningen Vin+ resp. Vin- sluttet for å gjøre bedømmelsen med komparatoren uavhengig av dens fremstillings-betingede offsetspenning. En tilsvarende effekt ville også kunne oppnås ved at komparatorens innganger ble jordet og offsetspenningen lagret på kondensatorer som utgjør en eller flere komponenter av komparatoren. De nevnte brytere er realisert med CMOS-koblingstransistorer.

Til nettverkhalvdelenes hodepunkter er dessuten koblet inngangene til en operasjonsforsterker A1 som overtar rollen som forsterker R på fig. 1. Tilkoblingen skjer via brytere S9 og S10 som i praksis likeledes er realisert med transistorbrytere, samt over kondensatorer Ck. Bryterne S9 og S10 oppretter i sin annen koblingsstilling en forbindelse mellom forsterker-inngangene og et koblingspunkt som fører jordpotensial. Mellom utgangene fra operasjonsforsterkeren A1 og dens innganger foreligger en tilbakekoblingsforbindelse over kondensatorer Cr. Disse kondensatorer kan likeledes kortsluttes med brytere S11 og S12 realisert i form av transistorbrytere. Det særegne ved tilkoblingen av forsterkeren A1 består i den kapasitive tilkobling såvel som i de rent kapasitive tilbakekoblings-grener. Forsterkeren kan dermed utnyttes som holdeledd, <p>g den med henblikk på kondensatornettverkets belastning nød-vendige lave forsterkningsgrad er innstilt uten at det for de i forsterkeren inneholdte CMOS-transistorer må overholdes common-mode-krav, slik det ville være tilfellet ved en ohmsk komponent av tilbakekoblingsgrenen.

I det følgende skal det gås nærmere inn på driften av koblings-anordningen på fig. 2.

Det blir her for det første forutsatt at et med et positivt ekkosignal beheftet nyttesignal opptrer på nettverksinngangen Vin+.

I et første tidsskritt, som er reservert for samplingen av nyttesignalspenningen og samtidig for digital/analog-omformingen av det kompensasjonssignal som funksjonene av tilkoblingsdelene S/H og D/A på fig. 1 er realisert med, foreligger følgende bryterstillinger: Bryterne S1 og S2 inntar koblingsstilling 1, hvorved nyttesignalspenningen Vin+ og Vin- kommer til kondensatorene i nettverket. Av disse kondensatorer er slike som er tilordnet de bits som oppviser binærverdien 1 av det kompensasjonssignal som skal underkastes en digital/analog-omforming, lagt på jordpotensial med sine fotpunkter (koblingsstilling 1 av vedkommende fotpunktbryter), mens slike kondensatorer som er tilordnet de bits som oppviser binærverdien 0, er lagt på referansespenningen Vref (koblingsstilling 2 av fotpunktbryteren). Fotpunktene på kondensatorene C1o' og COo' ligger i det forutsatte tilfelle av positive ekkosignaler på jordpotensial (koblingsstilling 1). Bryterne S7 og S8 såvel som S11 og S12 er sluttet, og bryterne S9 og S10 legger forsterker-inngangene til forsterkeren A1 på jordpotensial (koblingsstilling 2) .

Fotpunktene på kondensatorene i nedre nettverkhalvdel blir forsåvidt de er tilordnet høyereverdige bits, i dette tidsskritt innbyrdes motsatt lagt på jordpotensial eller på referansespenningen Vref, likedan som fotpunktene på de tilsvarende kondensatorer i den øvre nettverkhalvdel. Til forskjell fra dette inntar fotpunktbryterne for kondensatorene C1u' og COu<1>

i nedre nettverkhalvdel samme koblingsstilling som de tilsvarende fotpunktbrytere i øvre nettverkhalvdel, med andre ord ligger disse fotpunkter på jordpotensial.

I annet tidsskritt blir fotpunktbryterne for kondensatorene

i øvre nettverkhalvdel koblet til referansespenningspotensial Vref (koblingsstilling 2) dersom det ikke allerede var tilfellet, mens fotpunktbryteren for kondensatoren C32o uforandret forblir på jordpotensial (koblingsstilling 1). Når det gjelder fotpunktene for kondensatorene i nedre nettverkhalvdel, blir forsåvidt angår kondensatorer tilordnet de høyereverdige bits, fotpunktene etter annet tidsskritt lagt på den respektive annen spenning enn for den tilsvarende kondensator i øvre nettverkhalvdel. Bryterne S3 og S5 resp. S4 og S6 legger ved slutten av annet tidsskritt de tilsvarende fotpunkter på jordpotensial. Fotpunktene på kondensatorene C1o', COo<1>, C1u'

og COo<1> ligger på jordpotensial.

På hodepunktene av kondensatorene i øvre nettverkhalvdel foreligger dermed en spenning Vx1 og på fotpunktene av kondensatorene i nede nettverkhalvdel en like stor spenning Vx2, og samtidig gjelder Vx1 = -Vx2.

For kompenseringen av et positivt ekko fås dermed Vx1 + Vx2 =

(-Vin.C32' + 2Vref (B1.C16 + B2.C8 + B3.C4 + B4.C2 + B5.C1) + 2U3.C1<1> + 2U4.C0<1>) : CT, hvor CT betegner summen av kapasitetene av alle kondensatorer i en nettverkhalvdel.

Ved kompenseringen av negative ekkoer blir der arbeidet med ombyttede bryterstillinger. Det betyr at fotpunktene på de kondensatorer i øvre nettverkhalvdel som er tilordnet bits med binærverdien 1, er lagt på referansespenning Vref, mens fotpunktene på kondensatorer som er tilordnet bits med binærverdien 1, er lagt på jordpotensial. Fotpunktene på kondensatorene C1o' og COo' ligger på referansedelspenningene U3 og U4. Ved den nedre nettverkhalvdel forbinder bryterne S5 og

S6 med jordpotensial, og ved fotpunktene på de kondensatorer C1u-C16u som er tilordnet høyereverdige bits, foreligger tilsvarende ombyttede forhold. Tilleggskondensatoren C32o i øvre nettverkhalvdel ligger i første tidsskritt på referansespenning Vref, og den tilleggskondensator C32u som tilhører nedre nettverkhalvdel, på jordpotensial.

I det drøftede tilfelle ligger der i annet tidsskritt negative ekkoer på fotpunktsbryterne for kondensatorene C1o-C16o på jordpotensial, og fotpunktbryterne på de tilsvarende kondensatorer i nedre nettverkhalvdel på referansespenning Vref. Bryter-stillingen av bryterne ved fotpunktene C32o og C32u forblir uforandret. Dermed gjelder for negative ekkoer Vx1 + Vx2 =

(+2Vin.C32' - 2Vref (B1.C16 + B2.C8 + B3.C4 + B4.C2 + B5.C1)

- 2U3.C1' - U4.C0') : CT.

Da bidragene til en positiv ekkokompensasjonsspenning blir

levert til de samme kondensatorer som bidragene til en negativ ekkokompensasjonsspenning, er disse spenninger tvungent innbyrdes like, uavhengig av toleranser når det gjelder kapasitans-forholdene. D/A-omformerkarakteristikken er således symmetrisk med hensyn på nullpunktet, og ikke-lineæriteter av liketallig orden kan ikke opptre. Den monotone funksjon er langt på vei uforstyrret, da kondensatorene C32o og C32u ikke deltar aktivt i omformingsprosessen.

Et tredje tidsskritt under driften av kondensatornettverket ifølge oppfinnelsen inngår i tidsrommet for analog/digital-omf ormingen av det restsignal som levnes etter kompensasjonen,

og tjener særlig til bestemmelse av dette signals fortegn.

For å minske kvantiseringsfeil legges til formålet i tilfellet

av et positivt ekko, fotpunktet hos kondensatorene C1o' på referansespenningen U3 og fotpunktet hos kondensatorene COo'

på referansespenningen U4, og i den forbindelse blir den brøkdel av referansespenningen Vref som disse spenninger U3 og U4

utgjør, bestemt ved en tilfeldighetsadresse dannet ved hjelp av de seks lavestverdige bits. Fotpunktene på de tilsvarende kondensatorer C1u' og COu' i nedre nettverkhalvdel er ved

hjelp av bryterne S5 og S6 lagt på jordpotensial. Likeledes i samsvar med en tilfeldighetsadresse blir enkelte fotpunkter på slike kondensatorer i øvre nettverkhalvdel som er tilordnet de høyereverdige bits, lagt på referansespenningen Vref, mens fotpunktene på de tilsvarende kondensatorer i nedre nettverkhalvdel legges på jordpotensial. Denne operasjon blir også betegnet som "dithering".

Hvis der som forutsatt foreligger et positivt ekko som skal kompenseres, og summen av den restsignalspenning som gjenstår etter kompenseringen, og den ekstra ladespenning som oppstår som følge av "dithering" ved slutten av tredje tidsskritt,

er positiv, blir fotpunktbryteren for den kondensator C16o i øvre nettverkhalvdel som er tilordnet den høyestverdige bit, koblet om fra referansespenningen Vref til jordpotensial, og omvendt blir der ved den tilsvarende kondensator C16u i nedre nettverkhalvdel foretatt en omkobling fra jordpotensial til referansespenningspotensial Vref i et fjerde tidsskritt.

Er den nevnte sumspenning ved slutten av dette fjerde tidsskritt fremdeles positiv, så forblir fotpunktbrytere for kondensatorene C16o og C16u i den stilling som ble innstilt i fjerde tidsskritt. Viser det seg derimot at sumspenningen er negativ ved slutten av fjerde tidsskritt, blir begge fotpunktbryterne for kondensatorene C16o og C16u igjen stilt tilbake.

I et tidsskritt 5 resp. i ytterligere etterfølgende tidsskritt skjer de samme funksjoner etter tur, hver gang med de respektive kondensatorer som ligger nærmest i rang.

Til grunn for den belyste driftsmåte ligger det prinsipp at kondensatorene C32o, C32u ikke deltar i omformingsprosessene i tilfellet av en overkompensasjon, altså ved positivt ekkosignal og positivt resulterende sumspenning eller ved negativt ekko og negativt resulterende sumspenning. I tilfellet av en underkompensasjon, det vil altså si ved positivt ekko og negativt resulterende sumspenning eller ved negativt ekko og positivt resulterende sumspenning, deltar kondensatorene C32o og C32u i begge tilfeller på samme måte. Det fører til at der ved analog/digital-omformingen ikke forekommer noen ikke-lineariteter av liketallig orden.

De innledningsvis omtalte innflytelser av kapasitanser av bryterne S7, S8, Sil og S12 kompenserer seg på grunn av kondensatornettverkets symmetriske oppbygging og kan dermed ikke innvirke på resultatene av kompenseringen.

Claims (3)

1. Koblingsanordning som tjener til å kompensere ekkoer og omfatter et nettverk av kondensatorer som deltar funksjonelt såvel ved en digital/analog-omf orming av de av et adaptivt transversaltilter leverte kompensasjonssignaler som ved den til kompensasjonen førende overlagring av slike kompensasjonssignaler omformet til analogsignaler, og de ekkobeheftede nyttesignaler, og også ved den etter iterativmetoden avviklede analog/digital-omforming av de resultatsignaler som fås på grunnlag av kompensasjonen og eventuelt er beheftet med et restekkosignal, og som skal tilføres transversaltilteret som digitalt korrektursignal, og hvor disse kondensatorers respektive ene belegg, som danner nettverkets hodepunkter, er forbundet med hverandre, samt hvor kondensatorene forsåvidt de med hver sin gruppe av de høyereverdige bits er tilordnet digitalsignalene som skal behandles, er avtrappet binært med hensyn til kapasitans, og med sine andre belegg, som danner fotpunkter i nettverket, etter valg kan legges på jordpotensial eller på et referansepotensial, resp. forsåvidt de er tilordnet bits i en gruppe av de lavereverdige bits hos slike digitalsignaler, med sine belegg som representerer fotpunkter, etter valg kan legges på jordpotensial eller på en brøkdel av dette referansespenningspotensial svarende til en av bitkombinasjonene av de tilordnede lavereverdige bits, karakterisert ved at kondensatornettverket består av to halvdeler som er like med hensyn til oppbygging og dimensjonering av kondensatorene (COo<1>, C1o' ... C32o, CSo; COu', C1u' ... C32u, CSu), og som foruten de nevnte kondensatorer omfatter hver sin tilleggskondensator (C32o, C23u) som har dobbelt så stor kapasitans som kondensatoren (C16o, C16u) med høyeste binært avtrappede kapasitans og kan kobles på samme måte som de kondensatorer som er tilordnet gruppen av høyereverdige bits, samt en samplingskondensator (CSo, CSu) med like stor kapasitans som tilleggskondensatoren, over hvilken nyttesignalene tilføres nettverket, i første tilfelle i originalform og i annet tilfelle i motfase til første tilfelle, ved hvilke nettverkhalvdeler fotpunktene på kondensatorer av samme rang forsåvidt de er tilordnet gruppen av høyere-verdige bits, er lagt innbyrdes motsatt på jordpotensial eller på referansepotensial, og at de respektive hodepunkter i hver nettverkhalvdel til enhver tid er forbundet med en annen av de to innganger på den tilhørende komparator (V), som er utformet som operasjonsforsterker, og hvis utganger ved hjelp av en respektive halvlederbryter til enhver tid kan forbindes med en annen av inngangene.

2. Koblingsanordning som angitt i krav 1, karakterisert ved at en operasjonsforsterker (A1) som tjener til å gi de kompenserte analogsignaler videre og er oppbygget av CMOS-transistorer, er kapasitivt (Ck) tilkoblet kondensatornettverkhalv-delenes hodepunkter og oppviser rent kapasitive tilbakekoblings-grener (Cr) mellom sin utgang og de to innganger.

3. Koblingsanordning som angitt i krav 2, karakterisert ved at kondensatorene i operasjonsforsterkerens (A1) tilbakekob-lingsveier kan kortsluttes med halvlederbrytere, og at dens innganger fra kondensatornettverkets hodepunkter likeledes ved hjelp av halvlederbrytere kan kobles om til et koblingspunkt som fører jordpotensial.