NO140648B - Direktiv kobler. - Google Patents

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører en direktiv kobler ved duplexoverføring omfattende en anordning for frembringelse av et korreksjonssignal, og en kompensasjonskrets som til-

føres korreksjonssignalet for undertrykkelse av den del av mottatt signal som skyldes eget utsendt signal.

I fig. 1-4 er vist den kjente teknikk.

For duplexoverføring på en transmisjonskanal kan man sette opp

et generelt blokkskjerna som vist i fig. 1, hvor S betegner sender, M betegner mottaker og DK betegner direktiv kobler (tradisjonelt gaffeltransformator). Forbindelsen mellom de to direktive kob-lerne er en enkel transmisjonskanal, f.eks. en totrådslinje.

Med en ideel kobler ville man få et ekvivalentskjerna som vist i fig. 2, hvor H 1 og er linjens transferfunksjon i de to ret-ninger.

I praksis vil imidlertid dessuten en del av signalet fra over-føres delvis gjennom kobleren og delvis reflektert via linjen til M, med en transferfunksjon H^, og på samme måte fra S>2 via en til , slik det fremgår av fig. 3.

De uønskede transferfunksjoner H3 og H4 er generelt komplekse og

i mange anvendelser variable over tid.

Kjente metoder for å eliminere virkningen av H 3 og H4 (ekko-kansellatorer) består i å syntetisere et korreksjonssignal i form av en kopi av det signalet som leveres av H^/ henholdsvis , og trekke dette fra det innkommende signal, slik det f.eks.

fremgår av fig. 4.

Kretsen kan gjøres adaptiv ved hjelp av tilbakekobling dersom man kan anta at utsendt og mottatt signal er ukorrelerte (statistisk uavhengige).

Kjente metoder for syntetisering av transferfunksjonen H, be-nytter seg av:

a) Foldningsintergral: hvor h( C) er linjens impulsrespons b) Transversaltilter:

hvoroC n er filterets koeffisienter og hvor y\ x(t) og y(t)

er henholdsvis inn- og utgangssignal til H^.

Begge metoder kan gjøres adaptive ved gjentatte målinger av linjens impulsrespons og derav følgende modifikasjoner av henholdsvis h(T) ogcC>n- En stor ulempe for begge metoder er at de krever komplisert apparatur med stor krav til regnekapasitet.

Den direktive kobler ifølge oppfinnelsen tar sikte på ved enkle midler å overvinne de ovennevnte ulemper. Denne kobleren kjenne-tegnes ved de trekk som fremgår av de etterfølgende krav og er beskrevet ved hjelp av utførelseseksempler i den etterfølgende be-skrivelse under henvisning til tegningene, hvor fig. 5 illustrerer sprangrespons for H^»

fig. 6 er eksempel på bifase signal,

fig. 7 illustrerer oppfinnelsens prinsipp,

fig. 8 viser en enkel utførelsesform av kobleren ifølge oppfinnelsen,

fig. 9 viser en modifikasjon av oppfinnelsen ifølge fig. 7,

fig. 10 viser en adaptiv versjon av den direktive kobler i-følge oppfinnelsen,

fig. 11 viser en digital integrator i kobleren i fig. 10,

fig. 12 viser en forenklet adaptiv versjon av kobleren i fig. 10,

fig. 13 viser eksempel på bifasesignalet,

fig. 14 viser en modifikasjon av kobleren i fig. 8,

fig. 15 viser en modifikasjon av kobleren i fig. 12, og fig. 16 viser en analog utførelse av kobleren.

Det som gjør H 3 kompleks er at utgangssignalet er avhengig av forløpet av inngangssignalet over en viss tid, se fig. 5.

Det vil i praksis være en endelig hukommelsestidT som har be-tydning .

Dersom x(t) innenfor et tidsrom " X har et endelig antall mulige varianter av tidsforløp så kan man tabulere de tilsvarende vari-antene av verdien y og bruke beskrivelsen av x(t)'s forløp til å velge y-verdi.

Spesielt blir realiseringen enkel hvis x(t) f.eks. er et digi-talt bifasesignal, idet en rekkefølge av f.eks. tre perioder av et bifasesignal bare kan opptre på 2 3 =8 forskjellige måter,

se fig. 6.

For praktiske linjelengder kanX<1> f.eks. være ca. 2-4 bifaseperioder lang. Det vil si: Antall forskjellige forhistorier er 2 2 - 2 4 =4-16, for et bestemt tidspunkt på bifaseperioden. Antall tidspunkter på perioden som det er nødvendig å observere/ syntetisere kan være fra 1-8 eller flere, avhengig av synkforhold og øvrige systemspesifikasjoner. Antall forskjellige verdier y kan anta i samplingstidspunktene blir da: 4 - 128. Praktisk aktuelle tall er: 3 perioders forhistorie og 8 samples pr. periode.

3

Det vil si ialt 2 x 8 = 64 forskjellige verdier for y.

Fig. 7 viser hvordan man etter denne oppfinnelse kan innrette en krets 'for å syntetisere det signalet som skal kompensere for virkningen av transferfunksjoner H^, som altså skyldes reflek-sjoner av eget utsendt signal og overhøring på grunn av uideell utbalansering av linjen. I figuren er HUK en hukommelsesenhet og ADR er en detektor som detekterer den aktuelle variant av tids-forløp ut fra egen sender 3^ og genererer den hukommelses-adressen hvor den tilordnede verdi til den aktuelle variant av signalet utsendt fra S, ligger lagret.

Rekken av tilordnede verdier som over tiden kommer fra hukommelsesenheten utgjør korreksjonssignalet, som i kompensajonskretsen KK trekkes fra det mottatte signal.

Hukommelsen må inneholde informasjon om den aktuelle transmisjonskanal, slik at det signal T som kretsen H^ leverer er lik det innkommende signal R når ikke S ? sender. Differansesignalet S blir da null. Når senere S£ begynner å sende, vil kretsen trekke fra det innkommende signal R den del T som skyldes eget utsendt signal og differansen S vil være den delen som skyldes utsendt signal fra S2 via transferfunksjonen H2..

Fig. 8 er en utførelse hvor hukommelsesenheten HUK er en digital les - hukommelse, og hvor korreksjonssignalet konverteres til analog form i en digital/analog omsetter D/A . Kompensasjonskretsen er en analog summasjonskrets £ •

Som en forutsetning for en adaptiv versjon av den direktive kobler må det utsendte og mottatte signal være ukorrelert over en viss tid (statistisk uavhengige), men de kan være synkrone eller asynkrone.

Dersom man observerer øyeblikksverdien av mottatt signal S, ved M^, se fig. 7, for mange tilfelle av en bestemt sekvensrekkefølge av eget utsendt signal fra S^, svarende til en bestemt hukom-melsesadresse, vil middelverdien bli tilnærmet lik null, som en følge av at signalene er ukorrelerte. En forandring av transferfunksjonen H3 vil imidlertid gi en systematisk forskyvning av middelverdien av det mottatte signal.

En registrering av denne forskyvning og en motsvarende modifikasjon av den tilordnede verdi vil bringe innholdet av hukommelsen i overensstemmelse med H, igjen. I fig. 9 er vist et generelt skjema av en slik adaptiv versjon av den direktive kobleren.

Fig. 10 viser en utførelse med digital skriv/les hukommelse og en analog/digital omsetter og addisjonsenhet i tilbakekoblingen.

Midlingen av mottatt signal skjer ved at A/D-omsetteren, addisjonsenheten og hukommelsen for en bestemt adresse utgjør en digital integrator, se fig. 11, som er gitt ved følgende likning:

Ved numerisk integrasjon har man:

At = skrittlengde

T = integratorens tidskonstant

Sammenholdes (2) og (4) fåes:

Ombestemmes av A/D-omsetterens omsetningskonstant og en eventuell omskalering ved tilkopling til addisjonsenheten og er bestemmende for integratorens innsvingningstid. Jo lengre innsvingningstid som kan tillates, desto nøyaktigere kan det syntetiserte signal T gjøres.

Det har vist seg at A/D-omsetteren i fig. 10 som er en forholds-vis stor og komplisert krets kan unngås ved en kobling som vist i fig. 12, hvor kompensasjonskretsen er en komparator K.

Kretsen i fig. 10 bruker størrelse (med fortegn) av avviket

for å modifisere innholdet i hukommelsen.

Den forenklede adaptive kretsen i fig. 12 bruker bare fortegnet av avviket ved at det adderes +1, eventuelt -1, til innholdet av hukommelsen.

Forskjellen mellom de to kretsene er hovedsakelig at den første trekker seg noe fortere inn ved påslag eller ved en stor og brå forandring av H^. Begge kretsene vil imidlertid under normal drift være like nøyaktige.

En alternativ metode er som følger. En øket nøyaktighet av det syntetiserte signal T krever at en lengre del av bifasesignalets forhistorie tas i betrakning. Dette fører til en dobling av hukommelsens størrelse for en økning på en periode av bifasesignalets forhistorie. For relativt lange linjer og høye bit-frekvenser, som vil måtte kreve at relativt lang historie tas i betrakning, kan det for å spare hukommelsesplass være gunstig med en noe annerledes innretning (beskrevet nedenfor).

Istedenfor å la hukommelsen inneholde de ferdige tall som skal settes ut til D/A-omsetteren, kan man i hukommelsen oppbevare deler av de ferdige tall som må adderes med fortegn avhengig av forhistorien av eget utsendt signal, for å få den endelige utgangsverdi.

Tenker man seg bifasesignalet dannet av en rekke enkeltpulser, med en form som vist i fig. 13, kan øyeblikksverdien av det syntetiserte signal sies å bestå av bidrag fra en del av de nærmest forutgående enkeltpulser som bifasesignalet er sammensatt av.

Hvis derfor hukommelsen inneholder tall for virkningen av en enkeltpuls, for en rekke tidspunkter etter pulsens begynnelse (linjens pulsrespons) kan øyeblikksverdien gjenskapes ved å addere med fortegn innholdet i de hukommelsesplasser som svarer til hele bifaseperioder i tid bakover fra samplingsøyeblikket. Fortegnene bestemmes av eget utsendt bifasesignal. Logisk 1-puls gir f.eks. + og logisk 0-puls gir -. Det må altså adderes så mange tall som antall perioder av bifasesignalets forhistorie som det ansees nødvendig å ta i betrakning.

For et system med f.eks. 7 perioders forhistorie og 8 samples pr. periode kan hukommelsen ordnes i registre, slik:

hvor indeksen angir samplenummer (0-7). De forskjellige registrene (A, B, C osv.) inneholder altså tall for virkningen av en logisk puls (se fig. 13) il., 2., 3., osv. periode etter at puls en ble utsendt. (Det antas at tallverdien av virkningen er lik for en logisk 1-puls og en logisk 0-puls). Fig. 14 viser hvordan en slik krets kan innrettes. Her betegner ADR adresse-dekoder og fortegnslogikk, F1 fortegnsvelger, AKK akkumulator-register og ADD^ addisjonsenhet.

Kretsen kan gjøres adaptiv ved å oppdatere registrene på bak-grunn av fortegnet av utgangssignalet S (se fig. 15) .

For å spare regnetid kan det for eksempel være tilstrekkelig at bare en av registerplassene oppdateres for hvert sample. I

løpet av 56 samples vil da alle plassene ha fått en oppdatering. Dette har i praksis for en del anvendelser vist seg å være tilstrekkelig ofte, selv om kretsen i fig. 15 da vil trekke seg lang-sommere inn enn kretsen i fig. 12.

Fortegnslogikken bestemmer fortegnet på de aktuelle perioder av forhistorien og setter ut fortegnet for det register som er under behandling. Fortegnsvelgeren setter riktig fortegn på de tall som kommer fra hukommelsen.

F2 i fig. 15 avgjør om det skal adderes eller subtraheres en l-er til innholdet av et register under oppdatering. Dette bestemmes av fortegnet for vedkommende register og fortegnet på avviket S etter vanlige fortegnsregler (- og + er -, - og - er +, osv.).

Det prinsipp den omtalte krets bygger på kan også tenkes anvendt på andre typer pulser, f.eks. vanlig binærkode, men man må da definere flere typer pulselementer (enn de vist i fig. 13), og tilsvarende registre for virkningen av disse.

Antall hukommelsesplasser som trengs i systemet vist i fig. 15 blir: hvor n = antall samples pr. periode av bifasesignalet og m = an-tallet perioder forhistorie. I det tidligere beskrevete system (fig. 12) fåes tilsvarende:

Dette system vil altså alltid kreve flere hukommelsesplasser, men dette oppveies av at resten av utstyret blir mye enklere og stiller mye mindre krav til hastighet og dermed effekt-forbruk. Dette virker igjen på pakketetthet og til sist pris.

For mange praktiske anvendelser anses det tilstrekkelig å ta i betrakning 3-4 perioder av forhistorien, og da vil kretsen i fig. 10 være å foretrekke.

I fig. 16 er vist en adaptiv versjon av den analoge utførelse av kobleren. I dette eksempelet utgjør hver hukommelseslokalisa-sjon en kondensator C og bryter B . Lagrede verdier er gitt ved ladningene på kondensatorene. Kobleren er gjort adaptiv ved hjelp av tilbakekoblingen mellom summasjonskretsen og hukommelsen HUK, hvor det er innskutt en motstand R for modifikasjon av de av dekoderen ADR utvalgte verdier.

Claims (1)

1. Direktiv kobler ved duplexoverføring omfattende en anordning for frembringelse av et korreksjonssignal og en kompensasjonskrets (KK) som tilføres korreks jonssignalet for undertrykkelse av den del av mottatt signal som skyldes eget utsendt signal, k a r a k - kterisert ved at anordningen omfatter en hukommelsesenhet (HUK) med lagrete verdier av korreksjonssignalet, som er tilordnet de forskjellige, innenfor et valgt tidsrom, mulige varianter av tidsforløp ut fra egen sender (S^, samt en dekoder (ADR) koblet mellom denne senderen og hukommelsesenheten (HUK), for deteksjon av aktuelle utsendte signalvarianter, hvilken dekoder (ADR) innbefatter midler for utvelgelse i hukommelsesenheten (HUK) av de til de aktuelle signalvarianter tilordnede verdier av korreksjonssignalet og at kompensasjonskretsen (KK) er koblet til hukommelsesenheten (HUK) for utnyttelse av de tilordnede verdier som korreksjonssignal.

2. Direktiv kobler som angitt i krav 1, karakterisert ved at det mellom hukommelsesenheten (HUK) og kompensasjonskretsen (KK) er innskutt en digital/analog omsetter (D/A), idet hukommelsesenheten (HUK) er en digital les - hukommelse og kom-peansasjonskretsen (KK) er en analog summasjonskrets (Fig.

8) .

3. Direktiv kobler som angitt i krav 1 hvor signalet utsendt fra egen sender betraktes som sammensatt av et endelig antall for skjellige elementer, karakterisert ved at hukommelsesenheten (HUK) inneholder delverdier av korreksjonssignalet, som svarer til virkningen av de nevnte forskjellige elementer, og at det mellom hukommelsesenheten (HUK) og kompensasjonskretsen (KK) er koblet en addisjonsenhet, hvorved korreksjonssignalet frembringes ved addisjon av de av dekoderen (ADR) detekterte aktuelle elementer utsendt fra egen sender i et valgt tidsrom.

4. Direktiv kobler som angitt i krav 3, karakterisert ved at addisjonsenheten er en akkumulerende addisjonsenhet (ADD1 og AKK) som er tilkoblet hukommelsesenheten (HUK) gjennom en fortegnsvelger (F^) styrt av dekoderen (ADR), og at det mellom addisjonsenheten (ADD1 og AKK) og kompensasjonskretsen (KK) er innskutt en digital/analog omsetter (D/A), idet hukommelsesenheten (HUK) er en digital les - hukommelse, og kompensas jonskretsen (KK) er en analog summas jonskrets (Fig. 14) .

5. Direktiv kobler som angitt i krav 1, karakterisert ved en tilbakekobling fra kompensasjonskretsens (KK) utgang og til hukommelsesenhetens (HUK) datainngang for modifikasjon av de ved dekoderen (ADR) utvalgte verdier av korreksjonssignalet, som derved tilpasser seg forandringer i trans-mis jonsforholdene over tiden, hvilken hukommelsesenhet er en skriv/les - hukommelse. (Fig. 9)

6. Direktiv kobler som angitt i krav 5, karakterisert ved at tilbakekoblingen omfatter en analog/digital omsetter (A/D) som i serie med en addisjonsenhet (ADD) og hukommelsesenheten (HUK) utgjør en digital integrator for hver utvalgt verdi, idet hukommelsesenhetens (HUK) utgang dels er koblet til kompensas jonskretsen (KK) via en digital/analog omsetter (D/A) og dels er koblet til addisjonsenhetens (ADD) inngang, hvilken kompen-sajonskrets (KK) er en analog summas jonskrets (Fig. 10).

7. Direktiv kobler som angitt i krav 5, karakterisert ved at tilbakekoblingen omfatter en addisjonsenhet (ADD) for addering av +1 eller -1 til utvalgt verdi, idet hukommelsesenheten (HUK) med sin utgang dels er koblet til kompensasjonskretsen (KK) via en digital/analog omsetter (D/A) og dels er koblet tilbake til addisjonsenhetens (ADD) inngang, hvilken kompensas jonskrets (KK) er en komparator (K) (Fig. 12).

8. Direktiv kobler som angitt i krav 3 og 5, karakterisert ved at addisjonsenheten er en akkumulerende addisjonsenhet (ADD1 og AKK) som er tilkoblet hukommelsesenheten (HUK) gjennom en fortegnsvelger (F1> styrt av dekoderen (ADR), at det mellom addisjonsenheten (ADD1 og AKK) og kompensasjons kretsen (KK) er innskutt en digital/analog omsetter (D/A), idet hukommelsesenheten (HUK) er en digital les - hukommelse, og kompensajonskretsen (KK) er en komparator (K), og at det i tilbakekoblingen er innskutt en annen addisjonsenhet (ADD2) og en annen fortegnsvelger (F2) styrt av dekoderen (ADR), idet hukommelsesenhetens (HUK) utgang er koblet til nevnte annen addisjonsenhets (ADD2) inngang for modifikasjon av verdiene med +1 eller -1 (Fig. 15).

9. Direktiv kobler som angitt i krav 5, karakterisert ved at hukommelsesenheten er innrettet til å lagre tilordnede verdier med analog representasjon.

10. Direktiv kobler som angitt i krav 9, karakterisert ved at de tilordnede verdier er representert ved ladninger på kondensatorer (C), at dekoderen (ADR) velger aktuell verdi av korreksjonssignalet ved hjelp av en bryter for hver kondensator (C), hvilken bryter (B) kobler aktuell kondensator (C) til kompensasjonskretsens (KK) inngang og at tilbakekoblingen skjer gjennom en motstand (R) (Fig. 16).