NL8101202A - Schakeling voor het afleiden van een rastersynchroniseersignaal uit een inkomend televisiesignaal. - Google Patents

Description

* I

* ( i PHN 9975 1 N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken te Eindhoven.

Schakeling voor het afleiden van een rastersynchroniseersignaal uit een inkomend televisiesignaal.

De uitvinding heeft betrekking op een schakeling voor het afleiden van een rastersynchroniseersignaal uit een inkanend televisiesignaal dat tenminste lijnsynchroniseer- en rastersynchroniseerimpulsen, waarvan de amplitude zich tussen een zwart- en een topniveau uitstrekt, 5 bevat, bevattende een signaalgenerator voor het opwekken van een signaal telkens als in het inkomende televisiesignaal een impuls optreedt met een waarde die tussen het zwart- en het topniveau gelegen is en een verge-lijkingstrap voor het vergelijken van het verkregen^me^een drempelwaarde die een maat is voor de duur van de genoemde impuls.

• 10 Een dergelijke schakeling is uit het Amerikaanse Octrcoi- schrift 3.678.199 bekend. De inpulsen die het opwekken van een signaal • door de signaalgenerator veroorzaken kunnen lijnsynchroniseer-, raster-synchroniseer- en ook stoor impulsen zijn. De drempelwaarde is echter zo gekozen dat slechts de rastersynchroniseerimpulsen voldoende lang zijn om 15 een signaal te veroorzaken die de drempelwaarde overschrijdt.

In deze bekende schakeling moet de drempelwaarde vrij hoog worden gekozen, wil men een enigszins betrouwbaar onderscheid kunnen maken tussen een rastersynchroniseer impuls en een andere, kortere impuls.

Bevat het inkanende televisiesignaal veel ruis, dan zal de drempelwaarde 20 echter niet steeds worden bereikt terwijl het signaal van de signaalgenerator tussen twee achtereenvolgende impulsen niet nul is. Hierdoor kan de rastersynchronisatie verloren gaan. Bovendien kan ook met weinig ruis een branspanning op het televisiesignaal worden gesuperponeerd, welke brcmspanning bijvoorbeeld van een middenfrekwentversterker afkomstig is, 25 wat een gelijkstrocmverschuiving van het inkomende signaal veroorzaakt, met de kans dat de drempelwaarde niet op het juiste tijdstip wordt bereikt.

Met de uitvinding wordt beoogd een schakeling voor het onder alle omstandigheden opwekken van een betrouwbaarder rastersynchroniseer-30 signaal te verschaffen en daartoe vertoont de schakeling volgens de uitvinding het kenmerk dat de signaalgenerator door een stuurschakeling bestuurbaar is, waarbij de stuurschakeling de signaalgenerator buiten het 8101202 a t i EHN 9975 2 optreden van de lijnsynchroniseerimpulsen bij het bereiken van de eerst genoemde drempelwaarde in werking stelt en dat de schakeling tevens een tweede vergelijkingstrap bevat voor het vergelijken van het, door de signaalgenerator opgewekte signaal met een tweede drempelwaarde, die een 5 maat is voor een impulsduur die langer is dan de duur die net de eerste drenpelwaarde overeenkomt, en voor het, bij het bereiken van de tweede drempelwaarde opwekken van het rastersynchroniseersignaal.

Doordat volgens de uitvinding de lijnsynchroniseerimpulsen in een groot gedeelte van de tijd geen invloed hebben op het signaal van de 10 signaalgenerator kan de eerste drenpelwaarde vrij laag gekozen zijn, dat wil zeggen in overeenkomst met een betrekkelijk korte iirpulsduur, terwijl de tweede drenpelwaarde, waarvan het bereiken het opwekken van de raster-synchroniseersignaal inleidt, hoog is. Hierdoor wordt een grotere betrouwbaarheid en een grotere storingsongevoeligheid verkregen.

15 In een uitvoering vertoont de schakeling het kenmerk, dat de stuurschakeling een poort bevat voer het buiten· het rasteronderdrukkings-interval doorlaten van lijnfrekwente impulsen die met de lijnsynchroni? - seerinpulsen nagenoeg samenvallen en voor het sperren van de toevoer van de lijnfrekwente Impulsen na het bereiken van de eerste drempelwaarde 20 door het signaal van de signaalgenerator.

De schakeling kan het kenmerk vertonen dat de schakeling een monostabiel element bevat voor het houden van de stuurschakeling tijdens en een voorafbepaalde tijd na het optreden van het rastersynchroniseersignaal in de toestand waarin de poort de toevoer van de 25 lijnfrekwente impulsen spert.

De signaalgenerator kan een lineair-signaalgenerator zijn voor het, tijdens het optreden van de impuls in het inkomende televisiesignaal opwekken van een nagenoeg lineair signaal waarvan de helling minder steil is na het bereiken van de eerste drempelwaarde dan er voor.

30 Bij voorkeur vertoont de schakeling volgens de uitvinding het kenmerk, dat de schakeling een bistabiel element bevat dat in een eerste toestand is als het signaal van de signaalgenerator lager is dan de eerste drempelwaarde en in een tweede toestand is nadat het signaal de eerste drempelwaarde bereikt heeft, waarbij de tweede toestand gehand-35 haafd blijft tot althans het einde van het rastersynchroniseersignaal, in welke tweede toestand het bistabiele element de stuurschakeling in de toestand houdt waarin de poort de toevoer van de lijnfrekwente impulsen spert.

8101202 * l t t EHN 9975 3

De schakeling kan verder het kenmerk vertonen dat het bi-stabiele element met het lineair -signaalgenerator gekoppeld is voor het cmschakelen van de helling van het nagenoeg lineaire signaal.

De uitvinding zal aan de hand van de bijgaande figuren bij 5 wijze van voorbeeld nader worden verklaard. Hierin toont:

Fig. 1 een uitvoeringsvoorbeeld van de schakeling volgens de uitvinding dat geschikt is cm in een geïntegreerde schakeling voor het opwekken van een rastersynchroniseersignaal in een televisie-ont-vanger opgenomen te worden, 10 terwijl Fig. 2 golfvormen toont die in bedrijf in de scha keling van Fig. 1 aanwezig zijn.

Een ingangsklem A van de schakeling van Fig. 1 is verbonden met de basis van een pnp-transistor T1 waarvan de kollektor aan massa ligt, terwijl de emitter met het verbindingspunt van een weerstand 15 R1 van 8,2 kfien een weerstand R2 van 10 kilverbonden is. Weerstand R1 is anderzijds aangesloten op de positieve klem van een voedings-spanningsbron νβ van 12 V waarvan de negatieve klem aan massa ligt. Weerstand R2 is anderzijds met de basis van een pnp-transistor T4 en een weerstand R6 van 1,5 ka.verbonden. De andere aansluiting van weer-20 stand R6 is met de emitter van een pnp-transistor T2 en de basis van een pnp-transistor T5 verbonden. De kollektor van transistor T2 ligt aan massa terwijl de basis op een ingangsklem D van de schakeling en de kollektor via een weerstand R5 van 4,3 ka op bron V_ aangesloten is.

Ώ

Klem A is met een niet getekende videoschakeling verbonden en klem D 25 ligt aan een gelijkspanning van 8V.

De emitters van transistoren T4 en T5 zijn met elkaar en met de kollektor van een pnp-transistor T3 verbonden. De emitter hiervan is via twee weerstanden in serie R4 van 22 k&en R3 van 1,5 kS. met bron νβ verbonden, terwijl de basis met het verbindingspunt van 30 een weerstand R7 van 1 kil en een weerstand R8 van 15 kA verbonden is. Weerstand R7 is anderzijds met de emitter van een npn-transistor T8 verbonden, waarbij weerstand R8 anderzijds aan massa ligt. De kollektor en de basis van transistor T8 liggen beide aan bron V_.

De kollektor van transistor is met de basis en de kol-35 lektor van een npn-transistor T6 en met de basis van een npn-transistor T7 verbonden. De emitter van transistor T6 alsmede een emitterweerstand R10 van 30 kAvan transistor T7 liggen aan massa. De kollektoren van trans istoren T5 en T7 alsmede de kollektor van een npn-transistor T9 8101202

I I

RHN 9975 4 * * en de emitter van een verdere pnp-transistor zijn met elkaar verbonden. De basis en de kollektor van deze verdere transistor liggen aan massa. Zoals bekend gedraagt in bedrijf een dergelijke transistor zich als een kleine kapaciteit, in dit voorbeeld van ongeveer 18 pF, ten opzichte 5 van massa. Om deze reden is in Fig. 1 deze transistor met het symbool C aangeduid. Verder is de emitter van transistor T9 verbonden met de kollektor van een npn-transistor T10 waarvan de emitter aan massa ligt en waarvan de basis via twee weerstanden in serie R11 van 4,7 küen R12 eveneens van 4,7 k&op een ingangsklem G aangesloten is. Tussen het 10 verbindingspunt van deze weerstanden en massa ligt een weerstand R13 van 4,3 k£.

Het verbindingspunt van trans is toren T5, T7 en T9 en van kondensator^is ook met de basis van een npn-transistor T11 verbonden.

De kollektor van transistor T11 ligt aan spanning V_, terwijl de emit-

O

15. ter met een weerstand van 6,8 k£verbonden is. Weerstand R15 is anderzijds met een weerstand R17 van 6,8 kö, met een weerstand R19 van eveneens 6,8 k&en met de basis van een npn-transistorT14 verbonden. De andere aansluiting van weerstand R17 alsmede de emitter van transistor T14 liggen aan massa. De kollektor van transistor T14 is enerzijds via 20 een weerstand R18 van 15 kQen een hiermee in serie staande weerstand R14 van 4,7 kjjmet de basis van transistor T9.en anderzijds via een weerstand R20 van 6,8 kftmet de basis van een npn-transistor T15 verbonden. De emitter hiervan ligt aan massa terwijl de basis via een weerstand R24 van 4,7 kornet de emitter van een npn-transistor T23 en via 25 een weerstand R25 van 6,8 kfimet massa verbonden is. De kollektorweer-standen R21 en R23 van transistoren T14 en T15 hebben beide een waarde van 12 kflen zijn beide op bron V_ aangesloten. De niet met de basis van. transistor T14 verbonden aansluiting van weerstand R19 is met de kollektor van transistor T15 verbonden. Uit het voorgaande blijkt 30 dat transistoren Tl 4 en T15 met bijbehorende weerstanden een bistabiel element (flipflop) vormen.

Tussen de emitter van transistor T11 en de basis van een npn-transistor T17 is een weerstand R16 van 1 k&opgencmen. De emitter van transistor T17 is verbonden met die van een npn-transistor T16 en 35 met de kollektor van een npn-transistor T18 waarvan de emitter via een weerstand R30 van 200üaan massa ligt en waarvan de basis met de kollektor en de basis van een npn-transistor T19 alsmede met een weerstand R28 van 3,9 kilverbonden is. De emitter van transistor TT9 ligt via een 8101202 RHN 9975 5 • s

i I

weerstand R29 van 2000-aan massa. De andere aansluiting van weerstand R28 is via een weerstand R27. van 1,5 kürnet de basis van transistor T16, via een weerstand R22 van 3 kornet de basis van een npn-trans is tor T12 en via een weerstand R26 van 9,1 k&met bron V_ verbonden. De kollektoren

•O

5 van transistoren T12 en T16 zijn beide rechtstreeks en die van transistor T17 via een weerstand R31 van 4,7 kornet bron v_ verbonden. De emitter J3 van transistor T12 is verbonden met de basis van een npn-tr ans is tor T13 waarvan de kollëktor roet het verbindingspunt van weerstanden R3 en R4 en de emitter via een weerstand R9 van 8,2 kil met massa verbonden is.

10 De kollëktor van transistor T17 is via een weerstand R32 res- pektievelijk R33 van 2 k£lverbonden met de basis van een pnp-transistor T24 respektievelijk T20 waarvan de emitter aan spanning V_ ligt. De kol-

O

lektor van transistor T24 is via een weerstand R36 van 12 k52,met massa en via een weerstand P37 van 11 kQ,met de basis van een npn-transis-15 tor T25 verbonden. De genoemde kollëktor is tevens op de uitgangsklem F van de schakeling aangesloten. De kollëktor van transistor T20 is met die van een npn-transistor T21 en met de basis van een npn-transistor T22 verbonden. De emitter van transistor T22 is rechtstreeks met de basis van transistor T23 en via een weerstand R34 van 16 kornet de emitter hiervan 20 verbonden. De emitter van transistor T21 ligt rechtstreeks aan massa, terwijl die van transistor T23 via een weerstand R35 van 10 k& hiermee verbonden is. De kollektoren van transistoren T22 en T23 liggen aan spanning Vg. De basis van transistor T21 is niet aangesloten zodat deze transistor zich in bedrijf als een kleine kapaciteit van 1 è 2 pF ge-25 draagt.

Tussen de basis van een npn-transistor T26 en het verbindingspunt E van weerstanden R14 en R18 staat een weerstand R39 van 4,7 kJl.

Met het genoemde verbindingspunt is tevens de kollëktor van een npn-transistor T27 verbonden. De kollektoren van transistoren T25 en T26 zijn 30 rechtstreeks met elkaar en via een weerstand R38 van 2,4 kQ.met de basis van transistor T12 verbonden. Tussen de basis van transistor T27 en de emitter van transistor T23 ligt een weerstand R40 van 4,7 kit. De emitters van transistoren T25, T26 en T27, tenslotte, liggen aan massa.

Aan klem A is in bedrijf een negatief videosignaal aanwezig.

35 Met behulp van transistor T8, die als diode fungeert, en weerstanden R7 en R8 is de basis van transistor T3 op een nagenoeg konstante spanning ingesteld. Transistor T3 vormt een stroombron, de stroom hiervan vloeit hetzij door transistor T4, hetzij door transistor T5. Transistoren 8101202 9 * * EHN 9975 6 T4 en T5 vormen een verschilversterker: is de spanning aan klem A hoger dan die aan klem D, dat wil zeggen is de spanning aan de basis van transistor T4 hoger dan die aan de basis van transistor T5, dan geleidt transistor T5 terwijl transistor T4 alsmede de, als diode wer-5 kende transistor T6 en bijgevolg ook transistor T7, die met transistor T6 een stroanspiegel vormt, gesperd zijn. Onder deze omstandigheden wordt kondensator C door de kollektorstrocm van transistor T5 geladen. Het gelijkstrocmniveau aan klem A ten opzichte van dat aan klem D is zo hoog gekozen dat dit laden slechts wanneer het inkomende signaal 10 boven het zwartniveau, bijvoorbeeld gedurende het optreden van de lijn-synchroniseerimpulsen, uitstijgt, kan plaatsvinden.

Aan klem G zijn echter lijnterugslagonderdrukkingsimpulsen aanwezig die van een niet-getekende lijnafbuigschakeling afkomstig zijn en die in in een niet-getekend gedeelte van de geïntegreerde 15 schakeling, waarvan de schakeling van Fig. 1 deel uitmaakt, worden verwerkt. Elke lijnperiode (van ongeveer 64 ^us) hebben deze inpulsen gedurende ongeveer 12 ^us een positieve waarde. In deze tijd, de lijnterugslagtijd, wordt transistor T10 in geleiding gestuurd, terwijl de impulsen gedurende de rest van de lijnperiode, de lijnslagtijd, 20 een zodanige, lage waarde hebben dat transistor T10 niet geleidt.

Is de spanning V over kondensator C lager dan een bepaalde y waarde, dan geleidt transistor- T11 niet en derhalve transistor T14 ook niet. De kollektor van transistor T14 draagt spanning νβ en de spanning aan punt E is hoog. Zolang de spanning aan klem G laag is kunnen tran-25 sistoren T9 en T10 echter niet geleiden. Gedurende de lijnterugslagtijd geleiden zowel transistor T5 als transistoren T9 en T10. De spanning aan de kollektor van transistor T9 wordt zeer laag gehouden, zodat de, in de lijnterugslagtijd in het signaal van klem A optredende lijn- · synchroniseer impulsen geen lading op kondensator C kunnen veroorzaken.

30 Hetzelfde geldt voor stoorimpulsen die in de genoemde tijd aan klem A optreden. Gedurende de lijnslagtijd is de videospanning aan klem A steeds lager dan 8V en wordt kondensator C door de kollektorstroom van de, als gevolg van het geleiden van transistor T4 geleidende transistor T7 ontladen. Vanwege de betrekkelijk hoge waarde van weerstand R1Q is 35 deze ontlaadstroom vrij klein zodat spanning V langzaam af neemt. .

w

Uit het voorgaande blijkt dat spanning V aan het einde van y de rasterslagtijd nagenoeg nul is. Gedurende het hierna optredende 8101202 ; f EHN 9975 7 rasteronderdrukkingsinterval treden eerst vijf vooregalisatie-irtpilsen . van ongeveer 2,3 ^,us op met een tijdsverschil van een halve lijnperiode, d.i. ongeveer 32 ^us. Deze impulsen morden gevolgd door vijf raster-synchroniseerimpulsen waarvan de gezamenlijke tijdsduur eveneens 2,5 5 lijnperioden is en waartussen rasterinzaagimpulsen, waarvan de duur gelijk is aan die van de lijnsynchroniseerimpulsen, te weten ongeveer 4,7 yUS, optreden. Hierop volgen weer vijf na-egalisatie-impulsen. Dit geldt voor de Europese televisie-standaard. Andere televisie-stan-daarden, bijvoorbeeld de Amerikaanse standaard, wijken voor enkele 10 details hiervan af, hetgeen van geen belang is voor de uitvinding.

In Fig. 2a is het aan klem A aanwezige videosignaal getekend en wel voor een deel van één van de twee rasters die een beeld vormen, in dit geval het raster dat met een hele lijn eindigt. Ook is de lijnperiode voorgesteld die onmiddellijk na het na-egalisatie-inter-15 val komt. Hierna volgt nog een aantal lijnperioden tot het begin van een nieuwe rasterslag. Fig. 2b toont het aan klem G toegevoerde signaal.

Dit Fig. 2a en 2b blijkt dat de eerste vooregalisatie-iirpuls, die immers niet samenvalt met een lijnterugslagimpuls, het laden van kondensator C veroorzaakt. Spanning Vc (zie Fig. 2c), die nagenoeg nul was, neemt 20 nu nagenoeg lineair toe.

Met behulp van weerstanden R22, R26, R28, R29 en R38 alsmede de als diode werkende transistor T19 is bij geleidende transistor T26 de spanning aan het verbindingspunt M van weerstanden R22, R26, R27 en R28 op een lage waarde ingesteld. Transistor TT 6 is geleidend, 25 terwijl transistor T17, die met transistor Tl6 en de, als stroombron werkende transistor T18 een verschilversterker vormt, gesperd is.

Doordat transistor T17 gesperd is, draagt de kollektor hiervan spanning Vg zodat transistoren T20 en T24, en derhalve ook transistoren T23 en T24 gesperd zijn, met het gevolg dat de uitgangsspanning aan klem F 30 (zie Fig. 2d) alsmede de spanning aan de emitter van transistor T23 nul zijn. Ook trans is toren T25 en T27 zijn gesperd.

Zolang de spanning aan de basis van transistor T11 te laag is cm deze transistor in geleiding te brengen^ blijft transistor T14 ook gesperd. De spanning aan punt E (zie Fig. 2e) is hoog, maar omdat 35 de spanning aan klam G laag is kan transistor T9 niet geleiden. Transistor T15, waarvan de basis via weerstand R20 met spanning νβ verbonden is, is geleidend. Op dezelfde wijze geleidt transistor T26 daar de basisweerstand F39 hiervan met punt E verbonden is. Door tran- 8101202 t V » PHN 9975 8 sistor T12, waarvan de. basis via weerstand R22 met punt M en via weerstand R38 met massa verbonden is, en dus ook door transistor T13 vloeit een kleine kollektorstrocm. De emitterstrocm van transistor T3 en dus ook de laadstroan van kondensator C heeft een hoge waarde, zodat 5 spanning Vc vrij snel toeneemt.

Transistor T11 werkt als niveaudetektor. Zodra spanning Vc de waarde overschrijdt die gelijk is aan tweemaal de basis-emitter-drempelspanning van een geleidende transistor, dit is ongeveer 1,5 V, dan komt transistor T11 en derhalve ook transistor T14 in ge-10 leiding. De spanning aan de kollektor van transistor T14 en die aan punt E (zie Fig. 2e) worden nagenoeg nul. Deze afneming wordt door middel van weerstand R18 aan de basis van transistor T26 en door middel van weerstand R2Q aan de basis van transistor T15 overgedragen, waardoor deze transistoren gesperd raken. De hierdoor resulterende toe-15 neming van de spanning aan de kollektor van transistor T15 wordt door middel van weerstand R19 aan de basis van transistor T14 overgedragen. Het in geleiding komen van deze transistor is dus zelf versterkend, hierdoor klapt de door transistoren T14 en T15 gevormde flipflop om naar zijn andere toestand.

20 Doordat transistor T26 gesperd is, neemt de spanning aan punt M een hogere waarde van ongeveer 4,2V aan, waardoor de emitter-strocm van transistor T12 en dus ook die van transistor T13 groter worden. De kollektorstrocm van transistor T13 vloeit door weerstand R3 en komt in mindering op de emitterstrocm van transistor T3. Hier-25 door verkrijgt de laadstrocm van kondensator C een lagere waarde, te weten ongeveer 10 keer zo laagten stijgt spanning minder snel. Zolang de spanning aan de emitter van transistor T11 lager is dan ongeveer 4,2V blijft transistor T17 gesperd. Aan de toestand van transistoren T20, T22, T23, T24, T25 en T27 verandert dus niets en 30 het uitgangssignaal blijft nul.

De tweede waarde van de laadstroam is zo laag en de waarde van ongeveer 4,2V is zo hoog gekozen dat de egalisatie-impuls te kort is cm het bereiken van deze waarde te veroorzaken. Aan het einde van het optreden van de Impuls daalt de spanning aan klem A, 35 waardoor transistoren T4 en T6 en derhalve ook transistor T7 in geleiding komen, terwijl transistor T6 gesperd wordt. Hierdoor wordt kondensator C door een kleine strccm ontladen. Spanning Vc neemt langzaam af. Transistor T11 blijft geleiden maar aan de toestand van de 8101202 EHN 9975 9 rest van de schakeling en in het bijzonder van flipflop T14, T15 verandert niets. Doordat de spanning aan punt E laag blijft kan transistor T9 niet geleiden. De lijnterugslagimpuls die na de eerste vooregali-satie-impuls aan klem G optreedt heeft dus geen invloed op spanning 5 Vc« Hetzelfde geldt voor de daarop volgende lijnterugslagimpulsen, terwijl de overige vooregalisatie-impulsen een geringe verhoging van spanning Vc telkens veroorzaken, zodat spanning Vc weinig varieert.

Cmdat de rastersynchroniseerinpuls een langere duur heeft dan de egalisatie-inpuls kan na het optreden van de voorflank hier-10 van de spanning aan de knitter van transistor T14 de waarde van ongeveer 4,2V wel bereiken. De schakeling, en in het bijzonder de laadstrocm, is zodanig gedimensioneerd dat dit tweede niveau ongeveer 15 ^us na het eerste bereikt wordt, waardoor transistor T17 in en transistor T16 uit geleiding komt. Deze trans is tor en werken dus als 15 tweede niveaudetektor. De spanning aan de kollektor van transistor T17 neemt af, waardoor trans is tor en T20 en T24 in geleiding konen. Een positieve flank is nu aanwezig aan uitgangsklem F en veroorzaakt het in geleiding konen van transistor T25. Weerstand R38 is nu met een lage potentiaal verbonden en de spanning aan punt M neemt een 20 lagere waarde aan. Hierdoor geleiden transistoren T12 en Tl 3 minder en neemt de laadstrocm van kondensator C een hogere waarde aan. Spanning Vc neemt snel toe totdat de zenerspanning, dit is ongeveer 7V, van de halfgeleiderdiode, waaruit kondensator C bestaat, wordt bereikt, waarna spanning Vc niet meer toeneemt. Door de hoge waarde van de laad-25 strocm wordt verzekerd dat dit hoge niveau door spanning Vc wordt bereikt voordat de eerste rasterinzaagimpuls optreedt.

Door de kolléktorstrocm van transistor T20 wordt de kleine kondensator die door transistor T21 is gevormd vrij snel geladen. Transistoren T22 en T23 kernen in geleiding, met het gevolg dat ook 30 transistoren T15 en T27 geleiden. De spanning aan punt E blijft laag en transistoren T9 en T26 blijven gesperd. Doordat zowel de basis van transistor T14 als die van transistor T15 aan een positieve spanning liggen, kan flipflop T14, T15 niet ctriklappen.

Tijdens het optreden van de rasterinzaagimpulsen neemt 35 de spanning aan klom A de waarde van het zwartniveau weer aan. Hierdoor wordt kondensator C ontladen en daalt spanning Vc. Doordat transistor T25 geleidt ligt de niet met weerstand R22 verbonden aansluiting van weerstand R38 aan massa, zodat de waarde van de tweede drenpelspanning 8101202 EHN 9975 10 aan punt M lager is dan 4,2V. De spanning aan de emitter van transistor T11 daalt ook, maar vanwege de korte duur van de inzaagimpuls komt deze spanning niet onder de waarde- van de spanning aan punt M, zodat transistor T17 geleidend en de spanning aan klem F hoog blijft. De lijn-5 terugslagimpulsen, die aan klem G aanwezig zijn, hebben geen invloed, aangezien transistor T9 nog steeds gesperd is.

Na de laatste rastersynchroniseerimpuls en de eerste na-egalisatie-impuls die kort daarna optreedt, wordt kondensator C snel ontladen. Omdat de tijd vóór de volgende egalisatie-impuls lang genoeg 10 is, kant. de spanning aan de emitter van transistor T11 nu wel onder de nieuwe waarde van de tweede drempelspanning, waardoor transistor T17 wordt gesperd terwijl transistor T16 gaat geleiden. Trans is toren T20 en T24 worden gesperd en de uitgangsspanning aan klem F wordt nul.

De door transistor T21 gevormde kondensator ontlaadt zich naar de 15 basis van transistor T22. Omdat deze basis hoogohmig is, duurt dit ontladen een zekere tijd, die door de waarde van weerstand R34 ingesteld kan worden en gedurende welke transistoren T22 en T23 blijven geleiden. De toestand van flipflop T14, T15 verandert niet, zodat na-egalisatie-en stroanirnpulsen in de genoemde tijd geen invloed kunnen hebben.

20 Door het sperren van transistor T24.wordt transistor T25 ook gesperd, met het gevolg dat de spanning aan punt M weer hoog wordt. Kondensator C wordt verder langzaam ontladen. Op het tijdstip waarop transistor T11 gesperd raakt krijgt de basis van transistor T14 geen positieve spanning meer toegevoerd. Het omklappen van flipflop 25 T14, T15 kan nu plaatsvinden. Hierbij geleidt transistor T15 terwijl transistor T14 gesperd is.

Ongeveer aan het einde van het na-egalisatie-interval is de door transistor T21 gevormde kondensator dermate ontladen dat transistoren T22 en T23 gesperd raken, net het gevolg dat transistor 30 T27 uit geleiding kamt. Omdat de spanning aan de kollektor van transis tor T14 sinds het omklappen van flipflop T14, T15 hoog is, wórdt nu de spanning aan punt E ook hoog, wat transistoren T9 en T26 in geleiding stuurt. De spanning aan punt M wordt weer laag en de stroom van transistoren T12 en T13 heeft zijn lage waarde, zodat de emitterstroom 35 van transistor T3 zijn hoge waarde heeft. Kondensator C wordt dus toestand zeker ontladen. De schakeling heeft nu dezelfde^als aan het einde van de rasterslagtijd.

Treedt in het signaal aan klem A een positieve stoor impuls 8101202

- P

PHN 9975 11 op, dan kan deze impuls een stijging van spanning Vc en zelfs bij voldoende impulsduur het geleiden van transistor T11 veroorzaken, maar de inpuls zal in de regel te kort, dat wil zeggen korter dan ongeveer 15^us, zijn on het geleiden van transistor T17 en dus het opwekken 5 van een uitgangssignaal te veroorzaken. De eerste daarop volgende lijn- terugslagimpuls, die aan klem G aanwezig is en die transistor T10 in

Vc geleiding brengt, sluit spanning/tegen massa kort. Is transistor T11 door het toedoen van de stoorimpuls geleidend geweest, dan is op dat tijdstip flipflop T14, T15 cmgeklapt, waardoor de spanning aan 10 punt M en bijgevolg de kolléktorstrccm van transistor T13 hoog is geworden. Een volgende stoorimpuls zal dus slechts een kleine laad-strocm van konöensator C veroorzaken. Spanning Vc blij ft laag en wel tot het optreden van de volgende reeks vcor-egalisatie-impulsen. Hierbij eindigt het raster met een halve lijn en valt de eerste voorts egalisatie-impuls met een lijnterugslagimpuls samen. Is de schakeling niet door een stoorimpuls in de voorbereidingstoestand, waarin spanning Vc de eerste drempelwaarde bereiktJ^eeft, gebracht, dan wordt deze toestand niet door de eerste doch^/de tweede voor-egali satie-impuls ingeleid. Bevat het inkomende signaal zoveel ruis dat de eerste voor-20 egalisatie-impuls in het geval van het in Fig. 2 getekende raster, respektievelijk de tweede voor-egalisatie-iirpuls in het geval van het daarop volgende raster, de voorhereidingstoestand niet inleidt, dan zal deze toestand door de derde of de vijfde, respektievelijk de vierde, voor-egalisatie-iirpuls worden ingeleid. Worden ook deze impulsen 25 "gemist", dan veroorzaakt de eerste rastersynchroniseerimpuls het bereiken door spanning Vj-, van de eerste en daarna van de tweede drempelwaarde. Slechts in het geval dat dit niet gebeurt wekt de schakeling van Fig. 1 geen uitgangssignaal op, maar dan bevat het, door de tele-visie-ontvanger, waarvan de schakeling deel uitmaakt, ontvangen tele-30 visie-signaal zoveel ruis dat het verkrijgen van een zichtbaar beeld toch onmogelijk is.

üit het voorgaande blijkt dat de schakeling van Fig. 1 een vrij betrouwbare impuls aan klam F opwekt waarvan de voorflank een vaste tijd na de voorflank van de eerste rastersynchroniseer impuls 35 en de achterflank een vaste tijd na de achterflank van de laatste rastersynchroniseer impuls optreedt en die derhalve geschikt is cm als rastersynchroniseersignaal aan een, op klem F aangesloten, rastersyn-chroniseerschakeling te worden toegevoerd. Dit geldt ook voor het geval 8101202 «J f EHN 9975 12 dat het inkomende signaal een niet-standaard signaal is, dat wil zeggen een signaal dat geen egalisatie-irrtpulsen bevat. Hierbij kan worden opgemerkt dat een interliniëringsfout wordt voorkomen doordat de, aan klem G toegevoerde lijnterugslagimpulsen bij het optreden van de g eerste rastersynchroniseerimpuls geen invloed hebben. Anders kon het laden van kondensator C beginnen pas na de achterflank van de, nagenoeg gelijktijdig met deze impuls optredende lijnterugslagimpuls, wat een verschuiving van de voorflank van de impuls van Fig. 2d zou inhouden.

Deze verschuiving zou bij het volgende raster echter niet optreden 10 en wel om de reden dat een lijnterugslagimpuls dan niet samenvalt net de eerste rastersynchroniseerimpuls, met het gevolg dat het ene raster ongeveer 12 yus te laat en het andere raster op tijd zou beginnen.

Het kan ook worden cpgemerkt dat de video-informatie in het signaal van fig. 2a geen funktie heeft voor het opwekken van het raster synchro-15 niseersignaal zodat het aan klem A toegevoerde signaal een samengesteld televisiesynchroniseersignaal, dat wil zeggen een signaal dat geen video-informatie bevat, kan zijn.

In de schakeling van Fig. 1 werkt flipflop T14, T15 als ge-heugenelement. Daardoor wordt nadat de eerste drempelwaarde bereikt 20 is de toevoer van lijnterugslagimpulsen aan de schakeling zonder invloed, terwijl het laden van kondensator C langzaam plaatsvindt.. Zonder de flipflop zou spanning Vc na het optreden van de eerste voor-egalisatie-iirpuls snel af nemen met de kans, vooral bij veel ruis en weinig staringen, dat het eerste drempelniveau tijdens het voor-egalisatie-25 interval niet bereikt zou worden. Hiervan zou een interliniëringsfout het gevolg kunnen zijn.

Het zal duidelijk zijn dat gedeelten van de schakeling van Fig. 1 op andere wijze kunnen worden uitgevoerd. Het gedeelte met transistoren T20, T21, T22 en T23 kan bijvoorbeeld door een monostabiel 30 element worden vervangen, terwijl trans istoren T25 en T26 een GF-en transistoren T9 en T10 een EN-poort vormen. De omschakeling van de laad- respektievelijk de ontlaadstrocm van kondensator C kan op andere, bekende wijze geschieden. In plaats daarvan kan de kondensator zelf naar een andere waarde warden amgeschakeld. De duur van de aan klem G 35 toegevoerde lijnfrekwente impulsen is niet kritisch: de enige eis is dat deze impulsen de lijnsynchroniseerimpulsen van het aan klem A toegevoerde signaal zéker omvatten, maar het is duidelijk dat zij korter moeten zijn dan 32 ^us.

8101202

Claims (9)

1. Schakeling voor het af leiden van een rastersynchroniseer- signaal uit een inkomend televisiesignaal dat tenminste lijnsynchro-niseer- en rastersynchroniseer impulsen, waarvan de amplitude zich tussen een zwart- en een topniveau uitstrekt, bevat, bevattende een 5 signaalgenerator voor het opwekken van een signaal telkens als in het inkanende televisiesignaal een impuls optreedt met een waarde die tussen het zwart- en het topniveau gelegen is en een vergelijkingstrap voor het vergelijken van het verkregen signaal met een drempelwaarde die een maat is voor de duur van de genoemde inpuls, met het kenmerk, 10 dat de signaalgenerator door een stuurschakeling bestuurbaar is, waarbij de stuurschakeling de signaalgenerator buiten het optreden van de lij nsynchroniseerimpulsen bij het bereiken van de eerst genoemde drerrpelwaarde in werking stelt en dat de schakeling tevens een tweede vergelijkingstrap bevat voor het vergelijken van het, door de signaal-15 generator opgewekte signaal met een tweede drempelwaarde, die een maat is voor een impulsduur die langer is dan de duur die met de eerste drempelwaarde overeenkomt, en voor het, bij het bereiken van de tweede drempelwaarde opwekken van het rastersynchroniseersignaal.

2. Schakeling volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de stuur- 20 schakeling een poort bevat voor het buiten het rasteronderdrukkingsin-terval doorlaten van lijnfrekwente impulsen die met de lij nsynchroniseer impulsen nagenoeg samenvallen en voor het sperren van de toevoer van de lijnfrekwente impulsen na het bereiken van de eerste drempelwaarde door het signaal van de signaalgenerator.

3. Schakeling volgens conclusie 2, met het kenmerk, dat de schakeling een monostabiel element bevat voor het houden van de stuurschakeling tijdens en een vooraf bepaalde tijd na het optreden van het ras ter synchroniseer s ignaal in de toestand waarin de poort de toevoer van de lijnfrekwente impulsen spert.

4. Schakeling volgens êên der conclusies 2 of 3, met het kenmerk, dat de lijnfrekwente impulsen lijnterugslagonderdrukkings-impulsen zijn die van een lijnafbuigschakeling afkomstig zijn.

5. Schakeling volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de signaalgenerator een lineair-signaalgenerator is voor het, tijdens het 35 optreden van de impuls in het inkomende televisiesignaal opwekken van een nagenoeg lineair signaal waarvan de helling minder steil is na het bereiken van de eerste drempelwaarde dan er voor.

6. Schakeling volgens conclusie 5, met het kenmerk, dat de 8101202 PHN 9975 14 helling van het nagenoeg lineaire signaal steiler is na het bereiken van de tweede drempelwaarde dan er voor.

7. Schakeling volgens conclusies 1 en 2, met het kenmerk, dat de schakeling een bistabiel element bevat dat in .een eerste toestand 5 is als het signaal van de signaalgenerator lager is dan de eerste drempelwaarde en in een tweede toestand is nadat het signaal de eerste drempelwaarde bereikt heeft, waarbij de tweede toestand gehandhaafd blijft tot althans het einde van het rastersynchroniseersignaal, in welke tweede toestand het bistabiele element de stuurschakeling in de 10 toestand houdt waarin de poort de toevoer van de lijnfrekwente impulsen spert.

8. Schakeling volgens conclusies 5, 6 en 7, net het kenmerk, dat het bistabiele element met de lineair - signaalgenerator gekoppeld is voor het omschakelen van de helling van het nagenoeg lineaire 15 signaal.

9. Schakeling volgens conclusies 3 en 7, met het kenmerk, dat het monostabiele element met het bistabiele element gekoppeld is voor het brengen hiervan in de eerste toestand. 20 25 30 35 8101202